JP2013258891A - 永久磁石同期モータの制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】ハイブリッド車両及び電気自動車に搭載された埋込型永久磁石同期モータの駆動時、弱め磁束領域での電圧利用率を極大化し、周辺環境要素によるモータ定数の変化時、トルク誤差補償用フィルタを用いてトルク誤差補償が行われるようにした永久磁石同期モータの制御方法を提供する。
【解決手段】トルク指令Ｔｅ＊とモータ速度／バッテリ出力電圧（√３ωｒ／Ｖｄｃ）を入力とする磁束に基づいたマップデータ部を用いて電流指令（Ｉｄｑ＊）を生成する段階と、同期モータの静トルク領域で電流制御モードのＣＶＣ制御モードに切り換えるか、または同期モータの弱め磁束領域で電圧位相制御モードのＭＶＳＣ制御モードに切り換える段階と、を行ってＭＶＳＣ制御モードで出力された指令電圧（Ｖｄｃ＊＿ＭＶＳＣ）を弱め磁束領域におけるモータトルクの制御に使用することを特徴とする。
【選択図】図１

Description

本発明は、永久磁石同期モータの制御方法に係り、より詳しくは、ハイブリッド車両用永久磁石同期モータの駆動時、弱め磁束領域で電圧位相を制御してバッテリ電圧の利用を極大化し、トルク誤差補償用フィルタによるトルク誤差補償が行われるようにした永久磁石同期モータの制御方法に関する。

通常、埋込型永久磁石同期モータ（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｍｏｔｏｒ、ＩＰＭＳＭ）は、回転子鉄心の内部に永久磁石が挿入された方式の同期モータであり、高速耐久力及び高速運転性に優れているため、産業用及びハイブリッド電気自動車用モータに適する。（特許文献１参照）。

図６は、従来の埋込型永久磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）の制御装置及び方法を示すブロック図である。
埋込型永久磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）１０の制御装置は、ＰＷＭインバータに最終磁束−軸（Ｄ−軸）指令電圧値（Ｖ_ｄｓ ^ｒ＊）と最終回転力−軸（Ｑ−軸）指令電圧値（Ｖ_ｑｓ ^ｒ＊）を提供するものであって、電流指令生成器１２、電流調整のための電流制御器１４、過変調器（図示せず）、帰還制御部１６を含む。
電流指令生成器１２は、指令回転力（Ｔ_ｅ ^＊）と弱め磁束制御結果の最大磁束値（｜λ｜_ｍａｘ）により、磁束−軸（Ｄ−軸）指令電流値（ｉ_ｄｓ ^ｒ＊）と回転力−軸（Ｑ−軸）指令電流値（ｉ_ｑｓ ^ｒ＊）を生成する。

電流制御器１４は、電流指令生成器１２からの磁束−軸（Ｄ−軸）指令電流値（ｉ_ｄｓ ^ｒ＊）と回転力−軸（Ｑ−軸）指令電流値（ｉ_ｑｓ ^ｒ＊）により、第１磁束−軸（Ｄ−軸）指令電圧値（Ｖ_ｄｓ ^ｒ＊）と第１回転力−軸（Ｑ−軸）指令電圧値（Ｖ_ｑｓ ^ｒ＊）を生成する。
また、帰還制御部１６は、永久磁石同期モータ１０の磁束を調節するために、ＰＩ電流制御に基づいて弱め磁束制御を行い、電流制御器１４からのＤ−軸指令電圧値（Ｖ_ｄｓ ^ｒ＊）とＱ−軸指令電圧値（Ｖ_ｑｓ ^ｒ＊）に比例して最大磁束控除値を生成する。
この時、電流制御器１４からのＤ−軸指令電圧値（Ｖ_ｄｓ ^ｒ＊）とＱ−軸指令電圧値（Ｖ_ｑｓ ^ｒ＊）が帰還すると、帰還制御部１６の自乗平均生成部１６ａで〔数１〕の出力値を出力する。

帰還制御部１６の減算器１６ｂにより、最大合成電圧値（

）で〔数１〕の出力値が減算処理されるが、ここで、Ｖ_ｄｃはＰＷＭインバータ１８に印加される直流リンク電圧である。次に、帰還制御部１６では、減算された出力電圧を永久磁石同期モータの回転子角速度（

