CN110549861B - 一种基于多重Boost/Buck斩波器的多流制牵引传动系统 - Google Patents

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Abstract

本发明公开一种基于多重Boost/Buck斩波器的多流制牵引传动系统，包括两个双向开关、N个储能电感、M个四象限变流器和稳压控制器；第一双向开关的固定端接入直流牵引网电源，第二双向开关的固定端与牵引逆变器的直流侧连接；两个双向开关的两个触点端相互交叉连接；所有N个储能电感的一端均与第一双向开关的第一触点端连接，另一端分别与N个桥臂中点一一对应连接；每个四象限变流器的桥臂第一共接点均与第一双向开关的第二触点端连接，桥臂第二共接点均接地；第二双向开关的固定端、每个储能电感分别所在支路以及四象限变流器的门极端口均与稳压控制器连接。本发明可以有效降低牵引网电压波动对系统性能的影响。

Description

一种基于多重Boost/Buck斩波器的多流制牵引传动系统
技术领域
本发明涉及轨道交通牵引传动变流技术领域，特别是指一种基于多重Boost/Buck斩波器的多流制牵引传动系统。
背景技术
多流制电力机车最早出现于欧洲。由于欧洲地区铁路网的显著特点是存在多种牵引供电制式，为了方便铁路运营公司的管理、减少乘客在交界处换乘的麻烦，有必要使用多流制电力机车以实现单列车在多种供电制式线路上连续运行。
近年来，国内的电力机车制造和研究机构也积极开展了多流制电力机车的研发与生产。一方面是由于我国城市群的快速发展，需要使用多流制电力机车实现主干线路、城际以及城市内轨道交通线路的互联互通；另一方面是我国铁路技术加快了走出去的步伐，需要生产能够适应国外多种供电制式的产品。
目前，主流的牵引网供电制式有交流25kV/50Hz、交流15kV/16.7Hz、直流3kV和直流1.5kV四种。多流制电力机车牵引传动系统能够适应上述两种或两种以上供电制式。随着高频大功率电力电子器件、微机技术和矢量控制技术的发展，使得大功率电压源型牵引逆变器加三相牵引异步电机的组合成为当前电力牵引传动系统的标准配置，也是多流制电力机车牵引传动系统的基础。以降低全寿命周期成本和提高系统可靠性为导向，无论多流制电力机车在哪种供电制式下运行，都希望将牵引传动系统的中间直流环节电压稳定在同一数值。
在交流供电制式下，受电弓通过隔离变压器降压再通过四象限整流器接到牵引逆变器直流侧，在广泛采用6.5kV IGBT的情况下，直流环节电压一般稳定控制在2-3kV之间的某一数值(如广泛采用的2800V中间直流环节电压等级)，可为电机提供最优供电条件。然而在直流供电制式下，直流牵引网经过平波电抗器后直接与牵引逆变器直流侧相连，因此带来了直流牵引网电压与交流供电制式时中间直流环节电压不匹配的问题，使得直流供电制式时牵引电机不能工作在最佳运行状态。而且，电压不匹配造成供电制式切换过程直流环节电压的频繁波动，不利于系统安全稳定运行。另外，直流牵引网直接与逆变器直流侧相连，网侧电压的波动会影响电压源型牵引逆变器的工作性能。
针对上述问题，急需一种实现直流牵引网电压与牵引逆变器直流侧电压相匹配的方法，并要求尽量少地增加额外设备，以符合多流制电力机车牵引传动系统集成化、小型化和轻量化的发展趋势。
发明内容
多流制牵引传动系统的牵引逆变器直流环节电压与直流供电制式时牵引网电压不匹配的技术问题，本发明提供一种基于多重Boost/Buck斩波器的多流制牵引传动系统，实现牵引逆变器直流环节电压在不同供电制式条件下均能维持在期望值，以获得更好的牵引电机性能，更高的整体效率和更可靠的运行。
本发明的目的是通过如下技术方案实现的：
一种基于多重Boost/Buck斩波器的多流制牵引传动系统，包括牵引逆变器(9)和牵引电机(10)，还包括由N个Boost/Buck斩波器构成的多重Boost/Buck斩波器，所述多重Boost/Buck斩波器包括第一双向开关S7、第二双向开关S8、N个储能电感、M个四象限变流器和稳压控制器(14)；其中，2M≥N，且M≥1；
