JP2013504295A - 電気エネルギ変換回路装置 - Google Patents

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Abstract

本発明は、電気エネルギ変換回路装置（１９０）、電気エネルギ変換回路装置の動作方法（６００）、電気機器（５００）及びコンピュータプログラムに関する。回路装置（１９０）はアース接続を可能にし、さらに、ダイレクトインプット電圧（１１０）をダイレクトアウトプット電圧（１２０）に変換する２つの並列接続されたバックブーストコンバータを有する。これらのコンバータは、出力キャパシタ（１６０）が受ける２つの位相シフトされた電流（１３１，１４１）を生成するよう構成される。位相シフトにより、電流リップルは低減される。ダイレクトアウトプット電圧（１２０）及びダイレクトインプット電圧（１１）は、望ましくは、共通電位（１１４）を有し、極性が逆である。従って、振幅が大きい第２の電圧、すなわち、ダイレクトインプット電圧（１１０）及びダイレクトアウトプット電圧の和がさらに供給される。

Description

本発明は、電気エネルギ変換回路装置、電気エネルギ変換回路装置の動作方法、及びコンピュータプログラムに関する。特に、本発明は、光電池モジュールによって供給される電気エネルギを変換することに関する。
米国特許出願公開第２００８／０２６６９１９（Ａ１）号明細書（特許文献１）は、変圧器によらない直流電圧から交流電圧への変換のための回路装置を開示している。この回路装置は２つのバックブーストチョッパを有し、第２のバックブーストチョッパは、第１のバックブーストチョッパの下流に接続される。第１のバックブーストチョッパは、光電池モジュール等の第１の電気エネルギ源によって供給される入力電圧を第１の中間直流電圧に変換するよう構成される。第２のバックブーストチョッパは、第１の中間直流電圧を第２の中間直流電圧に変換するよう構成される。第１及び第２の中間直流電圧はいずれも、夫々の中間キャパシタによってフィルタリングされる。それら２つの中間キャパシタは、夫々、アース又は中性点に接続されている接合接続点を介して直列接続されている。また、入力電圧を供給するエネルギ源は、夫々、アース又は中性点に接続されている。回路装置は、第１及び第２の中間直流電圧を交流電圧に変換するハーフブリッジをさらに有する。交流電圧は、配電網に供給される前に、回路装置のフィルタリング回路によってフィルタリングされる。
米国特許出願公開第２００８／０２６６９１９（Ａ１）号明細書
本発明は、アース接続を可能にする高効率の電気エネルギ変換回路装置を提供することを目的とする。
本発明の第１の態様において、ダイレクトインプット電圧をダイレクトアウトプット電圧に変換する電気エネルギ変換回路装置が提案され、当該電気エネルギ変換回路装置は：
前記ダイレクトインプット電圧を受ける一定電位の共通接点及び正接点、
前記正接点及び前記共通接点に接続され、第１の制御信号に依存して第１の中間電流を生成するよう構成される第１のバックブーストコンバータ、
前記第１のバックブーストコンバータに並列接続され、第２の制御信号に依存して第２の中間電流を生成するよう構成される第２のバックブーストコンバータ、
前記第１の中間電流及び前記第２の中間電流を受け、該第１の中間電流及び該第２の中間電流に依存して前記ダイレクトアウトプット電圧を生成するよう構成される出力キャパシタ、及び
前記第１の中間電流及び前記第２の中間電流が互いに対して位相シフトされて、前記ダイレクトアウトプット電圧が大きさを調整されるように、前記第１の制御信号及び前記第２の制御信号を供給するよう構成されるコントローラ
を有する。
本発明は、上記の先行技術に従う回路装置の２つのバックブーストチョッパが、夫々各自の中間キャパシタを充電するものであり、特にそれらがもたらす高電流リップルにより、回路装置の効率の悪化を引き起こすという認識に基づく。実効電流又は電圧を増大させない高電流リップルにより、高ピーク電流は特にスイッチにおいてエネルギ損失を引き起こし、回路のパッシブ部品及びアクティブ部品の両方に電気的にストレスを加える。さらに、高電流リップルは、回路装置のアクティブ素子（例えば、半導体パワースイッチ）及びパッシブ素子（例えば、回路装置のダイオード、チョーク又はキャパシタ）に機械的なストレスも引き起こすので、回路装置の寿命を著しく縮める。さらに、高電流リップルは、高電流リップルに耐えるよう構成された、より大きなキャパシタを必要とする。しかし、大きなキャパシタは、より重く且つより高価な回路装置をもたらし、これは、一般的に不利である。
さらに、先行技術に従う回路装置の２つのバックブーストチョッパの直列接続により、第１のバックブーストチョッパは、回路装置全体の定格電力の１００％に実質的に等しい電力の転送のための大きさにされるべきである。先行技術に従う回路装置の第２のバックブーストチョッパのみが、回路装置の定格電力の１００％よりも小さい電力の転送のための大きさにされてよい。従って、先行技術に従う回路装置は、低い出力密度を示す。
提案される電気エネルギ変換回路装置（以下、回路装置とも呼ばれる。）は、先行技術に従う回路装置の上記の欠陥を解消する。
コントローラは、第１及び第２の中間電流が互いに対して位相シフトされるように、第１及び第２のバックブーストコンバータを制御するよう構成されるので、第１及び第２の中間電流の和の電流リップルは低減される。本発明の回路装置は、出力キャパシタが第１及び第２の中間電流の和を受けるように組み立てられることが理解されるべきである。位相シフトにより、スイッチング周期の１時間周期の間、第１の中間電流は立ち上がっており、第２の中間電流は立ち下がっている。この動作は、第１及び第２のバックブーストコンバータのインターリーブ動作とも呼ばれ、ダイレクトインプット電圧を供給する入力キャパシタ及び前記出力キャパシタで起こる電流ストレスが、同量の電力を変換する単一のバックブーストコンバータと比較して６０％低減されるという利点を有する。
第１及び第２の中間電流は両方とも、ダイレクトインプット電圧の源から、それにより入力キャパシタから生じ、出力キャパシタに加えて、チョーク、抵抗、キャパシタ、スイッチ、ダイオード等のバックブーストコンバータの回路部品にも作用する。従って、電流リップルの低減は複数の相互に関連する利点を有する。第１に、第１及び第２のバックブーストコンバータの損失が低減される。第２に、バックブーストコンバータの部品は、高電流リップルに耐えるために過度に大きくされる必要がない。第３に、ダイレクトアウトプット電圧及びダイレクトインプット電圧のリップルが低減される。従って、出力キャパシタ及び／又は入力キャパシタのキャパシタンスは低減され得、より小さく、従ってより安価なキャパシタをもたらす。電流リップルの低減に係るこれらの効果は、さらに、本発明の回路装置の寿命の延長をもたらす。
さらに、第１及び第２のバックブーストコンバータの並列接続により、回路装置は高い電力密度を示す。第１及び第２のバックブーストコンバータは両方とも、回路装置の定格電力５０％に実質的に等しい電力の転送のための大きさにされ得る。
本発明は、ダイレクトインプット電圧の源の負極が、ダイレクトインプット電圧の供給源の性能低下を回避するために、しばしば、有利に、アース／接地に接続されるという更なる認識に基づく。例えば、薄膜光電池モジュールは、優先的にダイレクトインプット電圧の源として働くものであり、太陽放射から電気エネルギへの変換に関して大幅な費用削減を約束する。しかし、大部分の薄膜光電池モジュールは、性能低下を回避するようアース接続を必要とする。多くの更なるダイレクトインプット電圧源に関し、アース又は接地接続が設けられることが有利であり、又は必要とされる。アース／接地接続の必要性は物理的な理由を有しうるが、規格の仕様であることもある。
本発明の回路装置は、入力電圧を受ける一定電位の共通接点を有するので、その入力電圧の供給源も結果として共通接点に接続される。これは、複数の異なる源がダイレクトインプット電圧のための源として働くことができるという第１の利点を有する。第２の利点は、薄膜光電池モジュールのようなダイレクトインプット電圧源の高い効率が達成されることである。従って、ダイレクトインプット電圧源及び回路装置を有する配置の効率は高められる。
ダイレクトインプット電圧は、何らかの適切な源によって、例えば、燃料電池、回路装置の上流に接続された整流器、バッテリ、又は直流の何らかの発生源によって、供給されてよい。優先的に、ダイレクトインプット電圧は光電池モジュールによって供給される。ほとんどの場合において、正接点と共通接点との間には入力キャパシタが接続される。入力キャパシタは、源と回路装置との間に接続される外部キャパシタとして、あるいは代替的に、源の内蔵型出力キャパシタとして、又は電気エネルギ変換回路装置の内部入力キャパシタとして生じてよい。また、源が内蔵型出力キャパシタを有し、且つ、回路装置が入力キャパシタとして協働する内部入力キャパシタを有することも可能である。
本発明を表す適用範囲内で、語「一定電位（constant potential）」は、実質的に時間一定の電位をいう。１Ｖ、５Ｖ又は１０Ｖ等の一定電位の僅かの偏差は、依然として一定であると考えられるべきである。さらに、当然、語「接点（contact）」は特定の接続点に注目するのみならず、複数の接続点を有する信号線又は同種のものをいうことができ、接続線は、空間的に、実質的に一定の電位を示す。さらに、語「正接点」及び後に紹介される語「負接点」は、必ずしも、それらの電位が実際に共通接点の電位に対して正又は負であることを暗示しているわけではないことが理解されるべきである。正接点の電位は正又は負であってよく、負接点の電位も正又は負であってよい。さらに、正接点及び負接点は両方とも、同じ極性又は異なる極性を示してよい。
上述されたように、一定電位の共通接点は、優先的に、アース又は接地に接続される。これは、ダイレクトインプット電圧の供給源もアース又は接地に接続されるという利点を有する。
第１及び第２のバックブーストコンバータは、ダイレクトインプット電圧を処理するために正接点及び共通接点に接続される。本発明を表す適用範囲内で、語「バックブーストコンバータ（buck-boost converter）」は、第１の直流電圧を第２の直流電圧に変換するよう構成されるパワーエレクトロニック・コンバータをいい、第２の直流電圧は第１の直流電圧に対して大きくされ、小さくされ、又は同じ大きさを有してよい。本発明の回路装置の第１及び第２のバックブーストコンバータは夫々、少なくとも、チョーク、スイッチ及びダイオードを有する。当然、本発明を表す適用範囲内で、語「チョーク（choke）」は、インダクタ若しくはコイル又は電気チョークのためのその他の語をいう。