）として出力する。

図７は、従来の埋込型永久磁石同期モータの制御装置及び方法を示す概略図である。ＰＩ電流制御に基づいた弱め磁束制御及び弱め磁束制御時の最大電圧利用率を示している。ここで、符号Ｖ_１〜Ｖ_６はＤ−軸印加電圧（Ｖ_ｄｓ ^ｒ＊）とＱ−軸印加電圧（Ｖ_ｑｓ ^ｒ＊）のベクトル和の電圧であり、六角形領域に内接する円の領域は線形的に電圧合成が可能な領域であり、

は円の領域で線形的に電圧合成が可能な最大合成電圧値である。
また、六角形領域は、空間ベクトルＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式により電圧合成が可能な領域であり、六角形領域の内側円の領域を除いた斜線領域は非線形電圧変調領域である。

このような従来の永久磁石同期モータの構成では、電流制御を安定化するために電圧線形区間の電圧制限円（円の領域）、すなわち線形的に電圧合成が可能な最大合成電圧値、

の範囲内で電圧を生成してトルク制御を行ってきたが、次のような問題点があった。
第１に、電流制御を安定化するために、図７に示したとおり、弱め磁束基準電圧として六角形に内接する円の領域を用いているが、それによって、六角形を用いた時よりも電圧利用率が約１０％減少する。
第２に、電圧変調時の最大合成電圧値が電圧制限円（円の領域）で最大値の

以上になって六角形の内接円（円の領域）から外れる場合、インバータでその電圧を正確に生成できなくなり、出力電圧（最大合成電圧値）の線形性が壊れることによって、トルク制御が不安定となり、その結果、同期モータの高速運転時、安定した制御が困難となる問題があった。

特開２０１０−０４５９７４号公報

本発明は上記の問題を解決するためになされたものであって、その目的とするところは、ハイブリッド車両及び電気自動車に搭載された埋込型永久磁石同期モータの駆動時、弱め磁束領域での電圧利用率を極大化し、周辺環境要素によるモータ定数の変化時、トルク誤差補償用フィルタを用いてトルク誤差補償が行われるようにした永久磁石同期モータの制御方法を提供することにある。

上記の目的を達成するための本発明の永久磁石同期モータの制御方法は、トルク指令（Ｔ_ｅ ^＊）とモータ速度／バッテリ出力電圧（

）を入力とする磁束に基づいたマップデータ部を用いて電流指令（Ｉ_ｄｑ ^＊）を生成する段階と、同期モータの静トルク領域で電流制御モードのＣＶＣ制御モードに切り換えるか、または同期モータの弱め磁束領域で電圧位相制御モードのＭＶＳＣ制御モードに切り換える段階と、を行ってＭＶＳＣ制御モードで出力された指令電圧（

）を弱め磁束領域におけるモータトルクの制御に使用することを特徴とする。

ＣＶＣ制御モードは、フィードバック電流（Ｉ_ｄｑ）がＰＩ（ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ−ｉｎｔｅｇｒａｌ）電流調整器により指令電流ベクトル（Ｉ_ｄｑ ^＊）を追従するように制御され、電流制御による指令電圧ベクトル（

）が電圧制限内でＩＰＭＳＭ（１１０）に伝送されることを特徴とする。

ＭＶＳＣ制御モードでは、インバースモデルマップ（１０６：

）で指令電圧（

）が計算される段階と、指令電圧（

）にスカラゲイン（ＫＨ）を乗算することにより、指令電圧（

）が六角形の電圧限界値に調節されて指令電圧（

）として出力される段階と、が行われることを特徴とする。

本発明の永久磁石同期モータの制御方法は、トルク誤差補償用フィルタでＩＰＭＳＭの電流出力値と電圧発生部の電圧出力値の入力を受けてトルク補償用電圧を出力する段階と、出力されたトルク補償用電圧にインバースモデルマップで出力された電圧値を加算することにより、インバースモデルマップによるトルク誤差が電圧の形態で補償される段階と、をさらに含むことを特徴とする。

本発明によれば、同期モータの弱め磁束領域の運転時、トルク指令とモータ速度／バッテリ出力電圧（

）を入力とする磁束に基づいたマップデータを活用した電圧位相制御により、最大電圧値付近の電圧を用いるようにすることで、弱め磁束領域でも最大電圧を使用でき、モータの銅損失を減少できるため、同期モータの弱め磁束領域であってもハイブリッド車両及び電気車の燃費及び最大出力を向上させることができる。

