JP3755220B2 - アクティブフィルタ装置およびその制御方法 - Google Patents
アクティブフィルタ装置およびその制御方法 Download PDFInfo
- Publication number
- JP3755220B2 JP3755220B2 JP33737096A JP33737096A JP3755220B2 JP 3755220 B2 JP3755220 B2 JP 3755220B2 JP 33737096 A JP33737096 A JP 33737096A JP 33737096 A JP33737096 A JP 33737096A JP 3755220 B2 JP3755220 B2 JP 3755220B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- active filter
- harmonic
- voltage
- series
- power supply
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Classifications
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/20—Active power filtering [APF]
Landscapes
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
- Direct Current Feeding And Distribution (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明はアクティブフィルタ装置およびその制御方法に関し、さらに詳細にいえば、変圧器を介して電源系統に接続されてなる直列形アクティブフィルタを制御する装置およびその方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
インバータ回路の入力段で、空気調和装置などの家電製品で、図６に示すコンデンサ入力形の整流回路が一般的に用いられている。図６においては、系統インピーダンスを含む三相交流電源の各相に対して、それぞれ交流リアクトルを介して三相全波整流回路の各相を接続し、三相全波整流回路の出力端子間に平滑コンデンサを接続し、この平滑コンデンサと並列に負荷を接続している。
【０００３】
この構成の装置において、三相交流電源のｕ相の電圧波形は図７に示すように正弦波状であり、三相交流電源のｕ相と他の相との線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｕｗも図７に示すように正弦波状であるが、線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｕｗが平滑コンデンサの端子間電圧Ｖｄｃよりも大きい期間にのみ三相全波整流回路の該当するダイオードがオンになる。したがって、ｕ相の交流電源電流Ｉｓｕは図８に示すように、半周期中において大きな谷部を有するパルス状の歪み波形になり、波高値が高くなるとともに、力率が低くなる。もちろん、５次、７次、１１次などの高調波成分がかなり多い。そして、現在では、家電製品にインバータ回路が広く普及しいるので、交流電源電流の高調波成分を低減することが強く要望されるようになってきている。
【０００４】
このように交流電源電流の高調波成分を低減する方法として、アクティブフィルタが着目されている。ここで、アクティブフィルタは、電源系統との接続方法によって並列形のものと、直列形のものとに大別される。
並列形のアクティブフィルタは、図１０に示すように、三相交流電源の各相の出力端子と交流リアクトルとの間に並列的に接続されてなるものであり、三相全波整流回路の各相に対応させて１対ずつのパワートランジスタを直列接続しているとともに、これらパワートランジスタの直列接続回路をコンデンサの端子間に互いに並列接続し、各直列接続回路におけるパワートランジスタどうしの接続点交流リアクトルを介して三相交流電源の各相の出力端子に接続している。
【０００５】
この構成のアクティブフィルタを採用した場合には、交流電源系統電圧が直接アクティブフィルタを構成するパワートランジスタに印加され、また、出力電流の波高値も大きいため装置容量が大きくなるのみならず、空気調和装置などのように家電製品で広く使われるコンデンサ入力形整流回路の適用した場合には、整流回路前段にアクティブフィルタによる補償電流が流れ込まないようにする必要がある。すなわち、アクティブフィルタの出力電流をＩＣｕ、交流電源の系統インピーダンスをＺＳｕ、全波整流回路の前段の交流リアクトルのインピーダンスをＺＬｕとすれば、電源側へ流れる補償電流ＩＣｕＳは、
ＩＣｕＳ＝｛ＺＬｕ／（ＺＳｕ＋ＺＬｕ）｝ＩＣｕ
で与えられるため、十分な電源高調波低減の効果を得るべくＩＣｕＳ＝ＩＣｕとするためには、系統インピーダンスＺＳｕに対して十分に大きなインピーダンスＬｕを有する交流リアクトルを用いる必要がある。また、図１１の１相分の等価回路に示すように、アクティブフィルタは電流源として制御するので、電圧形の主回路構成を採用する場合には、その出力にも交流リアクトルＺＣｕを設けることが必要である。
【０００６】
なお、図１２に高調波分布を、図１３に構成各部の波形を示している。
これに対して、直列形のアクティブフィルタは、図１に示すように、変圧器を介して電源系統に直列に接続されている。このアクティブフィルタは、基本波に比べて小さな電圧高調波のみを制御すればよく、アクティブフィルタ動作時の出力電流波高値も並列形アクティブフィルタの出力電流波高値と比べて小さい。
【０００７】
また、直列形のアクティブフィルタは、図１４に１相分の等価回路を示すように、電圧源として動作させるので、電圧形主回路のアクティブフィルタのみで構成でき、別途交流リアクトルを設ける必要がない。
なお、図１５に高調波分布を、図１６に構成各部の波形を示している。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
以上のように、直列形のアクティブフィルタは、交流リアクトルの追加が不要であり、しかもパワートランジスタなどの素子の容量を小さくすることができるが、変圧器が必要であるから、低コスト化が望まれる空気調和装置にそのまま適用することは困難であると考えられていた。
【０００９】
また、三相大電力用として用いられる直列形アクティブフィルタにおいては、不平衡の補償を高調波補償と併せて行うため、基本波の逆相成分も補償対象に含まれ、変圧器の帯域を電源周波数から設定しなければならず、さらに、これに伴いアクティブフィルタの容量が増大するという問題がある。
【００１０】
【発明の目的】
この発明は上記の問題点に鑑みてなされたものであり、直列形アクティブフィルタにおいて必須である変圧器の小形化を達成するとともに、制御を簡単化することができるアクティブフィルタ装置およびその制御方法を提供することを目的としている。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
請求項１のアクティブフィルタ装置は、 変圧器を介して電源系統に接続されてなる直列形アクティブフィルタを制御する装置であって、補償すべき高調波波形を保持する高調波波形保持手段と、高調波波形保持手段に保持されている高調波に基づいてアクティブフィルタをパルス幅変調するパルス幅変調手段とを含み、電源の基本波を除く高調波に対応させて、変圧器の帯域を設定するために、高調波補償帯域を５次以上に設定するように直列形アクティブフィルタを制御するものである。
【００１４】
請求項２のアクティブフィルタ装置は、 電源として３相電源を採用し、何れか１相もしくは１線間の電圧を検出する電圧検出手段をさらに含み、高調波波形保持手段は検出電圧の基本波位相に同期して該当する高調波波形を出力するものであり、さらに、検出電圧の基本波振幅に基づいて高調波波形の振幅を設定してパルス幅変調手段に供給する高調波波形振幅設定手段をさらに含んでいるものである。
【００１５】
請求項３のアクティブフィルタ装置は、電源系統として、インバータ回路を介して空気調和装置に高調波補償用電圧を供給するものを採用している。
【００１６】
請求項４のアクティブフィルタ装置の制御方法は、変圧器を介して電源系統に接続されてなる直列形アクティブフィルタを制御するに当って、補償すべき高調波波形を保持しておき、保持されている高調波に基づいてアクティブフィルタをパルス幅変調し、しかも、電源の基本波を除く高調波に対応させて、変圧器の帯域を設定するために、高調波補償帯域を５次以上に設定するように直列形アクティブフィルタを制御する方法である。
請求項５のアクティブフィルタ装置の制御方法は、 ３相電源の何れか１相もしくは１線間の電圧を検出し、検出電圧の基本波位相に同期して該当する高調波波形を出力するとともに、検出電圧の基本波振幅に基づいて高調波波形の振幅を設定してパルス幅変調のために供給する方法である。
【００１７】
請求項６のアクティブフィルタ装置は、直列形アクティブフィルタを、電源系統と負荷との間に接続される整流回路を基準として交流側に挿入してあり、補償帯域を電源の５次調波、７次調波の一方に対応させて 変圧器を介して電源系統に接続されてなる直列形アクティブフィルタを制御するものである。
請求項７のアクティブフィルタ装置は、５次調波、または７次調波の補償電圧の振幅を、線間電圧のピーク点を含む所定範囲を平坦化すべく設定するものである。
【００１８】
請求項８のアクティブフィルタ装置は、直列形アクティブフィルタを、電源系統と負荷との間に接続される整流回路を基準として直流側に挿入してあり、補償帯域を電源の６次調波に対応させて、変圧器を介して電源系統に接続されてなる直列形アクティブフィルタを制御するものである。
請求項９のアクティブフィルタ装置は、６次調波の補償電圧の振幅と位相を、整流回路の整流後の電圧リプルを平坦化すべく設定するものである。
【００１９】
請求項１０のアクティブフィルタ装置の制御方法は、補償帯域を電源の５次調波、７次調波の一方に対応させて、変圧器を介して電源系統に接続されてなる直列形アクティブフィルタを制御する方法である。
請求項１１のアクティブフィルタ装置の制御方法は、５次調波、または７次調波の補償電圧の振幅を、線間電圧のピーク点を含む所定範囲を平坦化すべく設定する方法である。
【００２０】
請求項１２のアクティブフィルタ装置の制御方法は、直列形アクティブフィルタを、電源系統と負荷との間に接続される整流回路を基準として直流側に挿入し、補償帯域を電源の６次調波に対応させて直列形アクティブフィルタを制御する方法である。
請求項１３のアクティブフィルタ装置の制御装置は、６次調波の補償電圧の振幅と位相を、整流回路の整流後の電圧リプルを平坦化すべく設定する方法である。
【００２３】
【作用】
請求項１のアクティブフィルタ装置であれば、変圧器を介して電源系統に接続されてなる直列形アクティブフィルタを制御するに当って、補償すべき高調波波形を保持する高調波波形保持手段と、高調波波形保持手段に保持されている高調波に基づいてアクティブフィルタをパルス幅変調するパルス幅変調手段とを含み、電源の基本波を除く高調波に対応させて、変圧器の帯域を設定するために、高調波補償帯域を５次以上に設定するように直列形アクティブフィルタを制御するのであるから、アクティブフィルタの制御を簡単化することができ、ひいては安価なマイコン、検出器などでアクティブフィルタの制御を達成できるので、アクティブフィルタ装置全体としてコストダウンを達成することができ、しかも変圧器鉄心の断面積を増加させることなく変圧器鉄心の磁束密度を小さくすることができ、ひいては変圧器を小形化してアクティブフィルタ装置全体としての小形化およびコストダウンを達成することができる。
【００２４】
請求項２のアクティブフィルタ装置であれば、電源として３相電源を採用し、何れか１相もしくは１線間の電圧を検出する電圧検出手段をさらに含み、高調波波形保持手段は検出電圧の基本波位相に同期して該当する高調波波形を出力するものであり、さらに、検出電圧の基本波振幅に基づいて高調波波形の振幅を設定してパルス幅変調手段に供給する高調波波形振幅設定手段をさらに含んでいるのであるから、電圧検出手段の数を減少させることができ、アクティブフィルタ装置全体として一層の簡素化およびコストダウンを達成することができる。
【００２５】
請求項３のアクティブフィルタ装置であれば、電源系統として、インバータ回路を介して空気調和装置に高調波補償用電圧を供給するものを採用しているので、入力高調波分布に影響を及ぼす負荷変動が遅く、瞬時値に基づく高速な制御を適用しなくても補償性能の低下の懸念がないので、安価なマイコンなどを用いて装置を構成することができ、アクティブフィルタ装置全体としてのコストダウンを達成することができる。
【００２８】
請求項４のアクティブフィルタ装置の制御方法であれば、変圧器を介して電源系統に接続されてなる直列形アクティブフィルタを制御するに当って、補償すべき高調波波形を保持しておき、保持されている高調波に基づいてアクティブフィルタをパルス幅変調し、しかも、電源の基本波を除く高調波に対応させて、変圧器の帯域を設定するために、高調波補償帯域を５次以上に設定するように直列形アクティブフィルタを制御するのであるから、アクティブフィルタの制御を簡単化することができ、ひいては安価なマイコン、検出器などでアクティブフィルタの制御を達成できるので、アクティブフィルタ装置全体としてコストダウンを達成することができ、しかも変圧器鉄心の断面積を増加させることなく変圧器鉄心の磁束密度を小さくすることができ、ひいては変圧器を小形化してアクティブフィルタ装置全体としての小形化およびコストダウンを達成することができる。