さらに、本発明を表す適用範囲内で、語「並列（parallel）」は、並列接続された２つのユニットが電力フローに対して同じ入力接続点及び同じ出力接続点を有することを示すことが理解されるべきである。なお、並列接続されたユニットは、異なる制御信号を受信してよい。並列接続されたユニットの夫々のユニットは、さらに、更なる電流及び／又は電圧タップを示してよい。特に、本発明の回路装置の並列接続された第１及び第２のバックブーストコンバータは両方とも、各自の入力側で正接点及び共通接点に接続され、各自の出力側に関しては、両方とも出力キャパシタに接続される。第１及び第２のバックブーストコンバータは、夫々、第１又は第２の中間電流を同じ出力キャパシタに供給する。
好ましい実施形態において、第１及び第２のバックブーストコンバータは、それらのトポロジ及び構成要素に関して同じである。これは、２つのバックブーストコンバータの制御を容易にする。
また、第１及び第２のバックブーストコンバータは両方とも、回路装置の定格電力の５０％に実質的に等しい電力の転送のための大きさにされることが好ましい。
更なる好ましい実施形態において、第１及び第２のバックブーストコンバータは、２方向性のバックブーストコンバータである。これは、エネルギが入力キャパシタから出力キャパシタへ及び出力キャパシタから入力キャパシタへ伝えられ得るという利点を有する。
優先的に、コントローラは、外的な制御ループによりダイレクトアウトプット電圧を調整し、且つ、内的な制御ループにより第１及び第２のバックブーストコンバータを調整するよう構成される。従って、第１及び第２の中間電流は、ダイレクトアウトプット電圧の所望の大きさに依存して調整される。
優先的に、コントローラは、第１及び第２の中間電流が平均の大きさにおいて実質的に等しいように、第１及び第２の中間電流を制御するよう構成される。これは、電流リップルが低減されるように制御を行うことを容易にする。
一実施形態において、コントローラは、ダイレクトインプット電圧及びダイレクトアウトプット電圧が大きさにおいて実質的に等しいように、第１及び第２のバックブーストコンバータを制御するよう構成される。この実施形態では、第１及び第２の中間電流の位相シフトは約１８０度である。
他の実施形態において、コントローラは、ダイレクトインプット電圧及びダイレクトアウトプット電圧が等しくない大きさであるように、第１及び第２のバックブーストコンバータを制御するよう構成される。かかる実施形態では、位相シフトは、優先的に、１８０度ではないが、電流リップルは低減されたままである。
好ましい実施形態において、コントローラは、ダイレクトアウトプット電圧が大きさにおいて実質的に一定であるように、第１及び第２のバックブーストコンバータを制御するよう構成される。
優先的に、出力キャパシタのキャパシタンスは、ダイレクトアウトプット電圧のリップルが１０％よりも大きくない、優先的に５％よりも大きくない値になるように、大きさを決められる。当然、本発明の回路装置の出力キャパシタは、出力キャパシタに並列接続される負荷のキャパシタによって実現されてもよい。そのような状況を考慮して、回路装置の出力キャパシタのキャパシタンスは、負荷のキャパシタンスと比較して無視できるほど小さくてよい。
好ましい実施形態において、出力キャパシタはフィルムコンデンサである。
代替の実施形態において、出力キャパシタは電解コンデンサである。電解コンデンサは、高い容量密度の利点を有する。しかし、電解コンデンサの動作温度は、電流リップルの増大とともに高くなり、寿命の短縮をもたらす。回路装置は、電流リップルが低減された電流を出力キャパシタに供給するので、電解コンデンサは依然として用いられ得る。
優先的に、本発明の回路装置は、回路装置の出力キャパシタに接続される直流（ＤＣ）負荷（例えば、局所的なＤＣグリッド）に給電するために使用される。かかるＤＣグリッドは、特に、家庭又は運搬用車両（例えば、自動車、電車、船及び飛行機）に存在する。
ＤＣ負荷は、抵抗負荷であってもよい。一実施形態において、本発明の回路装置は、電池に給電するために使用される。他の実施形態において、ＤＣ負荷は、電気照明システム、空調システム又は加熱システムである。
ダイレクトアウトプット電圧によって給電されるＤＣ負荷は、出力キャパシタを放電する。コントローラは、優先的に、ダイレクトアウトプット電圧をモニタし、入力キャパシタから出力キャパシタへの必要とされる電力転送を制御するよう構成される。
回路装置の特に好ましい実施形態において、出力キャパシタは、電気エネルギ変換回路装置の共通接点と負接点との間に接続され、生成されるダイレクトアウトプット電圧は、ダイレクトインプット電圧の極性に対して反対の極性を有する。
この実施形態は、振幅が大きい第２の出力電圧、すなわち、正接点と負接点との間の電圧が生成されるという利点を有する。このように、第２の出力電圧は、ダイレクトインプット電圧の大きさとダイレクトアウトプット電圧の大きさとの和に実質的に等しい大きさを有する。第２の出力電圧は負荷に使用可能である。
優先的に、第２の出力電圧を処理する更なる回路手段が、正接点及び負接点の下流に接続される。
更なる特に好ましい実施形態において、回路装置は、正接点と負接点との間において、並列接続された第１及び第２のバックブーストコンバータの下流に接続される単相インバータをさらに有する。
この実施形態は、回路装置がこの場合にＤＣグリッドのみならず交流（ＡＣ）グリッド又はその他ＡＣ負荷（例えば、電気機械）にも電気エネルギを供給するよう構成されるので、有利である。従って、ダイレクトインプット電圧の源によって供給されるエネルギが、回路装置の出力キャパシタに接続されるＤＣ負荷の要求を超える場合に、残りのエネルギは、単相インバータに接続されるＡＣグリッド等のＡＣ負荷に供給され得る。優先的に、単相インバータは、このようにＡＣグリッド、例えば、２３０ＶＡＣグリッド又は１２０ＶＡＣグリッドに接続される。優先的に、単相インバータは、単相インバータの交流出力電流の高周波成分をフィルタリングするためのフィルタリングチョークを介して、ＡＣグリッドに接続される。
好ましい実施形態において、共通接点は、単相インバータに接続されるＡＣグリッドの中性接点に接続される。単相インバータは正接点と負接点との間に接続されるので、その実効入力電圧はダイレクトインプット電圧及びダイレクトアウトプット電圧の和である。
好ましい実施形態において、回路装置のコントローラは、単相インバータを制御するために第３の制御信号を単相インバータに供給するよう構成される。
一実施形態において、コントローラは、単相インバータの転送電力を制御するよう構成される。この実施形態は、単相インバータの出力電圧が、例えば、異なる調整を受けたＡＣグリッド（ＡＣ本線（mains）とも呼ばれる。）との接続により、予め固定されている場合に、好ましい。
他の実施形態において、コントローラは、単相インバータの出力電圧を制御するよう構成される。この実施形態は、パッシブＡＣ負荷が単相インバータに接続される場合に、好ましい。
優先的に、第３の制御信号は、パルス幅変調（ＰＷＭ）信号である。一実施形態において、コントローラは、電流裕度幅制御（current tolerance band control）を用いて第３の制御信号を生成するよう構成される。他の実施形態において、コントローラは、三角信号又は鋸歯信号を基準信号（優先的に、正弦波基準信号）と比較することにより第３の制御信号を生成するよう構成される。
優先的に、コントローラは、複数の制御モードにおいて第１及び第２のバックブーストコンバータ並びに単相インバータを制御するよう構成される。コントローラの第１制御モードでは、エネルギは、ダイレクトインプット電圧の源から出力キャパシタに接続されたＤＣ負荷へのみ転送される。第２制御モードでは、エネルギは、ダイレクトインプット電圧の源から単相インバータに接続されたＡＣ負荷へ転送される。第３制御モードでは、エネルギは、ダイレクトインプット電圧の源からＤＣ負荷及びＡＣ負荷へ転送される。
優先的に、電気エネルギ変換回路装置の単相インバータは、単相整流器として動作するよう構成される。従って、単相インバータは、２方向性のエネルギフローを可能にする。
この実施形態は、ダイレクトインプット電圧の源がＤＣ負荷に十分なエネルギを供給しない場合に、回路装置の出力キャパシタに接続された局所ＤＣ負荷がダイレクトインプット電圧の源若しくは単相整流器として動作する単相インバータに接続されたＡＣグリッドのいずれかによって、又はＡＣグリッド及びダイレクトインプット電圧の源の両方によって給電され得るので、有利である。
優先的に、単相インバータは、回路装置のコントローラによって制御される制御単相整流器として動作するよう構成される。
好ましい実施形態において、回路装置のコントローラの第４制御モードの間、エネルギは、ダイレクトインプット電圧の源及び単相インバータに接続されたＡＣグリッドの両方から、出力キャパシタに接続されたＤＣ負荷へ転送される。優先的に、ダイレクトインプット電圧の源は、持続可能な源、例えば、燃料電池、光電池モジュール、風力タービンの下流に接続された整流器等である。優先的に、ＡＣグリッドは２３０Ｖグリッド又は１２０Ｖグリッドである。
本実施形態の更なる利点は、通常ＡＣグリッドを介して給電されるＤＣ負荷が自身の整流器又は力率補正ユニットを装備されてはならないことであり、これは、それらが回路装置のダイレクトアウトプット電圧を給電され得るためである。従って、多くのＤＣ負荷の費用は削減され得る。
更なる実施形態において、回路装置のコントローラは、最大電力点（最大電力点追跡（ＭＰＰＴ（maximum power point tracking）））においてダイレクトインプット電圧の源を動作させるよう構成される。これは、ダイレクトインプット電圧の源、例えば、光電池モジュールのアレイ又は風力タービンの最大使用可能エネルギが使用されるという利点を有する。この実施形態は、実質的に一定の電気負荷が、変動電力曲線を示しうる入力電圧源によって給電されるべき場合に、特に好ましい。源の変動電力と電気負荷の実質的に一定の電力との正又は負の差は、単相インバータに接続されたＡＣグリッドによって又はＡＣグリッドへ与えられる。
他の実施形態において、回路装置は、正接点と負接点との間において、並列接続された第１及び第２のバックブーストコンバータの下流に接続された多相インバータを有する。一般的に言えば、この実施形態は、単相インバータが配置される場合に回路装置の実施形態がもたらすのと同様の利点をもたらす。さらに、特に、この実施形態は、上述されたように実行される同一の又は同様のモードを有する。
