JP2011019319A - 回転機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】モデル予測制御によってモータジェネレータ１０を流れる電流を制御するものにあって、実際の電流と指令電流との間に定常的な誤差が生じること。
【解決手段】操作状態設定部３１によって設定される複数の電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７のそれぞれについて、予測部３３において、これによって実現される電流ｉｄｅ，ｉｑｅを予測する。この予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅと指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとの差と、これらの差を入力とする積分要素の出力ξの２乗との和によって、評価関数Ｊを構築する。上記設定される電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７のうち評価関数Ｊの値を最小とするものを、インバータＩＶの操作状態を規定する電圧ベクトルとして採用する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、互いに相違する値を有する電圧を印加する複数の電圧印加手段と回転機の端子とを選択的に開閉するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置に関する。

この種の制御装置としては、３相電動機の各相に流れる電流を指令値にフィードバック制御すべく、各相の指令電圧を算出し、算出される指令電圧と三角波形状のキャリアとの大小に基づきインバータのスイッチング素子を操作する三角波比較ＰＷＭ制御を行うものも提案され、実用化されている。

ただし、上記三角波比較ＰＭＷ制御を、その指令電圧がインバータの入力電圧よりも大きくなるいわゆる過変調領域においても行う場合、インバータの出力電圧に大きな高調波が含まれ、これが３相電動機を流れる電流の応答性に影響を及ぼす問題がある。この問題は、インバータの出力電圧を指令電圧とすることができると仮定して電流制御系を設計していることに起因するものである。

そこで従来、例えば下記特許文献１に見られるように、インバータの操作状態を様々に設定した場合についての３相電動機を流れる電流をそれぞれ予測し、予測される電流と指令電流との偏差を最小化することのできる操作状態にてインバータを操作するいわゆるモデル予測制御を行うものも提案されている。これによれば、インバータの出力電圧に基づき予測される電流の挙動を最適化するようにインバータを操作するため、上記の問題を回避することができると考えられる。

なお、モデル予測制御を行うものとしては、他にも例えば下記特許文献２や、非特許文献１等がある。

特開２００８−２２８４１９号公報 特開２００６−１７４６９７号公報

小林、道木、大熊、「積分操作を持つモデル予測制御を用いた電流制御系」、電気関係学会東海支部連合大会、平成１９年

ところで、上記モデル予測制御を行ったとしても、実際には過変調領域等において３相電動機を流れる実際の電流と指令電流との間に定常的な乖離が生じやすいことが見出された。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、モデル予測制御によって制御量を制御するものにあって、実際の制御量に生じる定常的な誤差を好適に抑制することのできる回転機の制御装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、互いに相違する値を有する電圧を印加する複数の電圧印加手段と回転機の端子とを選択的に開閉するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置において、前記制御量及び該制御量を算出可能な物理量のいずれかの検出値を初期値として用いつつ前記スイッチング素子の操作状態を設定する場合の前記制御量を予測する予測手段と、前記予測された制御量と該制御量の指令値とに基づき、前記スイッチング素子の実際の操作状態を決定して前記電力変換回路を操作する操作手段とを備え、前記操作手段は、前記予測された制御量と前記指令値との差に応じた値を入力とする積分要素の出力に応じて前記実際の操作状態を決定することを特徴とする。

上記発明では、操作状態の決定に際して利用される制御量の予測値が、制御量又は制御量を算出可能な物理量の検出値を初期値として用いて算出される。このため、実際の制御量とその指令値との間に定常的な乖離が生じる場合、制御量の予測値と制御量の指令値との差には、上記乖離が反映されるものと考えられる。上記発明では、この点に鑑み、上記乖離度合いの履歴を定量化する積分要素の出力に基づき実際の操作状態を決定することで、実際の操作状態を上記定常的な乖離を抑制したものとすることができる。

なお、上記乖離度合いの履歴の定量化に際し、以前の制御周期におけるものについては、前記予測された制御量のうち決定された操作状態に対応する値と指令値との乖離度合いを用い、決定されなかった操作状態に対応する値と指令値との乖離度合いについては用いないことが望ましい。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記制御量は、前記回転機を流れる電流であり、前記予測手段は、前記回転機の回転座標系におけるモデル式に基づき前記予測を行うものであり、前記積分要素の入力は、前記回転座標系の成分によって定量化されるものであることを特徴とする。