請求項５のアクティブフィルタ装置の制御方法であれば、３相電源の何れか１相もしくは１線間の電圧を検出し、検出電圧の基本波位相に同期して該当する高調波波形を出力するとともに、検出電圧の基本波振幅に基づいて高調波波形の振幅を設定してパルス幅変調のために供給するのであるから、電圧検出手段の数を減少させることができ、アクティブフィルタ装置全体として一層の簡素化およびコストダウンを達成することができる。
【００２９】
請求項６のアクティブフィルタ装置であれば、直列形アクティブフィルタを、電源系統と負荷との間に接続される整流回路を基準として交流側に挿入してあり、変圧器を介して電源系統に接続されてなる直列形アクティブフィルタを制御するに当って、補償帯域を電源の５次調波、７次調波の一方に対応させて変圧器の帯域を設定すべく直列形アクティブフィルタを制御するのであるから、変圧器鉄心の断面積を増加させることなく変圧器鉄心の磁束密度を小さくすることができ、ひいては変圧器を小形化してアクティブフィルタ装置全体としての小形化およびコストダウンを達成することができ、しかも直列形アクティブフィルタを構成するスイッチング素子の容量を小さくすることができる。
【００３０】
請求項７のアクティブフィルタ装置であれば、５次調波、または７次調波の補償電圧の振幅を、線間電圧のピーク点を含む所定範囲を平坦化すべく設定するのであるから、請求項６の作用に加え、直列形アクティブフィルタにより補償すべき電圧の振幅を小さくすることができ、ひいては直列形アクティブフィルタを構成するスイッチング素子の容量を一層小さくすることができる。
【００３１】
請求項８のアクティブフィルタ装置であれば、直列形アクティブフィルタを、電源系統と負荷との間に接続される整流回路を基準として直流側に挿入してあり、変圧器を介して電源系統に接続されてなる直列形アクティブフィルタを制御するに当って、補償帯域を電源の６次調波に対応させて変圧器の帯域を設定すべく直列形アクティブフィルタを制御するのであるから、変圧器鉄心の断面積を増加させることなく変圧器鉄心の磁束密度を小さくすることができ、ひいては変圧器を小形化してアクティブフィルタ装置全体としての小形化およびコストダウンを達成することができ、しかも直列形アクティブフィルタを構成するスイッチング素子の容量を小さくすることができる。
【００３２】
請求項９のアクティブフィルタ装置の制御方法であれば、６次調波の補償電圧の振幅と位相を、整流回路の整流後の電圧リプルを平坦化すべく設定するのであるから、請求項１０の作用に加え、直列形アクティブフィルタにより補償すべき電圧の振幅を小さくすることができ、ひいては直列形アクティブフィルタを構成するスイッチング素子容量を一層小さくすることができる。
【００３３】
請求項１０のアクティブフィルタ装置の制御方法であれば、直列形アクティブフィルタを、電源系統と負荷との間に接続される整流回路を基準として交流側に挿入し、補償帯域を電源の５次調波、７次調波の一方に対応させて、変圧器を介して電源系統に接続されてなる直列形アクティブフィルタを制御するのであるから、変圧器鉄心の断面積を増加させることなく変圧器鉄心の磁束密度を小さくすることができ、ひいては変圧器を小形化してアクティブフィルタ装置全体としての小形化およびコストダウンを達成することができ、しかも直列形アクティブフィルタを構成するスイッチング素子の容量を小さくすることができる。
【００３４】
請求項１１のアクティブフィルタ装置の制御方法であれば、５次調波、または７次調波の補償電圧の振幅を、線間電圧のピーク点を含む所定範囲を平坦化すべく設定するのであるから、請求項１０の作用に加え、直列形アクティブフィルタにより補償すべき電圧の振幅を小さくすることができ、ひいては直列形アクティブフィルタを構成するスイッチング素子の容量を一層小さくすることができる。
【００３５】
請求項１２のアクティブフィルタ装置の制御方法であれば、直列形アクティブフィルタを、電源系統と負荷との間に接続される整流回路を基準として直流側に挿入してあり、変圧器を介して電源系統に接続されてなる直列形アクティブフィルタを制御するに当って、補償帯域を電源の６次調波に対応させて変圧器の帯域を設定すべく直列形アクティブフィルタを制御するのであるから、変圧器鉄心の断面積を増加させることなく変圧器鉄心の磁束密度を小さくすることができ、ひいては変圧器を小形化してアクティブフィルタ装置全体としての小形化およびコストダウンを達成することができ、しかも直列形アクティブフィルタを構成するスイッチング素子の容量を小さくすることができる。
【００３６】
請求項１３のアクティブフィルタ装置の制御方法であれば、６次調波の補償電圧の振幅と位相を、整流回路の整流後の電圧リプルを平坦化すべく設定するのであるから、請求項１２の作用に加え、直列形アクティブフィルタにより補償すべき電圧の振幅を小さくすることができ、ひいては直列形アクティブフィルタを構成するスイッチング素子容量を一層小さくすることができる。
【００３７】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面によってこの発明の実施の態様を詳細に説明する。
図１はこの発明のアクティブフィルタ装置を組み込んだシステムの全体構成を概略的に示す電気回路図であり、図２はアクティブフィルタ装置を制御するための装置をも示すブロック図である。
【００３８】
図１のシステムは、三相交流電源１の各端子を三相全波整流回路２の各相に接続しているとともに、三相全波整流回路２の出力端子間に平滑コンデンサ３を接続し、平滑コンデンサ３と並列に負荷４を接続している。そして、前記各相に対応する１対ずつのパワートランジスタの直列接続回路をコンデンサの端子間に互いに並列接続してなるアクティブフィルタ主回路５を、変圧器６を介して前記三相交流電源の各端子に接続している。具体的には、各直列接続回路のパワートランジスタどうしの接続点を変圧器６を介して三相交流電源の対応する端子に接続している。
【００３９】
図２においては、三相交流電源１に対して、直列形アクティブフィルタ主回路５、整流回路２を介して、インバータ主回路４ａおよびこれに接続された負荷４ｂからなる回路構成に対して、アクティブフィルタ制御装置７が付加されている。なお、インバータ主回路４ａおよび負荷４ｂが図１の負荷４を構成している。アクティブフィルタ制御装置７は、三相交流電源１の相電圧を検出する相電圧検出部７ａと、検出された相電圧のゼロクロスを検出するゼロクロス検出部７ｂと、検出された相電圧に基づいて基本波電圧の実効値を演算する基本波電圧実効値演算部７ｃと、検出されたゼロクロスに基づいて位相ロックループ処理などを行って同期信号を出力する同期部７ｄと、高調波を補償すべく補償波形を保持する補償波形保持部７ｅと、補償波形保持部７ｅから出力される補償波形および基本波電圧の実効値を入力として、補償波形の各調波の振幅を決定し、実際に適用される補償波形として出力する補償波形発生部（高調波波形振幅設定手段）７ｆと、補償波形発生部７ｆから出力される補償波形を入力としてパルス幅変調を行って直列形アクティブフィルタ主回路５の各パワートランジスタに対するＯＮ／ＯＦＦ信号を出力するＰＷＭ部７ｇとを有している。
【００４０】
前記の構成の直列型アクティブフィルタ装置の作用は次のとおりである。
先ず、変圧器６に印加される電圧をＶ、周波数をｆ、巻数をＮとすると、数１の関係があることが知られている。
【００４１】
【数１】
【００４２】
ここで、φｍは変圧器鉄心に発生する磁束の大きさである。また、磁束の通る断面積をＳとすれば、変圧器鉄心の磁束密度Ｂｍは、数２となる。
【００４３】
【数２】
【００４４】
通常、鉄心の飽和磁束密度は１Ｔ程度であり、これを越えないように変圧器の各仕様が決定される。
ここで、数１および数２に着目すると、周波数ｆを高めて変圧器鉄心に発生する磁束φｍを小さくすれば変圧器鉄心の断面積Ｓを大きくすることなく変圧器鉄心の磁束密度Ｂｍを小さくすることができることが分かる。この発明は、この点に着目し、アクティブフィルタの高調波補償帯域を５次以上に制約することにより、変圧器の小形化を達成することができるとともに、直列形アクティブフィルタ全体としてのコストダウンを達成することができる。なお、ここで、高調波補償帯域を５次以上に制約するのは、平衡負荷であれば偶数次高調波が発生せず、しかも、３相回路では３ｎ次高調波（ここで、ｎは自然数）が発生しないことに着目し、高調波補償に実質的に影響を及ぼすことなく、周波数ｆを高めるためである。
【００４５】
また、相電圧検出部７ａに代えて、線間電圧検出部を採用してもよいことはもちろんである。
【００４６】
図２に示すアクティブフィルタ制御装置７は、インバータ入力の補償する電圧高調波（例えば、５次、７次、１１次）の波形を保持しておき、入力電圧波形の検出値のフーリエ演算により基本波振幅を求め、保持している電圧高調波の波形と基本波振幅とにより補償波形を得て電源との同期をとり、これをパルス幅変調してアクティブフィルタ主回路５の各パワートランジスタをＯＮ／ＯＦＦ制御するものである。
【００４７】
また、このような処理を行えば、電源の瞬時波形に基づく複雑な演算処理を行う必要がなく、高価な検出器、高速処理可能なコンピュータなどを不要にできるので、アクティブフィルタ制御装置７全体としてコストダウンを達成することができる。さらに、アクティブフィルタ出力波形として高調波のみを保持しておくので、基本波電圧が出力されて変圧器に印加されることがなく、前述のような小型かつ安価な変圧器を採用することができる。
【００４８】
さらにまた、出力波形と電源とを同期させるようにし、保持されている補償波形に基づいた電圧出力を可能にしているので、フーリエ演算の周期（振幅演算の頻度）を例えば１秒程度と長くすることができ、低速、かつ安価なマイコンを用いて必要な制御を達成することができる。
さらに詳細に説明する。
【００４９】
アクティブフィルタを設けていない場合（図６参照）には、電源電圧が波高値に近い値をとる期間、すなわち平滑コンデンサの端子間電圧Ｖｄｃよりも電源電圧が高くなる期間にのみ全波整流回路のダイオードが導通し、電流は、図８に示すようにパルス状の歪波形になる。この結果、電源高調波成分が大きくなる。
この不都合を解消するために、例えば、図３に示すｕ相について、図４中（ｂ）に実線で示す電圧ＶＤｕ＋Ｖｎを印加すれば（なお、破線は三相交流電源のｕ相電圧）、図４中（ａ）に示すように、ｕ相のダイオードの導通期間を長く確保することができる。ここで、Ｖｎは、平滑コンデンサに疑似的に設けた中間タップＣ０からみた電源中性点の電圧である。
【００５０】
他の相（ｖ相、ｗ相）の逆バイアスを補償する電圧ＶＤｖ＋Ｖｎ、ＶＤｗ＋Ｖｎについては、それぞれ１２０°、−１２０°位相を進めればよい。また、ＶＤｕ＋ＶＤｖ＋ＶＤｗ＝０の条件を適用することにより、図４中（ｃ）に示す電圧Ｖｎを得、図４中（ｂ）に示す電圧ＶＤｕ＋Ｖｎと図４中（ｃ）に示す電圧Ｖｎとに基づいて図４中（ｄ）に示すようにＶＤｕを得ることができる。
【００５１】
これをフーリエ変換することにより、数３を得る。
【００５２】
【数３】
【００５３】
ただし、θは電源電圧位相である。
数３において、基本波成分は電源電圧ＶＳｕ（正確には、電源電圧から負荷電流に基づく電源系統のインピーダンス降下を差し引いたもの）、高調波成分はアクティブフィルタで直列に補償すべき電圧ＶＣｕ｛図４中（ｅ）参照｝にそれぞれ対応している。
【００５４】
したがって、図２の補償波形保持部７ｅには、図４中（ｅ）に示す電圧ＶＣｕの波形を保持しておけばよいことになる。
また、数３から、基本波の電源電圧実効値ＶＳと平滑コンデンサの端子間電圧Ｖｄｃとの関係は、Ｖｄｃ＝（π／２１／２）ＶＳとなる。したがって、この関係を用いて補償波形の各調波の振幅を決定することができる。
【００５５】
図５は直列形アクティブフィルタ装置を用いたシステムのシミュレーション結果を示す波形図であり、図５中（ｃ’）に示す補償電圧波形ＶＣｕを採用することにより、図５中（ａ’）（ｂ’）に示すように、受電端電圧ＶＴｕおよび電流ＩＳｕをほぼ正弦波状にすることができ、アクティブフィルタ装置を用いない場合を示す図５中（ａ）（ｂ）に比べて高調波成分を大幅に低減することができる。
【００５６】
図１７のシステムは、三相全波整流回路２と平滑コンデンサ３との間に直流リアクトル（パッシブフィルタ）８を接続した点において図１のシステムと異なるだけであり、他の構成部分は図１のシステムと同様である。
また、アクティブフィルタ装置を制御するための装置の構成は図２の装置と同様である。
【００５７】
したがって、このシステムを採用した場合には、直流リアクトル８を挿入することにより、電源電流をより矩形波状（定電流動作）に近づけることができるほか、前記システムと同様の作用を達成することができる。