なお、回路装置のこの実施形態においては、多相インバータは、優先的に、多相ＡＣグリッドへ、又は多相ＡＣ負荷（例えば、電気機械）へ接続される。多相インバータは、多くの電力（例えば、５ｋＷ以上）が回路装置を介して転送されるべき場合に、単相インバータに対して特に好ましい。好ましい実施形態において、多相インバータは三相インバータである。優先的に、三相インバータは、２０８ＶＡＣグリッド又は４００ＶＡＣグリッド等の三相ＡＣグリッドに接続される。
好ましい実施形態において、コントローラは、第４の制御信号を多相インバータへ供給するよう構成される。優先的に、回路装置のコントローラは、空間ベクトル変調を用いて第４の制御信号を生成するよう構成される。しかし、他の実施形態においては、コントローラは、電流裕度幅制御によって、又は基準信号と三角若しくは鋸歯信号との比較（自然標本抽出（natural sampling））によって、第４の制御信号を生成するよう構成される。
更なる好ましい実施形態において、電気エネルギ変換回路装置の多相インバータは、多相整流器として動作するよう構成される。従って、多相インバータは、２方向性のエネルギフローを可能にする。
この実施形態は、回路装置の出力キャパシタに接続された局所ＤＣ負荷がダイレクトインプット電圧の源若しくは多相整流器として動作する多相インバータに接続されたＡＣグリッドのいずれかによって、又はＡＣグリッド及びダイレクトインプット電圧の源の両方によって給電され得るので、有利である。好ましい実施形態において、回路装置のコントローラの第４制御モードの間、エネルギは、ダイレクトインプット電圧の源及び多相インバータに接続されたＡＣグリッドの両方から、出力キャパシタに接続されたＤＣ負荷へ転送される。優先的に、ダイレクトインプット電圧の源は、持続可能な源、例えば、燃料電池、光電池モジュール、風力タービンの下流に接続された整流器等である。優先的に、多相ＡＣグリッドは２０８Ｖグリッド又は４００Ｖグリッドである。
高い柔軟性は、提案される回路装置の全般的な利点である。上述されたように、それは複数の目的に役立つことができる。第１の目的は、優先的に、持続可能な源、例えば風力式電力発生器又は光電池モジュールの、ダイレクトインプット電圧の源からのＤＣ負荷へのエネルギの転送である。第２の目的は、優先的に、持続可能な源、例えば燃料電池又は光電池モジュールの、ダイレクトインプット電圧の源と、優先的に、単相又は多相グリッドの、交流電圧源とからのＤＣ負荷へのエネルギの転送である。この実施形態では、回路装置は、整流器として動作する上記の単相又は多相インバータを有する。第３の目的は、優先的に、持続可能な源、例えば燃料電池又は光電池モジュールの、ダイレクトインプット電圧の源からのＡＣ負荷、例えばＡＣグリッドへのエネルギの転送である。また、この実施形態では、回路装置は、インバータとして動作する上記の単相又は多相インバータを有する。従って、提案される回路装置は、そのセットアップにおいて変更される必要なしに、それら全ての目的を果たすことができる。
ダイレクトインプット電圧の大きさは、回路装置の地理的な場所のＡＣ本線電圧に依存して様々であってよい。ダイレクトインプット電圧の大きさの標準値は、２００Ｖから４００Ｖの間、又は３５０Ｖから７００Ｖの間にあってよい。ダイレクトアウトプット電圧の大きさの標準値は、１７５Ｖから２００Ｖの間、又は３５０Ｖから４００Ｖの間にあってよい。本発明の回路装置は、例えば１ｋＷから１ＭＷといった幅広い定格電力を変換するような大きさにされるのに適している。しかし、本発明の回路装置の定格電力は、１ｋＷよりも小さいか、又は１ＭＷよりも大きくてよい。
以下で、電気エネルギ変換回路装置の更なる有利な実施形態及びその回路トポロジが記載される。後述されるバックブーストコンバータ及びその制御の回路トポロジ及び利点についてのより詳細な記載のために、同じ発明者の次の文献が参照される。U. Boeke：“Transformer-less converter concept for a grid-connection of thin-film photovoltaic modules”，Proceedings of the IEEE Industry Application Society meeting，２００８年。
好ましい実施形態において、電気エネルギ変換回路装置の第１及び第２のバックブーストコンバータは、アクティブクランプ型バックブーストコンバータである。この実施形態は、第１及び第２のバックブーストコンバータのスイッチング損失の更なる低減という利点を有する。従って、回路装置の効率は高められる。さらに、電磁干渉の低減が達成され、回路装置のより信頼できる動作が得られる。
電気エネルギ変換回路装置の更なる好ましい実施形態において、第１のアクティブクランプ型バックブーストコンバータは：
互いに直列に接続されている第１のスイッチ及び第１の補助スイッチを有する第１のスイッチングレッグ、及び
第１の接点ノードと、前記第１のスイッチングレッグの前記第１のスイッチ及び前記第１の補助スイッチの間の第２の接点ノードとの間に接続され、２つの第１の直列接続チョークに分けられる第１のチョーク
を有し、
前記２つの第１の直列接続チョークの間のノードは、第１のダイオードを介して当該電気エネルギ変換回路装置の第４の接点ノードに接続される。
この実施形態において、第２のアクティブクランプ型バックブーストコンバータは：
互いに直列に接続されている第２のスイッチ及び第２の補助スイッチを有する第２のスイッチングレッグ、及び
前記第１の接点ノードと、前記第２のスイッチングレッグの前記第２のスイッチ及び前記第２の補助スイッチの間の第３の接点ノードとの間に接続され、２つの第２の直列接続チョークに分けられる第２のチョーク
を有し、
前記２つの第２の直列接続チョークの間のノードは、第２のダイオードを介して前記惰４の接点ノードに接続され、
前記第１のスイッチングレッグ及び前記第２のスイッチングレッグは、互いに並列に接続される。
この実施形態において、電気エネルギ変換回路装置は：
並列に接続されている前記第１のスイッチングレッグ及び前記第２のスイッチングレッグと直列に接続されるクランピングキャパシタ
をさらに有し、
前記クランピングキャパシタと、並列に接続されている前記第１のスイッチングレッグ及び前記第２のスイッチングレッグとの直列接続は、前記正接点と前記第４の接点ノードとの間に接続され、前記出力キャパシタは、前記第１の接点ノードと前記第４の接点ノードとの間に接続される。
第１のダイオードは、該第１のダイオードのカソードが２つの第１の直列接続チョークの間のノードに接続され、前記第１のダイオードのアノードが第４の接点ノードに接続されるように配置される。同様に、第２のダイオードは、該第２のダイオードのカソードが２つの第２の直列接続チョークの間のノードに接続され、前記第２のダイオードのアノードが第４の接点ノードに接続されるように配置される。
この好ましい実施形態は、効率的且つ零電圧スイッチングのアクティブクランプ型の第１及び第２のバックブーストコンバータを実現するための有利なトポロジを有する。
第１及び第２のスイッチ並びに第１及び第２の補助スイッチは、スイッチング損失がさらに低減されるように、優先的に、零電圧でスイッチングされる。
この実施形態の回路トポロジは、第１及び第２のバックブーストコンバータの夫々のスイッチのピーク電圧が内部直流電圧に、すなわち、ダイレクトインプット電圧、ダイレクトアウトプット電圧、及びクランピングキャパシタの両端電圧の和にクランプされるという更なる利点を有する。従って、過渡過電圧は、第１及び第２のバックブーストコンバータのスイッチの動作の間、低減される。以下で、クランピングキャパシタの両端電圧は、クランピング電圧とも呼ばれる。
第１及び第２のダイオードは、電流の変化率が制限された状態で動作するよう構成され、これは、それらのダイオードにおける逆回復損失を減らす。さらに、第１及び第２のバックブーストコンバータのスイッチにかかる電圧の変化率が低減される。従って、回路装置の電磁干渉が低減される。
好ましい実施形態において、回路装置のコントローラは、優先的に、独立した制御パラメータとしてデューティサイクル及びスイッチング周波数を用いることによって、内部クランピング電圧及びダイレクトアウトプット電圧の両方を制御するよう構成される。このように、クランピングキャパシタの両端電圧は特定の限界を超えない。従って、スイッチングレッグのスイッチにかかる電圧も制限される。そのような状況を考慮して、本発明の回路装置は、デュアル出力制御コンバータとも呼ばれることがある。
更なる好ましい実施形態において、第１の接点ノードは、一定電位の共通接点に接続される。この実施形態では、負接点及び第４の接点ノードは同じ接点である。この実施形態は、振幅が大きい第２の出力電圧、すなわち、正接点及び第４の接点ノード又は負接点にかかる電圧が生成されるという利点を有する。既に上述されたように、第２の出力電圧は、更なる回路手段、例えば、第１及び第２のアクティブクランプ型バックブーストコンバータの下流に接続された単相又は多相インバータによって、有利に処理される。
電気エネルギ変換回路装置の好ましい実施形態において、コントローラは：
測定される第１の中間電流、前記クランピングキャパシタの測定されるクランピング電圧、及び測定されるダイレクトアウトプット電圧に依存して、前記第１のスイッチングレッグの前記第１のスイッチへは前記第１の制御信号を、及び前記第１のスイッチングレッグの前記第１の補助スイッチへは第１の補助制御信号を供給するよう構成される第１の制御信号供給ユニット、及び
測定される第２の中間電流、並びに前記第１の制御信号及び前記第１の補助制御信号の少なくとも一方に依存して、前記第２のスイッチングレッグの前記第２のスイッチへは前記第２の制御信号を、及び前記第２のスイッチングレッグの前記第２の補助スイッチへは第２の補助制御信号を供給するよう構成される第２の制御信号供給ユニット
を有する。
回路装置のこの実施形態では、コントローラ・セットアップは、マスタ−スレーブ構成に対応する。これは、第２のバックブーストコンバータを制御するのにそれほど手間がかからないので、有利である。コントローラは、第１の制御信号及び第２の中間電流のうち少なくとも一方から第２のバックブーストコンバータを制御するための第２の制御信号を得るよう構成される。従って、第２のバックブーストコンバータを制御するために、第１のバックブーストコンバータのコントローラのみが、第２の中間電流を捕捉するための測定装置と、コンパレータ及びフリップフロップ等の複雑でない論理モジュールとともにさらに装備される必要がある。