上記発明では、回転座標系におけるモデル式を用いるために回転座標系での電流の予測値が算出される。このため、乖離度合いの履歴等についても、回転座標系の成分によって定量化することで、この定量化による演算負荷を低減することができる。

請求項３記載の発明は、請求項１又は２記載の発明において、前記制御量は、前記回転機を流れる電流、前記回転機のトルク、及び前記回転機の磁束の少なくとも１つであることを特徴とする。

請求項４記載の発明は、請求項１〜３のいずれか１項に記載の発明において、前記電圧印加手段は、直流電源の正極及び負極であり、前記電力変換回路は、前記直流電源の正極及び負極と前記回転機の端子とを選択的に接続するスイッチング素子を備えることを特徴とする。

上記発明では、極力簡素な構成の電力変換回路を用いて回転機の制御量を制御することができる。また、電力変換回路の操作状態の数を抑制することができることから、モデル予測制御の演算負荷の増大を抑制することもできる。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかるインバータの操作状態を示す図。 同実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す流れ図。 同実施形態の効果を示すタイムチャート。 第２の実施形態にかかるシステム構成図。 第３の実施形態にかかるシステム構成図。

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる回転機の制御装置をハイブリッド車の制御装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態にかかるモータジェネレータの制御システムの全体構成を示す。モータジェネレータ１０は、３相の永久磁石同期モータである。また、モータジェネレータ１０は、突極性を有する回転機（突極機）である。詳しくは、モータジェネレータ１０は、埋め込み磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）である。

モータジェネレータ１０は、インバータＩＶを介して高電圧バッテリ１２に接続されている。インバータＩＶは、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎの直列接続体と、スイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｖｎの直列接続体と、スイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎの直列接続体とを備えており、これら各直列接続体の接続点がモータジェネレータ１０のＵ，Ｖ，Ｗ相にそれぞれ接続されている。これらスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎとして、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられている。そして、これらにはそれぞれ、ダイオードＤｕｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｐ，Ｄｖｎ，Ｄｗｐ，Ｄｗｎが逆並列に接続されている。

本実施形態では、モータジェネレータ１０やインバータＩＶの状態を検出する検出手段として、以下のものを備えている。まずモータジェネレータ１０の回転角度θ（電気角）を検出する回転角度センサ１４を備えている。また、モータジェネレータ１０の各相を流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する電流センサ１６を備えている。更に、インバータＩＶの入力電圧（電源電圧ＶＤＣ）を検出する電圧センサ１８を備えている。

上記各種センサの検出値は、図示しないインターフェースを介して低圧システムを構成する制御装置２０に取り込まれる。制御装置２０では、これら各種センサの検出値に基づき、インバータＩＶを操作する操作信号を生成して出力する。ここで、インバータＩＶのスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎを操作する信号が、操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎである。

上記制御装置２０は、モータジェネレータ１０のトルクを要求トルクＴｒに制御すべく、インバータＩＶを操作する。詳しくは、要求トルクＴｒを実現するための指令電流となるようにインバータＩＶを操作する。すなわち、本実施形態では、モータジェネレータ１０のトルクが最終的な制御量となるものであるが、トルクを制御すべく、モータジェネレータ１０を流れる電流を直接の制御量としてこれを指令電流に制御する。特に、本実施形態では、モータジェネレータ１０を流れる電流を指令電流に制御すべく、インバータＩＶの操作状態を複数通りのそれぞれに設定した場合についてのモータジェネレータ１０を流れる電流を予測し、上記操作状態のうち予測電流が指令電流に近くなるものをインバータＩＶの実際の操作状態として採用するモデル予測制御を行う。