また、図１７に示すシステムにおいて、アクティブフィルタの高調波補償帯域を５次のみに限定した場合における、直列形アクティブフィルタ主回路５によって三相交流電源のｕ相電圧Ｖｓｕに対して印加される電圧（補償電圧）Ｖｃｕ’、ｕ相電圧Ｖｌｕ、線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｕｗおよび三相交流電源のｕ相電流Ｉｓｕは図１８に示すとおりである。すなわち、例えば、ｕ相について、直列形アクティブフィルタ主回路５によって三相交流電源のｕ相電圧Ｖｓｕに対して図１８中（ａ）に示す電圧（補償電圧）Ｖｃｕ’を印加すれば、図１８中（ａ）に示すｕ相電圧Ｖｌｕが三相全波整流回路２のｕ相に供給され、線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｕｗは、図１８中（ｂ）に示すように、もともとのピーク点を含む所定の領域が平坦化され、この結果、図１８中（ｃ）に示すように、ｕ相のダイオードの導通期間を長く確保することができる。また、この場合に、ダイオード平滑後の出力リプルが、直列形アクティブフィルタを用いない場合と比較して小さくなり、ダイオードオン時に直流リアクトル８にかかる電圧Ｖｕｖ−Ｖｄｃ、Ｖｕｗ−Ｖｄｃをオン期間中ほぼ一定できわめて小さくできる。このため、入力電流波形Ｉｓｕは矩形波状になり、整流回路に比べ波高値を低減できる。
【００５８】
他の相（ｖ相、ｗ相）の補償電圧については、それぞれ１２０°、−１２０°位相を進めればよい。
また、アクティブフィルタの高調波補償帯域を７次のみに限定した場合における、直列形アクティブフィルタ主回路５によって三相交流電源のｕ相電圧Ｖｓｕに対して印加される電圧（補償電圧）Ｖｃｕ’、ｕ相電圧Ｖｌｕ、線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｕｗおよび三相交流電源のｕ相電流Ｉｓｕは図１９に示すとおりである。
【００５９】
図１９と図１８とを対比すれば、アクティブフィルタの高調波補償帯域を７次のみに限定した場合にも、アクティブフィルタの高調波補償帯域を５次のみに限定した場合と同様の作用を達成できることが分かる。
図２０は直列形アクティブフィルタ装置を用いたシステムのシミュレーション結果としての全波整流電圧波形を示す波形図であり、基本波のみの場合、５次調波を印加した場合、７次調波を印加した場合、および１１次調波を印加した場合を、それぞれ図２０中（ａ）（ｂ）（ｃ）（ｄ）に示している。そして、全波整流電圧の波高値付近を平坦化（平滑化）するように、補償電圧としての各調波の位相と振幅Ｖｃを決定した。具体的には、三相２００Ｖ入力時において、基本波のみの場合、５次調波を印加した場合、７次調波を印加した場合、および１１次調波を印加した場合の振幅Ｖｃは、実効値でそれぞれ０Ｖｒｍｓ，８．１Ｖｒｍｓ，７．５Ｖｒｍｓ，３．５Ｖｒｍｓであった。
【００６０】
そして、図２４中（ａ）に示すように、三相交流電源１と三相全波整流回路２との間にアクティブフィルタ５を電圧源として接続してなる回路構成を採用し、前記のように設定された振幅Ｖｃを採用してシミュレーションを行った結果、図２５から図２８に示すシミュレーション結果が得られた。また、それぞれの場合における交流電源電流ＩｓｕのＦＦＴ解析結果を図３０に示す。なお、図２５から図２９のそれぞれにおいて、（ａ）がｕ相の交流電源電流Ｉｓｕを示し、（ｂ）が平滑コンデンサ３の端子間電圧Ｖｄｃを示している。図３０において、基本波のみの場合、５次調波を印加した場合、７次調波を印加した場合、および１１次調波を印加した場合を、それぞれａ，ｂ，ｃ，ｄで示している。また、負荷として三相交流電源１からの入力電力が２．５ｋＷ、入力電圧が２００Ｖのものを採用した。
【００６１】
これらのシミュレーション結果から明らかなように、電源電流の波高値が平坦化（平滑化）され、ダイオードオン期間では電源電流は定電流動作、すなわち半周期の２／３のパルス幅を持つ方形波に近づく。もちろん、直流電圧（平滑コンデンサ３の端子間電圧）のリプルも大幅に低減される。
また、これらのシミュレーション結果から明らかなように、補償波形として５次調波または７次調波を採用することにより、良好な高調波低減を達成できることが分かる。また、５次調波を印加した場合には、電源電流の５次調波成分のみならず７次調波成分も低減され、７次調波を印加した場合には、電源電流の７次調波成分のみならず５次調波成分も低減されている。総合歪み率についても、コンデンサ入力形整流回路を採用した場合には約５０％であったのに対し、５次調波を印加した場合には約２８％、７次調波を印加した場合には約３１％に、それぞれ低減された。
【００６２】
入力電圧をｖ（実効値をＶ）、入力電流をｉ（実効値をＩ）とすれば、力率ｃｏｓφは数４で表される。
【００６３】
【数４】
【００６４】
入力電力、入力電圧が上述のように定められているのであるから、力率ｃｏｓφは入力電流の実効値Ｉに基づいて定まる。すなわち、総合歪み率が低いほど入力電流の実効値Ｉが低くなり、力率ｃｏｓφが改善される。５次調波を印加した場合には力率が０．９５７であり、７次調波を印加した場合には力率が０．９５３であった。
【００６５】
また、図２０のような平滑効果を得るために必要な電圧振幅は、系統線間電圧の約４％足らずでよいことが分かった。したがって、スイッチング素子の容量を大幅に低減でき、またトランスの大きさについても、電力が小さくてすむため小型化できる。
図２１のシステムは、直列形アクティブフィルタ主回路５によって三相全波整流回路２と直流リアクトル８との間（直流側）において補償電圧を印加すべくトランス６を設けている点が図１７のシステムと大きく異なる。もちろん、直流側において補償電圧を印加するのであるから、直列形アクティブフィルタ主回路５は、１つのコンデンサと単相フルブリッジ接続されたスイッチング素子とで構成すればよく、構成を簡単化できる。また、トランス６も１相分でよく、構成を簡単化できる。ただし、直列形アクティブフィルタ主回路５として、図２２に示すように、１つのコンデンサと互いに直列接続された２つのコンデンサとを互いに並列接続し、これらと並列に、互いに直列接続された２つのスイッチング素子を設け、互いに直列接続された２つのコンデンサどうしの接続点と、互いに直列接続された２つのスイッチング素子どうしの接続点とから補償電圧を出力する構成を採用してもよい。
【００６６】
また、アクティブフィルタ装置を制御するための装置の構成は、単相分のみでよくなる点が異なるだけであり、基本的には図２の装置と同様である。
また、図２１のシステムにおいては、アクティブフィルタの高調波補償帯域を６次のみに限定している。
このシステムを採用した場合における各相の線間電圧、補償電圧、直流電圧、補償後の電圧、および三相交流電源のｕ相電流Ｉｓｕは図２３に示すとおりである。すなわち、例えば、直列形アクティブフィルタ主回路５によって出力される電圧Ｖｃ｛図２３中（ｂ）参照｝をトランス６を介して全波整流出力電圧に印加すれば、直流リアクトル８の前段の電圧Ｖｒｅｃは図２３中（ａ）に示すとおりになり、この結果、図２３中（ｃ）に示すように、電源電流を矩形状態に近づけ、整流回路に比べ波高値を低減できる。
【００６７】
この場合には、ダイオードオン時に直流リアクトル８にかかる電圧Ｖｒｅｃ−Ｖｄｃをオン期間中の最大振幅をアクティブフィルタを用いない場合に比べ、きわめて小さくできる。
したがって、図１７のシステムと同様の効果を奏する。
また、図２０中（ｅ）は高調波補償帯域を６次に限定した場合のダイオード平滑電圧波形を示す図であり、図２０中（ｅ）のような平滑効果を得るために必要な電圧振幅は、系統線間電圧の約７％足らずでよいことが分かった。したがって、スイッチング素子の容量を大幅に低減でき、またトランスの大きさについても、電力が小さくてすむため小型化できる。
【００６８】
図２０中（ｅ）は直列形アクティブフィルタ装置を用いたシステムのシミュレーション結果としての全波整流電圧波形を示す波形図であり、６次調波を印加した場合を示している。そして、全波整流電圧の波高値付近を平坦化（平滑化）するように、補償電圧としての位相と振幅Ｖｃを決定した。具体的には、三相２００Ｖ入力時において、６次調波を印加した場合の振幅Ｖｃは、実効値で１８Ｖｒｍｓであった。
【００６９】
そして、図２４中（ｂ）に示すように、三相全波整流回路２と直流リアクトル８との間にアクティブフィルタを電圧源として接続してなる回路構成を採用し、前記のように設定された振幅Ｖｃを採用してシミュレーションを行った結果、図２９に示すシミュレーション結果が得られた。また、交流電源電流ＩｓｕのＦＦＴ解析結果を図３０中に示す。なお、図２９において、（ａ）がｕ相の交流電源電流Ｉｓｕを示し、（ｂ）が平滑コンデンサ３の端子間電圧Ｖｄｃを示している。また、負荷として三相交流電源１からの入力電力が２．５ｋＷ、入力電圧が２００Ｖのものを採用した。
【００７０】
これらのシミュレーション結果から明らかなように、電源電流の波高値が平坦化（平滑化）され、ダイオードオン期間では電源電流は定電流動作、すなわち半周期の２／３のパルス幅を持つ方形波に近づく。もちろん、直流電圧（平滑コンデンサ３の端子間電圧）のリプルも大幅に低減される。
また、これらのシミュレーション結果から明らかなように、補償波形として６次調波を採用することにより、良好な高調波低減を達成できることが分かる。また、総合歪み率についても、コンデンサ入力形整流回路を採用した場合には約５０％であったのに対し、６次調波を印加した場合には約３０％に低減された。
【００７１】
さらに、６次調波を印加した場合には力率が０．９５６であった。
これらのシステムを用いると、高調波が低減されるとともに、電源力率についても、
電源力率＝有効電力／皮相電力
（ここで、
皮相電力＝入力電圧の全実効値×入力電流の全実効値
全実効値＝各高調波実効値の２乗和の平方根）
で得られるため、入力電流実効値が小さくなることにより、電源電流の高速フーリエ変換解析結果を示す図３０に示すように改善できる。なお、図３０において横軸が高調波の次数を示し、各次数において、左から順に、整流回路のみの場合、５次調波印加時、７次調波印加時、１１次調波印加時、６次調波印加時を示している 。
【００７２】
また、図１７のように直列形アクティブフィルタ主回路を交流側に接続した場合には、試作の結果、トランス６を介して、直列形アクティブフィルタ主回路側へ基本波電力の流入が起こり、直列形アクティブフィルタ主回路に接続されたコンデンサ電圧が上昇し、以下のことが発生することが分かった。
（１）アクティブフィルタより５次調波を出力する場合は、コンデンサ電圧が補償効果が得られない高い電圧となる。
（２）アクティブフィルタより７次調波を出力する場合は、コンデンサ電圧が補償効果が得られる最適電圧近傍になる。また、図１のシステムを採用し、補償帯域を５〜３７次に設定し、電源電流波形を正弦波にする場合にも、試作の結果、コンデンサ電圧が補償効果が得られる最適電圧近傍になることが分かった。
【００７３】
このため、（１）の場合には、流入電力を消費する程度の放電抵抗をコンデンサ両端に設ける必要が生じる。また、（１）の問題に対処する方策として、コンデンサ電圧を上昇させる余剰電力をアクティブコンバータ回路を追加することによって電源側に回生することも可能である。
なお、図２１のように直列形アクティブフィルタ主回路を直流側に接続するシステムでは、上記のようなことが起こらなかったので、アクティブフィルタ回路のコンデンサ電圧を確保するための整流回路を別途設ける必要があった。
【００７４】
また、従来のコンデンサ入力形整流回路の平滑コンデンサの静電容量を低減した場合には、図３１中（ａ）〜（ｃ）において各静電容量に対応する最も左の棒グラフに示すように、電源電流の歪み率が増加するとともに、直流電圧リプルが大きくなるという問題がある。
この点を考慮して、図１および図２に示すシステムを用いて交流側に適切な補償電圧（３７次調波まで補償する補償電圧）を印加することにより、ダイオードブリッジ前段の電圧波形を矩形波状にすることが好ましく、直流電圧リプルを小さくできるので、平滑コンデンサの静電容量を１／１０程度に低減した場合に、直流電圧リプルを十分に小さくでき、平滑コンデンサの静電容量の低減に伴ってシステム全体のコストダウンを達成することができる。また、図３１において各静電容量に対応する最も右の棒グラフに示すように、電源電流歪み率はアクティブフィルタの作用により小さくすることができる。さらに、単一次数調波のみを補償した場合には、図３１において各静電容量に対応する左から２番目の棒グラフ（５次調波のみを補償する補償電圧を印加した場合）、各静電容量に対応する左から３番目の棒グラフ（６次調波のみを補償する補償電圧を印加した場合）に示すように、３７次調波まで補償する補償電圧を印加した場合と比較して電源電流の歪み率は高くなるが、平滑コンデンサの静電容量を低減することによる変化は殆どなく、トランスを小型化でき、直流電圧リプルも十分に小さいため、より一層のコストダウンを達成することができる。
【００７６】
【発明の効果】
請求項１の発明は、アクティブフィルタの制御を簡単化することができ、ひいては安価なマイコン、検出器などでアクティブフィルタの制御を達成できるので、アクティブフィルタ装置全体としてコストダウンを達成することができ、しかも変圧器鉄心の断面積を増加させることなく変圧器鉄心の磁束密度を小さくすることができ、ひいては変圧器を小形化してアクティブフィルタ装置全体としての小形化およびコストダウンを達成することができるという特有の効果を奏する。
【００７７】
請求項２の発明は、電圧検出手段の数を減少させることができ、アクティブフィルタ装置全体として一層の簡素化およびコストダウンを達成することができるという特有の効果を奏する。
請求項３の発明は、入力高調波分布に影響を及ぼす負荷変動が遅く、瞬時値に基づく高速な制御を適用しなくても補償性能の低下の懸念がないので、安価なマイコンなどを用いて装置を構成することができ、アクティブフィルタ装置全体としてのコストダウンを達成することができるという特有の効果を奏する。