この実施形態では、回路装置は、優先的に、測定されるダイレクトインプット電圧、測定されるダイレクトアウトプット電圧、及び回路装置を介して転送される測定される電力の関数であるスイッチング周波数で動作する。従って、スイッチング周波数は特定の値に固定されておらず、上記の相互関係に従って変化してよい。本発明のこの実施形態では、回路装置は、疑似自励発振型電源（quasi self-oscillating power supply）として動作する。これは、固定スイッチング周波数を生成する追加の発振器を設けられる必要がないという利点を有する。また、スイッチングパターンは、固定周波数に適合される必要はなく、変化するスイッチング周波数に適合される。特に、第１及び第２の中間電流の間の位相シフトは１８０度に制限されず可変である。
回路装置のほとんどの実施形態において、コントローラは、優先的に、第１及び第２のバックブーストコンバータのスイッチング周波数及び／又はデューティサイクルを変えることによって、クランピング電圧及びダイレクトアウトプット電圧を調整するよう構成される。
電気エネルギ変換回路装置の好ましい実施形態において、第１及び第２のバックブーストコンバータは夫々、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ（metal-oxide-semiconductor-field-effect-transistor））を有する。ＭＯＳＦＥＴは、優先的に、小さなダイレクトインプット電圧及び小さなダイレクトアウトプット電圧のために用いられる。例えば、ＭＯＳＦＥＴは、直流電圧が１０００Ｖを超えない場合に用いられる。
電気エネルギ変換回路装置の他の好ましい実施形態では、第１及び第２のバックブーストコンバータは夫々、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ（insulated-gate-bipolar-transistor））を有する。ＩＧＢＴは、優先的に、大きなダイレクトインプット電圧及び小さなダイレクトアウトプット電圧のために用いられる。例えば、ＩＧＢＴは、ダイレクトアウトプット電圧が１０００Ｖを超えない場合に用いられる。
電気エネルギ変換回路装置の他の好ましい実施形態において、第１及び第２のバックブーストコンバータは夫々、シリコンカーバイド（ＳｉＣ）半導体スイッチ、例えば、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを有する。ＳｉＣ半導体スイッチは、スイッチング損失が極めて低いという利点を有する。
なお、用いられる半導体スイッチの選択は、通常、回路装置の費用及び／又は回路装置の所望の効率及び／又は回路装置の電圧、電流及び電力定格の全体的な検討の結果に依存する。
本発明の第２の態様において、電気機器が提供され、電気機器は：
第１の直流電圧を生成するよう構成される電気エネルギ源；
前記第１の直流電圧を出力電圧に変換する本発明の第１の態様の電気エネルギ変換回路装置；及び
前記出力電圧を電気消費ユニットに出力する出力手段
を有する。
優先的に、電気エネルギ源は光電池モジュールである。電気機器の他の好ましい実施形態において、電気エネルギ源は燃料電池である。
電気消費ユニットは、電気機器において一体化されてよい。
一実施形態において、電気消費ユニットは、ラップトップ等のパーソナルコンピュータ、携帯電話機、パーソナルオーガナイザ、デジタルカメラ又は同様のものであり、燃料電池及び該燃料電池の下流に接続された電気エネルギ変換回路装置によって給電される。
電気機器の出力電圧は、本発明の第１の態様の電気エネルギ変換回路装置のダイレクトアウトプット電圧、電気エネルギ変換回路装置の第２の出力電圧、又は電気エネルギ変換回路装置の並列接続されている第１及び第２のバックブーストコンバータの下流に接続された単相又は多相インバータの出力電圧のいずれかであってよい。
本発明の第３の態様において、ダイレクトインプット電圧をダイレクトアウトプット電圧に変換する電気エネルギ変換回路装置の動作方法が提供される。電気エネルギ変換回路装置の動作方法は：
前記電気エネルギ変換回路装置の一定電位の共通接点及び正接点を介して前記ダイレクトインプット電圧を受けるステップ、
前記電気エネルギ変換回路装置の第１のバックブーストコンバータにより、第１の制御信号に依存して第１の中間電流を生成するステップ、
前記電気エネルギ変換回路装置の第２のバックブーストコンバータにより、第２の制御信号に依存して第２の中間電流を生成するステップ、
前記電気エネルギ変換回路装置の出力キャパシタにより前記第１の中間電流及び前記第２の中間電流を受けて、前記ダイレクトアウトプット電圧を生成するステップ、及び
前記第１の中間電流及び前記第２の中間電流が互いに対して位相シフトされて、前記ダイレクトアウトプット電圧が大きさを調整されるように、前記第１の制御信号及び前記第２の制御信号を供給するステップ
を有する。
本発明の第４の態様において、ダイレクトインプット電圧をダイレクトアウトプット電圧に変換するコンピュータプログラムが提供される。コンピュータプログラムは、当該コンピュータプログラムが本発明の第１の態様の電気エネルギ変換回路装置を制御するコンピュータにおいて実行される場合に、該電気エネルギ変換回路装置に、本発明の第３の態様の方法のステップを実行させるプログラムコード手段を有する。
当然、本発明の第１の態様の電気エネルギ変換装置、本発明の第２の態様の電気機器、電気エネルギ変換回路装置を動作させるための本発明の第３の態様の方法、本発明の第４の態様のコンピュータプログラムは、特に、従属請求項において定義されるように、類似した及び／又は同一の好ましい実施形態を有する。
当然、本発明の好ましい実施形態は、夫々の独立請求項との従属請求項のいずれかの組み合わせであってもよい。
本発明のそれらの及び他の態様は、後述される実施形態から明らかであり、それらを参照して説明される。
本発明の第１の態様に従う単相インバータを有する電気エネルギ変換回路装置の電力段の回路トポロジの描写を概略的に且つ例示的に示す。 本発明の第１の態様に従う三相インバータを有する電気エネルギ変換回路装置の描写を概略的に且つ例示的に示す。 本発明の第１の態様に従う電気エネルギ変換回路装置のコントローラの回路トポロジの描写を概略的に且つ例示的に示す。 １つのスイッチング周期について対応する制御信号フローに依存して電気エネルギ変換回路装置における電流のグラフ表現を概略的に且つ例示的に示す。 本発明の第２の態様に従う電気機器の描写を概略的に且つ例示的に示す。 本発明の第３の態様に従う方法の実施形態を表すフローチャートを例示的に示す。
図１は、本発明の第１の態様に従う単相インバータ２１０を有する電気エネルギ変換回路装置１００の電力段の回路トポロジ１９０の描写を概略的に且つ例示的に示す。回路装置１００は、ダイレクトインプット電圧１１０を受ける一定電位の共通接点１１４及び正接点１１２を有する。
ダイレクトインプット電圧１１０は、何らかの適切な源（図１に図示せず。）によって、例えば、燃料電池、回路装置の上流に接続された整流器、バッテリ、又は何らかの直流電圧発生源によって、供給されてよい。一実施形態において、ダイレクトインプット電圧１１０は、光電池モジュールによって供給される。ほとんどの場合において、正接点１１２と共通接点１１４との間には入力キャパシタ１０１が接続されている。入力キャパシタ１０１は、源と回路装置との間に接続される外部キャパシタとして、あるいは代替的に、源の内蔵型出力キャパシタとして、又は電気エネルギ変換回路装置の内部入力キャパシタ１０１として生じてよい。また、源が内蔵型出力キャパシタを有し、且つ、回路装置１００が入力キャパシタとして協働する内部入力キャパシタ１０１を有することも可能である。
回路装置１１０は出力キャパシタ１６０を有する。出力キャパシタ１６０はダイレクトアウトプット電圧を生成する。出力キャパシタ１６０は、共通接点１１４と電気エネルギ変換回路装置１００の負接点１１６との間に接続され、生成されたダイレクトアウトプット電圧１２０は、ダイレクトインプット電圧１１０の極性に対して反対の極性を有する。
回路装置１００は、正接点１１２及び共通接点１１４に接続されている２つの並列接続されたバックブーストコンバータを有し、これらのバックブーストコンバータは、図３に示されるコントローラ３００（図１に図示せず。）によって供給される第１の制御信号３１２及び第２の制御信号３８２に依存して第１の中間電流１３１及び第２の中間電流１４１を生成するよう構成される。
本発明の適切な例示のために、回路装置のコントローラ段及び電力段は別々の図において示される。回路装置の制御は、図３及び図４に関連して後述される。
図１において、第１及び第２のバックブーストコンバータは、アクティブクランプ型バックブーストコンバータである。
第１のアクティブクランプ型バックブーストコンバータは、次の部品によって実現される：互いに直列に接続されている第１のスイッチ１３０及び第１の補助スイッチ１３２を有する第１のスイッチングレッグ１３０，１３２；第１の接点ノード１５２と、第１のスイッチ１３０と第１の補助スイッチ１３２との間の第２の接点ノード１５４との間に接続され、２つの直列接続チョーク１３４，１３６に分けられる第１のチョーク１３４，１３６。２つのチョーク１３４，１３６の間のノードは、第１のダイオード１３８を介して負接点１１６に接続されている。
図１に示される回路装置１００の実施形態において、スイッチ及び補助スイッチは夫々、内部及び外部の逆配列ダイオード及び内部又は外部のスナバキャパシタンスとともに電力半導体を有する。夫々のスナバキャパシタンスは、既存の寄生キャパシタンス又は追加のキャパシタによって実現され得る。
第１のアクティブクランプ型バックブーストコンバータに並列接続される第２のアクティブクランプ型バックブーストコンバータは、そのセットアップに関して実質的に同じであり、次の部品によって実現される：互いに直列に接続されている第２のスイッチ１４０及び第２の補助スイッチ１４２を有する第２のスイッチングレッグ１４０，１４２；第１の接点ノード１５２と、第２のスイッチ１４０と第２の補助スイッチ１４２との間の第３の接点ノード１５６との間に接続され、２つの直列接続チョーク１４４，１４６に分けられる第２のチョーク１４４，１４６。２つのチョーク１４４，１４６の間のノードは、第２のダイオード１４８を介して負接点１１６に接続されている。
第１及び第２のスイッチングレッグは、互いに並列に接続されている。クランピングキャパシタ１５０は、並列接続されている第１及び第２のスイッチングレッグと直列接続されており、第１及び第２の両バックブーストコンバータの一部である。クランピングキャパシタ１５０と、並列接続されている第１及び第２のスイッチングレッグとの直列接続は、電気エネルギ変換回路装置１００の正接点１１２及び負接点１１６との間に配置されている。
既に上述されたように、第１のバックブーストコンバータは、コントローラ３００によって供給される第１の制御信号３１２に依存して第１の中間電流１３１を生成し、第２のバックブーストコンバータは、コントローラ３００によって供給される第２の制御信号３８２に依存して第２の中間電流１４１を生成する。第１の中間電流１３１及び第２の中間電流１４１は、互いに位相シフトされている。
出力キャパシタ１６０は、第１の中間電流１３１及び第２の中間電流１４１を受け、それらに依存してダイレクトアウトプット電圧１２０を生成するよう構成される。
コントローラ３００は、第１の中間電流１３１及び第２の中間電流１４１が互いに位相シフトされるように第１及び第２のバックブーストコンバータを制御するよう構成されるので、第１及び第２の中間電流の和の電流リップルは低減される。当然に、回路装置１００は、出力キャパシタ１６０が第１及び第２の中間電流の和を受けるように組み立てられる。位相シフトにより、スイッチング周期の１時間周期の間、第１の中間電流１３１は立ち上がっており、第２の中間電流１４１は立ち下がっている。第１及び第２のバックブーストコンバータのこのインターリーブ動作は、ダイレクトインプット電圧１１０を供給する入力キャパシタ１０１及び出力キャパシタ１６０で起こる電流ストレスが、同量の電力を変換する単一のバックブーストコンバータと比較して６０％低減されるという利点を有する。
第１の中間電流１３１及び第２の中間電流１４１は両方とも、ダイレクトインプット電圧１１０の源から、それにより入力キャパシタ１０１から生じ、出力キャパシタ１６０に加えて、チョーク、抵抗、キャパシタ、スイッチ、ダイオード等のバックブーストコンバータの回路部品にも作用する。従って、電流リップルの低減は複数の相互に関連する利点を有する。第１に、第１及び第２のバックブーストコンバータの損失が低減される。第２に、バックブーストコンバータの部品は、高電流リップルに耐えるために過度に大きくされる必要がない。第３に、ダイレクトアウトプット電圧１２０及びダイレクトインプット電圧１１０のリップルが低減される。従って、出力キャパシタ１６０及び／又は入力キャパシタ１０１のキャパシタンスは低減され得、より小さく、従ってより安価なキャパシタをもたらす。電流リップルの低減に係るこれらの効果は、さらに、本発明の回路装置の寿命の延長をもたらす。
回路装置１００は、回路装置１００の出力キャパシタ１６０に接続される直流（ＤＣ）負荷（図１に図示せず。）（例えば、局所的なＤＣグリッド）に給電するために使用される。かかるＤＣグリッドは、特に、家庭又は運搬用車両（例えば、自動車、電車、船及び飛行機）に存在する。
さらに、図１に表される回路装置１００は、正接点１１２と負接点１１６との間において、並列接続されている第１及び第２のバックブーストコンバータの下流に接続されている単相インバータ２１０を有する。これは、回路装置１００が、この場合に、ＤＣグリッドのみならず交流（ＡＣ）グリッド２２０にも電気エネルギを供給するよう構成されるので、有利である。
従って、ダイレクトインプット電圧１１０の源によって供給されるエネルギが、回路装置１００の出力キャパシタ１６０に接続されるＤＣ負荷の要求を超える場合に、残りのエネルギは、単相インバータ１１０に接続されたＡＣグリッド２２０に供給され得る。
ＡＣグリッド２２０は、例えば、２３０ＶＡＣグリッド又は１２０ＶＡＣグリッドである。単相インバータ２１０は、単相インバータ２１０の交流出力電流の高周波成分をフィルタリングするためのフィルタリングチョーク２２２を介してＡＣグリッド２２０に接続されている。
共通接点１１４は、ＡＣグリッド２２０の中性接点２０１又は接地に接続されている。単相インバータ２１０は正接点１１２と負接点１１６との間に接続されているので、その実効入力電圧は、ダイレクトインプット電圧１１０及びダイレクトアウトプット電圧１２０の和である。
共通接点１１４は接地２０１に接続されているので、入力電圧１１０を供給する源も、結果として、接地２０１に接続される。これは、複数の異なる源がダイレクトインプット電圧１１０のための源として働くことができるという第１の利点を有する。第２の利点は、ダイレクトインプット電圧１１０の源（例えば、薄膜光電池モジュール）の高効率が達成されることである。従って、ダイレクトインプット電圧１１０の源及び回路装置１００を有する配置の効率は高められる。
第１及び第２のバックブーストコンバータ並びに単相インバータ２１０は、複数の制御モードにおいて制御される。第１制御モードでは、エネルギは、ダイレクトインプット電圧１１０の源からＤＣ負荷へのみ転送される。第２制御モードでは、エネルギは、ダイレクトインプット電圧１１０の源からＡＣ負荷（例えば、ＡＣグリッド２２０）へ転送される。第３制御モードでは、エネルギは、ダイレクトインプット電圧１１０の源からＤＣ負荷及びＡＣ負荷へ転送される。
電気エネルギ変換回路装置１００の単相インバータ２１０は、単相整流器として動作するよう構成される。従って、単相インバータ２１０は、２方向性のエネルギフローを可能にする。これは、ダイレクトインプット電圧１１０の源がＤＣ負荷に十分なエネルギを供給しない場合に、回路装置１００の出力キャパシタ１６０に接続された局所ＤＣ負荷がダイレクトインプット電圧１１０の源若しくは単相整流器として動作する単相インバータ２１０に接続されたＡＣグリッド２２０のいずれかによって、又はＡＣグリッド２２０及びダイレクトインプット電圧１１０の源の両方によって給電され得るので、有利である。
従って、第４制御モードの間、エネルギは、ダイレクトインプット電圧１１０の源及びＡＣグリッド２２０の両方から、出力キャパシタ１６０に接続されたＤＣ負荷へ転送される。
単相インバータ２１０が、正接点１１２と負接点１１６との間の電圧を交流に変換して、エネルギをＡＣグリッド２２０に供給するインバータとして動作する場合に、単相インバータ２１０は、通常、電流制御される。単相インバータ２１０がパッシブＡＣ負荷（例えば、抵抗）にエネルギを供給する場合に、それは通常、電圧制御される。
一実施形態において、ダイレクトインプット電圧１１０の源は、持続可能な源、例えば、燃料電池、光電池モジュール、風力タービンの下流に接続された整流器等である。ＡＣグリッドは、例えば、２３０Ｖグリッド又は１２０Ｖグリッドである。
記載されるバックブーストコンバータ及びその制御の回路トポロジ１９０及び利点についてのより詳細な記載のために、同じ発明者の次の文献が参照される。U. Boeke：“Transformer-less converter concept for a grid-connection of thin-film photovoltaic modules”，Proceedings of the IEEE Industry Application Society meeting，２００８年。
図２は、本発明の第１の態様に従う三相インバータ２５０を有する電気エネルギ変換回路装置２００の描写を概略的且つ例示的に示す。回路ブロック１９０の回路トポロジは、図１に表されている回路ブロック１９０のトポロジに対応する。三相インバータ２５０は、３つのフィルタリングチョーク２５１，２５２，２５３によって三相ＡＣグリッド２６０に接続されている。三相ＡＣグリッド２６０は、例えば、２０８ＶＡＣグリッド又は４００ＶＡＣグリッドである。ＡＣグリッド２６０の中性点２６２、又は接地２６２は、電気エネルギ変換回路装置２００の共通接点１１４に接続されている。一実施形態において、三相インバータ２５０は、空間ベクトル変調によって制御される。三相インバータ２５０は、整流器として動作するよう構成される。三相インバータ２５０が正接点１１２と負接点１１６との間の電圧を三相交流電圧に変換して、エネルギを三相ＡＣグリッド２６０に供給するインバータとして動作する場合に、三相インバータ２５０は、通常、電流制御される。三相インバータ２５０がパッシブＡＣ負荷にエネルギを供給する場合に、それは通常、電圧制御される。
一般的に言えば、この実施形態２００は、単相インバータが配置される図１に表される実施形態１００がもたらすのと同様の利点をもたらす。図２の電気エネルギ変換回路装置の実施形態２００は、上述されたように実行される同一の又は同様のモードを有する。回路装置１９０の出力キャパシタ１６０（図２に図示せず。）に接続された局所ＤＣ負荷（図２に図示せず。）は、ダイレクトインプット電圧１１０の源若しくは三相整流器として動作する三相インバータに接続されたＡＣグリッド２６０のいずれかによって、又はＡＣグリッド２６０及びダイレクトインプット電圧１００の源の両方によって給電され得る。
高い柔軟性は、回路装置１００及び２００の全般的な利点である。上述されたように、それは複数の目的に役立つことができる。第１の目的は、ダイレクトインプット電圧１１０の源、例えば風力式電力発生器、燃料電池又は光電池モジュールからのＤＣ負荷へのエネルギの転送である。第２の目的は、ダイレクトインプット電圧１１００の源及び単相グリッド２２０又は多相グリッド２６０からのＤＣ負荷へのエネルギの転送である。第３の目的は、ダイレクトインプット電圧１１０の源からの単相ＡＣグリッド２２０又は三相ＡＣグリッド２６０へのエネルギの転送である。従って、提案される回路装置１００及び２００は、そのセットアップにおいて変更される必要なしに、それら全ての目的を果たすことができる。
ダイレクトインプット電圧１１０の大きさは、回路装置の地理的な場所のＡＣ本線電圧に依存して様々であってよい。ダイレクトインプット電圧１１０の大きさの標準値は、２００Ｖから４００Ｖの間、又は３５０Ｖから４００Ｖの間にあってよい。ダイレクトアウトプット電圧１２０の大きさの標準値は、１７５Ｖから２００Ｖの間、又は３５０Ｖから４００Ｖの間にあってよい。回路装置１９０，１００，２００は、例えば１ｋＷから１ＭＷといった幅広い定格電力を変換するような大きさにされるのに適している。しかし、本発明の回路装置の定格電力は、１ｋＷよりも小さいか、又は１ＭＷよりも大きくてよい。
図３は、本発明の第１の態様に従う電気エネルギ変換回路装置１９０のコントローラ３００の回路トポロジの描写を概略的に且つ例示的に示す。コントローラ３００は、回路ブロック１９０を制御するよう構成される。コントローラ３００は、測定される第１の中間電流３３１、クランピングキャパシタ１５０の測定されるクランピング電圧３５１、及び測定される出力電圧３６０に依存して、第１のスイッチングレッグの第１のスイッチ１３０へは第１の制御信号３１２を、及び第１のスイッチングレッグの第１の補助スイッチ１３２へは第１の補助制御信号３２２を供給するよう構成される第１の制御信号供給ユニット３１０を有する。測定される電圧は、夫々の電圧の実際の値に依存する信号である。測定される電流は、夫々の電流の実際の値に依存する信号である。