詳しくは、電流センサ１６によって検出された相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、ｄｑ変換部２２において、回転座標系の実電流ｉｄ，ｉｑに変換される。また、角度センサ１４によって検出される電気角θは、速度算出部２３の入力となり、これにより、回転速度（電気角速度ω）が算出される。一方、指令電流設定部２４は、要求トルクＴｒを入力とし、ｄｑ座標系での指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒを出力する。これら指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒ、実電流ｉｄ，ｉｑ、及び電気角θは、モデル予測制御部３０の入力となる。モデル予測制御部３０では、これら入力パラメータに基づき、インバータＩＶの操作状態を規定する電圧ベクトルＶｉを決定し、操作部２６に入力する。操作部２６では、入力された電圧ベクトルＶｉに基づき、上記操作信号を生成してインバータＩＶに出力する。

ここで、インバータＩＶの操作状態を表現する電圧ベクトルは、図２に示す８つの電圧ベクトルとなる。例えば、低電位側のスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎがオン状態となる操作状態（図中、「下」と表記）を表現する電圧ベクトルが電圧ベクトルＶ０であり、高電位側のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐがオン状態となる操作状態（図中、「上」と表記）を表現する電圧ベクトルが電圧ベクトルＶ７である。これら電圧ベクトルＶ０，Ｖ７は、モータジェネレータ１０の全相を短絡させるものであり、インバータＩＶからモータジェネレータ１０に印加する電圧がゼロとなるものであるため、ゼロベクトルと呼ばれている。これに対し、残りの６つの電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６は、上側アーム及び下側アームの双方にオン状態となるスイッチング素子が存在する操作パターンによって規定されるものであり、非ゼロベクトルと呼ばれている。なお、図２（ｂ）に示すように、電圧ベクトルＶ１、Ｖ３，Ｖ５のそれぞれがＵ相、Ｖ相、Ｗ相の正側にそれぞれ対応している。

次に、モデル予測制御部３０の処理の詳細について説明する。先の図１に示す操作状態設定部３１では、インバータＩＶの操作状態を設定する。ここでは、先の図２に示した電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７をインバータＩＶの操作状態として設定する。ｄｑ変換部３２では、操作状態設定部３１によって設定された電圧ベクトルをｄｑ変換することで、ｄｑ座標系の電圧ベクトル（ｖｄ，ｖｑ）を算出する。こうした変換を行うべく、操作状態設定部３１における電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７を、例えば、先の図２において、「上」を「ＶＤＣ／２」として且つ「下」を「−ＶＤＣ／２」とすることで表現すればよい。この場合、例えば、電圧ベクトルＶ０は、（−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２）となり、電圧ベクトルＶ１は、（ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２）となる。

予測部３３では、電圧ベクトル（ｖｄ、ｖｑ）と、実電流ｉｄ，ｉｑと、電気角速度ωとに基づき、インバータＩＶの操作状態を操作状態設定部３１によって設定される状態とした場合の電流ｉｄ，ｉｑを予測する。ここでは、下記（ｃ１）、（ｃ２）にて表現される電圧方程式を、電流の微分項について解いた下記の状態方程式（式（ｃ３）、（ｃ４））を離散化し、１ステップ先の電流を予測する。
ｖｄ＝（Ｒ＋ｐＬｄ）ｉｄ −ωＬｑｉｑ …（ｃ１）
ｖｑ＝ωＬｄｉｄ （Ｒ＋ｐＬｑ）ｉｑ ＋ωφ …（ｃ２）
ｐｉｄ
＝−（Ｒ／Ｌｄ）ｉｄ ＋ω（Ｌｑ／Ｌｄ）ｉｑ ＋ｖｄ／Ｌｄ …（ｃ３）
ｐｉｑ
＝−ω（Ｌｄ／Ｌｑ）ｉｄ−（Ｒｄ／Ｌｑ）ｉｑ＋ｖｑ／Ｌｑ−ωφ／Ｌｑ…（ｃ４）
ちなみに、上記の式（ｃ１）、（ｃ２）において、抵抗Ｒ、微分演算子ｐ、ｄ軸インダクタンスＬｄ，ｑ軸インダクタンスＬｑ及び電機子鎖交磁束定数φを用いた。

上記電流の予測は、操作状態設定部３１によって設定される複数通りの操作状態のそれぞれについて行われる。

一方、操作状態決定部３４では、予測部３３によって予測された電流ｉｄｅ，ｉｑｅと、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとを入力として、インバータＩＶの操作状態を決定する。ここでは、操作状態設定部３１によって設定された操作状態のそれぞれを評価関数Ｊによって評価し、評価のもっとも高かった操作状態を選択する。この評価関数Ｊとして、本実施形態では、評価が低いほど値が大きくなるものを採用する。具体的には、評価関数Ｊを、指令電流ベクトルＩｄｑｒ＝（ｉｄｒ，ｉｑｒ）と、予測電流ベクトルＩｄｑｅ＝（ｉｄｅ，ｉｑｅ）との差の内積値に基づき算出する。これは、指令電流ベクトルＩｄｑｒと予測電流ベクトルＩｄｑｅとの各成分の偏差が正、負の双方の値となりえることに鑑み、値が大きいほど評価が低いことを表現するための一手法である。これにより、指令電流ベクトルＩｄｑｒと予測電流ベクトルＩｄｑｅとの各成分の差が大きいほど、評価が低くなる評価関数Ｊを構築することができる。

ただし、このように電流偏差のみに基づき評価関数Ｊを作成する場合には、実電流ｉｄ，ｉｑと指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとの間に、定常的な乖離が生じることがあることが発明者らによって確認されている。そこで本実施形態では、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅと指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとの乖離度合いの履歴を、これらの差を入力とする積分要素の出力によって定量化し、これを評価関数に加える。詳しくは、この積分要素の出力は、前回の制御周期以前に決定された操作状態における予測電流及び指令電流の差と、今回設定される操作状態における予測電流及び指令電流の差とを入力とする積分要素の出力との和である。

上記積分要素の入力は、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒと予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅとであり、実電流ｉｄ，ｉｑは入っていない。しかし、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅを算出するに際して、実電流ｉｄ，ｉｑを用いるため、積分要素の出力は、実電流ｉｄ，ｉｑが反映されたものとなっている。そして、上記積分要素の出力に、今回の制御周期において予測される電流と指令電流との差を含めるため、上記評価関数Ｊを用いて今回の操作状態を決定することによって、実電流ｉｄ，ｉｑと指令電流との乖離を低減することが可能となる。ちなみに、本実施形態では、積分要素の出力を評価関数Ｊに直接加えるのではなく、出力の２乗を加えている。これは、評価関数Ｊが、その値が大きいほど評価が低いことを表現するための一手法である。すなわち、積分要素の出力は正負の双方の値を取り得るものであり、その絶対値が大きいほど評価を低くすべきものである。

図３に、本実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す。この処理は、所定周期（制御周期Ｔｃ）で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、電気角θ（ｎ）と、実電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）とを検出するとともに、前回の制御周期で決定された電圧ベクトルＶ（ｎ）を出力する。続くステップＳ１２においては、１制御周期先における電流（ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１））を予測する。これは、上記ステップＳ１０によって出力された電圧ベクトルＶ（ｎ）によって、１制御周期先の電流がどうなるかを予測する処理である。ここでは、上記の式（ｃ３）、（ｃ４）にて表現されたモデルを前進差分法にて制御周期Ｔｃで離散化したものを用いて、電流ｉｄｅ（ｎ＋１）、ｉｑｅ（ｎ＋１）を算出する。この際、電流の初期値として、上記ステップＳ１０において検出された実電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）を用いるとともに、ｄｑ軸上の電圧ベクトルとして、電圧ベクトルＶ（ｎ）を、上記ステップＳ１０において検出されたθ（ｎ）によってｄｑ変換したものを用いる。

続くステップＳ１４〜Ｓ２２では、次回の制御周期における電圧ベクトルを複数通りに設定した場合のそれぞれについて、２制御周期先の電流を予測する処理を行う。すなわち、まずステップＳ１４において、電圧ベクトルを定める数ｊを「０」に設定する。続くステップＳ１６においては、電圧ベクトルＶｊを、次回の制御周期における電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）として設定する。続くステップＳ１８においては、上記ステップＳ１２と同様にして予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２）、ｉｑｅ（ｎ＋２）を算出する。ただし、ここでは、電流の初期値として、上記ステップＳ１２において算出された予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１）を用いるとともに、ｄｑ軸上の電圧ベクトルとして、電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を、上記ステップＳ１０において検出された電気角θ（ｎ）にωＴを加算した角度によってｄｑ変換したものを用いる。

続くステップＳ２０においては、数ｊが「７」であるか否かを判断する。この処理は、インバータＩＶの操作状態を決定する電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７の全てについて、電流の予測処理が完了したか否かを判断するためのものである。そして、ステップＳ２０において否定判断される場合には、ステップＳ２２において、数ｊをインクリメントし、ステップＳ１６に戻る。これに対し、ステップＳ２０において肯定判断される場合には、ステップＳ２４に移行する。

ステップＳ２４においては、次回の制御周期における電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を決定する処理を行う。ここでは、上記評価関数Ｊを最小化する電圧ベクトルを最終的な電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）とする。すなわち、ステップＳ２０において肯定判断される時点で、電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７のそれぞれについての予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）が算出されている。このため、これら８通りの予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）を用いて、評価関数Ｊの値を８つ算出することができる。ここで、積分要素の出力ξを算出するための入力のうち前回以前の制御周期における偏差については、インバータＩＶの実際の操作に対応する予測電流と指令電流との差が入力となっている。すなわち、積分要素の出力ξを算出するための入力のうち前回以前の制御周期における偏差については、各電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７間で共通の値である。これは、前回決定された操作状態の評価関数Ｊを構成した積分要素の出力に、各電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７のそれぞれにおける予測電流と指令電流との差を加算することで算出することができる。続くステップＳ２６においては、電圧ベクトルＶ（ｎ），Ｖ（ｎ＋１）を、それぞれ電圧ベクトルＶ（ｎ−１），Ｖ（ｎ）とし、電気角θ（ｎ）を電気角θ（ｎ−１）とし、実電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）を、それぞれ実電流ｉｄ（ｎ−１）、ｉｑ（ｎ−１）とする。

なお、ステップＳ２６の処理が完了する場合には、この一連の処理を一旦終了する。

図４に、上記処理の効果を示す。図４（ａ）は、本実施形態を用いた場合であり、図４（ｂ）は、積分要素の出力を評価関数Ｊに含めなかった場合である。図示されるように、評価関数Ｊに積分要素の出力を含めることで、実電流ｉｄ，ｉｑと指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとの定常的な誤差が低減されている。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）前回以前の制御周期までに既に決定され採用された操作状態に対応する予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅと指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとの差と、今回の制御周期における予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅと指令電流ｉｒ，ｉｑｒとの差とを入力とする積分要素の出力を用いて評価関数Ｊを構成した。これにより、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒと実電流ｉｄ，ｉｑとの定常的な誤差を低減することができる。

（２）回転座標系におけるモデルに基づき電流を予測して且つ、積分要素の入力を回転座標系の成分によって定量化した。これにより、評価関数Ｊの演算にかかる負荷を低減することができる。

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図５に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図５において、先の図１に示した処理に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、評価関数Ｊに積分要素の出力を加えない。これに代えて、積分要素４１の出力ξの各成分ξｄ、ξｑによって、操作状態決定部３４の入力となる予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅを補正する。すなわち、電流補正部３５では、予測部３３の出力する予測電流ｉｄｅを成分ξｄで補正し、電流補正部３６では、予測部３３の出力する予測電流ｉｑｅを成分ξｑで補正する。そして、これら電流補正部３５，３６にて補正された予測電流を評価関数Ｊの入力とする。ちなみに、積分要素４１に入力される予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅは、いずれも補正前のものである。

（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、トルクと磁束とを直接の制御量とし、これらの指令値と予測値とを入力としてインバータＩＶの操作状態を決定する。

図７に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図７において、先の図１に示した処理に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、トルク／磁束予測部３７では、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅに基づき、モータジェネレータ１０の磁束ベクトルΦとトルクＴとを予測する。ここで、磁束ベクトルΦ＝（Φｄ、Φｑ）は、下記の式（ｃ５）、（ｃ６）にて予測され、トルクＴは、下記の式（ｃ７）にて予測される。

Φｄ＝Ｌｄ・ｉｄ＋φ …（ｃ５）
Φｑ＝Ｌｑ・ｉｑ …（ｃ６）
Ｔ＝Ｐ（Φｄ・ｉｑ−Φｑ・ｉｄ） …（ｃ７）
ちなみに、上記の式（ｃ７）においては、極対数Ｐを用いている。

一方、磁束マップ３８では、要求トルクＴｒに基づき、指令磁束ベクトルΦｒを設定する。ここで、指令磁束ベクトルΦｒは、要求トルクＴｒを満たすもののうち、例えば最小の電流で最大のトルクが得られる最大トルク制御を実現する等の要求によって設定されるものである。

操作状態決定部３４ａでは、評価関数Ｊに基づき最終的な操作状態を決定する。ここで、評価関数Ｊは、予測トルクＴｅと要求トルクＴｒとの差と、予測磁束ベクトルΦｅと指令磁束ベクトルΦｒとの各成分の差とに基づき定量化される。詳しくは、これらの差の２乗同士の和に基づき決定される。更に、評価関数Ｊには、上記各差を入力とする積分要素の出力の２乗を加える。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・上記第２の実施形態においては、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅを補正したがこれに限らず、指令電流ｉｑｒ，ｉｑｒを補正してもよい。

・予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅを補正する積分要素の出力としては、上記第２の実施形態において例示したものに限らない。例えば、前回以前の制御周期までに既に決定され採用された操作状態に対応する予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅと指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとの差を入力とする積分要素の出力によって補正してもよい。すなわち、今回の制御周期における予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅと指令電流ｉｒ，ｉｑｒとの差を含まない積分要素の出力によって補正してもよい。

・上記第１の実施形態では、積分要素の出力ξの２乗を評価関数Ｊに加えたがこれに限らない。例えば、出力ξの絶対値であってもよい。

・上記第１、２の実施形態では、指令電流と予測電流との差に応じた値を入力とする積分要素を、回転座標系において定量化したがこれに限らない。例えば、３相座標系において定量化した上記差に応じた値を積分要素の入力としてもよい。この場合、評価関数も、各相の指令電流と予測電流との差に基づき設計することが望ましい。また、モデル自体を３相交流座標系にて定義してもよい。

・上記第１の実施形態に対する第３の実施形態の変更点によって、第２の実施形態を変更してもよい。

・上記各実施形態では、必ず全電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７のそれぞれについて制御量を予測したが、これに限らない。例えば、非ゼロベクトルＶ１〜Ｖ６の全てと、ゼロベクトルＶ０，Ｖ７のいずれかとのそれぞれについて制御量を予測してもよい。また、非ゼロベクトルについては全てについて予測を行うものにも限らない。ただし、インバータＩＶの操作状態を複数通りに設定し、それぞれについて制御量を予測するものであることが望ましい。

・予測された制御量と指令値との差に応じた値を入力とする積分要素としては、これらの差の積分値（積算値）を用いるものに限らない。例えば、これらの差が正であれば「１」、負であれば「−１」、ゼロであれば「０」として、これら３値を都度積算するものであってもよい。また、上記差にゲインを乗算したものを積算するものであってもよい。ここで、ゲインは、差の値に応じて可変設定されるものであってもよい。

・評価関数Ｊとしては、制御量の偏差を定量化したもの、又は制御量の偏差を定量化したものと上記乖離度合いの履歴を定量化したものとの和に限らない。例えば、スイッチング状態の切り替え数を更に加味してもよい。また例えば、上記積分要素のみにて構築してもよい。

・指令値と予測値とに基づきインバータＩＶの操作を決定するために用いる制御量としては、トルク及び磁束と、電流とのいずれかに限らない。例えば、トルクのみ又は磁束のみであってもよい。また例えば、トルク及び電流であってもよい。

・上記各実施形態では、次の制御周期における操作に伴う制御量の予測値と指令値との乖離度合いに基づき次の制御周期におけるインバータＩＶの操作状態を決定したがこれに限らない。例えば、次回以降のＮ（≧２）回の制御周期における操作に伴う制御量のそれぞれの予測値と指令値との乖離度合いに基づき次の制御周期におけるインバータＩＶの操作状態を決定してもよい。この場合、今回の制御周期において利用する制御量の予測値とその指令値との乖離度合いの履歴は、前回の制御周期までに既に決定された操作状態に対応する制御量の予測値と指令値との乖離度合いと、今回のＮ個の予測値と指令値との乖離度合いとによって定量化されることが望ましい。ただし、上記第２の実施形態を変更する場合には、前回の制御周期までに既に決定された操作状態に対応する制御量の予測値と指令値との乖離度合いによって定量化されたものを用い、今回のＮ個の予測値と指令値との乖離度合いを含めなくてもよい。

・連続系でのモデルを離散化する手法としては、前進差分法等、差分法を用いるものに限らず、Ｎ（≧２）段階の線形多段階法や、ルンゲ・クッタ型公式等を用いるものであってもよい。

・電流を予測するために用いるモデルとしては、基本波を前提としたモデルに限らない。例えば、インダクタンスや誘起電圧について高次成分を含むモデルを用いてもよい。また、電流の予測手段としては、モデル式を用いるものに限らず、マップを用いるものであってもよい。この際、マップの入力パラメータとしては、電圧（ｖｄ、ｖｑ）及び電気角速度ωであってもよく、また温度等を更に含めてもよい。なお、ここでマップとは、入力パラメータについての離散的な値に対応した出力パラメータの値が記憶された記憶手段のこととする。

・上記各実施形態では、回転機の究極の制御量（予測対象であるか否かにかかわらず、最終的に所望の量とされることが要求される制御量）を、トルクとしたが、これに限らず、例えば回転速度等であってもよい。

・電流を予測するために用いるモデルとしては、鉄損を無視したモデルに限らず、これを考慮したモデルであってもよい。

・回転機としては、埋め込み磁石同期機に限らず、表面磁石同期機や、界磁巻線型同期機等、任意の同期機であってよい。更に、同期機にも限らず、誘導モータ等、誘導回転機であってもよい。

・回転機としては、ハイブリッド車に搭載されるものに限らず、電気自動車に搭載されるものであってもよい。また、回転機としては車両の主機として用いられるものに限らない。

・直流電源としては、高電圧バッテリ１２に限らず、例えば高電圧バッテリ１２の電圧を昇圧するコンバータの出力端子であってもよい。

・互いに相違する値を有する電圧を印加する複数の電圧印加手段と回転機の端子とを選択的に開閉するスイッチング素子を備える電力変換回路としては、インバータＩＶに限らない。例えば、回転機の端子に３つ以上の互いに相違する値の電圧を印加する電圧印加手段と回転機の端子とを選択的に開閉するスイッチング素子を備えるものであってもよい。なお、回転機の端子に３つ以上の互いに相違する値の電圧を印加するための電力変換回路としては、例えば上記特許文献２に例示されているものがある。

１０…モータジェネレータ、１２…高電圧バッテリ（直流電源の一実施形態）、１４…制御装置（回転機の制御装置の一実施形態）。

Claims (4)

1. 互いに相違する値を有する電圧を印加する複数の電圧印加手段と回転機の端子とを選択的に開閉するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置において、
   前記制御量及び該制御量を算出可能な物理量のいずれかの検出値を初期値として用いつつ前記スイッチング素子の操作状態を設定する場合の前記制御量を予測する予測手段と、
   前記予測された制御量と該制御量の指令値とに基づき、前記スイッチング素子の実際の操作状態を決定して前記電力変換回路を操作する操作手段とを備え、
   前記操作手段は、前記予測された制御量と前記指令値との差に応じた値を入力とする積分要素の出力に応じて前記実際の操作状態を決定することを特徴とする回転機の制御装置。
2. 前記制御量は、前記回転機を流れる電流であり、
   前記予測手段は、前記回転機の回転座標系におけるモデル式に基づき前記予測を行うものであり、
   前記積分要素の入力は、前記回転座標系の成分によって定量化されるものであることを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
3. 前記制御量は、前記回転機を流れる電流、前記回転機のトルク、及び前記回転機の磁束の少なくとも１つであることを特徴とする請求項１又は２記載の回転機の制御装置。
4. 前記電圧印加手段は、直流電源の正極及び負極であり、
   前記電力変換回路は、前記直流電源の正極及び負極と前記回転機の端子とを選択的に接続するスイッチング素子を備えることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。

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