【００７９】
請求項４の発明は、アクティブフィルタの制御を簡単化することができ、ひいては安価なマイコン、検出器などでアクティブフィルタの制御を達成できるので、アクティブフィルタ装置全体としてコストダウンを達成することができ、しかも変圧器鉄心の断面積を増加させることなく変圧器鉄心の磁束密度を小さくすることができ、ひいては変圧器を小形化してアクティブフィルタ装置全体としての小形化およびコストダウンを達成することができるという特有の効果を奏する。
請求項５の発明は、電圧検出手段の数を減少させることができ、アクティブフィルタ装置全体として一層の簡素化およびコストダウンを達成することができるという特有の効果を奏する。
【００８０】
請求項６の発明は、変圧器鉄心の断面積を増加させることなく変圧器鉄心の磁束密度を小さくすることができ、ひいては変圧器を小形化してアクティブフィルタ装置全体としての小形化およびコストダウンを達成することができ、しかも直列形アクティブフィルタを構成するスイッチング素子の容量を小さくすることができるという特有の効果を奏する。
【００８１】
請求項７の発明は、請求項６の効果に加え、直列形アクティブフィルタにより補償すべき電圧の振幅を小さくすることができ、ひいては直列形アクティブフィルタを構成するスイッチング素子の容量を一層小さくすることができるという特有の効果を奏する。
請求項８の発明は、変圧器鉄心の断面積を増加させることなく変圧器鉄心の磁束密度を小さくすることができ、ひいては変圧器を小形化してアクティブフィルタ装置全体としての小形化およびコストダウンを達成することができ、しかも直列形アクティブフィルタを構成するスイッチング素子の容量を小さくすることができるという特有の効果を奏する。
【００８２】
請求項９の発明は、請求項８の効果に加え、直列形アクティブフィルタにより補償すべき電圧の振幅を小さくすることができ、ひいては直列形アクティブフィルタを構成するスイッチング素子容量を一層小さくすることができるという特有の効果を奏する。
請求項１０の発明は、変圧器鉄心の断面積を増加させることなく変圧器鉄心の磁束密度を小さくすることができ、ひいては変圧器を小形化してアクティブフィルタ装置全体としての小形化およびコストダウンを達成することができ、しかも直列形アクティブフィルタを構成するスイッチング素子の容量を小さくすることができるという特有の効果を奏する。
【００８３】
請求項１１の発明は、請求項１０の効果に加え、直列形アクティブフィルタにより補償すべき電圧の振幅を小さくすることができ、ひいては直列形アクティブフィルタを構成するスイッチング素子の容量を一層小さくすることができるという特有の効果を奏する。
請求項１２の発明は、変圧器鉄心の断面積を増加させることなく変圧器鉄心の磁束密度を小さくすることができ、ひいては変圧器を小形化してアクティブフィルタ装置全体としての小形化およびコストダウンを達成することができ、しかも直列形アクティブフィルタを構成するスイッチング素子の容量を小さくすることができるという特有の効果を奏する。
【００８４】
請求項１３の発明は、請求項１２の効果に加え、直列形アクティブフィルタにより補償すべき電圧の振幅を小さくすることができ、ひいては直列形アクティブフィルタを構成するスイッチング素子容量を一層小さくすることができるという特有の効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明のアクティブフィルタ装置を組み込んだシステムの全体構成を概略的に示す電気回路図である。
【図２】アクティブフィルタ装置を制御するための装置をも示すブロック図である。
【図３】１相分の交流電源、直列形アクティブフィルタ、整流回路および平滑コンデンサの関係を示す等価的な電気回路図である。
【図４】図３の電気回路の各部の波形およびダイオードの導通期間を示す図である。
【図５】三相全波整流回路並びに、これに直列形アクティブフィルタ装置を用いたシステムのシミュレーション結果を示す波形図である。
【図６】コンデンサ入力形の整流回路を示す電気回路図である。
【図７】三相交流電源のｕ相の電圧波形を示す図である。
【図８】三相交流電源のｕ相の交流電源電流を示す図である。
【図９】交流電源電流の高調波分布を示す図である。
【図１０】並列形のアクティブフィルタを用いたシステムの構成を示す電気回路図である。
【図１１】図１０のシステムの１相分の等価回路を示す図である。
【図１２】整流回路前段に流れる電流ＩＬｕの高調波分布を示す図である。
【図１３】並列形のアクティブフィルタを用いたシステムの構成各部の波形を示す図である。
【図１４】図１のシステムの１相分の等価回路を示す図である。
【図１５】高調波分布を示す図である。
【図１６】直列形のアクティブフィルタを用いたシステムの構成各部の波形を示す図である。
【図１７】この発明のアクティブフィルタ装置を交流側に組み込んだシステムの全体構成を概略的に示す電気回路図である。
【図１８】５次調波印加時における図１７の電気回路の各部の波形を示す図である。
【図１９】７次調波印加時における図１７の電気回路の各部の波形を示す図である。
【図２０】全波整流電圧波形のシミュレーション結果を示す図である。
【図２１】この発明のアクティブフィルタ装置を直流側に組み込んだシステムの全体構成を概略的に示す電気回路図である。
【図２２】アクティブフィルタ装置の他の構成例を示す電気回路図である。
【図２３】６次調波印加時における図２１の電気回路の各部の波形を示す図である。
【図２４】シミュレーション回路構成を示す図である。
【図２５】コンデンサ入力形の整流回路のシミュレーション結果を示す図である。
【図２６】５次調波を印加した場合のシミュレーション結果を示す図である。
【図２７】７次調波を印加した場合のシミュレーション結果を示す図である。
【図２８】１１次調波を印加した場合のシミュレーション結果を示す図である。
【図２９】６次調波を印加した場合のシミュレーション結果を示す図である。
【図３０】電源電流のＦＦＴ解析結果、総合歪み率、力率を示す図である。
【図３１】平滑コンデンサの静電容量による力率、電源電流の総合歪み率、直流電圧リプルの変化を示す図である。
【符号の説明】
１ 三相交流電源 ４ａ インバータ主回路
５ 直流形アクティブフィルタ主回路 ６ 変圧器
７ａ 相電圧検出部 ７ｅ 補償波形保持部
７ｆ 補償波形発生部 ７ｇ ＰＷＭ部
１ 三相交流電源 ５ 直流形アクティブフィルタ主回路
６ 変圧器
【発明の属する技術分野】
この発明はアクティブフィルタ装置およびその制御方法に関し、さらに詳細にいえば、変圧器を介して電源系統に接続されてなる直列形アクティブフィルタを制御する装置およびその方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
インバータ回路の入力段で、空気調和装置などの家電製品で、図６に示すコンデンサ入力形の整流回路が一般的に用いられている。図６においては、系統インピーダンスを含む三相交流電源の各相に対して、それぞれ交流リアクトルを介して三相全波整流回路の各相を接続し、三相全波整流回路の出力端子間に平滑コンデンサを接続し、この平滑コンデンサと並列に負荷を接続している。
【０００３】
この構成の装置において、三相交流電源のｕ相の電圧波形は図７に示すように正弦波状であり、三相交流電源のｕ相と他の相との線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｕｗも図７に示すように正弦波状であるが、線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｕｗが平滑コンデンサの端子間電圧Ｖｄｃよりも大きい期間にのみ三相全波整流回路の該当するダイオードがオンになる。したがって、ｕ相の交流電源電流Ｉｓｕは図８に示すように、半周期中において大きな谷部を有するパルス状の歪み波形になり、波高値が高くなるとともに、力率が低くなる。もちろん、５次、７次、１１次などの高調波成分がかなり多い。そして、現在では、家電製品にインバータ回路が広く普及しいるので、交流電源電流の高調波成分を低減することが強く要望されるようになってきている。
【０００４】
このように交流電源電流の高調波成分を低減する方法として、アクティブフィルタが着目されている。ここで、アクティブフィルタは、電源系統との接続方法によって並列形のものと、直列形のものとに大別される。
並列形のアクティブフィルタは、図１０に示すように、三相交流電源の各相の出力端子と交流リアクトルとの間に並列的に接続されてなるものであり、三相全波整流回路の各相に対応させて１対ずつのパワートランジスタを直列接続しているとともに、これらパワートランジスタの直列接続回路をコンデンサの端子間に互いに並列接続し、各直列接続回路におけるパワートランジスタどうしの接続点交流リアクトルを介して三相交流電源の各相の出力端子に接続している。
【０００５】
この構成のアクティブフィルタを採用した場合には、交流電源系統電圧が直接アクティブフィルタを構成するパワートランジスタに印加され、また、出力電流の波高値も大きいため装置容量が大きくなるのみならず、空気調和装置などのように家電製品で広く使われるコンデンサ入力形整流回路の適用した場合には、整流回路前段にアクティブフィルタによる補償電流が流れ込まないようにする必要がある。すなわち、アクティブフィルタの出力電流をＩＣｕ、交流電源の系統インピーダンスをＺＳｕ、全波整流回路の前段の交流リアクトルのインピーダンスをＺＬｕとすれば、電源側へ流れる補償電流ＩＣｕＳは、
ＩＣｕＳ＝｛ＺＬｕ／（ＺＳｕ＋ＺＬｕ）｝ＩＣｕ
で与えられるため、十分な電源高調波低減の効果を得るべくＩＣｕＳ＝ＩＣｕとするためには、系統インピーダンスＺＳｕに対して十分に大きなインピーダンスＬｕを有する交流リアクトルを用いる必要がある。また、図１１の１相分の等価回路に示すように、アクティブフィルタは電流源として制御するので、電圧形の主回路構成を採用する場合には、その出力にも交流リアクトルＺＣｕを設けることが必要である。
【０００６】
なお、図１２に高調波分布を、図１３に構成各部の波形を示している。
これに対して、直列形のアクティブフィルタは、図１に示すように、変圧器を介して電源系統に直列に接続されている。このアクティブフィルタは、基本波に比べて小さな電圧高調波のみを制御すればよく、アクティブフィルタ動作時の出力電流波高値も並列形アクティブフィルタの出力電流波高値と比べて小さい。
【０００７】
また、直列形のアクティブフィルタは、図１４に１相分の等価回路を示すように、電圧源として動作させるので、電圧形主回路のアクティブフィルタのみで構成でき、別途交流リアクトルを設ける必要がない。
なお、図１５に高調波分布を、図１６に構成各部の波形を示している。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
以上のように、直列形のアクティブフィルタは、交流リアクトルの追加が不要であり、しかもパワートランジスタなどの素子の容量を小さくすることができるが、変圧器が必要であるから、低コスト化が望まれる空気調和装置にそのまま適用することは困難であると考えられていた。
【０００９】
また、三相大電力用として用いられる直列形アクティブフィルタにおいては、不平衡の補償を高調波補償と併せて行うため、基本波の逆相成分も補償対象に含まれ、変圧器の帯域を電源周波数から設定しなければならず、さらに、これに伴いアクティブフィルタの容量が増大するという問題がある。
【００１０】
【発明の目的】
この発明は上記の問題点に鑑みてなされたものであり、直列形アクティブフィルタにおいて必須である変圧器の小形化を達成するとともに、制御を簡単化することができるアクティブフィルタ装置およびその制御方法を提供することを目的としている。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
請求項１のアクティブフィルタ装置は、 変圧器を介して電源系統に接続されてなる直列形アクティブフィルタを制御する装置であって、補償すべき高調波波形を保持する高調波波形保持手段と、高調波波形保持手段に保持されている高調波に基づいてアクティブフィルタをパルス幅変調するパルス幅変調手段とを含み、電源の基本波を除く高調波に対応させて、変圧器の帯域を設定するために、高調波補償帯域を５次以上に設定するように直列形アクティブフィルタを制御するものである。
【００１４】
請求項２のアクティブフィルタ装置は、 電源として３相電源を採用し、何れか１相もしくは１線間の電圧を検出する電圧検出手段をさらに含み、高調波波形保持手段は検出電圧の基本波位相に同期して該当する高調波波形を出力するものであり、さらに、検出電圧の基本波振幅に基づいて高調波波形の振幅を設定してパルス幅変調手段に供給する高調波波形振幅設定手段をさらに含んでいるものである。
【００１５】
請求項３のアクティブフィルタ装置は、電源系統として、インバータ回路を介して空気調和装置に高調波補償用電圧を供給するものを採用している。
【００１６】
請求項４のアクティブフィルタ装置の制御方法は、変圧器を介して電源系統に接続されてなる直列形アクティブフィルタを制御するに当って、補償すべき高調波波形を保持しておき、保持されている高調波に基づいてアクティブフィルタをパルス幅変調し、しかも、電源の基本波を除く高調波に対応させて、変圧器の帯域を設定するために、高調波補償帯域を５次以上に設定するように直列形アクティブフィルタを制御する方法である。