第１の制御信号供給ユニット３１０は、測定されたクランピング電圧３５１を受け取り、その電圧３５１に依存して第１の比例−積分（ＰＩ（proportional-integral））電圧レギュレータ（第１の電圧レギュレータ）３２０によってクランピング電圧調整信号３２１を生成する。第１のコンパレータ３３０は、クランピング電圧調整信号３２１を測定された第１の中間電流３３１と比較し、第１の比較信号３３２を出力する。従って、第１の電圧レギュレータ３２０は、クランピング電圧調整信号３２１によって第１の中間電流の第１の基準ピーク値を設定する。このように、第１の中間電流がそのピーク値に達する場合、第１のコンパレータ３３０によって出力される第１の比較信号３３２は、第１のスイッチ１３０のターンオフ及び第１の補助信号１３２のターンオンを開始する（以下でより詳細に説明される。）。
第１の電圧レギュレータ３２０は、第１の反転増幅器３２９、第１の基準電圧源３２８及び第１のリミッタ回路３２７を有し、これらは図３に従って互いに相互接続されている。第１の基準値は、第１の基準電圧源３２８の電圧を変えることによって、大きさが変えられてよい。第１のリミッタ回路３２７は、クランピング電圧調整信号３２１が第１のコンパレータ３３０に供給される前に、クランピング電圧調整信号３２１の大きさを制限するよう構成される。また、クランピング電圧調整信号３２１の最大値は、第１のリミッタ回路３２７の電圧源の電圧値を設定することによって設定され得る。
第１の制御信号供給ユニット３１０の第２のＰＩ電圧レギュレータ（第２の電圧レギュレータ）３４０は、測定されたダイレクトアウトプット電圧３６０を受け取り、その電圧３６０に依存してダイレクトアウトプット電圧調整信号３４２を生成する。第２のコンパレータ３５０は、ダイレクトアウトプット電圧調整信号３４２を測定された第１の中間電流３３１と比較し、第２の比較信号３５２を出力する。従って、第２の電圧レギュレータ３４０は、ダイレクトアウトプット電圧調整信号３４２によって第２の中間電流の第２の基準ピーク値を設定する。
第２の電圧レギュレータ３４０は、第１の電圧レギュレータ３２０と比較してトポロジ及び機能動作において実質的に等しい。第２の電圧レギュレータ３４０は、第２の反転増幅器３４９、第２の基準電圧源３４８及び第２のリミッタ回路３４７を有し、これらは図３に従って互いに相互接続されている。第２の基準値は、第２の基準電圧源３４８の電圧を変えることによって、大きさが変えられてよい。第２のリミッタ回路３４７は、ダイレクトアウトプット電圧調整信号３４２が第２のコンパレータ３５０に供給される前に、ダイレクトアウトプット電圧調整信号３４２の大きさを制限するよう構成される。また、ダイレクトアウトプット電圧調整信号３４２の最大値は、第２のリミッタ回路３４７の電圧源の電圧値を設定することによって設定され得る。
第１の比較信号３３２は、論理ＡＮＤゲート３３４によって受信される。ＡＮＤゲート３３４は、さらに、第１のインバータ３３３、ワンショットパルス発生器３３６及び第２のインバータ３３７の直列接続によって第１の比較信号３３２から得られる派生信号３３５を受信する。ＡＮＤゲート３３４は設定信号３５３を出力する。
第１の制御信号供給ユニット３１０は、設定信号３５３及び第２の比較信号３５２の両方を受信する第１のフリップフロップ３６１をさらに有する。第１のフリップフロップ３６１は、第１のバックブーストコンバータの第１のスイッチ１３０を動作させる第１の制御信号３１２と、第１のバックブーストコンバータの第１の補助スイッチ１３２を動作させるための第１の補助制御信号３２２とを生成する。従って、第１のフリップフロップ３６１のための次なる設定信号３５３は、派生信号３３５が再びハイ（high）になる場合に生成され得る。
コントローラ３００は、測定される第２の中間電流３４１と、ダイレクトアウトプット電圧調整信号３４２及び第２の比較信号３５２のうち少なくとも一方とに依存して、第２のスイッチングレッグの第２のスイッチ１４０へは第２の制御信号３８２を、及び第２のスイッチングレッグの第２の補助スイッチ１４２へは第２の補助制御信号３９２を供給するよう構成される第２の制御信号供給ユニット３８０をさらに有する。
第２の制御信号供給ユニット３８０は、ダイレクトアウトプット電圧調整信号３４２を測定された第２の中間電流３４１と比較して、第３の比較信号３７２を出力する第３のコンパレータ３７０を有する。第２の制御信号供給ユニット３８０の第２のフリップフロップ３７１は、第２の比較信号３５２及び第３の比較信号３７２を受信する。第２のフリップフロップ３７１は、回路装置１９０の第２のバックブーストコンバータの第２のスイッチ１４０を動作させる第２の制御信号３８２と、回路装置１９０の第２のバックブーストコンバータの第２の補助スイッチ１４２を動作させるための第２の補助制御信号３９２とを生成する。
コントローラ３００のセットアップは、マスタ−スレーブ構成に対応する。これは、第２のバックブーストコンバータを制御するのにそれほど手間がかからないので、有利である。コントローラ３００は、第２の比較信号３５２、ダイレクトアウトプット電圧調整信号３４２及び測定された第２の中間電流３４１から第２のバックブーストコンバータを制御するための第２の制御信号３８２，３９２を得るよう構成される。従って、第２のバックブーストコンバータを制御するために、第１のバックブーストコンバータのコントローラ３１０のみが、第２の中間電流を捕捉するための測定装置と、複雑でない論理モジュール３７０及び３７１とともにさらに装備される必要がある。
当然、スイッチ１３０，１３２，１４０，１４２を駆動するための信号３１２，３２２，３８２，３９２は、通常、スイッチへ供給される前に処理される。特に、図１に従ってスイッチへ供給される前に、図３に示される信号３１２，３２２，３８２，３９２は、通常、夫々の不感時間（dead-time）信号を生成し、必要に応じてレベルシフトを実現するサブ回路（図示せず。）に優先的に供給される。
図４は、１つのスイッチング周期について対応する制御信号フロー４８０に依存して電気エネルギ変換回路装置１９０における電流４９０のグラフ表現４００を概略的に且つ例示的に示す。以下で、明りょうな記載を目的として、図１、図３及び図４が参照される。
図４におけるグラフ表現は、５つの時間軸５１０を示す。表現４００の上側部分４８０において、コントローラ３００によって供給される制御信号３１２，３２２，３８２及び３９２のフローが表されている。表現４００の下側部分において、第１のバックブーストコンバータのシミュレーション電流１３１及び１３５並びに第２のバックブーストコンバータのシミュレーション電流１４１及び１４５が示されている。
コントローラ３００によって供給される４つの出力信号３１２，３２２，３８２及び３９２は、どのバックブーストコンバータがマスタコンバータであり、どのバックブーストコンバータがスレーブコンバータであるのかを決定する。ここで図４及び図１を参照して、第１のバックブーストコンバータは、次の部品を有する：第１のダイオード１３８、チョーク１３４及びチョーク１３６、第１のスイッチ１３０及び第１の補助スイッチ１３２。第２のバックブーストコンバータは、次の部品を有する：第２のダイオード１４８、チョーク１４４及びチョーク１４６、第２のスイッチ１４０及び第２の補助スイッチ１４２。
コントローラ３００は、第１及び第２のバックブーストコンバータのスイッチの最大電圧ストレスを制限し且つソフトスイッチングをサポートするために、ダイレクトアウトプット電圧１６０が実質的に一定であり且つクランピング電圧１５１が特定の制限を超えないように、第１及び第２のバックブーストコンバータのスイッチを適切な制御信号３１２，３２２，３８２及び３９２により動作させるよう多数の機能を有する。
回路装置１９０は、正接点１１２と共通接点１１４との間に接続される入力キャパシタ１０１からエネルギを取り、そのエネルギを出力キャパシタ１６０に転送する。クランピングキャパシタ１５０に蓄積されるエネルギは、１スイッチング周期の間に不十分にしか充電しない。ダイレクトインプット電圧１１０及びダイレクトアウトプット電圧１２０は両方とも、ＡＣグリッド２２０又は２６０に給電するよう既知の単相インバータ２１０又は既知の三相インバータ２５０に供給するために使用され得る。
一実施形態において、回路装置１９０は、ダイレクトインプット電圧１１０及びダイレクトアウトプット電圧１２０、転送される電力、並びに回路装置１９０の部品の仕様の関数であるスイッチング周波数により動作する。１スイッチング周期は図４に表されている。１スイッチング周期に係る以下の記載は、第１のダイオード１３８及び第２のダイオード１４８並びに４つのスイッチ１３０，１３２，１４０及び１４２の小さな寄生出力キャパシタンスを考慮し、それにより、それらの部品での電圧は、部品がチョーク１３４，１３６，１４４及び１４６における蓄積エネルギによりターンオフされると、非常に速く変化する。
１スイッチング周期の開始である時間４２０で、第１のバックブーストコンバータは、第１の中間電流１３１がその負ピーク値に達した以後に前のスイッチング周期の放電期間を完了している。上述されたように、第１の中間電流１３１は、コントローラ３００の第１の比較器３３０によってモニタされる。第１の中間電流１３１がその負ピーク値に達した場合、第１の補助スイッチ１３２はオフされ、第１のスイッチ１３０の逆ダイオードをオンする。さらに、第１のコンパレータ３３０によって出力される第１の比較信号３３２は、ワンショットパルス発生器３３６に派生信号３３５を出力させ、設定信号３５３の生成は、第１のフリップフロップ３６１に、時間４１１で第１のスイッチ１３０をオンする第１の制御信号３１２を出力させる。
第２のバックブーストコンバータは、依然として放電モードにあり、スイッチング周期の開始時に、すなわち時間４２０で、チョーク１４４からのエネルギを出力キャパシタに供給している。
短いが適切に定義された不感時間期間の後、第１のスイッチ１３０は時間４１１でオンされ、第１のバックブーストコンバータは充電周期を開始する。チョーク１３４及びチョーク１３６における電流１３１は、オンされた第１のスイッチ１３１がチョーク１３４及びチョーク１３６をダイレクトインプット電圧１１０に接続するので、増大する。
