JP2012244796A - 回転機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ブートストラップ回路を用いたシステムにおいて、モデル予測制御を適用する場合、高電位側のドライブユニットの電源となるコンデンサの電圧が低下することで、高電位側のスイッチング素子を適切に駆動することができなくなることを防止する。
【解決手段】制御装置２０は、モデル予測制御によって、インバータＩＮＶの８通りの操作状態のうち、制御量とその指令値との差を最小とする操作状態を選択し、これに基づき、インバータＩＮＶを操作する。ただし、コンデンサＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗの中に電圧が過度に低下するものがある場合、強制的にスイッチング素子Ｓｕｎ、Ｓｖｎ，Ｓｗｎをオン状態とする。
【選択図】図１

Description

本発明は、直流電圧源の正極および負極のそれぞれに回転機の端子を選択的に接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路について、該直流交流変換回路のスイッチング素子をオン・オフ操作することで前記回転機を流れる電流、前記回転機のトルク、および前記回転機の磁束の少なくとも１つを有した制御量を制御する回転機の制御装置に関する。

この種の制御装置としては、例えば下記特許文献１に見られるように、インバータの操作状態を様々に設定した場合についての３相電動機の電流をそれぞれ予測し、予測される電流と指令電流との偏差を最小化することのできる操作状態となるように、インバータを操作するいわゆるモデル予測制御を行うものが提案されている。これによれば、インバータの操作状態に基づき予測される電流の挙動を最適化するようにインバータを操作するため、過渡時における指令電流への追従性を良好なものとすることができる。このため、モデル予測制御は、車載主機としてのモータジェネレータの制御装置等、過渡追従特性として特に高い性能が要求される用途にとっては、有用性が高いと考えられる。

ところで、上記インバータは、直流電圧源の正極をモータジェレータに接続する高電位側のスイッチング素子と、直流電圧源の負極をモータジェレータに接続する低電位側のスイッチング素子とを備えている。これらスイッチング素子としてNチャネルＭＯＳ電界効果トランジスタやＩＧＢＴを用いる場合、スイッチング素子の出力端子の電位に対して開閉制御端子の電位を可変操作することで、スイッチング素子がオン・オフ操作される。そしてこの場合、低電位側のスイッチング素子の出力端子の電位は固定電位となる一方、高電位側のスイッチング素子の出力端子の電位は、低電位側のスイッチング素子のオン・オフによって変動する。このため、高電位側のスイッチング素子をオン・オフするための駆動回路の電源の電位については、絶えず変動することとなる。

高電位側のスイッチング素子の駆動回路についての上記変動する電位を有する電源の一つとしては、下記特許文献２に見られるように、ブートストラップ回路によって構成されるものがある。これは、低電位側のスイッチング素子がオンとなる場合に、これに直列接続される高電位側のスイッチング素子の出力端子を基準電位とするコンデンサを低電位側のスイッチング素子用の電源で充電する回路である。これによれば、コンデンサの充電エネルギによって、高電位側のスイッチング素子の駆動回路を駆動することができる。

特開２００８−２２８４１９号公報 特開２０１０−１５８１１７号公報

ただし、上記ブートストラップ回路を用いたハードウェア手段にモデル予測制御を適用する場合、高電位側の駆動回路用のコンデンサの電圧が低下することで、高電位側のスイッチング素子を適切に駆動することができなくなるおそれがある。これは、モデル予測制御では、周知の三角波ＰＷＭ処理とは違い、低電位側のスイッチング素子がオン状態となるか否かは成り行き任せとなるためである。このため、低電位側のスイッチング素子のオフ状態が継続されることで、コンデンサの充電がなされず、コンデンサの電圧が過度に低下するおそれがある。

本発明は、上記課題を解決する過程でなされたものであり、その目的は、直流電圧源の正極および負極のそれぞれに回転機の端子を選択的に接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路について、該直流交流変換回路のスイッチング素子をオン・オフ操作することで前記回転機を流れる電流、前記回転機のトルク、および前記回転機の磁束の少なくとも１つを有した制御量を制御する回転機の新たな制御装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、直流電圧源の正極および負極のそれぞれに回転機の端子を選択的に接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路について、該直流交流変換回路のスイッチング素子をオン・オフ操作することで前記回転機を流れる電流、前記回転機のトルク、および前記回転機の磁束の少なくとも１つを有した制御量を制御する回転機の制御装置において、前記スイッチング素子を駆動する駆動回路は、前記正極に接続するスイッチング素子および前記負極に接続するスイッチング素子のいずれか一方の電流の流通経路の一対の端部のいずれかを基準電位とする直流電圧源の電力を、前記いずれか一方のオン期間において前記いずれか他方の駆動回路の電源となるコンデンサに充電するブートストラップ回路を備えるものであり、固定座標系における電圧ベクトルにて表現される前記直流交流変換回路の操作状態を仮設定した場合の前記制御量を予測する予測手段と、該予測手段によって予測される制御量に基づき、該予測される制御量に対応する操作状態を評価し、評価の高い操作状態を前記直流交流変換回路の操作状態として決定する決定手段と、該決定された操作状態となるように前記直流交流変換回路を操作する操作手段と、前記コンデンサの充電電圧が低下する状況下、前記決定手段による操作状態の決定に際して、前記いずれか一方がオン状態となる操作状態の優先度を大きくする優先手段と、を備えることを特徴とする。

上記決定手段によって決定される操作状態は、必ずしもコンデンサを充電するものとは限らないため、コンデンサの電圧が過度に低下する事態の生じるおそれがある。この点、上記発明では、優先手段を備えることで、こうした事態を回避する。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記優先手段は、前記回転機の同一の端子に接続される前記いずれか一方のスイッチング素子がオン状態となる期間と前記他方のスイッチング素子がオン状態となる期間との双方の期間に基づき前記充電電圧の低下を把握し、これに基づき前記優先する処理を行なうものであることを特徴とする。

上記いずれか一方のスイッチング素子がオン状態となる期間は、該当するコンデンサの充電期間であり、いずれか他方のスイッチング素子がオン状態となる期間は、該当するコンデンサの放電期間となる。上記発明では、この点に鑑み、上記双方の期間を参照することで、コンデンサの電荷の流出量および流入量の収支に基づき、コンデンサの電圧の低下を高精度の把握することができる。

請求項３記載の発明は、請求項１または２記載の発明において、前記優先手段は、前記コンデンサの充電電圧の低下量が上限値に達したことを前記操作手段による操作に基づき推定する推定手段を備え、前記推定手段による推定に基づき前記優先する処理を行なうことを特徴とする。

請求項４記載の発明は、請求項３記載の発明において、前記推定手段は、前記回転機の１の端子毎にカウンタを備え、該カウンタは、前記決定手段によって前記いずれか一方のスイッチング素子のオン状態が決定されること、および前記決定手段によって前記いずれか他方のスイッチング素子のオン状態が決定されることのいずれか一方に基づき前記カウンタの値を減少させ、いずれか他方に基づき前記カウンタの値を増加させることを特徴とする。