請求項５のアクティブフィルタ装置の制御方法は、 ３相電源の何れか１相もしくは１線間の電圧を検出し、検出電圧の基本波位相に同期して該当する高調波波形を出力するとともに、検出電圧の基本波振幅に基づいて高調波波形の振幅を設定してパルス幅変調のために供給する方法である。
【００１７】
請求項６のアクティブフィルタ装置は、直列形アクティブフィルタを、電源系統と負荷との間に接続される整流回路を基準として交流側に挿入してあり、補償帯域を電源の５次調波、７次調波の一方に対応させて 変圧器を介して電源系統に接続されてなる直列形アクティブフィルタを制御するものである。
請求項７のアクティブフィルタ装置は、５次調波、または７次調波の補償電圧の振幅を、線間電圧のピーク点を含む所定範囲を平坦化すべく設定するものである。
【００１８】
請求項８のアクティブフィルタ装置は、直列形アクティブフィルタを、電源系統と負荷との間に接続される整流回路を基準として直流側に挿入してあり、補償帯域を電源の６次調波に対応させて、変圧器を介して電源系統に接続されてなる直列形アクティブフィルタを制御するものである。
請求項９のアクティブフィルタ装置は、６次調波の補償電圧の振幅と位相を、整流回路の整流後の電圧リプルを平坦化すべく設定するものである。
【００１９】
請求項１０のアクティブフィルタ装置の制御方法は、補償帯域を電源の５次調波、７次調波の一方に対応させて、変圧器を介して電源系統に接続されてなる直列形アクティブフィルタを制御する方法である。
請求項１１のアクティブフィルタ装置の制御方法は、５次調波、または７次調波の補償電圧の振幅を、線間電圧のピーク点を含む所定範囲を平坦化すべく設定する方法である。
【００２０】
請求項１２のアクティブフィルタ装置の制御方法は、直列形アクティブフィルタを、電源系統と負荷との間に接続される整流回路を基準として直流側に挿入し、補償帯域を電源の６次調波に対応させて直列形アクティブフィルタを制御する方法である。
請求項１３のアクティブフィルタ装置の制御装置は、６次調波の補償電圧の振幅と位相を、整流回路の整流後の電圧リプルを平坦化すべく設定する方法である。
【００２３】
【作用】
請求項１のアクティブフィルタ装置であれば、変圧器を介して電源系統に接続されてなる直列形アクティブフィルタを制御するに当って、補償すべき高調波波形を保持する高調波波形保持手段と、高調波波形保持手段に保持されている高調波に基づいてアクティブフィルタをパルス幅変調するパルス幅変調手段とを含み、電源の基本波を除く高調波に対応させて、変圧器の帯域を設定するために、高調波補償帯域を５次以上に設定するように直列形アクティブフィルタを制御するのであるから、アクティブフィルタの制御を簡単化することができ、ひいては安価なマイコン、検出器などでアクティブフィルタの制御を達成できるので、アクティブフィルタ装置全体としてコストダウンを達成することができ、しかも変圧器鉄心の断面積を増加させることなく変圧器鉄心の磁束密度を小さくすることができ、ひいては変圧器を小形化してアクティブフィルタ装置全体としての小形化およびコストダウンを達成することができる。
【００２４】
請求項２のアクティブフィルタ装置であれば、電源として３相電源を採用し、何れか１相もしくは１線間の電圧を検出する電圧検出手段をさらに含み、高調波波形保持手段は検出電圧の基本波位相に同期して該当する高調波波形を出力するものであり、さらに、検出電圧の基本波振幅に基づいて高調波波形の振幅を設定してパルス幅変調手段に供給する高調波波形振幅設定手段をさらに含んでいるのであるから、電圧検出手段の数を減少させることができ、アクティブフィルタ装置全体として一層の簡素化およびコストダウンを達成することができる。
【００２５】
請求項３のアクティブフィルタ装置であれば、電源系統として、インバータ回路を介して空気調和装置に高調波補償用電圧を供給するものを採用しているので、入力高調波分布に影響を及ぼす負荷変動が遅く、瞬時値に基づく高速な制御を適用しなくても補償性能の低下の懸念がないので、安価なマイコンなどを用いて装置を構成することができ、アクティブフィルタ装置全体としてのコストダウンを達成することができる。
【００２８】
請求項４のアクティブフィルタ装置の制御方法であれば、変圧器を介して電源系統に接続されてなる直列形アクティブフィルタを制御するに当って、補償すべき高調波波形を保持しておき、保持されている高調波に基づいてアクティブフィルタをパルス幅変調し、しかも、電源の基本波を除く高調波に対応させて、変圧器の帯域を設定するために、高調波補償帯域を５次以上に設定するように直列形アクティブフィルタを制御するのであるから、アクティブフィルタの制御を簡単化することができ、ひいては安価なマイコン、検出器などでアクティブフィルタの制御を達成できるので、アクティブフィルタ装置全体としてコストダウンを達成することができ、しかも変圧器鉄心の断面積を増加させることなく変圧器鉄心の磁束密度を小さくすることができ、ひいては変圧器を小形化してアクティブフィルタ装置全体としての小形化およびコストダウンを達成することができる。
請求項５のアクティブフィルタ装置の制御方法であれば、３相電源の何れか１相もしくは１線間の電圧を検出し、検出電圧の基本波位相に同期して該当する高調波波形を出力するとともに、検出電圧の基本波振幅に基づいて高調波波形の振幅を設定してパルス幅変調のために供給するのであるから、電圧検出手段の数を減少させることができ、アクティブフィルタ装置全体として一層の簡素化およびコストダウンを達成することができる。
【００２９】
請求項６のアクティブフィルタ装置であれば、直列形アクティブフィルタを、電源系統と負荷との間に接続される整流回路を基準として交流側に挿入してあり、変圧器を介して電源系統に接続されてなる直列形アクティブフィルタを制御するに当って、補償帯域を電源の５次調波、７次調波の一方に対応させて変圧器の帯域を設定すべく直列形アクティブフィルタを制御するのであるから、変圧器鉄心の断面積を増加させることなく変圧器鉄心の磁束密度を小さくすることができ、ひいては変圧器を小形化してアクティブフィルタ装置全体としての小形化およびコストダウンを達成することができ、しかも直列形アクティブフィルタを構成するスイッチング素子の容量を小さくすることができる。
【００３０】
請求項７のアクティブフィルタ装置であれば、５次調波、または７次調波の補償電圧の振幅を、線間電圧のピーク点を含む所定範囲を平坦化すべく設定するのであるから、請求項６の作用に加え、直列形アクティブフィルタにより補償すべき電圧の振幅を小さくすることができ、ひいては直列形アクティブフィルタを構成するスイッチング素子の容量を一層小さくすることができる。
【００３１】
請求項８のアクティブフィルタ装置であれば、直列形アクティブフィルタを、電源系統と負荷との間に接続される整流回路を基準として直流側に挿入してあり、変圧器を介して電源系統に接続されてなる直列形アクティブフィルタを制御するに当って、補償帯域を電源の６次調波に対応させて変圧器の帯域を設定すべく直列形アクティブフィルタを制御するのであるから、変圧器鉄心の断面積を増加させることなく変圧器鉄心の磁束密度を小さくすることができ、ひいては変圧器を小形化してアクティブフィルタ装置全体としての小形化およびコストダウンを達成することができ、しかも直列形アクティブフィルタを構成するスイッチング素子の容量を小さくすることができる。
【００３２】
請求項９のアクティブフィルタ装置の制御方法であれば、６次調波の補償電圧の振幅と位相を、整流回路の整流後の電圧リプルを平坦化すべく設定するのであるから、請求項１０の作用に加え、直列形アクティブフィルタにより補償すべき電圧の振幅を小さくすることができ、ひいては直列形アクティブフィルタを構成するスイッチング素子容量を一層小さくすることができる。
【００３３】
請求項１０のアクティブフィルタ装置の制御方法であれば、直列形アクティブフィルタを、電源系統と負荷との間に接続される整流回路を基準として交流側に挿入し、補償帯域を電源の５次調波、７次調波の一方に対応させて、変圧器を介して電源系統に接続されてなる直列形アクティブフィルタを制御するのであるから、変圧器鉄心の断面積を増加させることなく変圧器鉄心の磁束密度を小さくすることができ、ひいては変圧器を小形化してアクティブフィルタ装置全体としての小形化およびコストダウンを達成することができ、しかも直列形アクティブフィルタを構成するスイッチング素子の容量を小さくすることができる。
【００３４】
請求項１１のアクティブフィルタ装置の制御方法であれば、５次調波、または７次調波の補償電圧の振幅を、線間電圧のピーク点を含む所定範囲を平坦化すべく設定するのであるから、請求項１０の作用に加え、直列形アクティブフィルタにより補償すべき電圧の振幅を小さくすることができ、ひいては直列形アクティブフィルタを構成するスイッチング素子の容量を一層小さくすることができる。
【００３５】
請求項１２のアクティブフィルタ装置の制御方法であれば、直列形アクティブフィルタを、電源系統と負荷との間に接続される整流回路を基準として直流側に挿入してあり、変圧器を介して電源系統に接続されてなる直列形アクティブフィルタを制御するに当って、補償帯域を電源の６次調波に対応させて変圧器の帯域を設定すべく直列形アクティブフィルタを制御するのであるから、変圧器鉄心の断面積を増加させることなく変圧器鉄心の磁束密度を小さくすることができ、ひいては変圧器を小形化してアクティブフィルタ装置全体としての小形化およびコストダウンを達成することができ、しかも直列形アクティブフィルタを構成するスイッチング素子の容量を小さくすることができる。
【００３６】
請求項１３のアクティブフィルタ装置の制御方法であれば、６次調波の補償電圧の振幅と位相を、整流回路の整流後の電圧リプルを平坦化すべく設定するのであるから、請求項１２の作用に加え、直列形アクティブフィルタにより補償すべき電圧の振幅を小さくすることができ、ひいては直列形アクティブフィルタを構成するスイッチング素子容量を一層小さくすることができる。
【００３７】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面によってこの発明の実施の態様を詳細に説明する。
図１はこの発明のアクティブフィルタ装置を組み込んだシステムの全体構成を概略的に示す電気回路図であり、図２はアクティブフィルタ装置を制御するための装置をも示すブロック図である。
【００３８】
図１のシステムは、三相交流電源１の各端子を三相全波整流回路２の各相に接続しているとともに、三相全波整流回路２の出力端子間に平滑コンデンサ３を接続し、平滑コンデンサ３と並列に負荷４を接続している。そして、前記各相に対応する１対ずつのパワートランジスタの直列接続回路をコンデンサの端子間に互いに並列接続してなるアクティブフィルタ主回路５を、変圧器６を介して前記三相交流電源の各端子に接続している。具体的には、各直列接続回路のパワートランジスタどうしの接続点を変圧器６を介して三相交流電源の対応する端子に接続している。
【００３９】
図２においては、三相交流電源１に対して、直列形アクティブフィルタ主回路５、整流回路２を介して、インバータ主回路４ａおよびこれに接続された負荷４ｂからなる回路構成に対して、アクティブフィルタ制御装置７が付加されている。なお、インバータ主回路４ａおよび負荷４ｂが図１の負荷４を構成している。アクティブフィルタ制御装置７は、三相交流電源１の相電圧を検出する相電圧検出部７ａと、検出された相電圧のゼロクロスを検出するゼロクロス検出部７ｂと、検出された相電圧に基づいて基本波電圧の実効値を演算する基本波電圧実効値演算部７ｃと、検出されたゼロクロスに基づいて位相ロックループ処理などを行って同期信号を出力する同期部７ｄと、高調波を補償すべく補償波形を保持する補償波形保持部７ｅと、補償波形保持部７ｅから出力される補償波形および基本波電圧の実効値を入力として、補償波形の各調波の振幅を決定し、実際に適用される補償波形として出力する補償波形発生部（高調波波形振幅設定手段）７ｆと、補償波形発生部７ｆから出力される補償波形を入力としてパルス幅変調を行って直列形アクティブフィルタ主回路５の各パワートランジスタに対するＯＮ／ＯＦＦ信号を出力するＰＷＭ部７ｇとを有している。
【００４０】
前記の構成の直列型アクティブフィルタ装置の作用は次のとおりである。
先ず、変圧器６に印加される電圧をＶ、周波数をｆ、巻数をＮとすると、数１の関係があることが知られている。
【００４１】
【数１】
ここで、φｍは変圧器鉄心に発生する磁束の大きさである。また、磁束の通る断面積をＳとすれば、変圧器鉄心の磁束密度Ｂｍは、数２となる。
【００４３】
【数２】
通常、鉄心の飽和磁束密度は１Ｔ程度であり、これを越えないように変圧器の各仕様が決定される。
ここで、数１および数２に着目すると、周波数ｆを高めて変圧器鉄心に発生する磁束φｍを小さくすれば変圧器鉄心の断面積Ｓを大きくすることなく変圧器鉄心の磁束密度Ｂｍを小さくすることができることが分かる。この発明は、この点に着目し、アクティブフィルタの高調波補償帯域を５次以上に制約することにより、変圧器の小形化を達成することができるとともに、直列形アクティブフィルタ全体としてのコストダウンを達成することができる。なお、ここで、高調波補償帯域を５次以上に制約するのは、平衡負荷であれば偶数次高調波が発生せず、しかも、３相回路では３ｎ次高調波（ここで、ｎは自然数）が発生しないことに着目し、高調波補償に実質的に影響を及ぼすことなく、周波数ｆを高めるためである。
【００４５】
また、相電圧検出部７ａに代えて、線間電圧検出部を採用してもよいことはもちろんである。
【００４６】