本発明による永久磁石同期モータの制御方法を実現するための制御ブロック図である。 本発明による永久磁石同期モータの制御方法において、トルク誤差補償を実現するための制御ブロック図である。 本発明による永久磁石同期モータの制御方法であって、電圧利用率の向上方法及びトルク誤差の補償方法を示す制御ブロック図である。 本発明による永久磁石同期モータの制御方法に対する試験例の結果を示す波形図である。 本発明による永久磁石同期モータの制御方法に対する試験例の結果を示す波形図であり、（ａ）は、ＣＶＣ制御モードを、（ｂ）は、ＭＶＳＣ制御モードを示す。 従来の埋込型永久磁石同期モータの制御装置及び方法を示すブロック図である。 従来の埋込型永久磁石同期モータの制御装置及び方法を示す概略図である。

以下、本発明の好ましい実施例を添付図面に基づき詳細に説明する。
図１は、本発明による永久磁石同期モータの制御方法を実現するための制御ブロック図であり、図３は、本発明による永久磁石同期モータの制御方法であって、電圧利用率の向上方法及びトルク誤差の補償方法を示す制御ブロック図である。
図１及び図３に示したとおり、本発明の永久磁石同期モータの制御方法は、先ず、トルク指令（Ｔ_ｅ ^＊）とモータ速度／バッテリ出力電圧（

）を入力とする磁束に基づいたマップデータ部１００を用いて電流指令（Ｉ_ｄｑ ^＊）を生成する。
次に、同期モータの静トルク領域及び弱め磁束領域に応じて電流制御モード（Ｍｏｄｅ ＣＣ）とＶＰＣ制御モード（Ｍｏｄｅ ＶＰＣ）へのモード切換が行われる。

より詳細には、同期モータの静トルク領域では、電流制御モードとして電流ベクトル制御（ｃｕｒｒｅｎｔ ｖｅｃｔｏｒ ｃｏｎｔｒｏｌ）モード１０２（以下、ＣＶＣ制御モード）に切り換え、弱め磁束領域では、電圧位相制御モードとして変調電圧スケール制御（ＭＶＳＣ：ｍｏｄｕｌａｔｉｎｇ ｖｏｌｔａｇｅ ｓｃａｌｅｄ ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ）モード１０４（以下、ＭＶＳＣ制御モード）に切り換える。
この時、ＭＶＳＣ制御モードでは、マップデータ部１００で生成された電流指令を用いてインバースモデルマップ１０６で電圧指令（Ｖ_ｄｑ ^＊）を生成する段階が行われ、生成された電圧指令に任意のゲイン［ＫＨ（＞２）］を乗算して電圧発生部１０８で六角形に制限される電圧を発生させる。

本発明は、広範囲な作動領域以上の電力密度を達成するために、ハイブリッド車両用最大電圧使用制御器を構築するものであり、電流ベクトル制御（ＣＶＣ：ｃｕｒｒｅｎｔ ｖｅｃｔｏｒ ｃｏｎｔｒｏｌ）タイプの単位電流当たり最大トルク（Ｍａｘｉｍｕｍ Ｔｏｒｑｕｅ Ｐｅｒ Ａｍｐｅｒｅ、以下、ＭＴＰＡ）の制御が、基準速度の条件で銅損失を最小化する（ｍｉｎｉｍｕｍ ｃｏｐｐｅｒ ｌｏｓｓ）ように採択され、同期モータの弱め磁束領域ではＭＶＳＣ制御モードによりモータ制御が行われる。
具体的に本発明は、埋込型永久磁石同期モータを使用するハイブリッド及び電気車に用いられるモータ制御アルゴリズムを提供するものであり、第１に、弱め磁束領域の運転時、トルク指令とモータ速度／バッテリ出力電圧を入力とする磁束に基づいたマップデータ（Ｍａｐ Ｄａｔａ）を活用した電圧位相制御モードのＭＶＳＣ制御モードにより、最大電圧値付近の電圧を用いることで、弱め磁束領域で電圧利用率を向上させた点、第２に、弱め磁束領域で温度及び他の影響要素によるモータ定数の変化時、トルク誤差補償用フィルタを活用してトルク誤差を補償する点に特徴がある。