第２のバックブーストコンバータは依然として放電モードにあり、第２のダイオード１４８はチョーク１４４の電流１４５を導いて、エネルギを出力キャパシタ１６０に転送する。チョーク１４６における第２の中間電流１４１は、第２の補助スイッチ１４２が第２の中間電流１４１をクランピングキャパシタ１５０へと導くので、減少する。
時間４１２で、第１のバックブーストコンバータのチョーク１３４における電流１３５及び第１のバックブーストコンバータのチョーク１３６における第１の中間電流１３１は、第２の電圧レギュレータ３４０によって設定される正のピーク値を超える。このように、第２のコンパレータ３５０は、第１のフリップフロップ３６１をリセットし且つ第２のフリップフロップ３７１をセットする正の第２の比較信号３５２を生成する。従って、第１のスイッチ１３０はオフされる。結果として、第１のダイオード１３８は導通し、第１のバックブーストコンバータの放電モードと、チョーク１３４から出力キャパシタ１６０へのエネルギの転送とを開始する。また、第２のフリップフロップ３７１の設定により、第１の補助スイッチ１３２及び第２のスイッチ１４０は、時間４１２の後で短いが適切に定義された時間４１３でオンされる。第１の補助スイッチ１３２のターンオンは、低いスイッチング損失を有して第１のスイッチ１３０及び第１の補助スイッチ１３２のソフトスイッチングをサポートするようチョーク１３６の電荷を変化させる。
時間４１３で、第２のスイッチ１４０はオンされ、第２のバックブーストコンバータの充電モードと、ダイレクトインプット電圧１１０からチョーク１４４へのエネルギの転送とを開始する。そのようにして、ダイレクトインプット電圧１１０からチョーク１３４及び１４５を介した出力へのエネルギ変換は、単一バックブーストコンバータの動作と比較して、大幅に低減されたピーク電流と、入力キャパシタ１０１及び出力キャパシタ１６０におけるより低い電流ストレスとともに、２つの連続する時間インターバルにおいて実現される。
時間４１４で、第２のバックブーストコンバータのチョーク１４４における電流及び第２のバックブーストコンバータのチョーク１４６における第２の中間電流１４１は、第２の電圧レギュレータ３４０によって設定された正のピーク電流基準値を超える。このように、第３のコンパレータ３７０は、第２のフリップフロップ３７１をリセットすることによって、第２のバックブーストコンバータの充電モードを終了する正の比較信号３７１を生成する。第２のフリップフロップ３７１のリセットは、第２のスイッチ１４０をオフする。結果として、第２のダイオード１４８は導通して、第２のバックブーストコンバータの放電モードと、チョーク１４４から出力キャパシタ１６０へのエネルギの転送とを開始する。
時間４１５で、時間４１４の後の短いが適切に定義された期間に、第２の補助スイッチ１４２は、第２の補助制御信号３９２を介してオンされる。これは、チョーク１４６の電荷を変化させ、低いスイッチング損失を有して第２のスイッチ１４０及び第２の補助スイッチ１４２のソフトスイッチングをサポートする。
時間４１６で、すなわち、スイッチング周期の終了時に、第１のバックブーストコンバータのチョーク１３６における第１の中間電流１３１は、第１の電圧レギュレータ３２０によって設定された負のピーク電流基準値を超える。これは設定信号３５３を生成し、次のスイッチング周期の開始時に第１の制御信号３１２によって第１のスイッチ１３０をオンする。
上記のモードにおいて、回路装置１９０は自励発振回路として動作する。追加の発振器回路は必要とされない。低電力レベルは低いピーク電流基準レベル、ひいては好ましくない高スイッチング周波数をもたらす。好ましくない高スイッチング周波数は、新しい設定信号３５３が次のスイッチング周期を開始するよう第１のフリップフロップ３６１に転送される前の最小待ち時間を実現するワンショットパルス発生器３３６によって、回避される。
ワンショットパルス発生器３３６は、例えば、ＳＴマイクロエレクトロニクス社によって製造されている集積回路ＮＥ５５５によって実現される。
図５は、本発明の第２の態様に従う電気機器５００の描写を概略的且つ例示的に示す。電気機器５００は、第１の直流電圧５２０を生成するよう構成される電気エネルギ源５１０と、第１の直流電圧５２０を出力電圧５３０に変換するための本発明の第１の態様の電気エネルギ変換回路装置１９０，１００又は２００とを有する。さらに、電気機器５００は、出力電圧を電気消費ユニット５５０に出力する出力手段５４０を有する。
電気エネルギ源５１０は、例えば、光電池モジュールである。電気機器５００の他の実施形態においては、電気エネルギ源５１０は燃料電池である。
電気消費ユニット５５０は、電気機器５００に一体化されてよい。
一実施形態において、電気消費ユニット５５０は、ラップトップ等のパーソナルコンピュータ、携帯電話機、パーソナルオーガナイザ、デジタルカメラ又は同様のものであり、源５１０及び源５１０の下流に接続された電気エネルギ変換回路装置１９０，１００又は２００によって給電される。示されているように、機器の回路装置は、単相インバータ（実施形態１００）若しくは多相インバータ（実施形態２００）をさらに有してよく、又はインバータを有さなくてもよい（実施形態１９０）。
電気機器５００の出力電圧５３０は、回路装置１９０のダイレクトアウトプット電圧、回路装置１９０の第２の出力電圧、又は回路装置１００，２００の単相又は多相インバータの出力電圧のいずれかであってよい。
電気機器５００の出力手段５４０は、出力電圧５３０を処理するための更なる回路手段、例えば、出力電圧５３０の高周波成分をフィルタリングするためのフィルタリング手段を有してよい。他の実施形態では、出力手段５４０は、単に、出力電圧５３０を電気機器５００の外部に導く電力ラインである。
図６は、ダイレクトインプット電圧をダイレクトアウトプット電圧に変換する電気エネルギ変換回路装置の動作方法６００の実施形態を表すフローチャートを例示的に示す。第１のステップ６１０で、ダイレクトインプット電圧は、電気エネルギ変換回路装置の一定電位の共通接点及び正接点を介して受け取られる。第２のステップ６２０，６３０で、第１の中間電流は、電気エネルギ変換回路装置の第１のバックブーストコンバータにより、第１の制御信号に依存して生成される（６２０）。また、第２の中間電流は、電気エネルギ変換回路装置の第２のバックブーストコンバータにより、第２の制御信号に依存して生成される（６３０）。第３のステップ６４０で、第１及び第２の中間電流は、電気エネルギ変換回路装置の出力キャパシタにより受け取られる。それにより、ダイレクトアウトプット電圧が生成される。第４のステップ６５０で、第１の制御信号及び第２の制御信号は、第１及び第２の中間電流が互いに対して位相シフトされるように、供給される。それにより、ダイレクトアウトプット電圧が大きさを調整される。
当然、方法６００の上記のステップは、上記の順序とは異なる順序において実行され得る。一部又は全てのステップ（例えば、ステップ６２０，６３０及び６５０）は、同時に実行され得る。
上記の実施形態において、特定の制御モードは、第１及び第２のバックブーストコンバータをそれらの下流に接続された単相インバータ又は多相インバータと組み合わせて又はそれらを用いずに制御することに関して記載されている。他の実施形態では、他の制御方法が用いられる。
また、上記において、単相及び多相インバータは、並列接続されている第１及び第２のバックブーストコンバータの下流に接続されるべき可能な回路手段として挙げられている。他の実施形態では、更なる又は異なる回路手段（例えば、変圧器のような絶縁手段）が回路装置の下流に接続される。
さらに、上記において、燃料電池及び光電池モジュールは、ダイレクトインプット電圧の可能な源として挙げられている。薄膜光電池モジュールはダイレクトインプット電圧の適切な源であることが強調される。他の用途では、異なる源（例えば、回路装置の上流に接続されるバッテリ又は回路手段）が設けられる。
特に、回路装置は、図１乃至４において上述されたコントローラの代替配置及び／又は代替セットアップを有することができる。例えば、第１及び第２のバックブーストコンバータは、共振バックブーストコンバータであってもよい。
開示されている実施形態に対する他の変形例は、図面、本開示及び添付の特許請求の範囲の検討から、請求される発明を実施する際に当業者によって理解され実行され得る。
当然、夫々の図の要素の配置は、主に、明白な記載の目的を果たす。それは、本発明に従う製造された装置の部分の如何なる実際の幾何学的配置とも無関係である。特に回路装置を参照して、記載されるインバータは回路装置の内部に組み込まれてよく、又は回路層値の近くに若しくは回路装置から離して配置されてよい。
本発明の第４の態様は、他のハードウェアとともに又はその一部として供給される光学記憶媒体又は固体状態媒体等の適切な媒体に記憶／分配されてよいが、また、他の形態において、例えば、インターネット又は他の有線若しくは無線電気通信システムを介して、分配されてよい。
特許請求の範囲において、語“有する（comprising）”は他の要素又はステップを除外せず、不定冠詞“１つの（a又はan）”は複数個を除外しない。
単一のユニット又は装置が、特許請求の範囲において挙げられている複数の事項の機能を満足してよい。特定手段が相互に異なる従属請求項において挙げられているという単なる事実は、それらの手段の組み合わせが有利に使用され得ないことを示すわけではない。
特許請求の範囲における如何なる参照符号も、適用範囲を制限すると解されるべきではない。
本発明は、電気エネルギ変換回路装置、電気エネルギ変換回路装置の動作方法、電気機器及びコンピュータプログラムに関する。回路装置はアース接続を可能にし、ダイレクトインプット電圧をダイレクトアウトプット電圧に変換する２つの並列接続されたバックブーストコンバータを有する。コンバータは、出力キャパシタによって受け取られる２つの位相シフトされた電流を生成するよう構成される。位相シフトにより、電流リップルは低減される。ダイレクトアウトプット電圧及びダイレクトインプット電圧は、優先的に、共通電位を有し、極性が逆である。従って、振幅が大きい第２の電圧、すなわち、ダイレクトインプット電圧及びダイレクトアウトプット電圧の和がさらに供給される。
米国特許出願公開第２００８／０２６６９１９（Ａ１）号明細書（特許文献１）は、変圧器によらない直流電圧から交流電圧への変換のための回路装置を開示している。この回路装置は２つのバックブーストチョッパを有し、第２のバックブーストチョッパは、第１のバックブーストチョッパの下流に接続される。第１のバックブーストチョッパは、光電池モジュール等の第１の電気エネルギ源によって供給される入力電圧を第１の中間直流電圧に変換するよう構成される。第２のバックブーストチョッパは、第１の中間直流電圧を第２の中間直流電圧に変換するよう構成される。第１及び第２の中間直流電圧はいずれも、夫々の中間キャパシタによってフィルタリングされる。それら２つの中間キャパシタは、夫々、アース又は中性点に接続されている接合接続点を介して直列接続されている。また、入力電圧を供給するエネルギ源は、夫々、アース又は中性点に接続されている。回路装置は、第１及び第２の中間直流電圧を交流電圧に変換するハーフブリッジをさらに有する。交流電圧は、配電網に供給される前に、回路装置のフィルタリング回路によってフィルタリングされる。
米国特許出願公開第２００８／０３１０２００（Ａ１）号明細書（特許文献２）は、効率的な高性能ハードウェア実施をもたらすデジタル多相変調器（ＭＰＭ（multi-phase modulator））のためのアーキテクチャを開示している。結合された変調器、スイッチングフェーズ及び出力フィルタは、高い電力出力を有する多段階デジタル−アナログコンバータ、すなわちパワーＤ／Ａと考えることができ、Ｄ／Ａコンバータにおいて使用される概念は、高い性能及びハードウェア効率を達成するために利用される。変調器は、幾つのフェーズが如何なる時点でもオンであるのか決定するデコーダと、どのフェーズが如何なる時点でもオンであるのかを決定するセレクタと、全てのフェーズの間で時間共有される単一の高分解能モジュールとを含む３つの機能ブロックに分けられ得る。
米国特許出願公開第２００８／００１９４３６（Ａ１）号明細書（特許文献３）は、多相コンバータ回路においてセットアップ負荷過渡の間のインダクタ飽和を防ぐための回路を開示しており、フェーズは固定位相シフトを有して共有クロック信号によって順次オンされ、各フェーズはスイッチングノードで接続されている上側及び下側スイッチを有し、当該回路は、多相コンバータ回路の入力側及び出力側においてリップル電流相殺を提供するために、少なくとも１つフェーズに接続される少なくとも１つの閉ループを含む。
米国特許出願公開第２００６／００２８１８７（Ａ１）号明細書（特許文献４）は、千鳥結線接地用変圧器（zigzag transformer）を有するＤＣ−ＤＣコンバータを開示している。変圧器は、集積磁気工学により高周波で動作し、絶縁を提供しない。多相コンバータは、変圧器巻線にわたって平衡位相電圧を生成するようフェーズ数に依存して適切に位相シフトされたＰＷＭ信号を有するゲート入力を備える。
米国特許出願公開第２００８／０２６６９１９（Ａ１）号明細書 米国特許出願公開第２００８／０３１０２００（Ａ１）号明細書 米国特許出願公開第２００８／００１９４３６（Ａ１）号明細書 米国特許出願公開第２００６／００２８１８７（Ａ１）号明細書

Claims (15)

  1. ダイレクトインプット電圧をダイレクトアウトプット電圧に変換する電気エネルギ変換回路装置であって：
    前記ダイレクトインプット電圧を受ける一定電位の共通接点及び正接点、
    前記正接点及び前記共通接点に接続され、第１の制御信号に依存して第１の中間電流を生成するよう構成される第１のバックブーストコンバータ、
    前記第１のバックブーストコンバータに並列接続され、第２の制御信号に依存して第２の中間電流を生成するよう構成される第２のバックブーストコンバータ、
    前記第１の中間電流及び前記第２の中間電流を受け、該第１の中間電流及び該第２の中間電流に依存して前記ダイレクトアウトプット電圧を生成するよう構成される出力キャパシタ、及び
    前記第１の中間電流及び前記第２の中間電流が互いに対して位相シフトされて、前記ダイレクトアウトプット電圧が大きさを調整されるように、前記第１の制御信号及び前記第２の制御信号を供給するよう構成されるコントローラ
    を有する電気エネルギ変換回路装置。
  2. 前記出力キャパシタは、前記共通接点と当該電気エネルギ変換回路装置の負接点との間に接続され、前記生成されたダイレクトアウトプット電圧は、前記ダイレクトインプット電圧の極性とは極性が逆である、
    請求項１に記載の電気エネルギ変換回路装置。
  3. 前記正接点と前記負接点との間において、並列に接続されている前記第１のバックブーストコンバータ及び前記第２のバックブーストコンバータの下流に接続される単相インバータ
    をさらに有する請求項２に記載の電気エネルギ変換回路装置。
  4. 前記単相インバータは、単相整流器として動作するよう構成される、
    請求項３に記載の電気エネルギ変換回路装置。
  5. 前記正接点と前記負接点との間に置いて、並列に接続されている前記第１のバックブーストコンバータ及び前記第２のバックブーストコンバータの下流に接続される多相インバータ
    をさらに有する請求項２に記載の電気エネルギ変換回路装置。
  6. 前記多相インバータは、多相整流器として動作するよう構成される、
    請求項５に記載の電気エネルギ変換回路装置。
  7. 前記第１のバックブーストコンバータ及び前記第２のバックブーストコンバータは、アクティブクランプ型バックブーストコンバータである、
    請求項１に記載の電気エネルギ変換回路装置。
  8. 前記第１のアクティブクランプ型バックブーストコンバータは：
    互いに直列に接続されている第１のスイッチ及び第１の補助スイッチを有する第１のスイッチングレッグ、及び
    第１の接点ノードと、前記第１のスイッチングレッグの前記第１のスイッチ及び前記第１の補助スイッチの間の第２の接点ノードとの間に接続され、２つの第１の直列接続チョークに分けられる第１のチョーク
    を有し、
    前記２つの第１の直列接続チョークの間のノードは、第１のダイオードを介して当該電気エネルギ変換回路装置の第４の接点ノードに接続され、
    前記第２のアクティブクランプ型バックブーストコンバータは：
    互いに直列に接続されている第２のスイッチ及び第２の補助スイッチを有する第２のスイッチングレッグ、及び
    前記第１の接点ノードと、前記第２のスイッチングレッグの前記第２のスイッチ及び前記第２の補助スイッチの間の第３の接点ノードとの間に接続され、２つの第２の直列接続チョークに分けられる第２のチョーク
    を有し、
    前記２つの第２の直列接続チョークの間のノードは、第２のダイオードを介して前記惰４の接点ノードに接続され、
    前記第１のスイッチングレッグ及び前記第２のスイッチングレッグは、互いに並列に接続され、当該電気エネルギ変換回路装置は：
    並列に接続されている前記第１のスイッチングレッグ及び前記第２のスイッチングレッグと直列に接続されるクランピングキャパシタ
    を有し、
    前記クランピングキャパシタと、並列に接続されている前記第１のスイッチングレッグ及び前記第２のスイッチングレッグとの直列接続は、前記正接点と前記第４の接点ノードとの間に接続され、
    前記出力キャパシタは、前記第１の接点ノードと前記第４の接点ノードとの間に接続される、
    請求項７に記載の電気エネルギ変換回路装置。
  9. 前記コントローラは：
    測定される第１の中間電流、前記クランピングキャパシタの測定されるクランピング電圧、及び測定されるダイレクトアウトプット電圧に依存して、前記第１のスイッチングレッグの前記第１のスイッチへは前記第１の制御信号を、及び前記第１のスイッチングレッグの前記第１の補助スイッチへは第１の補助制御信号を供給するよう構成される第１の制御信号供給ユニット、及び
    測定される第２の中間電流、並びに前記第１の制御信号及び前記第１の補助制御信号の少なくとも一方に依存して、前記第２のスイッチングレッグの前記第２のスイッチへは前記第２の制御信号を、及び前記第２のスイッチングレッグの前記第２の補助スイッチへは第２の補助制御信号を供給するよう構成される第２の制御信号供給ユニット
    を有する、
    請求項８に記載の電気エネルギ変換回路装置。
  10. 前記第１のバックブーストコンバータ及び前記第２のバックブーストコンバータは夫々、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタを有する、
    請求項１に記載の電気エネルギ変換回路装置。
  11. 前記第１のバックブーストコンバータ及び前記第２のバックブーストコンバータは夫々、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタを有する、
    請求項１に記載の電気エネルギ変換回路装置。
  12. 前記第１のバックブーストコンバータ及び前記第２のバックブーストコンバータは夫々、シリコンカーバイド半導体スイッチを有する、
    請求項１に記載の電気エネルギ変換回路装置。
  13. 第１の直流電圧を生成するよう構成される電気エネルギ源；
    前記第１の直流電圧を出力電圧に変換する請求項１に記載の電気エネルギ変換回路装置；及び
    前記出力電圧を電気消費ユニットに出力する出力手段
    を有する電気機器。
  14. ダイレクトインプット電圧をダイレクトアウトプット電圧に変換する電気エネルギ変換回路装置の動作方法であって：
    前記電気エネルギ変換回路装置の一定電位の共通接点及び正接点を介して前記ダイレクトインプット電圧を受けるステップ、
    前記電気エネルギ変換回路装置の第１のバックブーストコンバータにより、第１の制御信号に依存して第１の中間電流を生成するステップ、
    前記電気エネルギ変換回路装置の第２のバックブーストコンバータにより、第２の制御信号に依存して第２の中間電流を生成するステップ、
    前記電気エネルギ変換回路装置の出力キャパシタにより前記第１の中間電流及び前記第２の中間電流を受けて、前記ダイレクトアウトプット電圧を生成するステップ、及び
    前記第１の中間電流及び前記第２の中間電流が互いに対して位相シフトされて、前記ダイレクトアウトプット電圧が大きさを調整されるように、前記第１の制御信号及び前記第２の制御信号を供給するステップ
    を有する前記電気エネルギ変換回路装置の動作方法。
  15. ダイレクトインプット電圧をダイレクトアウトプット電圧に変換するコンピュータプログラムであって、
    当該コンピュータプログラムが請求項１に記載の電気エネルギ変換回路装置を制御するコンピュータにおいて実行される場合に、該電気エネルギ変換回路装置に、請求項１４に記載の方法のステップを実行させるプログラムコード手段
    を有するコンピュータプログラム。
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