図２に示すアクティブフィルタ制御装置７は、インバータ入力の補償する電圧高調波（例えば、５次、７次、１１次）の波形を保持しておき、入力電圧波形の検出値のフーリエ演算により基本波振幅を求め、保持している電圧高調波の波形と基本波振幅とにより補償波形を得て電源との同期をとり、これをパルス幅変調してアクティブフィルタ主回路５の各パワートランジスタをＯＮ／ＯＦＦ制御するものである。
【００４７】
また、このような処理を行えば、電源の瞬時波形に基づく複雑な演算処理を行う必要がなく、高価な検出器、高速処理可能なコンピュータなどを不要にできるので、アクティブフィルタ制御装置７全体としてコストダウンを達成することができる。さらに、アクティブフィルタ出力波形として高調波のみを保持しておくので、基本波電圧が出力されて変圧器に印加されることがなく、前述のような小型かつ安価な変圧器を採用することができる。
【００４８】
さらにまた、出力波形と電源とを同期させるようにし、保持されている補償波形に基づいた電圧出力を可能にしているので、フーリエ演算の周期（振幅演算の頻度）を例えば１秒程度と長くすることができ、低速、かつ安価なマイコンを用いて必要な制御を達成することができる。
さらに詳細に説明する。
【００４９】
アクティブフィルタを設けていない場合（図６参照）には、電源電圧が波高値に近い値をとる期間、すなわち平滑コンデンサの端子間電圧Ｖｄｃよりも電源電圧が高くなる期間にのみ全波整流回路のダイオードが導通し、電流は、図８に示すようにパルス状の歪波形になる。この結果、電源高調波成分が大きくなる。
この不都合を解消するために、例えば、図３に示すｕ相について、図４中（ｂ）に実線で示す電圧ＶＤｕ＋Ｖｎを印加すれば（なお、破線は三相交流電源のｕ相電圧）、図４中（ａ）に示すように、ｕ相のダイオードの導通期間を長く確保することができる。ここで、Ｖｎは、平滑コンデンサに疑似的に設けた中間タップＣ０からみた電源中性点の電圧である。
【００５０】
他の相（ｖ相、ｗ相）の逆バイアスを補償する電圧ＶＤｖ＋Ｖｎ、ＶＤｗ＋Ｖｎについては、それぞれ１２０°、−１２０°位相を進めればよい。また、ＶＤｕ＋ＶＤｖ＋ＶＤｗ＝０の条件を適用することにより、図４中（ｃ）に示す電圧Ｖｎを得、図４中（ｂ）に示す電圧ＶＤｕ＋Ｖｎと図４中（ｃ）に示す電圧Ｖｎとに基づいて図４中（ｄ）に示すようにＶＤｕを得ることができる。
【００５１】
これをフーリエ変換することにより、数３を得る。
【００５２】
【数３】
ただし、θは電源電圧位相である。
数３において、基本波成分は電源電圧ＶＳｕ（正確には、電源電圧から負荷電流に基づく電源系統のインピーダンス降下を差し引いたもの）、高調波成分はアクティブフィルタで直列に補償すべき電圧ＶＣｕ｛図４中（ｅ）参照｝にそれぞれ対応している。
【００５４】
したがって、図２の補償波形保持部７ｅには、図４中（ｅ）に示す電圧ＶＣｕの波形を保持しておけばよいことになる。
また、数３から、基本波の電源電圧実効値ＶＳと平滑コンデンサの端子間電圧Ｖｄｃとの関係は、Ｖｄｃ＝（π／２１／２）ＶＳとなる。したがって、この関係を用いて補償波形の各調波の振幅を決定することができる。
【００５５】
図５は直列形アクティブフィルタ装置を用いたシステムのシミュレーション結果を示す波形図であり、図５中（ｃ’）に示す補償電圧波形ＶＣｕを採用することにより、図５中（ａ’）（ｂ’）に示すように、受電端電圧ＶＴｕおよび電流ＩＳｕをほぼ正弦波状にすることができ、アクティブフィルタ装置を用いない場合を示す図５中（ａ）（ｂ）に比べて高調波成分を大幅に低減することができる。
【００５６】
図１７のシステムは、三相全波整流回路２と平滑コンデンサ３との間に直流リアクトル（パッシブフィルタ）８を接続した点において図１のシステムと異なるだけであり、他の構成部分は図１のシステムと同様である。
また、アクティブフィルタ装置を制御するための装置の構成は図２の装置と同様である。
【００５７】
したがって、このシステムを採用した場合には、直流リアクトル８を挿入することにより、電源電流をより矩形波状（定電流動作）に近づけることができるほか、前記システムと同様の作用を達成することができる。
また、図１７に示すシステムにおいて、アクティブフィルタの高調波補償帯域を５次のみに限定した場合における、直列形アクティブフィルタ主回路５によって三相交流電源のｕ相電圧Ｖｓｕに対して印加される電圧（補償電圧）Ｖｃｕ’、ｕ相電圧Ｖｌｕ、線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｕｗおよび三相交流電源のｕ相電流Ｉｓｕは図１８に示すとおりである。すなわち、例えば、ｕ相について、直列形アクティブフィルタ主回路５によって三相交流電源のｕ相電圧Ｖｓｕに対して図１８中（ａ）に示す電圧（補償電圧）Ｖｃｕ’を印加すれば、図１８中（ａ）に示すｕ相電圧Ｖｌｕが三相全波整流回路２のｕ相に供給され、線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｕｗは、図１８中（ｂ）に示すように、もともとのピーク点を含む所定の領域が平坦化され、この結果、図１８中（ｃ）に示すように、ｕ相のダイオードの導通期間を長く確保することができる。また、この場合に、ダイオード平滑後の出力リプルが、直列形アクティブフィルタを用いない場合と比較して小さくなり、ダイオードオン時に直流リアクトル８にかかる電圧Ｖｕｖ−Ｖｄｃ、Ｖｕｗ−Ｖｄｃをオン期間中ほぼ一定できわめて小さくできる。このため、入力電流波形Ｉｓｕは矩形波状になり、整流回路に比べ波高値を低減できる。
【００５８】
他の相（ｖ相、ｗ相）の補償電圧については、それぞれ１２０°、−１２０°位相を進めればよい。
また、アクティブフィルタの高調波補償帯域を７次のみに限定した場合における、直列形アクティブフィルタ主回路５によって三相交流電源のｕ相電圧Ｖｓｕに対して印加される電圧（補償電圧）Ｖｃｕ’、ｕ相電圧Ｖｌｕ、線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｕｗおよび三相交流電源のｕ相電流Ｉｓｕは図１９に示すとおりである。
【００５９】
図１９と図１８とを対比すれば、アクティブフィルタの高調波補償帯域を７次のみに限定した場合にも、アクティブフィルタの高調波補償帯域を５次のみに限定した場合と同様の作用を達成できることが分かる。
図２０は直列形アクティブフィルタ装置を用いたシステムのシミュレーション結果としての全波整流電圧波形を示す波形図であり、基本波のみの場合、５次調波を印加した場合、７次調波を印加した場合、および１１次調波を印加した場合を、それぞれ図２０中（ａ）（ｂ）（ｃ）（ｄ）に示している。そして、全波整流電圧の波高値付近を平坦化（平滑化）するように、補償電圧としての各調波の位相と振幅Ｖｃを決定した。具体的には、三相２００Ｖ入力時において、基本波のみの場合、５次調波を印加した場合、７次調波を印加した場合、および１１次調波を印加した場合の振幅Ｖｃは、実効値でそれぞれ０Ｖｒｍｓ，８．１Ｖｒｍｓ，７．５Ｖｒｍｓ，３．５Ｖｒｍｓであった。
【００６０】
そして、図２４中（ａ）に示すように、三相交流電源１と三相全波整流回路２との間にアクティブフィルタ５を電圧源として接続してなる回路構成を採用し、前記のように設定された振幅Ｖｃを採用してシミュレーションを行った結果、図２５から図２８に示すシミュレーション結果が得られた。また、それぞれの場合における交流電源電流ＩｓｕのＦＦＴ解析結果を図３０に示す。なお、図２５から図２９のそれぞれにおいて、（ａ）がｕ相の交流電源電流Ｉｓｕを示し、（ｂ）が平滑コンデンサ３の端子間電圧Ｖｄｃを示している。図３０において、基本波のみの場合、５次調波を印加した場合、７次調波を印加した場合、および１１次調波を印加した場合を、それぞれａ，ｂ，ｃ，ｄで示している。また、負荷として三相交流電源１からの入力電力が２．５ｋＷ、入力電圧が２００Ｖのものを採用した。
【００６１】
これらのシミュレーション結果から明らかなように、電源電流の波高値が平坦化（平滑化）され、ダイオードオン期間では電源電流は定電流動作、すなわち半周期の２／３のパルス幅を持つ方形波に近づく。もちろん、直流電圧（平滑コンデンサ３の端子間電圧）のリプルも大幅に低減される。
また、これらのシミュレーション結果から明らかなように、補償波形として５次調波または７次調波を採用することにより、良好な高調波低減を達成できることが分かる。また、５次調波を印加した場合には、電源電流の５次調波成分のみならず７次調波成分も低減され、７次調波を印加した場合には、電源電流の７次調波成分のみならず５次調波成分も低減されている。総合歪み率についても、コンデンサ入力形整流回路を採用した場合には約５０％であったのに対し、５次調波を印加した場合には約２８％、７次調波を印加した場合には約３１％に、それぞれ低減された。
【００６２】
入力電圧をｖ（実効値をＶ）、入力電流をｉ（実効値をＩ）とすれば、力率ｃｏｓφは数４で表される。
【００６３】
【数４】
入力電力、入力電圧が上述のように定められているのであるから、力率ｃｏｓφは入力電流の実効値Ｉに基づいて定まる。すなわち、総合歪み率が低いほど入力電流の実効値Ｉが低くなり、力率ｃｏｓφが改善される。５次調波を印加した場合には力率が０．９５７であり、７次調波を印加した場合には力率が０．９５３であった。
【００６５】
また、図２０のような平滑効果を得るために必要な電圧振幅は、系統線間電圧の約４％足らずでよいことが分かった。したがって、スイッチング素子の容量を大幅に低減でき、またトランスの大きさについても、電力が小さくてすむため小型化できる。
図２１のシステムは、直列形アクティブフィルタ主回路５によって三相全波整流回路２と直流リアクトル８との間（直流側）において補償電圧を印加すべくトランス６を設けている点が図１７のシステムと大きく異なる。もちろん、直流側において補償電圧を印加するのであるから、直列形アクティブフィルタ主回路５は、１つのコンデンサと単相フルブリッジ接続されたスイッチング素子とで構成すればよく、構成を簡単化できる。また、トランス６も１相分でよく、構成を簡単化できる。ただし、直列形アクティブフィルタ主回路５として、図２２に示すように、１つのコンデンサと互いに直列接続された２つのコンデンサとを互いに並列接続し、これらと並列に、互いに直列接続された２つのスイッチング素子を設け、互いに直列接続された２つのコンデンサどうしの接続点と、互いに直列接続された２つのスイッチング素子どうしの接続点とから補償電圧を出力する構成を採用してもよい。
【００６６】
また、アクティブフィルタ装置を制御するための装置の構成は、単相分のみでよくなる点が異なるだけであり、基本的には図２の装置と同様である。
また、図２１のシステムにおいては、アクティブフィルタの高調波補償帯域を６次のみに限定している。
このシステムを採用した場合における各相の線間電圧、補償電圧、直流電圧、補償後の電圧、および三相交流電源のｕ相電流Ｉｓｕは図２３に示すとおりである。すなわち、例えば、直列形アクティブフィルタ主回路５によって出力される電圧Ｖｃ｛図２３中（ｂ）参照｝をトランス６を介して全波整流出力電圧に印加すれば、直流リアクトル８の前段の電圧Ｖｒｅｃは図２３中（ａ）に示すとおりになり、この結果、図２３中（ｃ）に示すように、電源電流を矩形状態に近づけ、整流回路に比べ波高値を低減できる。
【００６７】
この場合には、ダイオードオン時に直流リアクトル８にかかる電圧Ｖｒｅｃ−Ｖｄｃをオン期間中の最大振幅をアクティブフィルタを用いない場合に比べ、きわめて小さくできる。
したがって、図１７のシステムと同様の効果を奏する。
また、図２０中（ｅ）は高調波補償帯域を６次に限定した場合のダイオード平滑電圧波形を示す図であり、図２０中（ｅ）のような平滑効果を得るために必要な電圧振幅は、系統線間電圧の約７％足らずでよいことが分かった。したがって、スイッチング素子の容量を大幅に低減でき、またトランスの大きさについても、電力が小さくてすむため小型化できる。
【００６８】
図２０中（ｅ）は直列形アクティブフィルタ装置を用いたシステムのシミュレーション結果としての全波整流電圧波形を示す波形図であり、６次調波を印加した場合を示している。そして、全波整流電圧の波高値付近を平坦化（平滑化）するように、補償電圧としての位相と振幅Ｖｃを決定した。具体的には、三相２００Ｖ入力時において、６次調波を印加した場合の振幅Ｖｃは、実効値で１８Ｖｒｍｓであった。
【００６９】
そして、図２４中（ｂ）に示すように、三相全波整流回路２と直流リアクトル８との間にアクティブフィルタを電圧源として接続してなる回路構成を採用し、前記のように設定された振幅Ｖｃを採用してシミュレーションを行った結果、図２９に示すシミュレーション結果が得られた。また、交流電源電流ＩｓｕのＦＦＴ解析結果を図３０中に示す。なお、図２９において、（ａ）がｕ相の交流電源電流Ｉｓｕを示し、（ｂ）が平滑コンデンサ３の端子間電圧Ｖｄｃを示している。また、負荷として三相交流電源１からの入力電力が２．５ｋＷ、入力電圧が２００Ｖのものを採用した。
【００７０】
これらのシミュレーション結果から明らかなように、電源電流の波高値が平坦化（平滑化）され、ダイオードオン期間では電源電流は定電流動作、すなわち半周期の２／３のパルス幅を持つ方形波に近づく。もちろん、直流電圧（平滑コンデンサ３の端子間電圧）のリプルも大幅に低減される。
また、これらのシミュレーション結果から明らかなように、補償波形として６次調波を採用することにより、良好な高調波低減を達成できることが分かる。また、総合歪み率についても、コンデンサ入力形整流回路を採用した場合には約５０％であったのに対し、６次調波を印加した場合には約３０％に低減された。