第一双向开关S7的固定端接入直流牵引网电源，第二双向开关S8的固定端与牵引逆变器的直流侧连接；
第一双向开关S7的第一触点端与第二双向开关S8的第二触点端连接，第一双向开关S7的第二触点端与第二双向开关S8的第一触点端连接；第一双向开关S7和第二双向开关S8，均闭合于各自的第一触点端，或者均闭合于各自的第二触点端；
所有N个储能电感的一端均与第一双向开关S7的第一触点端连接，另一端分别与M个四象限变流器的N个桥臂中点一一对应连接；每个四象限变流器的桥臂第一共接点均与第一双向开关S7的第二触点端连接，桥臂第二共接点均接地；
第二双向开关S8的固定端、每个储能电感所在支路均通过传感器与稳压控制器(14)的输入端口连接，稳压控制器(14)的输出端口与每个四象限变流器的门极端口连接。
进一步地，每个四象限变流器均包括2个桥臂，是由四个带有反并联二极管的全控型器件构成的全桥结构。
进一步地，所述全控型器件为MOSFET、IGBT或IGCT。
进一步地，所述稳压控制器(14)包括采样调理模块、DSP板模块和驱动板模块，所述采样调理模块和驱动板模块均与DSP模块连接；
所述采样调理模块，用于采集第二双向开关S8的固定端的输出电压和每个储能电感的电流；
所述DSP板模块，用于对所述采样调理模块采集的数据进行处理并发送控制信号给所述驱动板模块；
所述驱动板模块，用于根据控制信号生成用于控制四个全控型器件的门极端口的驱动信号，进而控制所述多重Boost/Buck斩波器的占空比。
进一步地，所述稳压控制器(14)采用电压外环和电流内环的双PI闭环控制。
进一步地，当直流牵引网电压低于牵引逆变器的直流侧电压时，第一双向开关S7和第二双向开关S8均闭合于各自的第一触点端，所述多重Boost/Buck斩波器为多重Boost升压斩波器；当直流牵引网电压高于牵引逆变器的直流侧电压时，第一双向开关S7和第二双向开关S8均闭合于各自的第二触点端，所述多重Boost/Buck斩波器为多重Buck降压斩波器。
进一步地，所述第一双向开关S7和第二双向开关S8的类型为断路器或接触器。
进一步地，还包括交流制牵引传动子系统，所述多重Boost/Buck斩波器中的四象限变流器通过开关元件与交流制牵引传动系统中的四象限变流器复用。
进一步地，还包括直流受电弓(2)、开关S2、直流平波电抗器(4)、开关S9、开关S10，所述交流制牵引传动子系统包括交流受电弓(1)、交流输入电抗器(3)、牵引变压器(5)、四象限变流器一(6)、四象限变流器二(7)、开关S3、开关S4、开关S5、开关S6；
所述直流受电弓(2)、开关S2和直流平波电抗器(4)，依次串接于直流牵引网与第一双向开关S7的固定端之间；
所述开关S9串接于第一储能电感(12)与四象限变流器一(6)的第一桥臂的中点之间，开关S10串接于第二储能电感(13)与四象限变流器一(6)的第二桥臂的中点之间；
所述交流受电弓(1)、开关S1、交流输入电抗器(3)、牵引变压器的主边绕组，依次串接于交流牵引网与地之间；
所述牵引变压器(5)的第一牵引绕组两端分别通过开关S3和开关S4与四象限变流器一(6)的第一桥臂的中点和第二桥臂的中点连接；四象限变流器一(6)的桥臂第一共接点与第二双向开关S8的第一触点端连接；四象限变流器一(6)的桥臂第二共接点与牵引逆变器(9)的直流侧地端连接；
所述牵引变压器(5)的第二牵引绕组两端分别通过开关S5和开关S6与四象限变流器二(7)的第一桥臂的中点和第二桥臂的中点连接；四象限变流器二(7)的桥臂第一共接点与第二双向开关S8的第一触点端连接；四象限变流器二(7)的桥臂第二共接点与牵引逆变器(9)的直流侧地端连接；
牵引逆变器(9)的直流侧地端与地之间连接有开关S11。
有益效果
本发明提供了一种基于多重Boost/Buck斩波器的多流制牵引传动系统，以交流供电制式的牵引传统系统拓扑为基础，并基于设备复用的思想在直流供电制式时复用交流供电制式中的四象限变流器一，以构成前端升降压斩波器。当直流牵引网电压低于中间直流环节设定电压(即牵引逆变器的直流侧电压)时构成升压斩波器，当直流牵引网电压高于中间直流环节设定电压时构成降压斩波器，从而实现牵引逆变器的直流侧电压在不同供电制式条件下均能维持在期望值；而且可满足于牵引逆变器直流侧的不同电压需求，使得本发明的多流制牵引传动系统的适用范围更广。
而且，无论在哪种直流供电制式下，牵引网电压均通过前端升降压斩波器的稳压调制后再与牵引逆变器的直流侧相连，从而在牵引网电压波动的情况下，本发明的多流制牵引传动系统的牵引逆变器直流侧电压均能保持稳定，使牵引电机始终工作在最佳状态，从而降低系统全寿命周期成本，提升系统运行稳定性。
另外，斩波器采用交错并联的方式，可有效降低纹波电流，进一步节约无源设备的体积，提高电能质量。本发明增加的设备少，符合多流制牵引传动系统小型化、轻量化和集成化的要求。
附图说明
图1为改进的多流制牵引传动系统示意图；
图2为1.5kV供电制式时具有双重Boost斩波器的系统示意图；
图3为3kV供电制式时具有双重Buck斩波器的系统示意图；
图4为双重Boost/Buck斩波器稳压控制器控制框图；
图5为双重Boost模式下的驱动脉冲信号和工作电流波形。
标号说明：1-交流受电弓、2-直流受电弓、3-交流输入电抗器、4-直流滤波电抗器、5-牵引变压器、6-四象限变流器一、7-四象限变流器二、8-直流环节电容、9-牵引逆变器、10-三相异步电机、11-轮轨、12-第一储能电感、13-第二储能电感、14-稳压控制器、S1至S6-单向开关、S9至S11-单向开关，S7和S8-双向开关。
具体实施方式
下面将结合附图和实施例对本发明进行详细说明。
本发明提供的基于多重Boost/Buck斩波器的多流制牵引传动系统，其中多重Boost/Buck斩波器是由N个Boost/Buck斩波器构成，具体N的取值，可根据实际所接入的的直流牵引网电源的电压等级以及牵引传动系统中的器件耐压等级来具体确定。本实施例以多流制牵引传动系统牵引逆变器直流侧电压等级为2800V、取N＝2、M＝1为例，则在直流1.5kV牵引供电制式时需要升压斩波器，在直流3kV牵引供电制式时需要降压斩波器。由于在本实施例中取N＝2，因此本实施例中的多重Boost/Buck斩波器即为双重Boost/Buck斩波器，具体如下详细解释。
本实施例基于双重Boost/Buck斩波器的多流制牵引传动系统，如图1所示，包括交流受电弓1、直流受电弓2、交流输入电抗器3、直流平波电抗器4、牵引变压器5、四象限变流器一6、四象限变流器二7、直流环节电容8、牵引逆变器9、三相异步电机10、轮轨11、第一储能电感12、第二储能电感13、稳压控制器14、单向开关S1至S6、第一双向开关S7至S8、单向开关S9至S11。
其中，四象限变流器一6，是由四个带有反并联二极管D1-D4的全控型器件V1-V4构成的全桥结构，其中全控型器件的类型可以为MOSFET、IGBT或IGCT，在本实施例中以IGBT为例。四象限变流器一6包括第一桥臂和第二桥臂，由每个桥臂都是由两个全控型器件构成的半桥，且同一桥臂上的两个全控型器件的连接点即为该桥臂的中点；两个桥臂之间的两个共接点，在本发明中为更清楚解释技术方案，将其中一个命名为四象限变流器的桥臂第一共接点，另一个命名为四象限变流器的桥臂第二共接点，其他接点命名不同、但实质电路结构相同的方案也在本发明保护范围内。在本实施例中，如图2、3所示，全控型器件V1和V3的连接点即为第一桥臂的中点，全控型器件V2和V4的连接点即为第二桥臂的中点，全控型器件V1和V2的连接点即为四象限变流器的桥臂第一共接点，全控型器件V3和V4的连接点即为四象限变流器的桥臂第二共接点。四象限变流器二7，与四象限变流器一6的结构相同，在此不再赘述。
开关S1至S11的类型可以为断路器、接触器等自动开关。
交流受电弓1与交流牵引网连接，依次经过单向开关S1和交流输入电抗器3后与牵引变压器5的主边绕组连接；牵引变压器的主边绕组还与轮轨11连接。牵引变压器5的第一牵引绕组两端分别通过单向开关S3和单向开关S4与四象限变流器一6的第一桥臂的中点和第二桥臂的中点连接；四象限变流器一6的桥臂第一共接点与第二双向开关S8的第一触点端连接；四象限变流器一6的桥臂第二共接点与牵引逆变器9的直流侧地端连接。牵引变压器5的第二牵引绕组两端分别通过单向开关S5和单向开关S6与四象限变流器二7的第一桥臂的中点和第二桥臂的中点连接；四象限变流器二7的桥臂第一共接点与第二双向开关S8的第一触点端连接；四象限变流器二7的桥臂第二共接点与牵引逆变器9的直流侧地端连接。
直流受电弓2与直流牵引网连接，依次经过单向开关S1和直流平波电抗器4与第一双向开关S7的固定端连接。第二双向开关S8的固定端经直流环节电容8并联后与牵引逆变器9的直流侧连接，牵引逆变器9的交流侧与三相异步电机10连接。四象限变流器一6的第一桥臂的中点经单向开关S9和第一储能电感12后同时与第一双向开关S7的第一触点端和第二双向开关S8的第二触点端连接；四象限变流器一6的第二桥臂的中点经单向开关S10和第二储能电感12后同时与第一双向开关S7的第一触点端和第二双向开关S8的第二触点端连接；四象限变流器一6的桥臂第一共接点同时与第二双向开关S8的第一触点端和第一双向开关S7的第二触点端连接；第四象限变流器6的桥臂第二共接点以及直流环节电容8、牵引逆变器9的直流侧地端的共同连接点经单向开关S11与轮轨11连接。
稳压控制器包括采样调理模块、DSP板模块和驱动板模块。采样调理模块与牵引逆变器的直流侧的电压传感器连接，用于采集第二双向开关S8的固定端的输出电压，即直流环节电容8两端的电压uc；通过在第一储能电感12所在支路上设置霍尔元件，采样调理模块再与霍尔元件连接，用于采集第一储能电感12的电流iL1；通过在第二储能电感13所在支路上设置霍尔元件，采样调理模块再与霍尔元件连接，用于采集第二储能电感13的电流iL2。DSP板模块与采样调理模块连接，对采集的电压和电流数据进行处理并发送控制信号给驱动板模块。驱动板模块，用于根据控制信号生成用于控制四个全控型器件的门极端口的控制信号，进而控制双重Boost/Buck斩波器的占空比。
本发明多流制牵引传动系统可工作于两种交流供电制式下，在交流供电制式下要求单向开关S1、S3、S4、S5、S6闭合，单向开关S2、S9、S10、S11和第一双向开关S7均断开，第二双向开关闭合于第一触点端。本发明多流制牵引传动系统还可稳定工作于直流供电制式下，在直流供电制式下要求单向开关S1、S3、S4、S5、S6均断开，单向开关S2、S9、S10、S11闭合。本实施例以直流1.5kV和直流3kV两种直流供电制式进行举例说明。
在直流1.5kV供电制式下时，直流1.5kV低于牵引逆变器的直流侧电压2.8kV，多流制牵引传动系统示意图所图2所示，第一双向开关S7和第二双向开关S8均闭合于第一触点端。此时第一储能电感12、四象限变流器一6的全控型器件V3的IGBT和全控型器件V1的反并联二极管D1组成第一个Boost升压斩波器，第二储能电感13和四象限变流器一6的全控型器件V4的IGBT和全控型器件V2的反并联二极管D2组成第二个Boost升压斩波器，两个Boost升压斩波器并联，两个Boost升压斩波器的驱动脉冲占空比相等，相位错开半个周期，形成双重Boost斩波器，在稳压控制器作用下将1.5kV直流电压等级升高到中间直流环节期望值。
在直流1.5kV供电制式时，系统工作于双重Boost模式，全控型器件V3和V4按占空比工作，全控型器件V1和V2封锁驱动。由于牵引功率较大，流过储能电感的电流平均值较大，当储能电感的取值满足电流纹波要求时，斩波器可以工作于电感电流连续模式。储能电感的取值计算方法将在下文中进行说明。全控型器件V3和V4占空比相等为D，开关周期为T，两个储能电感值相等为L。以V3、V4一个周期内占空比0<D≤0.5为例，双重Boost斩波器在一个工作周期内可分成四个阶段，各个阶段的驱动脉冲信号和工作电流波形如图5所示。
第一阶段(t0-t1)，全控型器件V3的IGBT导通，全控型器件V4的IGBT关断。流过第一储能电感12上的电流iL1给第一储能电感12充电并储存能量，流过第二储能电感13的电流iL2通过二极管D2续流，第二储能电感13释放能量。此时有：
Figure GDA0002720367040000071
第二阶段(t1-t2)，全控型器件V3的IGBT关断，全控型器件V4的IGBT关断。流过第一储能电感12的电流iL1和第二储能电感13的电流iL2分别通过二极管D1和二极管D2续流，第一储能电感12和第二储能电感13均释放能量。此时有：
Figure GDA0002720367040000072
第三阶段(t2-t3)，全控型器件V3的IGBT关断，全控型器件V4的IGBT导通。流过第一储能电感12的电流iL1通过二极管D1续流，第一储能电感12释放能量，流过第二储能电感13上的电流iL2给第二储能电感13充电并储存能量。此时有：
Figure GDA0002720367040000073
第四阶段，全控型器件V3的IGBT关断，全控型器件V4的IGBT关断。流过第一储能电感12的电流iL1和第二储能电感13的电流iL2通过二极管D1和二极管D2同时续流，第一储能电感12和第二储能电感13均释放能量。此时有：
Figure GDA0002720367040000074
根据图5和伏秒平衡原理，稳态时一个周期T内电感电流的增加量与减少量相等，即为电流纹波大小，可以分别求得两个储能电感的电流纹波ΔiL1和ΔiL2、重叠后的总网侧电流纹波Δiin以及电压增益Au表达式如下：
Figure GDA0002720367040000081
Figure GDA0002720367040000082
由于电感电流iL1在开关导通时间段DT的增加量与开关断开时间段T-DT的减少量相等，则有：
Figure GDA0002720367040000083
即：
Figure GDA0002720367040000084
可得：
Figure GDA0002720367040000085
定义M(D)为输入总电流纹波大小Δiin与一相电感电流纹波大小ΔiL1比值随占空比变化的方程，从而有：
Figure GDA0002720367040000086
由于0<D≤0.5，因此M(D)的取值小于1。当0.5<D≤1时，重复上述分析过程同样可以得到M(D)的取值小于1。由此可见由于交错并联的抵消效果，输入总电流的纹波大小始终小于一相电感电流的纹波大小，电能质量得到有效提升。
如图4所示，稳压控制器采样输出电压和储能电感电流，采用电压外环和电流内环双PI闭环，且交错并联的两相电感电流进行单独控制。电压外环可以将不同的直流牵引网电压调制成中间直流环节电压期望值，而且在牵引网电压波动或者负载变化的情况下均能维持直流环节电压稳定。电流内环可以限制电流幅度从而起到保护作用，而且可以加快控制器的响应速度。另外，两相电感电流单独控制可以减小因为电路参数不一致带来的电流不均衡问题。
在直流3kV供电制式下时，直流3kV高于牵引逆变器的直流侧电压2.8kV，多流制牵引传动系统示意图所图3所示，第一双向开关S7和第二双向开关S8均闭合于第二触点端。第一储能电感12、四象限变流器一6的全控型器件V1的IGBT和全控器型器件V3的反并联二极管D3组成第一个Buck降压斩波器，第二储能电感13、四象限变流器一6的全控型器件V2的IGBT和全器型器件V4的反并联二极管D4组成第二个Buck降压斩波器，两个Buck降压斩波器并联，驱动脉冲占空比相等，相位错开半个周期，形成双重Buck降压斩波器，在稳压控制器14的作用下将3kV直流电压等级降低到中间直流环节期望值。
在直流3kV供电制式时工作于双重Buck模式，全控型器件V1和V2按占空比工作，全控型器件V3和V4封锁驱动。由于双重Buck模式与双重Boost模式在控制思路以及工作波形上类似，可参考上述分析过程，在此不再赘述。仅对其各个工作阶段进行介绍。以全控型器件V1、V2一个周期内占空比D≤0.5为例，双重Buck斩波器在一个工作周期内可分成四个阶段。
第一阶段，全器型器件V1的IGBT导通，全器型器件V2的IGBT关断。流过第一储能电感12上的电流iL1给第一储能电感12充电并储存能量，流过第二储能电感13的电流iL2通过二级管D4续流，第二储能电感13释放能量。此时有：
Figure GDA0002720367040000091
第二阶段，全器型器件V1的IGBT关断，全器型器件V2的IGBT关断。流过第一储能电感12上的电流iL1和第二储能电感13的电流iL2分别通过二极管D3和二极管D4同时续流，第一储能电感12和第二储能电感13均释放能量。此时有：
Figure GDA0002720367040000092
第三阶段，全器型器件V1的IGBT关断，全器型器件V2的IGBT导通。流过第一储能电感12上的电流iL1通过二极管D3续流，第一储能电感12释放能量，流过第二储能电感13的电流iL2给第二储能电感13充电并储存能量。此时有：
Figure GDA0002720367040000093
第四阶段，全器型器件V1的IGBT关断，全器型器件V2的IGBT关断。流过第一储能电感12上的电流iL1和第二储能电感13的电流iL2通过二极管D3和二极管D4同时续流，第一储能电感12和第二储能电感13均释放能量。此时有：
Figure GDA0002720367040000101
其电压增益表达式如下：
Figure GDA0002720367040000102
储能电感在该斩波电路中起到储能与转换能量的作用。因此，电感的合理选取直接关系到斩波电路的性能优劣。根据上述分析，Boost电路电感电流的纹波大小为：
Figure GDA0002720367040000103
一般将ΔiL取为其平均值的10％～20％。若ΔiL过大会增大电感上的功率损耗，过小则所需电感的成本增大。因此，可以选择合适大小的电感可以获得符合要求的电流纹波ΔiL。Boost电路每相电感取值的计算公式：
Figure GDA0002720367040000104
同理，对于Buck电路来说，在一个工作周期内，电感电流也是一个脉动的量，可以计算得到电感电流的纹波大小为：
Figure GDA0002720367040000105
进一步可以得到Buck电路每相电感取值的计算公式：
Figure GDA0002720367040000106
本发明提供的一种基于多重Boost/Buck斩波器的多流制牵动传动系统，一方面，在不同电压等级(高于或低于牵引逆变器的直流侧电压)的直流牵引网供电时，可以通过开关元件转换实现升压和降压两种结构模式，从而对电压等级进行变换，将系统牵引逆变器的直流侧电压稳定在期望值大小；另一方面，在面对直流牵引网的电压可能出现的波动情况以及负载波形的情况，通过稳压控制器对输出电压进行闭环控制，能够使牵引逆变器的直流侧电压快速维持稳定。因此，通过本发明方法，可以有效降低牵引网电压波动对系统性能的影响，使牵引电机工作在最优运行条件，可有效提升系统效率、可靠性和网侧电能质量。
以上仅是对本发明优选实施方式的描述，本发明的保护范围并不局限于上述实施例，凡属于本发明思路下的技术方案均属于本发明的保护范围。本发明所属技术领域的技术人员在不偏离本发明的精神和原理的情况下对所描述的具体实施例做各种修改或补充或采用类似的方式替代，视为本发明的保护范围。

Claims (9)

1.一种基于多重Boost/Buck斩波器的多流制牵引传动系统，包括牵引逆变器(9)和牵引电机(10)，其特征在于，还包括由N个Boost/Buck斩波器构成的多重Boost/Buck斩波器，所述多重Boost/Buck斩波器包括第一双向开关S7、第二双向开关S8、N个储能电感、M个四象限变流器和稳压控制器(14)；其中，2M≥N，且M≥1；
第一双向开关S7的固定端接入直流牵引网电源，第二双向开关S8的固定端与牵引逆变器的直流侧连接；
第一双向开关S7的第一触点端与第二双向开关S8的第二触点端连接，第一双向开关S7的第二触点端与第二双向开关S8的第一触点端连接；第一双向开关S7和第二双向开关S8，均闭合于各自的第一触点端，或者均闭合于各自的第二触点端；
所有N个储能电感的一端均与第一双向开关S7的第一触点端连接，另一端分别与M个四象限变流器的N个桥臂中点一一对应连接；每个四象限变流器的桥臂第一共接点均与第一双向开关S7的第二触点端连接，桥臂第二共接点均接地；
第二双向开关S8的固定端、每个储能电感所在支路均通过传感器与稳压控制器(14)的输入端口连接，稳压控制器(14)的输出端口与每个四象限变流器的门极端口连接。
2.根据权利要求1所述的多流制牵引传动系统，其特征在于，每个四象限变流器均包括2个桥臂，是由四个带有反并联二极管的全控型器件构成的全桥结构。
3.根据权利要求2所述的多流制牵引传动系统，其特征在于，所述全控型器件为MOSFET、IGBT或IGCT。
4.根据权利要求2所述的多流制牵引传动系统，其特征在于，所述稳压控制器(14)包括采样调理模块、DSP板模块和驱动板模块，所述采样调理模块和驱动板模块均与DSP模块连接；
所述采样调理模块，用于采集第二双向开关S8的固定端的输出电压和每个储能电感的电流；
所述DSP板模块，用于对所述采样调理模块采集的数据进行处理并发送控制信号给所述驱动板模块；
所述驱动板模块，用于根据控制信号生成用于控制四个全控型器件的门极端口的驱动信号，进而控制所述多重Boost/Buck斩波器的占空比。
5.根据权利要求2所述的多流制牵引传动系统，其特征在于，所述稳压控制器(14)采用电压外环和电流内环的双PI闭环控制。
6.根据权利要求1所述的多流制牵引传动系统，其特征在于，当直流牵引网电压低于牵引逆变器的直流侧电压时，第一双向开关S7和第二双向开关S8均闭合于各自的第一触点端，所述多重Boost/Buck斩波器为多重Boost升压斩波器；当直流牵引网电压高于牵引逆变器的直流侧电压时，第一双向开关S7和第二双向开关S8均闭合于各自的第二触点端，所述多重Boost/Buck斩波器为多重Buck降压斩波器。
7.根据权利要求1所述的多流制牵引传动系统，其特征在于，所述第一双向开关S7和第二双向开关S8的类型为断路器或接触器。
8.根据权利要求1所述的多流制牵引传动系统，其特征在于，还包括交流制牵引传动子系统，所述多重Boost/Buck斩波器中的四象限变流器通过开关元件与交流制牵引传动系统中的四象限变流器复用。
9.根据权利要求8所述的多流制牵引传动系统，其特征在于，还包括直流受电弓(2)、开关S2、直流平波电抗器(4)、开关S9、开关S10，所述交流制牵引传动子系统包括交流受电弓(1)、交流输入电抗器(3)、牵引变压器(5)、四象限变流器一(6)、四象限变流器二(7)、开关S3、开关S4、开关S5、开关S6；
所述直流受电弓(2)、开关S2和直流平波电抗器(4)，依次串接于直流牵引网与第一双向开关S7的固定端之间；
所述开关S9串接于第一储能电感(12)与四象限变流器一(6)的第一桥臂的中点之间，开关S10串接于第二储能电感(13)与四象限变流器一(6)的第二桥臂的中点之间；
所述交流受电弓(1)、开关S1、交流输入电抗器(3)、牵引变压器的主边绕组，依次串接于交流牵引网与地之间；
所述牵引变压器(5)的第一牵引绕组两端分别通过开关S3和开关S4与四象限变流器一(6)的第一桥臂的中点和第二桥臂的中点连接；四象限变流器一(6)的桥臂第一共接点与第二双向开关S8的第一触点端连接；四象限变流器一(6)的桥臂第二共接点与牵引逆变器(9)的直流侧地端连接；
所述牵引变压器(5)的第二牵引绕组两端分别通过开关S5和开关S6与四象限变流器二(7)的第一桥臂的中点和第二桥臂的中点连接；四象限变流器二(7)的桥臂第一共接点与第二双向开关S8的第一触点端连接；四象限变流器二(7)的桥臂第二共接点与牵引逆变器(9)的直流侧地端连接；
牵引逆变器(9)的直流侧地端与地之间连接有开关S11。
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