上記カウンタは、コンデンサの電圧と正または負の相関を有するパラメータとなる。このため、カウンタの値をコンデンサの電圧の推定値として利用することができる。

請求項５記載の発明は、請求項４記載の発明において、前記カウンタは、放電カウンタであって且つ、前記決定手段によって前記いずれか他方のスイッチング素子のオン状態が決定される都度、増加または減少されるものであり、前記推定手段は、前記決定手段によって前記いずれか一方のスイッチング素子のオン状態が決定される回数をカウントする充電カウンタと、前記操作手段によって前記いずれか一方のスイッチング素子のオン状態から前記いずれか他方のスイッチング素子のオン状態に切り替えられることに基づき、前記充電カウンタの値を入力としてマップ演算される値に基づき前記放電カウンタを更新する更新手段と、をさらに備えることを特徴とする。

コンデンサの充電時において、コンデンサの電圧は、時間に比例して上昇するものではなく、時間に対して非線形性を有する。上記発明では、この点に鑑み、充電カウンタの値を放電カウンタの補正に直接用いるのではなく、充電カウンタの値からマップ演算される値に基づき放電カウンタを補正することで、放電カウンタの値を、コンデンサの電圧の上昇速度をより正確に反映したものとすることができる。

請求項６記載の発明は、請求項３記載の発明において、前記推定手段は、前記コンデンサの電圧の時間推移を示すモデル式に基づき前記推定を行なうことを特徴とする。

請求項７記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記優先手段は、前記コンデンサの電圧の検出値を取得する機能を有することを特徴とする。

請求項８記載の発明は、請求項３〜７のいずれか１項に記載の発明において、前記優先手段は、前記コンデンサの電圧の低下量が上限値に達したと判断される場合、前記いずれか一方のスイッチング素子のうち前記上限値に達するコンデンサに対応するものがオン状態とされる操作状態を前記決定手段に決定させることを特徴とする。

請求項９記載の発明は、請求項８記載の発明において、前記優先手段は、前記低下量が上限値に達したと判断される場合、前記回転機の各端子に接続される前記いずれか一方のスイッチング素子の全てがオン状態とされる操作状態を前記決定手段に決定させることを特徴とする。

上記発明では、優先手段の処理を簡素化することができる。また、制御量とその指令値との差の変化速度は、変調率の低い領域においては、ゼロ電圧ベクトル時において有効電圧ベクトル時と比較して小さくなる。このため、少なくとも低変調率においては、優先手段によって優先される操作状態を強制的に用いたことによる制御量の誤差を抑制することもできる。

請求項１０記載の発明は、請求項９記載の発明において、前記優先手段は、前記決定手段による評価の最も高い操作状態が前記上限値に達したと判断されるコンデンサを充電するものでないことを条件に、前記回転機の各端子に接続される前記いずれか一方のスイッチング素子の全てがオン状態とされる操作状態を前記決定手段に決定させることを特徴とする。

上記条件によれば、優先手段が決定手段に及ぼす影響を極力低減することができる。

請求項１１記載の発明は、請求項１または２記載の発明において、前記優先手段は、前記決定手段による前記コンデンサの電圧を低下させない操作状態の評価を、低下させる操作状態の評価よりも高くするバイアス手段を備えることを特徴とする。

請求項１２記載の発明は、請求項１１記載の発明において、前記バイアス手段は、前記予測手段によって仮設定される操作状態のそれぞれについて、該操作状態によって生じるコンデンサの電圧を予測する電圧予測手段を備え、該電圧予測手段によって予測される電圧が規定値よりも小さくなる場合、前記決定手段による前記コンデンサの電圧を低下させない操作状態の評価を、低下させる操作状態の評価よりも高くすることを特徴とする。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかる操作信号の生成処理に関するブロック図。 同実施形態にかかるインバータの操作状態を表現する電圧ベクトルを示す図。 同実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す流れ図。 同実施形態にかかるカウンタ更新処理の手順を示す流れ図。 同実施形態の効果を示すタイムチャート。 第２の実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す流れ図。 同実施形態にかかるコンデンサの電圧の予測処理手法を示す図。 第３の実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す流れ図。 第４の実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す流れ図。 第５の実施形態にかかる操作信号の生成処理に関するブロック図。

＜第１の実施形態＞
以下、本発明にかかる回転機の制御装置を産業用ロボットに搭載されるモータジェネレータ１０の制御装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態にかかるモータジェネレータの制御システムの全体構成を示す。産業用ロボットのアクチュエータとしてのモータジェネレータ１０は、３相の永久磁石同期モータである。ここでは、モータジェネレータ１０として、表面磁石同期機（ＳＰＭＳＭ）を想定している。

モータジェネレータ１０は、インバータＩＮＶを介してＭＧ用バッテリ１２に接続されている。インバータＩＮＶは、スイッチング素子Ｓ＊ｐ，Ｓ＊ｎ（＊＝ｕ，ｖ，ｗ）の直列接続体を３組備えており、これら各直列接続体の接続点がモータジェネレータ１０のＵ，Ｖ，Ｗ相にそれぞれ接続されている。これらスイッチング素子Ｓ＊＃（＊＝ｕ，ｖ，ｗ；＃＝ｐ，ｎ）として、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられている。そして、これらにはそれぞれ、ダイオードＤ＊＃が逆並列に接続されている。

本実施形態では、モータジェネレータ１０やインバータＩＮＶの状態を検出する検出手段として、以下のものを備えている。まずモータジェネレータ１０の回転角度（電気角θ）を検出する回転角度センサ１４を備えている。また、モータジェネレータ１０の各相を流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する電流センサ１６を備えている。更に、インバータＩＮＶの入力電圧（電源電圧ＶＤＣ）を検出する電圧センサ１８を備えている。

上記各種センサの検出値は、制御装置２０に取り込まれる。制御装置２０では、これら各種センサの検出値に基づき、インバータＩＮＶを操作する操作信号を生成し、インバータＩＮＶを構成するスイッチング素子Ｓ＊＃のそれぞれに接続されるドライブユニットＤＵに出力する。ここで、インバータＩＮＶのスイッチング素子Ｓ＊＃を操作する信号が、操作信号ｇ＊＃である。

ドライブユニットＤＵは、駆動対象とするスイッチング素子Ｓ＊＃の出力端子（エミッタ）に対する開閉制御端子（ゲート）の電位差を操作することで、駆動対象とするスイッチング素子をオン・オフ駆動する。このドライブユニットＤＵは、駆動対象とするスイッチング素子Ｓ＊＃の出力端子（エミッタ）の電位を基準電位として動作するものである。このため、下側アームのスイッチング素子Ｓ＊ｎを駆動対象とするものは、同一の電位を基準として動作するものとなる。これに対し、上側アームのスイッチング素子Ｓ＊ｐを駆動対象とするものは、同一レッグの下側アームのスイッチング素子Ｓ＊ｎのオン・オフに応じて動作電位が変動する。

こうした点に鑑み、本実施形態では、下側アームのスイッチング素子Ｓ＊ｎを駆動対象とするドライブユニットＤＵについては、同一のドライブ用電源２２とする。ドライブ用電源２２は、スイッチング素子Ｓ＊ｎのエミッタを基準電位とする直流電圧源である。これに対し、上側アームのスイッチング素子Ｓ＊ｐのそれぞれを駆動対象とするドライブユニットＤＵについては、スイッチング素子Ｓ＊ｐのそれぞれのエミッタに接続されたコンデンサＣ＊（＊＝ｕ，ｖ，ｗ）を直流電圧源として用いる。これらコンデンサＣ＊は、ドライブ用電源２２によって充電されるものである。すなわち、コンデンサＣ＊のそれぞれには、抵抗体２６およびダイオードＤｂ＊を介してドライブ用電源２２の電荷が充電可能とされている。ここで、ダイオードＤｂ＊は、コンデンサＣ＊からドライブ用電源２２への正の電荷の流出を阻止して且つ、ドライブ用電源２２からコンデンサＣ＊への正の電荷の充電を許容する整流手段である。

こうした構成によれば、スイッチング素子Ｓ＊ｎがオンとなることで、コンデンサＣ＊の負極電位がドライブ用電源２２の負極電位まで低下するため、コンデンサＣ＊の充電電圧がドライブ用電源２２の端子電圧よりも低い場合、コンデンサＣ＊を充電することができる。

図２に、上記制御装置２０による処理を示す。

制御装置２０は、モータジェネレータ１０のトルクを要求トルクＴｒに制御すべく、インバータＩＮＶを操作する。詳しくは、要求トルクＴｒを実現するための指令電流とモータジェネレータ１０を流れる電流とが一致するように、インバータＩＮＶを操作する。すなわち、本実施形態では、モータジェネレータ１０のトルクが最終的な制御量となるものであるが、トルクを制御すべく、モータジェネレータ１０を流れる電流を直接の制御量として、これを指令電流に制御する。特に、本実施形態では、モータジェネレータ１０を流れる電流を指令電流に制御すべく、インバータＩＮＶの操作状態を複数通りのそれぞれに仮設定した場合についてのモータジェネレータ１０の電流を予測し、予測される電流に基づき仮設定した操作状態を評価する。そして評価の高いものをインバータＩＮＶの実際の操作状態として採用するモデル予測制御を行う。

詳しくは、上記電流センサ１６によって検出された相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、ｄｑ変換部３０において、回転座標系の実電流ｉｄ，ｉｑに変換される。また、上記回転角度センサ１４によって検出される電気角θは、速度算出部３２の入力となり、これにより、回転速度（電気角速度ω）が算出される。一方、指令電流設定部３４は、要求トルクＴｒを入力とし、ｄｑ座標系での指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒを出力する。これら指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒ、実電流ｉｄ，ｉｑ、及び電気角θは、モデル予測制御部４０の入力となる。モデル予測制御部４０では、これら入力パラメータに基づき、インバータＩＮＶの操作状態を規定する電圧ベクトルＶｉを決定し、操作部３６に入力する。操作部３６では、入力された電圧ベクトルＶｉに基づき、上記操作信号ｇ＊＃を生成してインバータＩＮＶに出力する。

ここで、インバータＩＮＶの操作状態を表現する電圧ベクトルは、図３に示す８つの電圧ベクトルとなる。例えば、低電位側のスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎがオン状態となる操作状態（図中、「下」と表記）を表現する電圧ベクトルが電圧ベクトルＶ０であり、高電位側のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐがオン状態となる操作状態（図中、「上」と表記）を表現する電圧ベクトルが電圧ベクトルＶ７である。これら電圧ベクトルＶ０，Ｖ７は、モータジェネレータ１０の全相を短絡させるものであり、インバータＩＮＶからモータジェネレータ１０に印加される電圧がゼロとなるものであるため、ゼロ電圧ベクトルと呼ばれている。これに対し、残りの６つの電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６は、上側アームおよび下側アームの双方にオン状態となるスイッチング素子が存在する操作パターンによって規定されるものであり、有効電圧ベクトルと呼ばれている。なお、図３（ｂ）に示すように、電圧ベクトルＶ１、Ｖ３，Ｖ５のそれぞれがＵ相、Ｖ相、Ｗ相の正側にそれぞれ対応している。

次に、モデル予測制御部４０の処理の詳細について説明する。先の図２に示す操作状態設定部４１では、インバータＩＮＶの操作状態を仮設定する。ここで仮設定されるインバータＩＮＶの操作状態は、先の図３に示した電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７のそれぞれによって表現されるものである。ｄｑ変換部４２では、操作状態設定部４１によって設定された電圧ベクトルをｄｑ変換することで、ｄｑ座標系の電圧ベクトルＶｄｑ＝（ｖｄ，ｖｑ）を算出する。こうした変換を行うべく、操作状態設定部４１における電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７を、例えば、先の図３において、「上」を「ＶＤＣ／２」として且つ「下」を「−ＶＤＣ／２」とすることで表現すればよい。この場合、例えば、電圧ベクトルＶ０は、（−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２）となり、電圧ベクトルＶ１は、（ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２）となる。

予測部４３では、電圧ベクトル（ｖｄ、ｖｑ）と、実電流ｉｄ，ｉｑと、電気角速度ωとに基づき、インバータＩＮＶの操作状態を操作状態設定部４１によって設定される状態とした場合の電流ｉｄ，ｉｑを予測する。ここでは、下記（ｃ１）、（ｃ２）にて表現される電圧方程式を、電流の微分項について解いた下記の状態方程式（式（ｃ３）、（ｃ４））を離散化し、１ステップ先の電流を予測する。
ｖｄ＝（Ｒ＋ｐＬｄ）ｉｄ −ωＬｑｉｑ …（ｃ１）
ｖｑ＝ωＬｄｉｄ ＋（Ｒ＋ｐＬｑ）ｉｑ ＋ωφ …（ｃ２）
ｐｉｄ
＝−（Ｒ／Ｌｄ）ｉｄ ＋ω（Ｌｑ／Ｌｄ）ｉｑ ＋ｖｄ／Ｌｄ …（ｃ３）
ｐｉｑ
＝−ω（Ｌｄ／Ｌｑ）ｉｄ−（Ｒｄ／Ｌｑ）ｉｑ＋ｖｑ／Ｌｑ−ωφ／Ｌｑ…（ｃ４）
ちなみに、上記の式（ｃ１）、（ｃ２）において、抵抗Ｒ、微分演算子ｐ、ｄ軸インダクタンスＬｄ，ｑ軸インダクタンスＬｑおよび電機子鎖交磁束定数φを用いた。

上記電流の予測は、操作状態設定部４１によって仮設定される複数通りの操作状態のそれぞれについて行われる。

一方、操作状態決定部４４では、予測部４３によって予測された予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅと、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとを入力として、インバータＩＮＶの操作状態を決定する。ここでは、操作状態設定部４１によって設定された操作状態のそれぞれを評価関数Ｊによって評価し、評価のもっとも高かった操作状態を選択する。この評価関数Ｊとして、本実施形態では、評価が低いほど値が大きくなるものを採用する。具体的には、評価関数Ｊを、指令電流ベクトルＩｄｑｒ＝（ｉｄｒ，ｉｑｒ）と、予測電流ベクトルＩｄｑｅ＝（ｉｄｅ，ｉｑｅ）との差の内積値に基づき算出する。これは、指令電流ベクトルＩｄｑｒと予測電流ベクトルＩｄｑｅとの各成分の偏差が正、負の双方の値となりうることに鑑み、値が大きいほど評価が低いことを表現するための一手法である。これにより、指令電流ベクトルＩｄｑｒと予測電流ベクトルＩｄｑｅとの各成分の差が大きいほど、評価が低くなる評価関数Ｊを構築することができる。

こうして決定された操作状態に基づき、操作部３６では、操作信号ｇ＊＃を生成して出力する。

ところで、上記モデル予測制御によれば、評価関数Ｊによって定量化される評価が最も高い操作状態が選択されることから、低電位側のスイッチング素子Ｓ＊ｎが定期的にオン操作される保証がない。これは、コンデンサＣ＊が定期的に充電される保証がないことを意味する。そして、コンデンサＣ＊の充電がなされないことでコンデンサＣ＊の充電電圧が低下すると、ドライブユニットＤＵを適切に駆動することができなくなることが懸念される。

そこで本実施形態では、以下の態様にてモデル予測制御を行なうことでこうした問題を回避する。

図４に、本実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す。この処理は、所定の制御周期Ｔｃでくり返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、電気角θ（ｎ）と、実電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）とを検出するとともに、前回の制御周期で決定された電圧ベクトルＶ（ｎ）を出力する。続くステップＳ１２においては、１制御周期先における電流（ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１））を予測する。これは、上記ステップＳ１０によって出力された電圧ベクトルＶ（ｎ）によって、１制御周期先の電流がどうなるかを予測する処理である。ここでは、上記の式（ｃ３），（ｃ４）にて表現されたモデルを前進差分法にて制御周期Ｔｃで離散化したものを用いて、電流ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１）を算出する。この際、電流の初期値として、上記ステップＳ１０において検出された実電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）を用いるとともに、ｄｑ軸上の電圧ベクトルとして、電圧ベクトルＶ（ｎ）を、上記ステップＳ１０において検出された電気角θ（ｎ）に「ωＴｃ／２」を加算した角度によってｄｑ変換したものを用いる。

続くステップＳ１４においては、コンデンサＣ＊の充電電圧の低下量を定量化するカウンタの更新処理を行なう。図５に、ステップＳ１４の処理の詳細を示す。なお、図５の処理は、実際には、コンデンサＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗのそれぞれについて、各別に実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ３０において、コンデンサＣ＊の充電ができない状態が継続しているか否かを判断する。換言すれば、電圧ベクトルＶ（ｎ−１）によって定まる前回のＳ＊ｎのスイッチング状態がオフ且つ電圧ベクトルＶ（ｎ）によって定まる今回のＳ＊ｎのスイッチング状態がオフであるか否かを判断する。そしてステップＳ３０において肯定判断される場合、ステップＳ３２において、放電カウンタを減算する。ここで放電カウンタは、コンデンサＣ＊の充電電圧と正の相関を有するものである。

一方、上記ステップＳ３０において否定判断される場合、ステップＳ３４において、先の図４のステップＳ１０の処理による電圧ベクトルＶ（ｎ）の出力によって、コンデンサＣ＊を充電可能な電圧ベクトルに切り替わったか否かを判断する。換言すれば、スイッチング素子Ｓ＊ｎの前回のスイッチング状態がオフ且つ今回のスイッチング状態がオンであるか否かを判断する。そして、ステップＳ３４において肯定判断される場合、ステップＳ３６において充電カウンタをリセットする。ここで、充電カウンタは、コンデンサＣ＊が充電可能となってからの充電可能状態の継続時間を計時するカウンタである。

上記ステップＳ３４において否定判断される場合、ステップＳ３８に移行する。ステップＳ３８においては、コンデンサＣ＊の充電可能状態が継続しているか否かを判断する。換言すれば、スイッチング素子Ｓ＊ｎの前回のスイッチング状態がオン且つ今回のスイッチング状態がオンであるか否かを判断する。そして、ステップＳ３８において肯定判断される場合、ステップＳ４０において、充電カウンタを加算する。

これに対し、ステップＳ３８において否定判断される場合には、ステップＳ４２に移行する。ここで、ステップＳ３８において否定判断される場合とは、コンデンサＣ＊の充電が不可能となる状態に切り替わった場合、すなわち、スイッチング素子Ｓ＊ｎの前回のスイッチング状態がオン且つ今回のスイッチング状態がオフである場合である。本実施形態では、この場合に、充電カウンタに基づき、コンデンサＣ＊の充電電圧に応じた放電カウンタの値をマップ演算する。ここで、充電カウンタの値を直接用いることなく、マップ値を用いるのは、コンデンサＣ＊の充電がなされる場合、充電電圧と充電時間との関係が非線形性を有するためである。詳しくは、充電時間が長くなるほど充電電圧の上昇速度が低下する。このため、この非線形な関係を反映して充電時間（充電カウンタの値）に応じたコンデンサＣ＊の電圧の定量値（マップ値）を算出する。詳しくは、このマップ値は、後述する処理によってコンデンサＣ＊を強制的に充電する要求が生じるか否かの判断に用いられる規定電圧以下の電圧を、充電電圧の初期値として充電を開始したことを想定して設定される。

続くステップＳ４４においては、マップ値が放電カウンタよりも大きいか否かを判断する。この処理は、放電カウンタをマップ値に変更するか否かを判断するための設定である。そして、ステップＳ４４において肯定判断される場合、ステップＳ４６において放電カウンタをマップ値に変更する。これに対し、ステップＳ４４において否定判断される場合、こうした変更を行なわない。これは、上記マップが、コンデンサＣ＊の充電可能な状態への切り替わり時におけるコンデンサＣ＊の充電電圧を固定値としたことに鑑みた設定である。すなわち、この場合、マップ演算されるコンデンサＣ＊の電圧の定量値は、実際のコンデンサＣ＊の電圧よりも低い電圧を定量化したものとなりうる。このため、こうした場合には、放電カウンタを更新しない。

なお、上記ステップＳ３２，Ｓ３６，Ｓ４０，Ｓ４６の処理が完了する場合には、先の図４のステップＳ１６の処理に移行する。

ステップＳ１６においては、各コンデンサＣ＊に対応する放電カウンタが全て所定値よりも大きいか否かを判断する。この処理は、コンデンサＣ＊の充電電圧が過度に低下していないか否かを判断するためのものである。ここで、所定値は、コンデンサＣ＊を強制的に充電することが要求される閾値である。特に、この所定値は、先の図５の処理におけるマップの設定において想定される上記充電電圧の初期値以上の電圧値に対応した値に設定される。

ステップＳ１６において否定判断される場合、すなわち、各コンデンサＣ＊に対応する放電カウンタの中に所定値以下のものがあると判断される場合、ステップＳ１７において、コンデンサＣ＊の充電電圧が過度に低下したとして、強制充電フラグをオンする。

そして、ステップＳ１７の処理が完了する場合や、ステップＳ１６において肯定判断される場合には、ステップＳ１８，Ｓ２０において、各電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７の評価関数Ｊを算出する。すなわち、電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７の全てについて評価関数Ｊが算出されるまで（ステップＳ１８：ＹＥＳ）、次回の制御周期における電圧ベクトルを仮設定した場合のそれぞれについて、２制御周期先の電流を予測する処理を行う。ここで、ステップＳ２０では、まず次回の制御周期における電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を仮設定し、上記ステップＳ１２と同様にして予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２）、ｉｑｅ（ｎ＋２）を算出する。ただし、ここでは、電流の初期値として、上記ステップＳ１２において算出された予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１）を用いるとともに、ｄｑ軸上の電圧ベクトルとして、電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を、上記ステップＳ１０において検出された電気角θ（ｎ）に「３ωＴｃ／２」を加算した角度によってｄｑ変換したものを用いる。そして、これら予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）毎に、評価関数Ｊを算出する。

続くステップＳ２２においては、強制充電フラグがオンとなって且つ、評価関数Ｊを最小とする操作状態を採用した場合、上記ステップＳ１６を否定判断させる要因となったコンデンサＣ＊の充電がなされないか否かを判断する。そして、ステップＳ２２において否定判断される場合、ステップＳ２４において、次回の制御周期における電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を、上記評価関数Ｊを最小化する電圧ベクトルに決定する。これに対し、ステップＳ２２において肯定判断される場合、ステップＳ２６において、電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を電圧ベクトルＶ０に決定するとともに、強制充電フラグをオフとする。

ステップＳ２４，Ｓ２６の処理が完了する場合、ステップＳ２８において変数ｎ，ｎ＋１等をデクリメントする。なお、ステップＳ２８の処理が完了する場合には、この一連の処理を一旦終了する。

図６（ａ）に本実施形態にかかるコンデンサＣｕの電圧の推移を示す。これに対し、図６（ｂ）に、評価関数ＪのみによってインバータＩＮＶの操作状態を決定する処理によるコンデンサＣｕの電圧の推移を示す。図示されるように、本実施形態では、コンデンサＣｕの電圧がドライブユニットＤＵの動作を保証できなくなる閾値よりも低くなることを確実に回避することができる。

なお、上記のように電圧ベクトルＶ０を強制的に採用する場合、これはモータジェネレータ１０を流れる電流と指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとの乖離を大きくするおそれがある。ただし、電圧ベクトルＶ０を強制的に採用する処理がなされるのが基本的に低回転速度時であることなどから、この乖離は、無視しうるものとなっている。すなわち、低回転速度時においては、インバータＩＮＶの変調率が小さい。一方、ｄｑ座標系における誤差ｅｄｑの変化速度ベクトルは、インバータＩＮＶの出力電圧の基本波成分と現在採用されている電圧ベクトル（瞬時電圧）との差によって表現される。ここで、ゼロ電圧ベクトルが採用される場合、上記差は、基本波成分そのものとなる。そして変調率が小さい場合、基本波成分が瞬時電圧と比較して小さいため、ゼロ電圧ベクトルとした場合の誤差ｅｄｑの変化速度は、コンデンサＣ＊を充電可能な有効電圧ベクトルを採用する場合と比較して、小さくなる。

なお、電圧ベクトルＶ０を強制的に採用する処理がなされるのが基本的に低回転速度時となるのは、高回転速度となる場合、制御周期Ｔｃと電気角の一回転に要する時間との差が縮まることによって、短時間のうちにスイッチング素子Ｓ＊ｎがオンとなる操作状態が採用されやすくなるためである。すなわち、モデル予測制御といえども、１電気角周期の期間において下側アームのスイッチング素子に継続してオンとならないものが生じるような選択はなされ難い。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）コンデンサＣ＊の充電電圧が低下する状況下、評価関数Ｊにかかわらず、コンデンサＣ＊を充電する操作状態を選択した。これにより、コンデンサＣ＊の電圧が過度に低下する事態を回避することができる。

（２）高電位側のスイッチング素子Ｓ＊ｐがオン状態となる期間と低電位側のスイッチング素子Ｓ＊ｎがオン状態となる期間との双方の期間に基づき、コンデンサＣ＊の充電電圧の低下を把握した。これにより、コンデンサＣ＊の電圧の低下を高精度の把握することができる。

（３）コンデンサＣ＊の充電が不可能となる状態に切り替わる都度、充電カウンタの値からマップ演算される値によって放電カウンタの値を補正可能とした。これにより、放電カウンタによって、コンデンサＣ＊の電圧を高精度に定量化することができる。

（４）コンデンサＣ＊の充電電圧が低下する状況下、電圧ベクトルＶ０を強制的に選択した。これにより、コンデンサＣ＊を強制的に充電させる処理を簡素化することができる。また、変調率の低い領域においては、ゼロ電圧ベクトル時において有効電圧ベクトル時と比較して誤差ｅｄｑの変化速度が小さくなることから、強制的な充電処理に起因した制御量の誤差を抑制することもできる。

（５）評価関数Ｊを用いた評価が最も高い操作状態が、充電が所望されるコンデンサＣ＊を充電することができない操作状態であることを条件に、電圧ベクトルＶ０を強制的に選択した。これにより、誤差ｅｄｑを最小とする操作状態を極力用いることができる。
＜第２の実施形態＞
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、コンデンサＣ＊の充電電圧が低下する状況下、コンデンサＣ＊を充電する操作状態の評価が高くなるように評価関数Ｊを変更する。

図７に、本実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す。この処理は、たとえば所定周期でくり返し実行される。なお、図７において、先の図４に示した処理に対応するものについては、便宜上同一のステップ番号を付している。

この一連の処理では、ステップＳ５０において、電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）として仮設定される各電圧ベクトル毎に、これによるコンデンサＣ＊の電圧Ｖｃ＊を予測する処理を行う。以下、図８を用いて、予測処理を説明する。

本実施形態では、図８に示すように、コンデンサＣ＊の放電経路として、コンデンサＣ＊に抵抗値Ｒ２の抵抗体５０が並列接続されたモデルを用いて電圧Ｖｃ＊を予測する。ここで、抵抗体２６の抵抗値Ｒ１と、コンデンサＣ＊の静電容量Ｃと、ドライブ用電源２２の電圧Ｅｄとを用い、スイッチング素子Ｓ＊ｎのオン状態時には、ドライブ用電源２２の電荷がコンデンサＣ＊に充電される一方、抵抗体５０を介した放電もなされることから、以下の式（ｃ５）が成立する。
Vc*
＝R2・Ed・｛１−exp（−ｔ／τｃ）｝／（R1+R2）＋Vc*0・exp（−ｔ／τｃ）
…（ｃ５）
ただし、１制御周期Ｔｃ前のコンデンサＣ＊の電圧の初期値Ｖｃ＊０と、以下の式（ｃ６）にて表現される時定数τｃとを用いている。
τｃ＝Ｒ１・Ｒ２・Ｃ／（Ｒ１＋Ｒ２） …（ｃ６）
一方、スイッチング素子Ｓ＊ｐのオン状態時には、コンデンサＣ＊の電圧の変化は、抵抗体５０を介した放電のみによって生じるから、以下の式（ｃ７）が成立する。
Vc*＝Vc*0・exp（−ｔ／τｄ） …（ｃ７）
ただし、以下に示す時定数τｄを用いている。
τｄ＝Ｒ２・Ｃ …（ｃ８）
上記の式（ｃ５），（ｃ７）を用いることで、仮設定された電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）が採用されることに伴う電圧Ｖｃ＊を予測することができる。特に上記ステップＳ５０では、仮設定された電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）が採用された時点から１制御周期Ｔｃが経過した時点における電圧を推定する。これは、前回のステップＳ５０において予測された電圧Ｖｃ＊を初期値Ｖｃ＊０として且つ、パラメータｔを制御周期Ｔｃとすることで行なうことができる。ただし、前回のステップＳ５０において予測された電圧Ｖｃ＊は、ステップＳ１０において出力された電圧ベクトルＶ（ｎ）に対応するものとする。

続くステップＳ２０ａでは、仮設定された電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）に関する評価関数Ｊを算出する。本実施形態では、評価関数Ｊを、誤差ｅｄｑのベクトルノルムに、「Ｖｒｅｆ−Ｖｃ＊」とゼロとのうちの大きい方をｕ，ｖ，ｗ相の全相について合計した値を加算することで算出する。ここで、「Ｖｒｅｆ−Ｖｃ＊」は、コンデンサＣ＊の電圧が低下する状況下、この状況を放置する操作状態の評価を低下させるための設定である。ここで、基準電圧Ｖｒｅｆは、コンデンサＣ＊の電圧が低下する状況を示すパラメータである。基準電圧Ｖｒｅｆは、ドライブユニットＤＵの駆動を正常に行なうことのできなくなる上限値よりも大きい値に設定されている。

こうして電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７の全てについて評価関数Ｊが算出されると、ステップＳ５２に移行し、評価関数Ｊを最小とする操作状態に対応する電圧ベクトルを次回の電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）に決定する。

以上説明した本実施形態によれば、以下の効果が得られる。

（６）コンデンサＣ＊の電圧を低下させない操作状態の評価を、低下させる操作状態の評価よりも高くした。これにより、モータジェネレータ１０の制御量の制御性とコンデンサＣ＊の電圧の制御性との両立を図ることができる。
＜第３の実施形態＞
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図９に、本実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す。この処理は、たとえば所定周期でくり返し実行される。なお、図９において、先の図４に示した処理に対応するものについては、便宜上同一のステップ番号を付している。

この一連の処理では、ステップＳ１２の処理の後、ステップＳ１４の処理に代えて、ステップＳ６０において、コンデンサＣ＊の電圧Ｖｃ＊を推定する。ここで、推定処理は、電圧ベクトルＶ（ｎ）の出力に起因した１制御周期Ｔｃ先のコンデンサＣ＊の電圧Ｖｃ＊の予測処理としてもよいが、ステップＳ１０の処理のなされた時点におけるコンデンサＣ＊の電圧の推定であってもよい。なお、ここでは、「推定」を「予測」を包含する用語として用いている。この推定処理は、上記第２の実施形態における予測処理と同様に行なうことができる。

続くステップＳ６２においては、推定された電圧Ｖｃ＊の全てが閾値Ｖｔｈよりも大きいか否かを判断する。この処理は、先の図４のステップＳ１６の処理に対応している。そして、ステップＳ６２において否定判断される場合、ステップＳ１７に移行する。そして、ステップＳ１７の処理が完了する場合や、ステップＳ６２において肯定判断される場合、ステップＳ１８に移行する。
＜第４の実施形態＞
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１０に、本実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す。この処理は、たとえば所定周期でくり返し実行される。なお、図１０において、先の図４に示した処理に対応するものについては、便宜上同一のステップ番号を付している。

この一連の処理では、ステップＳ１２の処理の後、ステップＳ１４の処理に代えて、ステップＳ７０において、コンデンサＣ＊の電圧Ｖｃ＊を検出する。これは、コンデンサＣ＊のそれぞれの両端の電圧を検出する手段を備えることで行なうことができる。続くステップＳ７２においては、推定された電圧Ｖｃ＊の全てが閾値Ｖｔｈよりも大きいか否かを判断する。この処理は、先の図４のステップＳ１６の処理に対応している。そして、ステップＳ７２において否定判断される場合、ステップＳ１７に移行する。そして、ステップＳ１７の処理が完了する場合や、ステップＳ７２において肯定判断される場合、ステップＳ１８に移行する。
＜第５の実施形態＞
以下、第５の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、トルクと磁束とを直接の制御量とし、これらの指令値と予測値とを入力としてインバータＩＮＶの操作状態を決定する。

図１１に、本実施形態にかかる制御装置２０による処理を示す。なお、図１１において、先の図２に示した処理に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、トルク／磁束予測部６０は、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅに基づき、モータジェネレータ１０の磁束ベクトルΦとトルクＴとを予測する。ここで、磁束ベクトルΦ＝（Φｄ、Φｑ）は、下記の式（ｃ９）、（ｃ１０）にて予測され、トルクＴは、下記の式（ｃ１１）にて予測される。

Φｄ＝Ｌｄ・ｉｄ＋φ …（ｃ９）
Φｑ＝Ｌｑ・ｉｑ …（ｃ１０）
Ｔ＝Ｐ（Φｄ・ｉｑ−Φｑ・ｉｄ） …（ｃ１１）
ちなみに、上記の式（ｃ１１）においては、極対数Ｐを用いている。

一方、磁束マップ６２では、要求トルクＴｒに基づき、指令磁束ベクトルΦｒを設定する。ここで、指令磁束ベクトルΦｒは、要求トルクＴｒを満たすもののうち、例えば最小の電流で最大のトルクが得られる最大トルク制御を実現する等の要求によって設定されるものである。

操作状態決定部４４ａでは、予測トルクＴｅと要求トルクＴｒとの差と、予測磁束ベクトルΦｅと指令磁束ベクトルΦｒとの各成分の差とに基づき制御量とその指令値との乖離度合いを定量化し、乖離度合いが最小となる電圧ベクトルを採用する。ここでの定量化は、これらの差の２乗のそれぞれに重み係数ａ、ｂ（ａ≠ｂ、ａ≠０、ｂ≠０）を乗算した値同士の和に基づき決定される。ここで、重み係数ａ、ｂは、トルクと磁束との大きさが相違することに鑑みたものである。すなわち例えば、トルクの数値の方が大きくなる単位設定をする場合、トルク偏差の方が大きくなりやすいため、重み係数ａ、ｂを用いない場合には、磁束の制御性が低い電圧ベクトルであっても、評価がさほど低くならない等のデメリットの生じるおそれがある。このため、重み係数ａ、ｂを、評価のための複数の入力パラメータの絶対値の大きさの相違を補償する手段として用いる。
＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

「更新手段について」
上記第１の実施形態において、放電カウンタの値がマップ値よりも大きい場合、マップ値の所定割合だけ放電カウンタの値を増量補正してもよい。

「カウンタについて」
上記第１の実施形態において、放電カウンタや充電カウンタの制御周期Ｔｃ当たりの変化量を固定値とする代わりに、現在のカウンタ値等に応じて可変設定してもよい。これにより、コンデンサＣ＊の充電による電圧の上昇速度や放電による電圧の低下速度が時間に応じて変化することを模擬することができる。

上記第１の実施形態において、放電カウンタを減算する処理に代えて加算する処理を採用して且つ、充電カウンタを加算する処理に代えて減算する処理を採用してもよい。この場合、放電カウンタは、コンデンサＣ＊の充電電圧と負の相関を有するものとなるため、放電カウンタの値が大きいことに基づき、コンデンサＣ＊の充電電圧の低下量が上限値に達したと判断すればよい。

充電カウンタを備えることなく、放電カウンタのみを備えるものであってもよい。ただし、この場合、強制的な充電処理がなされる場合には放電カウンタをリセットする。

モータジェネレータ１０の端子毎に各別に設けられるものに限らない。たとえば、高電位側のスイッチング素子Ｓ＊ｐがオン状態となる相の数だけ放電カウンタを加算するものであってもよい。この場合であっても、放電カウンタの値とコンデンサＣ＊の電圧とは負の相関を有すると考えられるため、放電カウンタの値が所定値に達することに基づき、電圧ベクトルＶ０を選択することは有効である。

「推定手段について」
コンデンサＣ＊の電圧の時間推移を示すモデル式としては、上記第２の実施形態において例示したものに限らない。たとえば、スイッチング素子Ｓ＊＃のゲートの充電による電圧の低下と、ドライブユニットＤＵ内の回路で消費される電力による電圧の低下とを各別にモデル化したものであってもよい。これはたとえば、先の図８に示したモデルをドライブユニットＤＵ内の回路で消費される電力による電圧の低下を算出する手段として且つ、スイッチング素子Ｓ＊ｐのオン状態への切り替え時に、その手段によって算出される電圧を所定量だけ低下補正することで実現することができる。

「電圧予測手段について」
予測のためのモデル式が上記第２の実施形態において例示したものに限らないことについては、上記「推定手段について」の欄に記載したとおりである。

また、モデル式を用いるものにも限らず、たとえば上記放電カウンタおよび充電カウンタの協働で実現される放電カウンタ値のように、コンデンサＣ＊の電圧と正または負の相関を有するパラメータを算出する手段であってもよい。

「バイアス手段について」
予測電圧Ｖｅ＊が基準電圧Ｖｒｅｆよりも小さくなることを条件に、評価関数Ｊに（Ｖｒｅｆ−Ｖｅ＊）を加算するものに限らない。たとえば、予測電圧Ｖｅ＊が基準電圧Ｖｒｅｆを上回る量が規定量以下であることを条件に、評価関数Ｊに（Ｖｒｅｆ−Ｖｅ＊）を加算するものであってもよい。またたとえば、予測電圧Ｖｅ＊が基準電圧Ｖｒｅｆよりも小さくなることを条件に、評価関数Ｊに（Ｖｒｅｆ−Ｖｅ＊）の２乗を加算するものであってもよい。

コンデンサＣ＊についての電圧Ｖｃ＊が規定値よりも小さくなる度合いに応じて評価を多段階に変更するものに限らない。たとえば、電圧Ｖｃ＊が規定値よりも小さくなる場合、モータジェネレータ１０の制御の正常時における誤差ｅｄｑベクトルのノルムとしてとり得る最大値よりも小さい所定量（＞０）を、そのコンデンサＣ＊を充電しない操作状態の評価関数Ｊに限って加算するものであってもよい。

また、電圧Ｖｃ＊が規定値よりも小さい場合に決定手段による決定に際しての評価を操作するものに限らない。たとえば、常時、コンデンサＣ＊を充電しない操作状態の評価の方が充電する操作状態の評価よりも低くなるようにしてもよい。

「優先手段について」
上記第１の実施形態（図４のステップＳ２２）において、評価関数Ｊを最小とする操作状態が、放電カウンタが所定値以下となるコンデンサＣ＊を充電しないとの条件を設けなくてもよい。

またたとえば、上記第１の実施形態において、強制的に電圧ベクトルＶ０とする代わりに、放電カウンタが所定値以下となるコンデンサＣ＊を充電する操作状態に強制的に変更するようにしてもよい。

「仮設定される操作状態について」
電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７の全てに限らず、たとえば、モータジェネレータ１０の端子のうちスイッチング状態の切り替え端子数が「１」以下となるものや、「２」以下となるものであってもよい。

「予測手段について」
次回の電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）によって生じる制御量のみを予測するものに限らない。たとえば、数制御周期先の更新タイミングにおけるインバータＩＮＶの操作による制御量まで順次予測するものであってもよい。

「決定手段について」
たとえば、上記第１の実施形態において、予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２）と指令電流ｉｄｒ（ｎ＋２）との差と、予測電流ｉｑｅ（ｎ＋２）と指令電流ｉｑｒ（ｎ＋２）との差との加重平均処理値を、乖離度合いの評価対象とするパラメータとしてもよい。要は、乖離度合いが大きいほど評価が低くなることを定量化すべく、乖離度合いとの間に正または負の相関関係があるパラメータによって定量化すればよい。

「制御量について」
指令値と予測値とに基づきインバータＩＮＶの操作を決定するために用いる制御量としては、トルクおよび磁束と、電流とのいずれかに限らない。例えば、トルクのみまたは磁束のみであってもよい。また例えば、トルクおよび電流であってもよい。ここで、制御量を電流以外とする場合等において、センサによる直接の検出対象を電流以外としてもよい。

上記各実施形態では、回転機の究極の制御量（予測対象であるか否かにかかわらず、最終的に所望の量とされることが要求される制御量）を、トルクとしたが、これに限らず、例えば回転速度等としてもよい。

「直流交流変換回路を構成するスイッチング素子について」
ＩＧＢＴに限らず、たとえば、ＭＯＳ電界効果トランジスタ等の電界効果トランジスタであってもよい。ここでは、Ｎチャネルに限らず、Ｐチャネルであってもよい。ただし、ＰチャネルＭＯＳ電界効果トランジスタは、入力端子（ソース）に対する開閉制御端子（ゲート）の電位を操作することでオン・オフ操作されるものであるため、高電位側のスイッチング素子Ｓ＊ｐの電源をドライブ用電源２２とし、低電位側のスイッチング素子Ｓ＊ｎの電源をコンデンサＣ＊とする。

「回転機について」
３相回転機に限らない。たとえば５つの端子のそれぞれの巻線が互いに接続された５相回転機等、４相以上の回転機であってもよい。
また、上記各実施形態では、回転機の各端子に接続される固定子巻線同士がスター結線されるものを想定したが、これに限らず、デルタ結線されるものであってもよい。

回転機としては、表面磁石同期機に限らず、埋め込み磁石同期機や、界磁巻線型同期機等、任意の同期機であってよい。更に、同期機にも限らず、誘導モータ等、誘導回転機であってもよい。

回転機としては、産業用ロボットに搭載されるものに限らない。たとえば、車両の主機として用いられるものであってもよい。

「そのほか」
直流電圧源としては、ＭＧ用バッテリ１２に限らず、例えばＭＧ用バッテリ１２の電圧を昇圧するコンバータの出力端子であってもよい。

１０…モータジェネレータ、１２…ＭＧ用バッテリ（直流電圧源の一実施形態）、２０…制御装置（回転機の制御装置の一実施形態）、２２…ドライブ用電源、Ｃｕ、Ｃｖ，Ｃｗ…コンデンサ。

Claims (12)

1. 直流電圧源の正極および負極のそれぞれに回転機の端子を選択的に接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路について、該直流交流変換回路のスイッチング素子をオン・オフ操作することで前記回転機を流れる電流、前記回転機のトルク、および前記回転機の磁束の少なくとも１つを有した制御量を制御する回転機の制御装置において、
   前記スイッチング素子を駆動する駆動回路は、前記正極に接続するスイッチング素子および前記負極に接続するスイッチング素子のいずれか一方の電流の流通経路の一対の端部のいずれかを基準電位とする直流電圧源の電力を、前記いずれか一方のオン期間において前記いずれか他方の駆動回路の電源となるコンデンサに充電するブートストラップ回路を備えるものであり、
   固定座標系における電圧ベクトルにて表現される前記直流交流変換回路の操作状態を仮設定した場合の前記制御量を予測する予測手段と、
   該予測手段によって予測される制御量に基づき、該予測される制御量に対応する操作状態を評価し、評価の高い操作状態を前記直流交流変換回路の操作状態として決定する決定手段と、
   該決定された操作状態となるように前記直流交流変換回路を操作する操作手段と、
   前記コンデンサの充電電圧が低下する状況下、前記決定手段による操作状態の決定に際して、前記いずれか一方がオン状態となる操作状態の優先度を大きくする優先手段と、
   を備えることを特徴とする回転機の制御装置。
2. 前記優先手段は、前記回転機の同一の端子に接続される前記いずれか一方のスイッチング素子がオン状態となる期間と前記他方のスイッチング素子がオン状態となる期間との双方の期間に基づき前記充電電圧の低下を把握し、これに基づき前記優先する処理を行なうものであることを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
3. 前記優先手段は、前記コンデンサの充電電圧の低下量が上限値に達したことを前記操作手段による操作に基づき推定する推定手段を備え、前記推定手段による推定に基づき前記優先する処理を行なうことを特徴とする請求項１または２記載の回転機の制御装置。
4. 前記推定手段は、前記回転機の１の端子毎にカウンタを備え、
   該カウンタは、前記決定手段によって前記いずれか一方のスイッチング素子のオン状態が決定されること、および前記決定手段によって前記いずれか他方のスイッチング素子のオン状態が決定されることのいずれか一方に基づき前記カウンタの値を減少させ、いずれか他方に基づき前記カウンタの値を増加させることを特徴とする請求項３記載の回転機の制御装置。
5. 前記カウンタは、放電カウンタであって且つ、前記決定手段によって前記いずれか他方のスイッチング素子のオン状態が決定される都度、増加または減少されるものであり、
   前記推定手段は、前記決定手段によって前記いずれか一方のスイッチング素子のオン状態が決定される回数をカウントする充電カウンタと、前記操作手段によって前記いずれか一方のスイッチング素子のオン状態から前記いずれか他方のスイッチング素子のオン状態に切り替えられることに基づき、前記充電カウンタの値を入力としてマップ演算される値に基づき前記放電カウンタを更新する更新手段と、をさらに備えることを特徴とする請求項４記載の回転機の制御装置。
6. 前記推定手段は、前記コンデンサの電圧の時間推移を示すモデル式に基づき前記推定を行なうことを特徴とする請求項３記載の回転機の制御装置。
7. 前記優先手段は、前記コンデンサの電圧の検出値を取得する機能を有することを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
8. 前記優先手段は、前記コンデンサの電圧の低下量が上限値に達したと判断される場合、前記いずれか一方のスイッチング素子のうち前記上限値に達するコンデンサに対応するものがオン状態とされる操作状態を前記決定手段に決定させることを特徴とする請求項３〜７のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
9. 前記優先手段は、前記低下量が上限値に達したと判断される場合、前記回転機の各端子に接続される前記いずれか一方のスイッチング素子の全てがオン状態とされる操作状態を前記決定手段に決定させることを特徴とする請求項８記載の回転機の制御装置。
10. 前記優先手段は、前記決定手段による評価の最も高い操作状態が前記上限値に達したと判断されるコンデンサを充電するものでないことを条件に、前記回転機の各端子に接続される前記いずれか一方のスイッチング素子の全てがオン状態とされる操作状態を前記決定手段に決定させることを特徴とする請求項９記載の回転機の制御装置。
11. 前記優先手段は、前記決定手段による前記コンデンサの電圧を低下させない操作状態の評価を、低下させる操作状態の評価よりも高くするバイアス手段を備えることを特徴とする請求項１または２記載の回転機の制御装置。
12. 前記バイアス手段は、前記予測手段によって仮設定される操作状態のそれぞれについて、該操作状態によって生じるコンデンサの電圧を予測する電圧予測手段を備え、該電圧予測手段によって予測される電圧が規定値よりも小さくなる場合、前記決定手段による前記コンデンサの電圧を低下させない操作状態の評価を、低下させる操作状態の評価よりも高くすることを特徴とする請求項１１記載の回転機の制御装置。