【００７１】
さらに、６次調波を印加した場合には力率が０．９５６であった。
これらのシステムを用いると、高調波が低減されるとともに、電源力率についても、
電源力率＝有効電力／皮相電力
（ここで、
皮相電力＝入力電圧の全実効値×入力電流の全実効値
全実効値＝各高調波実効値の２乗和の平方根）
で得られるため、入力電流実効値が小さくなることにより、電源電流の高速フーリエ変換解析結果を示す図３０に示すように改善できる。なお、図３０において横軸が高調波の次数を示し、各次数において、左から順に、整流回路のみの場合、５次調波印加時、７次調波印加時、１１次調波印加時、６次調波印加時を示している 。
【００７２】
また、図１７のように直列形アクティブフィルタ主回路を交流側に接続した場合には、試作の結果、トランス６を介して、直列形アクティブフィルタ主回路側へ基本波電力の流入が起こり、直列形アクティブフィルタ主回路に接続されたコンデンサ電圧が上昇し、以下のことが発生することが分かった。
（１）アクティブフィルタより５次調波を出力する場合は、コンデンサ電圧が補償効果が得られない高い電圧となる。
（２）アクティブフィルタより７次調波を出力する場合は、コンデンサ電圧が補償効果が得られる最適電圧近傍になる。また、図１のシステムを採用し、補償帯域を５〜３７次に設定し、電源電流波形を正弦波にする場合にも、試作の結果、コンデンサ電圧が補償効果が得られる最適電圧近傍になることが分かった。
【００７３】
このため、（１）の場合には、流入電力を消費する程度の放電抵抗をコンデンサ両端に設ける必要が生じる。また、（１）の問題に対処する方策として、コンデンサ電圧を上昇させる余剰電力をアクティブコンバータ回路を追加することによって電源側に回生することも可能である。
なお、図２１のように直列形アクティブフィルタ主回路を直流側に接続するシステムでは、上記のようなことが起こらなかったので、アクティブフィルタ回路のコンデンサ電圧を確保するための整流回路を別途設ける必要があった。
【００７４】
また、従来のコンデンサ入力形整流回路の平滑コンデンサの静電容量を低減した場合には、図３１中（ａ）〜（ｃ）において各静電容量に対応する最も左の棒グラフに示すように、電源電流の歪み率が増加するとともに、直流電圧リプルが大きくなるという問題がある。
この点を考慮して、図１および図２に示すシステムを用いて交流側に適切な補償電圧（３７次調波まで補償する補償電圧）を印加することにより、ダイオードブリッジ前段の電圧波形を矩形波状にすることが好ましく、直流電圧リプルを小さくできるので、平滑コンデンサの静電容量を１／１０程度に低減した場合に、直流電圧リプルを十分に小さくでき、平滑コンデンサの静電容量の低減に伴ってシステム全体のコストダウンを達成することができる。また、図３１において各静電容量に対応する最も右の棒グラフに示すように、電源電流歪み率はアクティブフィルタの作用により小さくすることができる。さらに、単一次数調波のみを補償した場合には、図３１において各静電容量に対応する左から２番目の棒グラフ（５次調波のみを補償する補償電圧を印加した場合）、各静電容量に対応する左から３番目の棒グラフ（６次調波のみを補償する補償電圧を印加した場合）に示すように、３７次調波まで補償する補償電圧を印加した場合と比較して電源電流の歪み率は高くなるが、平滑コンデンサの静電容量を低減することによる変化は殆どなく、トランスを小型化でき、直流電圧リプルも十分に小さいため、より一層のコストダウンを達成することができる。
【００７６】
【発明の効果】
請求項１の発明は、アクティブフィルタの制御を簡単化することができ、ひいては安価なマイコン、検出器などでアクティブフィルタの制御を達成できるので、アクティブフィルタ装置全体としてコストダウンを達成することができ、しかも変圧器鉄心の断面積を増加させることなく変圧器鉄心の磁束密度を小さくすることができ、ひいては変圧器を小形化してアクティブフィルタ装置全体としての小形化およびコストダウンを達成することができるという特有の効果を奏する。
【００７７】
請求項２の発明は、電圧検出手段の数を減少させることができ、アクティブフィルタ装置全体として一層の簡素化およびコストダウンを達成することができるという特有の効果を奏する。
請求項３の発明は、入力高調波分布に影響を及ぼす負荷変動が遅く、瞬時値に基づく高速な制御を適用しなくても補償性能の低下の懸念がないので、安価なマイコンなどを用いて装置を構成することができ、アクティブフィルタ装置全体としてのコストダウンを達成することができるという特有の効果を奏する。
【００７９】
請求項４の発明は、アクティブフィルタの制御を簡単化することができ、ひいては安価なマイコン、検出器などでアクティブフィルタの制御を達成できるので、アクティブフィルタ装置全体としてコストダウンを達成することができ、しかも変圧器鉄心の断面積を増加させることなく変圧器鉄心の磁束密度を小さくすることができ、ひいては変圧器を小形化してアクティブフィルタ装置全体としての小形化およびコストダウンを達成することができるという特有の効果を奏する。
請求項５の発明は、電圧検出手段の数を減少させることができ、アクティブフィルタ装置全体として一層の簡素化およびコストダウンを達成することができるという特有の効果を奏する。
【００８０】
請求項６の発明は、変圧器鉄心の断面積を増加させることなく変圧器鉄心の磁束密度を小さくすることができ、ひいては変圧器を小形化してアクティブフィルタ装置全体としての小形化およびコストダウンを達成することができ、しかも直列形アクティブフィルタを構成するスイッチング素子の容量を小さくすることができるという特有の効果を奏する。
【００８１】
請求項７の発明は、請求項６の効果に加え、直列形アクティブフィルタにより補償すべき電圧の振幅を小さくすることができ、ひいては直列形アクティブフィルタを構成するスイッチング素子の容量を一層小さくすることができるという特有の効果を奏する。
請求項８の発明は、変圧器鉄心の断面積を増加させることなく変圧器鉄心の磁束密度を小さくすることができ、ひいては変圧器を小形化してアクティブフィルタ装置全体としての小形化およびコストダウンを達成することができ、しかも直列形アクティブフィルタを構成するスイッチング素子の容量を小さくすることができるという特有の効果を奏する。
【００８２】
請求項９の発明は、請求項８の効果に加え、直列形アクティブフィルタにより補償すべき電圧の振幅を小さくすることができ、ひいては直列形アクティブフィルタを構成するスイッチング素子容量を一層小さくすることができるという特有の効果を奏する。
請求項１０の発明は、変圧器鉄心の断面積を増加させることなく変圧器鉄心の磁束密度を小さくすることができ、ひいては変圧器を小形化してアクティブフィルタ装置全体としての小形化およびコストダウンを達成することができ、しかも直列形アクティブフィルタを構成するスイッチング素子の容量を小さくすることができるという特有の効果を奏する。
【００８３】
請求項１１の発明は、請求項１０の効果に加え、直列形アクティブフィルタにより補償すべき電圧の振幅を小さくすることができ、ひいては直列形アクティブフィルタを構成するスイッチング素子の容量を一層小さくすることができるという特有の効果を奏する。
請求項１２の発明は、変圧器鉄心の断面積を増加させることなく変圧器鉄心の磁束密度を小さくすることができ、ひいては変圧器を小形化してアクティブフィルタ装置全体としての小形化およびコストダウンを達成することができ、しかも直列形アクティブフィルタを構成するスイッチング素子の容量を小さくすることができるという特有の効果を奏する。
【００８４】
請求項１３の発明は、請求項１２の効果に加え、直列形アクティブフィルタにより補償すべき電圧の振幅を小さくすることができ、ひいては直列形アクティブフィルタを構成するスイッチング素子容量を一層小さくすることができるという特有の効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明のアクティブフィルタ装置を組み込んだシステムの全体構成を概略的に示す電気回路図である。
【図２】アクティブフィルタ装置を制御するための装置をも示すブロック図である。
【図３】１相分の交流電源、直列形アクティブフィルタ、整流回路および平滑コンデンサの関係を示す等価的な電気回路図である。
【図４】図３の電気回路の各部の波形およびダイオードの導通期間を示す図である。
【図５】三相全波整流回路並びに、これに直列形アクティブフィルタ装置を用いたシステムのシミュレーション結果を示す波形図である。
【図６】コンデンサ入力形の整流回路を示す電気回路図である。
【図７】三相交流電源のｕ相の電圧波形を示す図である。
【図８】三相交流電源のｕ相の交流電源電流を示す図である。
【図９】交流電源電流の高調波分布を示す図である。
【図１０】並列形のアクティブフィルタを用いたシステムの構成を示す電気回路図である。
【図１１】図１０のシステムの１相分の等価回路を示す図である。
【図１２】整流回路前段に流れる電流ＩＬｕの高調波分布を示す図である。
【図１３】並列形のアクティブフィルタを用いたシステムの構成各部の波形を示す図である。
【図１４】図１のシステムの１相分の等価回路を示す図である。
【図１５】高調波分布を示す図である。
【図１６】直列形のアクティブフィルタを用いたシステムの構成各部の波形を示す図である。
【図１７】この発明のアクティブフィルタ装置を交流側に組み込んだシステムの全体構成を概略的に示す電気回路図である。
【図１８】５次調波印加時における図１７の電気回路の各部の波形を示す図である。
【図１９】７次調波印加時における図１７の電気回路の各部の波形を示す図である。
【図２０】全波整流電圧波形のシミュレーション結果を示す図である。
【図２１】この発明のアクティブフィルタ装置を直流側に組み込んだシステムの全体構成を概略的に示す電気回路図である。
【図２２】アクティブフィルタ装置の他の構成例を示す電気回路図である。
【図２３】６次調波印加時における図２１の電気回路の各部の波形を示す図である。
【図２４】シミュレーション回路構成を示す図である。
【図２５】コンデンサ入力形の整流回路のシミュレーション結果を示す図である。
【図２６】５次調波を印加した場合のシミュレーション結果を示す図である。
【図２７】７次調波を印加した場合のシミュレーション結果を示す図である。
【図２８】１１次調波を印加した場合のシミュレーション結果を示す図である。
【図２９】６次調波を印加した場合のシミュレーション結果を示す図である。
【図３０】電源電流のＦＦＴ解析結果、総合歪み率、力率を示す図である。
【図３１】平滑コンデンサの静電容量による力率、電源電流の総合歪み率、直流電圧リプルの変化を示す図である。
【符号の説明】
１ 三相交流電源 ４ａ インバータ主回路
５ 直流形アクティブフィルタ主回路 ６ 変圧器
７ａ 相電圧検出部 ７ｅ 補償波形保持部
７ｆ 補償波形発生部 ７ｇ ＰＷＭ部
１ 三相交流電源 ５ 直流形アクティブフィルタ主回路
６ 変圧器
Claims (13)
- 変圧器（６）を介して電源系統（１）に接続されてなる直列形アクティブフィルタ（５）を制御する装置であって、補償すべき高調波波形を保持する高調波波形保持手段（７ｅ）と、高調波波形保持手段（７ｅ）に保持されている高調波に基づいてアクティブフィルタ（５）をパルス幅変調するパルス幅変調手段（７ｇ）とを含み、電源（１）の基本波を除く高調波に対応させて、変圧器（６）の帯域を設定するために、高調波補償帯域を５次以上に設定するように直列形アクティブフィルタ（５）を制御することを特徴とするアクティブフィルタ装置。
- 電源（１）は３相電源であり、何れか１相もしくは１線間の電圧を検出する電圧検出手段（７ａ）をさらに含み、高調波波形保持手段（７ｅ）は検出電圧の基本波位相に同期して該当する高調波波形を出力するとともに、検出電圧の基本波振幅に基づいて高調波波形の振幅を設定してパルス幅変調手段（７ｇ）に供給する高調波波形振幅設定手段（７ｆ）をさらに含んでいる請求項１に記載のアクティブフィルタ装置。
- 電源系統（１）は、インバータ回路（４ａ）を介して空気調和装置に動作用電圧を供給するものである請求項１または請求項２に記載のアクティブフィルタ装置。
- 変圧器（６）を介して電源系統（１）に接続されてなる直列形アクティブフィルタ（５）を制御する方法であって、補償すべき高調波波形を保持しておき、保持されている高調波に基づいてアクティブフィルタ（５）をパルス幅変調し、しかも、電源（１）の基本波を除く高調波に対応させて、変圧器（６）の帯域を設定するために、高調波補償帯域を５次以上に設定するように直列形アクティブフィルタ（５）を制御することを特徴とするアクティブフィルタ装置の制御方法。
- ３相電源の何れか１相もしくは１線間の電圧を検出し、検出電圧の基本波位相に同期して該当する高調波波形を出力するとともに、検出電圧の基本波振幅に基づいて高調波波形の振幅を設定してパルス幅変調のために供給する請求項４に記載のアクティブフィルタ装置の制御方法。
- 変圧器（６）を介して電源系統（１）に接続されてなる直列形アクティブフィルタ（５）を制御する装置であって、直列形アクティブフィルタ（５）を、電源系統（１）と負荷との間に接続される整流回路（２）を基準として交流側に挿入してあり、補償帯域を電源（１）の５次調波、７次調波の一方に対応させて直列形アクティブフィルタ（５）を制御することを特徴とするアクティブフィルタ装置。