図１及び図３は、本発明による永久磁石同期モータの制御方法を示すブロック図である。埋込型永久磁石同期モータ（ｉｎｔｅｒｉｏｒ ｐｅｒｍａｎｅｎｔ ｍａｇｎｅｔ ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ ｍｏｔｏｒ、以下、ＩＰＭＳＭ）のための複合型の最大電圧使用制御例を示す。
先ず、トルク指令（Ｔ_ｅ ^＊）及びインバース指令フラックス（

）が弱め磁束領域及びＭＴＰＡのために構築されたルックアップテーブルのマップデータ部１００に入力され、マップデータ部１００で電流指令（Ｉ_ｄｑ ^＊）を生成する。
この時、ＣＶＣ制御モードでは、マップデータ部１００が電流ベクトル制御（ＣＶＣ）のための線形電圧制限に関してマッピングを行い、フィードバック電流（Ｉｄｑ）がＰＩ（ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ−ｉｎｔｅｇｒａｌ）電流調整器により指令電流ベクトル（Ｉ_ｄｑ ^＊）を追従するように制御される。

次に、電流制御による指令電圧ベクトル（

）が電圧制限内でＩＰＭＳＭに伝送される。
一方、ＭＶＳＣ制御モードでは、指令電圧（

）が、同期化参照フレームに基づいた電圧モデル、すなわち、インバースモデルマップ１０６（

）を用いて計算される。その計算式を〔数２〕及び〔数３〕に示した。

（式中、Ｌ_ｄｑはｄ−ｑ軸インダクタンス、λ_ｐｍは永久磁石（ＰＭ）のリンケージフラックス（ｌｉｎｋａｇｅ ｆｌｕｘ）、

はロータ角速度であり、＾は変数を表す。）
指令電圧（

）は常に線形電圧限界値の範囲内にあるが、その理由はＣＶＣに基づいた指令電流（Ｉ_ｄｑ ^＊）により計算されるからである。
同期モータの弱め磁束領域での電圧利用率を向上させるために、トルクの不連続性を最小化しながら指令電圧（

）にスカラゲイン（ＫＨ）を乗算することにより、指令電圧（

）が六角形に内接する円の領域の外側まで拡張され、エラー過変調を用いた六角形の電圧限界値に調節されて指令電圧（

）として出力される。
このように六角形上に生成された指令電圧（

）は、電流ベクトル制御（ＣＶＣ）が非活性化される時、弱め磁束領域におけるモータトルクの制御に用いられ、このような電圧選択と共に最大電圧の使用が弱め磁束領域で行われる。

図７に示したとおり、六角形領域に内接する円の領域は、線形的に電圧合成が可能な領域であり、

は円の領域で線形的に電圧合成が可能な最大合成電圧値であるが、従来、弱め磁束基準電圧として六角形に内接する円の領域を使用することにより、電圧利用率が六角形の利用時よりも約１０％減少する問題があった。
したがって、同期モータの弱め磁束領域での電圧利用率を向上させるために、弱め磁束領域でＭＶＳＣ制御モードに切り換えることにより、指令電圧（

）が六角形に内接する円の領域の外側まで拡張され、最小サイズ−エラー過変調を用いた六角形の電圧限界値に調節されて指令電圧（

）として出力されるため、弱め磁束領域での最大電圧が使用される。

しかしながら、実際に正確なトルクの調節は、ＭＶＳＣ制御モードで行われていない。その理由は高飽和湿度及び温度による永久磁石（ＰＭ）フラックスの変化などの要因が存在するからである。ステータ抵抗エラーが高速回転状態でトルク制御に衝撃を与えることを考慮しなければならない。
そのために、モータ電圧、電流、ｄｃ−リンク電圧、ロータ速度、実際のトルクに対する正常状態の測定値に基づいたルックアップテーブルを構築し、ＭＶＳＣ制御モードの実行時、トルクを正確に制御するために補償モデルを構築する。
例えば、電圧変動に基づいたフィルタ、すなわち、トルク誤差を補償できるトルク誤差補償用フィルタ１２０（本発明者によりステートフィルタ（ｓｔａｔｅ−ｆｉｌｔｅｒ）と呼ばれている）が図２及び図３に示したとおり構築される。

より詳細には、トルク誤差補償用フィルタ１２０の入力側にＩＰＭＳＭ１１０の出力側と電圧発生部１０８の出力側が接続し、トルク誤差補償用フィルタ１２０の出力側がＭＶＳＣ制御モード１０４のインバースモデルマップ１０６側に接続する。
トルク誤差補償用フィルタ１２０は、モータの高速回転状態でｄ−ｑ軸インダクタンス変化値（

）及び永久磁石（ＰＭ）のリンケージフラックス（ｌｉｎｋａｇｅ ｆｌｕｘ）変化値（

）を含む電圧を次の〔数３〕のとおり出力する。

（式中、

はｄ−ｑ軸インダクタンス変化値、

はリンケージフラックス（ｌｉｎｋａｇｅ ｆｌｕｘ）変化値、

はロータ角速度であり、＾は変数を表す。）
このように出力されたｄ−ｑ軸インダクタンス変化値（

）及びリンケージフラックス（ｌｉｎｋａｇｅ ｆｌｕｘ）変化値（

）にインバースモデルマップ１０６で出力された電圧値を加算することにより、インバースモデルマップ１０６によるトルク誤差が電圧の形態で補償される。

図４は、本発明による永久磁石同期モータの制御方法に対する試験例の結果を示す波形図である。図示したとおり、ＣＶＣ制御モードとＭＶＳＣ制御モードとの間の性能を示しており、上方から下方に向かってロータ速度（ω_ｒｐｍ）、ｄ−軸電流（ｉ_ｄ）、トルクセンサで測定されたトルク（Ｔ_ｅ）をそれぞれ示している。
この試験例では、ＣＶＣ制御モードでのｄ−軸電流をモータのリンケージフラックスを減少させるように徐々に低下させ、ＭＶＳＣ制御モードではステータ電圧が六角形の境界側に増加するため、モードスイッチングの瞬間にｄ−軸電流を増加させた。
ここで、トルクの変動はＭＶＳＣ及びＣＶＣ制御モードに切り換える時には発生しないが、これはトルク誤差補償用フィルタ１２０のトルク補償によりモータパラメータの変化条件でもトルクが一定に制御されることを意味する。

図５は、本発明による永久磁石同期モータの制御方法に対する試験例の結果を示す波形図であり、（ａ）はＣＶＣ制御モードを、（ｂ）はＭＶＳＣ制御モードを示す。（ａ）、（ｂ）それぞれのモードにおける、ロータ角速度（ω_ｒｐｍ）を０〜２２００ｒ／ｍｉｎに変化させる時、ロータ速度（ω_ｒｐｍ）、ｄ−軸電流（ｉ_ｄ）、ｑ−軸電流（ｉ_ｑ）、ステータ（ｓｔａｔｏｒ）電流（Ｉ_ｓ）をそれぞれ示した。
ＭＶＳＣ制御モード（ｂ）でのｄ−軸電流（ｉ_ｄ）は最大電圧を使用するため、ＣＶＣ制御モードに比べ電流の大きさが小さくなり、ｑ−軸電流（ｉ_ｑ）はＣＶＣ制御モードとほぼ同一である。結果的に、ＭＶＳＣ制御モードはＣＶＣ制御モードに比べてステータ電流（Ｉ_ｓ）の大きさを約３３％ほど減少させた。
その結果は、ＰＩ方式の電流調整器での積分器と６段階の変調に対する複雑なゲイン調節のような制御をしなくても、インバータの電力密度を向上させると共にｄｃ−バス電圧を最大化させる可能性があることを意味する。

１０，１１０ 埋込型永久磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）
１２ 電流指令生成器
１４ 電流制御器
１６ 帰還制御部
１６ａ （帰還制御部１６の）自乗平均生成部
１６ｂ （帰還制御部１６の）減算器
１８ ＰＷＭインバータ
１００ マップデータ部
１０２ ＣＶＣ制御モード、電流ベクトル制御モード
１０４ ＭＶＳＣ制御モード、変調電圧スケール制御モード
１０６ インバースモデルマップ（

）
１０８ 電圧発生部
１２０ トルク誤差補償用フィルタ、ステートフィルタ
ｉ_ｄ ｄ−軸電流
ｉ_ｑ ｑ−軸電流
Ｉ_ｄｑ フィードバック電流
Ｉ_ｄｑ ^＊ 電流指令、指令電流
ｉ_ｄｓ ^ｒ＊ 磁束−軸（Ｄ−軸）指令電流値
ｉ_ｑｓ ^ｒ＊ 回転力−軸（Ｑ−軸）指令電流値
Ｉ_ｓ ステータ（ｓｔａｔｏｒ）電流
ＫＨ ゲイン、スカラゲイン
Ｌ_ｄ ｄ軸インダクタンス
Ｌ_ｑ ｑ軸インダクタンス

ＭＴＰＡ （単位電流当たり）最大トルク
Ｔｅ トルク
Ｔｅ^＊ 指令回転力、トルク指令
Ｖ_１〜Ｖ_６ （Ｖｄｓ^ｒ＊とＶｑｓ^ｒ＊の）ベクトル和の電圧
Ｖ_ｄｃ （ＰＷＭインバータに印加される）直流リンク電圧、バッテリ出力電圧
Ｖ_ｄｑ ^＊ 電圧指令

（電流制御による）指令電圧ベクトル、指令電圧

（ＭＶＳＣ制御モードでの）指令電圧

（ＭＶＳＣ制御モードで出力された）指令電圧
Ｖ_ｄｓ ^ｒ＊ 最終磁束−軸（Ｄ−軸）指令電圧値
Ｖ_ｑｓ ^ｒ＊ 最終回転力−軸（Ｑ−軸）指令電圧値

最大合成電圧値
｜λ｜_ｍａｘ 最大磁束値
λ_ｐｍ （永久磁石の）リンケージフラックス（ｌｉｎｋａｇｅ ｆｌｕｘ）

Claims (4)

1. トルク指令（Ｔ_ｅ ^＊）とモータ速度／バッテリ出力電圧（
   

   

   ）を入力とする磁束に基づいたマップデータ部（１００）を用いて電流指令（Ｉ_ｄｑ ^＊）を生成する段階と、
   同期モータの静トルク領域で電流制御モードのＣＶＣ制御モード（１０２）に切り換えるか、または同期モータの弱め磁束領域で電圧位相制御モードのＭＶＳＣ制御モード（１０４）に切り換える段階と、
   を行って前記ＭＶＳＣ制御モード（１０４）で出力された指令電圧（
   

   

   ）を弱め磁束領域におけるモータトルクの制御に使用することを特徴とする永久磁石同期モータの制御方法。
2. 前記ＣＶＣ制御モードは、
   フィードバック電流（Ｉ_ｄｑ）がＰＩ（ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ−ｉｎｔｅｇｒａｌ）電流調整器により指令電流ベクトル（Ｉ_ｄｑ ^＊）を追従するように制御され、電流制御による指令電圧ベクトル（
   

   

   ）が電圧制限内でＩＰＭＳＭ（１１０）に伝送されることを特徴とする請求項１に記載の永久磁石同期モータの制御方法。
3. 前記ＭＶＳＣ制御モードでは、
   インバースモデルマップ（１０６：
   

   

   ）で指令電圧（
   

   

   ）が〔数２〕により計算される段階と、
   

   

   前記指令電圧（
   

   

   ）にスカラゲイン（ＫＨ）を乗算することにより、前記指令電圧（
   

   

   ）が六角形の電圧限界値に調節されて前記指令電圧（
   

   

   ）として出力される段階と、
   が行われることを特徴とする請求項１に記載の永久磁石同期モータの制御方法。
   （式中、Ｌ_ｄｑはｄ−ｑ軸インダクタンス、λ_ｐｍは永久磁石のリンケージフラックス（ｌｉｎｋａｇｅ ｆｌｕｘ）、
   

   

   はロータ角速度であり、＾は変数を表す。）
4. 前記永久磁石同期モータの制御方法は、
   トルク誤差補償用フィルタ（１２０）でＩＰＭＳＭ（１１０）の電流出力値と電圧発生部（１０８）の電圧出力値の入力を受けてトルク補償用電圧を〔数３〕のとおり出力する段階と、
   

   

   前記トルク補償用電圧にインバースモデルマップ（１０６）で出力された電圧値を加算することにより、前記インバースモデルマップ（１０６）によるトルク誤差が電圧の形態で補償される段階と、
   をさらに含むことを特徴とする請求項１に記載の永久磁石同期モータの制御方法。
   （式中、
   

   

   はｄ−ｑ軸インダクタンス変化値、
   

   

   はリンケージフラックス（ｌｉｎｋａｇｅ ｆｌｕｘ）変化値、
   

   

   はロータ角速度であり、＾は変数を表す。）
   

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