- ５次調波、または７次調波の補償電圧の振幅を、線間電圧のピーク点を含む所定範囲を平坦化すべく設定する請求項６に記載のアクティブフィルタ装置。
- 変圧器（６）を介して電源系統（１）に接続されてなる直列形アクティブフィルタ（５）を制御する装置であって、直列形アクティブフィルタ（５）を、電源系統（１）と負荷との間に接続される整流回路（２）を基準として直流側に挿入してあり、補償帯域を電源（１）の６次調波に対応させて直列形アクティブフィルタ（５）を制御することを特徴とするアクティブフィルタ装置。
- ６次調波の補償電圧の振幅と位相を、整流回路（２）の整流後の電圧リプルを平坦化すべく設定する請求項８に記載のアクティブフィルタ装置。
- 変圧器（６）を介して電源系統（１）に接続されてなる直列形アクティブフィルタ（５）を制御する方法であって、直列形アクティブフィルタ（５）を、電源系統（１）と負荷との間に接続される整流回路（２）を基準として交流側に挿入し、補償帯域を電源（１）の５次調波、７次調波の一方に対応させて直列形アクティブフィルタ（５）を制御することを特徴とするアクティブフィルタ装置の制御方法。
- ５次調波、または７次調波の補償電圧の振幅を、線間電圧のピーク点を含む所定範囲を平坦化すべく設定する請求項１０に記載のアクティブフィルタ装置の制御方法。
- 変圧器（６）を介して電源系統（１）に接続されてなる直列形アクティブフィルタ（５）を制御する方法であって、直列形アクティブフィルタ（５）を、電源系統（１）と負荷との間に接続される整流回路（２）を基準として直流側に挿入し、補償帯域を電源（１）の６次調波に対応させて直列形アクティブフィルタ（５）を制御することを特徴とするアクティブフィルタ装置の制御方法。
- ６次調波の補償電圧の振幅と位相を、整流回路（２）の整流後の電圧リプルを平坦化すべく設定する請求項１２に記載のアクティブフィルタ装置の制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33737096A JP3755220B2 (ja) | 1996-08-09 | 1996-12-17 | アクティブフィルタ装置およびその制御方法 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8-211739 | 1996-08-09 | ||
| JP21173996 | 1996-08-09 | ||
| JP33737096A JP3755220B2 (ja) | 1996-08-09 | 1996-12-17 | アクティブフィルタ装置およびその制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10112938A JPH10112938A (ja) | 1998-04-28 |
| JP3755220B2 true JP3755220B2 (ja) | 2006-03-15 |
Family
ID=26518815
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP33737096A Expired - Fee Related JP3755220B2 (ja) | 1996-08-09 | 1996-12-17 | アクティブフィルタ装置およびその制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3755220B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2014091915A1 (ja) | 2012-12-14 | 2014-06-19 | ダイキン工業株式会社 | アクティブフィルタ制御装置 |
Families Citing this family (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4513185B2 (ja) * | 2000-07-27 | 2010-07-28 | ダイキン工業株式会社 | 三相半電圧出力形整流装置 |
| JP2008506345A (ja) * | 2004-07-08 | 2008-02-28 | エルヴィー パワー （２００３） リミテッド | 双方向エネルギー変換システム |
| JP5572836B2 (ja) * | 2009-08-28 | 2014-08-20 | 株式会社ＭＥＲＳＴｅｃｈ | 電力変換装置、電力変換方法、及び、プログラム |
| JP6228271B2 (ja) * | 2015-09-29 | 2017-11-08 | 株式会社日立製作所 | 高調波消去ユニット及び高調波消去の方法 |
| JP6890087B2 (ja) * | 2017-12-18 | 2021-06-18 | 株式会社日立製作所 | 鉄道車両、鉄道車両用アクティブフィルタ装置、および鉄道システム |
| JP7127584B2 (ja) * | 2019-03-12 | 2022-08-30 | 株式会社明電舎 | インバータシステムおよびインバータ制御方法 |
| JP7497198B2 (ja) * | 2020-04-16 | 2024-06-10 | 日本キヤリア株式会社 | 高調波抑制装置および電源装置 |
| JP7168873B2 (ja) * | 2020-09-30 | 2022-11-10 | ダイキン工業株式会社 | 高調波低減装置 |
| CN112821399B (zh) * | 2021-01-27 | 2023-01-31 | 深圳市英威腾交通技术有限公司 | 一种谐波消除方法、装置及终端设备 |
| CN115912944B (zh) * | 2023-01-12 | 2023-07-07 | 北京雷动智创科技有限公司 | 一种电解水制氢电源、控制方法和制氢系统 |
-
1996
- 1996-12-17 JP JP33737096A patent/JP3755220B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2014091915A1 (ja) | 2012-12-14 | 2014-06-19 | ダイキン工業株式会社 | アクティブフィルタ制御装置 |
| US9835364B2 (en) | 2012-12-14 | 2017-12-05 | Daikin Industries, Ltd. | Active filter control device |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH10112938A (ja) | 1998-04-28 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| Morán et al. | Design aspects of synchronous PWM rectifier-inverter systems under unbalanced input voltage conditions | |
| Shu et al. | Steady-state and dynamic study of active power filter with efficient FPGA-based control algorithm | |
| Casadei et al. | Theoretical and experimental investigation on the stability of matrix converters | |
| Basic | Input current interharmonics of variable-speed drives due to motor current imbalance | |
| JP3195105B2 (ja) | 多相入力用直流電源回路 | |
| Tang et al. | One-cycle-controlled three-phase PWM rectifiers with improved regulation under unbalanced and distorted input-voltage conditions | |
| JP3755220B2 (ja) | アクティブフィルタ装置およびその制御方法 | |
| JP2004215406A (ja) | 空気調和装置用モータ駆動装置 | |
| CN112467972A (zh) | Pfc电路的控制方法和装置 | |
| Fölting et al. | Practical implementation of the coupled norton approach for nonlinear harmonic models | |
| KR100706181B1 (ko) | 회전좌표계를 이용한 단상 능동전력필터 | |
| CN208862767U (zh) | 一种改进型双向混合结构整流器 | |
| JP2000295853A (ja) | マルチレベルコンバータ | |
| US7366297B1 (en) | Method and system for converting alternating current to ethernet in-line power | |
| JPH0634577B2 (ja) | 電源装置 | |
| TWI416853B (zh) | A New Type of Curved Winding Transformer in a Multi-Stage Voltage Source Converter System and Using a Special Harmonic Elimination Strategy | |
| CN213754348U (zh) | 抑制直流母线电压波动电路、装置、家电设备及供电电路 | |
| CN114784819A (zh) | 并联变流器的控制方法、系统、装置及控制器 | |
| JPH1189219A (ja) | エネルギ源の幹線から単相または多相の負荷に供給するための回路配置 | |
| Bojoi et al. | Improved current control strategy for power conditioners using sinusoidal signal integrators in synchronous reference frame | |
| Mulolani | Virtual-Flux based Active Power Filter for Power Quality Improvement | |
| Monika et al. | Robust Control of Solid State Transformer using Dynamic Phasor based model with dq transformation | |
| CN117478110B (zh) | 一种基于虚拟斩波的空间矢量脉宽调制方法、系统及设备 | |
| JP3580089B2 (ja) | ダイオード整流回路 | |
| EP4318915A1 (en) | Air conditioner |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20041006 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20041019 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20041217 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20050823 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20051024 |
|
| A911 | Transfer of reconsideration by examiner before appeal (zenchi) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A911 Effective date: 20051027 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20051129 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20051212 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100106 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100106 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110106 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120106 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130106 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130106 Year of fee payment: 7 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |