TW202228377A - 三相變換器及其控制方法 - Google Patents

三相變換器及其控制方法 Download PDF

Info

Publication number
TW202228377A
TW202228377A TW110141055A TW110141055A TW202228377A TW 202228377 A TW202228377 A TW 202228377A TW 110141055 A TW110141055 A TW 110141055A TW 110141055 A TW110141055 A TW 110141055A TW 202228377 A TW202228377 A TW 202228377A
Authority
TW
Taiwan
Prior art keywords
bridge arm
state
filter
capacitor
phase
Prior art date
Application number
TW110141055A
Other languages
English (en)
Other versions
TWI820508B (zh
Inventor
言超
夏濤
詹凱良
劉新偉
Original Assignee
大陸商台達電子企業管理（上海）有限公司
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 大陸商台達電子企業管理（上海）有限公司 filed Critical 大陸商台達電子企業管理（上海）有限公司
Publication of TW202228377A publication Critical patent/TW202228377A/zh
Application granted granted Critical
Publication of TWI820508B publication Critical patent/TWI820508B/zh

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H02M1/4233—Arrangements for improving power factor of AC input using a bridge converter comprising active switches
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M7/219—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a bridge configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0043—Converters switched with a phase shift, i.e. interleaved
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • H02M1/123—Suppression of common mode voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • H02M1/126—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output using passive filters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/44—Circuits or arrangements for compensating for electromagnetic interference in converters or inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M7/2173—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a biphase or polyphase circuit arrangement
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/487—Neutral point clamped inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Rectifiers (AREA)
  • Power Conversion In General (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

本案提供一種三相變換器及其控制方法，三相變換器包含依序電連接的交流端、三個濾波電路、三個橋臂電路、電容模組及直流端和控制器。三個濾波電路中的濾波電容中點與電容模組的直流電容中點電性耦接。在交流源的一個線電壓週期內，控制器控制每一橋臂電路至少分時工作於第一模式及第二模式。在第一模式中，橋臂電路工作於鉗位狀態，在第二模式中，橋臂電路可切換地工作於DCM狀態或 TCM狀態，使開關頻率被限制在預設頻率以下。當三相變換器工作在額定負載的80%以上時，橋臂電路工作於第二模式的時長為線電壓週期的1/3~2/3。

Description

三相變換器及其控制方法
本案係關於一種三相變換器及其控制方法，尤指一種可實現三相解耦控制及EMC性能優化且具有低開關損耗的三相變換器及其控制方法。
三相變換器是最被廣泛應用的變換器拓撲之一，針對此種拓撲已有許多相關的控制與調變方案，例如常用的SPWM (Sinusoidal PWM) 和三次諧波注入SVPWM (Space Vector PWM) 等連續調變策略，如DPWM (Discontinues PWM) 的斷續調變策略以及以實現軟開關為目的的變頻調變策略。
綜覽現有的調變策略，大致可劃分為硬開關調變策略及軟開關調變策略，其中，由於開關損耗的限制，硬開關調變策略難以同時達到高頻高功率密度與高效率；而軟開關調變策略則普遍存在開關頻率範圍過寬及因三相耦合而造成的分析與設計困難等問題。
因此，如何發展一種可改善上述習知技術之三相變換器及其控制方法，實為目前迫切之需求。
本案之目的在於提供一種三相變換器及其控制方法，通過控制三相變換器的橋臂電路可切換地工作在鉗位狀態、DCM (Discontinuous Conduction Modulation) 狀態及TCM (Triangular Current Modulation) 狀態，可使各橋臂電路實現零電壓開通或谷底導通，同時將開關頻率限制在預設頻率以下，藉此將開關頻率的變化限制在一較小範圍內。
為達上述目的，本案提供一種三相變換器，包含交流端、直流端、三個橋臂電路、三個濾波電路、電容模組及控制器。交流端電性耦接至交流源，直流端電性耦接至直流源或直流負載。三個橋臂電路共同形成三相橋臂電路，且電連接於直流端。每一橋臂電路具有橋臂中點。三個濾波電路共同形成三相濾波電路，其中三相濾波電路電性耦接於三相橋臂電路與交流端之間，三個濾波電路分別電連接於三個橋臂電路的橋臂中點。每一濾波電路均包含濾波電感及濾波電容。濾波電感電連接於交流端與對應的橋臂中點之間。濾波電容的一端電連接於交流端與濾波電感之間。三個濾波電路的三個濾波電容的另一端相連接而形成濾波電容中點。電容模組並聯於三相橋臂電路的兩端，且包含兩個電容及直流電容中點。直流電容中點位於兩個電容之間並與濾波電容中點電性耦接。在交流源的一個線電壓週期內，控制器控制每一橋臂電路至少分時工作於第一模式及第二模式。在第一模式中，橋臂電路工作於鉗位狀態，在第二模式中，橋臂電路可切換地工作於DCM狀態或 TCM狀態，使三相變換器的開關頻率被限制在預設頻率以下，當三相變換器工作在額定負載的80%以上時，橋臂電路工作於第二模式的時長為線電壓週期的1/3~2/3。
為達上述目的，本案提供一種控制方法，架構於控制本案之三相變換器。控制方法包含：在交流源的一個線電壓週期內，控制每一橋臂電路至少分時工作於第一模式及第二模式，其中，在第一模式中，控制橋臂電路工作於鉗位狀態，在第二模式中，控制橋臂電路可切換地工作於DCM狀態或 TCM狀態，使三相變換器的開關頻率被限制在預設頻率以下；其中，當三相變換器工作在額定負載的80%以上時，橋臂電路工作於第二模式的時長為線電壓週期的1/3~2/3。
體現本案特徵與優點的一些典型實施例將在後段的說明中詳細敘述。應理解的是本案能夠在不同的態樣上具有各種的變化，其皆不脫離本案之範圍，且其中的說明及圖示在本質上系當作說明之用，而非用以限制本案。
第1圖為本案較佳實施例之三相變換器的電路結構示意圖。如第1圖所示，三相變換器1包含交流端11、直流端12、三個橋臂電路13、三個濾波電路14、電容模組15及控制器 (未圖示)。交流端11電性耦接至交流源VR、VS及VT，直流端12電性耦接至直流源或直流負載。三個橋臂電路13共同形成三相橋臂電路，且三個橋臂電路13均電連接於該直流端12，其中每一橋臂電路13皆具有橋臂中點131。三個濾波電路14共同形成三相濾波電路，三相濾波電路電性耦接於三相橋臂電路與交流端11之間，三個濾波電路14分別電連接於三個橋臂電路13的三個橋臂中點131。每一濾波電路14均包含濾波電感L及濾波電容Cf，於任一濾波電路14中，濾波電感L電連接於交流端11與對應的橋臂中點131之間，濾波電容Cf的一端電連接於交流端11與濾波電感L之間，三個濾波電路14的三個濾波電容Cf的另一端相連接而形成濾波電容中點141。電容模組15並聯於三相橋臂電路的兩端，且包含兩個電容C1及C2和直流電容中點151，其中直流電容中點151位於兩個電容C1與C2之間，且直流電容中點151與濾波電容中點141電性耦接。控制器架構於控制三相橋臂電路中之開關作動。由於濾波電容中點141連接於直流電容中點151，故各相電路的控制相互解耦，有利於電路分析及設計。於一些實施例中，三相變換器1還包含EMI (Electromagnetic interference) 濾波器，EMI濾波器耦接於交流端11與三相濾波電路之間，由於濾波電容中點141連接於直流電容中點151，故可提供一內部共模分量的回路，減輕EMI濾波器的壓力。
值得注意的是，濾波電路14還可以為LCL結構，本申請並不加以限定。橋臂電路13中的開關管在本實施例中為MOSFET，在其他實施例中，也可以為IGBT或其他類型的開關管，本申請並不以此為限。
在本實施例中，濾波電容中點141與直流電容中點151通過導線直接連接。然本申請不以此為限，於其他實施例中，在濾波電容中點141與直流電容中點151之間，亦可串接其他電子元件。
如第2圖所示，在交流源VR、VS及VT (第2圖中以交流源VR為例) 的一個線電壓週期內，控制器控制每一橋臂電路13至少分時工作於第一模式M1及第二模式M2。在第一模式M1中，橋臂電路13工作於鉗位狀態。在第二模式M2中，橋臂電路13可切換地工作於DCM狀態或 TCM狀態，使橋臂電路13中的開關管實現零電壓開通或谷底導通。藉此，三相變換器1的開關頻率fs被限制在預設頻率fmax以下。在一個優選的實施例中，當三相變換器1工作在額定負載的80%以上時，橋臂電路13工作於第二模式M2的時長為線電壓週期的1/3~2/3，即工作於第二模式M2的時長為2/3個線電壓週期的50%~100%。於一些實施例中，橋臂電路13工作於第二模式M2的時長至少為2/3個線電壓週期的50%、75%、80% 或 90%。
值得注意的是，在本申請中，在一個交流源的線電壓週期內，橋臂電路13除了工作於第一模式M1和第二模式M2外，還可以工作於第三模式M3下，例如CCM模式（Continuous Conduction Modulation）。就工作時序而言，第三模式M3可介於第一模式M1與第二模式M2之間 (例如橋臂電路13可以M1-M3-M2-M3-M1的時序工作)，亦可穿插在第二模式M2中 (例如橋臂電路13可以M1-M2-M3-M2-M1的時序工作)。橋臂電路13工作在不同模式下的時長與負載等因素有關，當負載較小時，橋臂電路13工作在第二模式M2下的時長可以較長，而在負載較大時，例如額定負載的50%或80%以上時，橋臂電路13工作在第二模式M2下的時長為2/3個線電壓週期的50%、75%、80% 或 90%以上。
於一些實施例中，三相變換器1採用DPWM調變方式。具體而言，如第2圖所示，控制器將三相橋臂電路的三相初始調變波與三相共模調變波相疊加，以產生對應於三相橋臂電路的三相調變波，其中三相共模調變波的波形中不存在垂直跳變，即三相共模調變波由正向過渡為負向或者由負向過渡為正向時，斜率並非無窮大，可以根據實際應用預設一個特定的斜率或者一個可變的斜率，也可以是實時變化的斜率，本專利並不限定斜率的具體數值。藉此，可使三相調變波帶有斜率，從而降低開關損耗並同時抑制共模電流。如第2圖所示，以交流源VR為例，控制器將初始調變波 (即交流源VR) 與共模調變波Vcm相疊加，以產生對應的橋臂電路13的調變波VM。
於一些實施例中，在第一模式M1中，鉗位狀態包含正向鉗位狀態及負向鉗位狀態，每一橋臂電路13在其對應的調變波達到正限幅值時工作於正向鉗位狀態，在其對應的調變波達到負限幅值時工作於負向鉗位狀態。其中，工作於第一模式M1的時長可以在1/3個線電壓週期的上下範圍內波動，取決於DPWM調變的具體方式以及共模調變波Vcm的斜率。在一個較佳的實施例中，工作於正向鉗位狀態的時長與工作於負向鉗位狀態的時長相等，即二者平分工作於第一模式M1的總時長。當然，本發明並不以此為限。
為了便於分析，第3圖示出了本案較佳實施例之一個橋臂電路的電路結構。本案之三相變換器1中的各相電路具有相同的電路結構，故第3圖中僅示出交流源VR及其對應的橋臂電路13及濾波電路14加以說明。如第3圖所示，橋臂電路13包含串聯耦接的主開關管S1及輔助開關管S2，主開關管S1及輔助開關管S2不同時處於導通狀態。此外，橋臂電路13還包含主電容CS1及輔助電容CS2，其中主電容CS1與主開關管S1並聯耦接，輔助電容CS2與輔助開關管S2並聯耦接。其中，主電容CS1以及輔助電容CS2可以分別為主開關管S1以及輔助開關管S2的結電容，也可以是外加在開關管兩端的電容，本申請並不加以限定。
當主開關管S1處於導通狀態的時間與輔助開關管S2處於導通狀態的時間之和大於等於預設頻率fmax對應的預設週期Tmin時，橋臂電路13工作於DCM狀態或TCM狀態。選擇工作於TCM狀態，有利於實現軟開關；選擇工作於DCM狀態，則有利於進一步降低開關頻率，但是會犧牲一部分開通損耗。當主開關管S1處於導通狀態的時間與輔助開關管S2處於導通狀態的時間之和小於預設週期Tmin時，橋臂電路13工作於DCM狀態。
因此，在橋臂電路13處於第二模式M2時，控制器可視上述情況控制橋臂電路13工作於TCM狀態或DCM狀態，進一步地，DCM狀態包含第一DCM狀態、第二DCM狀態及第三DCM狀態。如第3圖所示，定義濾波電容Cf上的濾波電壓Vf為上正下負時，濾波電壓Vf的符號為正，反之為負；同時，濾波電感L上的電感電流iL為流入橋臂中點131時，電感電流iL的符號為正，反之為負。於任一橋臂電路13及對應的濾波電路14中，在濾波電容Cf上的濾波電壓Vf與濾波電感L上的電感電流iL的平均值的乘積為正時，橋臂電路13工作於第一DCM狀態或第三DCM狀態；而在濾波電壓Vf與電感電流iL的平均值的乘積為負時，橋臂電路13工作於第二DCM狀態。以下分別依據第4A圖、第4B圖、第4C圖及第4D圖示例說明橋臂電路13分別工作於TCM狀態、第一DCM狀態、第二DCM狀態及第三DCM狀態時的作動情形，其中VGS1為主開關管S1的驅動電壓，即主開關管S1上的閘極-源極電壓，VGS2為輔助開關管S2的驅動電壓，即輔助開關管S2上的閘極-源極電壓，VDS1為主電容CS1上的電壓。
如第4A圖所示，橋臂電路13工作在TCM狀態。於時刻t1時，主開關管S1導通，輔助開關管S2關斷。在時刻t1至t2期間，主開關管S1處於導通狀態，對應的濾波電路14的濾波電感L上的電感電流iL上升。於時刻t2時，主開關管S1關斷。時刻t2至t3期間為死區時間。於時刻t3時，輔助開關管S2導通，主開關管S1保持關斷。在時刻t3至t5期間，輔助開關管S2處於導通狀態，電感電流iL下降，其中，電感電流iL在時刻t4下降至零，而輔助開關管S2仍持續導通至時刻t5，使電感電流iL為負值。於時刻t5時，電感電流iL已下降至一負向預設電流值，此時輔助開關管S2關斷。在時刻t5後，主電容CS1上的電壓VDS1被負向的電感電流iL放電而下降，主開關管S1在主電容CS1上的電壓VDS1下降至預設電壓 (例如時刻t6時的0V) 時導通。其中，預設電壓可以是一個接近於0的電壓值。因此，可以實現主開關管S1的零電壓開通。
如第4B圖所示，橋臂電路13工作在第一DCM狀態。於時刻t1時，主開關管S1導通，輔助開關管S2關斷。在時刻t1至t2期間，主開關管S1處於導通狀態，對應的濾波電路14的濾波電感L上的電感電流iL上升。於時刻t2時，主開關管S1關斷。時刻t2至t3期間為死區時間。於時刻t3時，輔助開關管S2導通。在時刻t3至t4期間，輔助開關管S2處於導通狀態，電感電流iL下降。於時刻t4時，電感電流iL下降至零，輔助開關管S2關斷。在時刻t4至t6期間，主開關管S1及輔助開關管S2均處於關斷狀態，濾波電感L、主電容CS1及輔助電容CS2進行諧振。在主電容CS1上的電壓VDS1諧振至第n個波谷時，主開關管S1導通，其中n為正整數。於此實施例中，n為2，即主開關管S1在主電容CS1上的電壓VDS1諧振至第2個波谷時導通。實際上，n的取值由開關頻率fs與預設頻率fmax間的關係所決定，若n越大，則諧振時間越長，而開關頻率fs將隨著諧振時間的延長而下降，藉此，可對開關頻率fs進行有效控制，以降低開關損耗。並且，主開關管S1在電壓谷值開通，開通損耗較小。
如第4C圖所示，橋臂電路13工作在第二DCM狀態，其作動情形與第一DCM狀態相似，故於此不再贅述。惟相較於第一DCM狀態，當橋臂電路13工作在第二DCM狀態，主電容CS1上的電壓VDS1在諧振時的波谷為零，即實現了主開關管S1的零電壓開通，開通損耗幾乎為零。
如第4D圖所示，橋臂電路13工作在第三DCM狀態，其相較於第一DCM狀態可進一步降低開通損耗。於時刻t1時，主開關管S1導通，且輔助開關管S2關斷。在時刻t1至t2期間，主開關管S1處於導通狀態，對應的濾波電路14的濾波電感L上的電感電流iL上升。於時刻t2時，主開關管S1關斷。時刻t2至t3期間為死區時間。於時刻t3時，輔助開關管S2導通。在時刻t3至t4期間，輔助開關管S2處於導通狀態，電感電流iL下降。於時刻t4時，電感電流iL下降至零，輔助開關管S2關斷。在時刻t4至t6期間，主開關管S1及輔助開關管S2均處於關斷狀態，濾波電感L、主電容CS1及輔助電容CS2進行諧振。在主電容CS1上的電壓VDS1諧振至第m個波峰時，對應的，輔助電容CS2上的電壓VDS2諧振至第m個波谷時，開通輔助開關管S2，輔助開關管S2導通一預設時間 (例如時刻t6至t7的時長)，其中m為正整數。於此實施例中，m為3，即輔助開關管S2在主電容CS1上的電壓VDS1諧振至第3個波峰時導通。實際上，m的取值由開關頻率fs與預設頻率fmax間的關係所決定，若m越大，則諧振時間越長，而開關頻率fs將隨著諧振時間的延長而下降，藉此，可對開關頻率fs進行有效控制。在時刻t6至t7期間，輔助開關管S2處於導通狀態，電感電流iL逐漸下降至一負向預設電流值。於時刻t7時，輔助開關管S2關斷。在時刻t7後，主電容CS1上的電壓VDS1被負向的電感電流iL放電而下降，主開關管S1在主電容CS1上的電壓VDS1下降至預設電壓 (例如時刻t8時的0V) 時導通，以實現主開關管S1的零電壓開通，開通損耗幾乎為零。
可以理解的是，將主開關管S1與輔助開關管S2的開關時序對調，同樣可以實現輔助開關管S2的零電壓開通或谷底開通。
藉此，通過控制橋臂電路13工作於TCM狀態或各種DCM狀態，可有效將開關頻率fs的變化限制在一較小範圍內，使本案之三相變換器1更具實用價值。同時，可實現軟開關或谷底導通，降低開關損耗，進一步提升變換器的效率。
以下以第5圖例示對於橋臂電路13的控制實例，且著重說明橋臂電路13在時間段P1、P2及P3的工作狀態，由於其他時間段的控制方式均可同理推得，故於此不再贅述。且於第5圖中示出了電感電流iL的包絡線。如第5圖所示，在時間段P1期間，開關頻率fs小於預設頻率fmax，且開關頻率fs與預設頻率fmax相差較大，故可控制橋臂電路13工作於TCM狀態。在時間段P2期間，由於電感電流iL減小，若橋臂電路13繼續工作於TCM狀態，則開關頻率fs趨近於預設頻率fmax，甚至可能高於預設頻率fmax，同時由於濾波電容Cf上的濾波電壓Vf與濾波電感L上的電感電流iL的平均值的乘積為正，故可控制橋臂電路13工作於第一DCM狀態，以通過控制諧振週期個數而控制開關頻率fs。在時間段P3期間，由於電感電流iL繼續減小，並且濾波電壓Vf與電感電流iL的平均值的乘積為負，故可控制橋臂電路13工作於第二DCM狀態。
於一些實施例中，在時間段P1期間，亦可控制橋臂電路13工作於第一或第三DCM狀態。於另一些實施例中，在時間段P2期間，亦可控制橋臂電路13工作於第三DCM狀態。
於一些實施例中，如第6圖所示，當電感電流iL的平均值的絕對值小於預設閥值時，可對應調降預設頻率fmax，從而降低開關損耗並提升整體效率。值得注意的是，本申請中，預設頻率fmax既可以是一恒定的數值，也可以是跟隨電感電流iL的平均值變化的數值，既可以是台階式變化，也可以是線性變化，本申請不限於此。
此外，第1圖所示之三相變換器1為三相兩電平變換器，然本案之三相變換器的實際態樣並不限於此。於一些實施例中，如第7圖所示，三相變換器為三相三電平變換器1a，在本實施例中，僅以示意性方式體現出三電平變換器結構，該示意圖既可以代表各種中點鉗位型三電平變換器，如ANPC (active neutral point clamped)、DNPC (diode neutral point clamped)或TNPC (T-type neutral point clamped)三電平變換器，也可以代表飛跨電容型三電平變換器，本申請並不以此為限。
再者，於一些實施例中，可利用交錯並聯技術來達到更高的功率，同時減少流入濾波電容Cf及電容C1、C2的電流紋波，並減輕EMI濾波器的壓力。第8圖及第9圖分別示出了兩路交錯並聯的三相兩電平變換器1b及三相三電平變換器1c。如第8圖所示，於任一橋臂電路13及對應的濾波電路14中，橋臂電路13包含複數個並聯耦接的橋臂，每一橋臂具有一個橋臂中點131，濾波電路141包含複數個濾波電感L，所有濾波電感L與所有橋臂一一對應，且每一濾波電感L均電連接於交流端11與對應的橋臂的橋臂中點131之間。於第8圖所示之實施例中，每一橋臂電路13包含兩個橋臂，對應地，每一濾波電路14包含兩個濾波電感L。第9圖所示之三相三電平變換器1c中，也具有類似的結構，區別僅在於橋臂電路13的結構不同。基於相同原理，亦可實現多路 (大於兩路) 交錯並聯的三相變換器，於此不再贅述。
綜上所述，本案提供一種三相變換器及其控制方法，通過控制三相變換器的橋臂電路可切換地工作在鉗位狀態、DCM狀態及TCM狀態，可使各橋臂電路實現零電壓開通或谷底導通，同時將開關頻率限制在預設頻率以下，以降低開關損耗，提高變換器的效率。此外，由於濾波電容中點連接於直流電容中點，故各相電路的控制相互解耦，有利於電路分析及設計，同時可提供內部共模分量的回路，減輕EMI濾波器的壓力。
須注意，上述僅是為說明本案而提出之較佳實施例，本案不限於所述之實施例，本案之範圍由如附專利申請範圍決定。且本案得由熟習此技術之人士任施匠思而為諸般修飾，然皆不脫如附專利申請範圍所欲保護者。
1:三相變換器 VR、VS、VT:交流源 11:交流端 12:直流端 13:橋臂電路 131:橋臂中點 S1:主開關管 S2:輔助開關管 CS1:主電容 CS2:輔助電容 14:濾波電路 141:濾波電容中點 L:濾波電感 iL:電感電流 Cf:濾波電容 Vf:濾波電壓 15:電容模組 151:直流電容中點 C1、C2:電容 M1:第一模式 M2:第二模式 M3:第三模式 fs:開關頻率 fmax:預設頻率 Tmin:預設週期 Vcm:共模調變波 VM:三相調變波 VGS1、VGS2:閘極-源極電壓 VDS1:主電容上的電壓 VDS2:輔助電容上的電壓 t1、t2、t3、t4、t5、t6、t7、t8:時刻 P1、P2、P3:時間段 1a:三相三電平變換器 1b:兩路交錯並聯的三相兩電平變換器 1c:兩路交錯並聯的三相三電平變換器
第1圖為本案較佳實施例的三相變換器的電路結構示意圖。
第2圖示出了第1圖中的三相變換器的調變波波形。
第3圖示出了第1圖中的橋臂電路的電路結構。
第4A圖、第4B圖、第4C圖及第4D圖分別示出了第3圖的橋臂電路工作於TCM狀態、第一DCM狀態、第二DCM狀態及第三DCM狀態時的工作波形。
第5圖為本案較佳實施例的三相變換器的工作波形示意圖。
第6圖為本案另一較佳實施例的三相變換器的工作波形示意圖。
第7圖、第8圖及第9圖示出了第1圖的三相變換器的各種變化例。
1:三相變換器
VR、VS、VT:交流源
11:交流端
12:直流端
13:橋臂電路
131:橋臂中點
14:濾波電路
141:濾波電容中點
L:濾波電感
Cf:濾波電容
15:電容模組
151:直流電容中點
C1、C2:電容

Claims (20)

  1. 一種三相變換器，包含： 一交流端和一直流端，其中該交流端電性耦接至一交流源，該直流端電性耦接至一直流源或一直流負載； 三個橋臂電路，共同形成一三相橋臂電路，且電連接於該直流端，其中每一該橋臂電路具有一橋臂中點； 三個濾波電路，共同形成一三相濾波電路，其中該三相濾波電路電性耦接於該三相橋臂電路與該交流端之間，該三個濾波電路分別電連接於該三個橋臂電路的該橋臂中點，每一該濾波電路均包含一濾波電感及一濾波電容，該濾波電感電連接於該交流端與對應的該橋臂中點之間，該濾波電容的一端電連接於該交流端與該濾波電感之間；該三個濾波電路的三個該濾波電容的另一端相連接而形成一濾波電容中點； 一電容模組，並聯於該三相橋臂電路的兩端，且包含兩個電容及一直流電容中點，其中該直流電容中點位於該兩個電容之間並與該濾波電容中點電性耦接；以及 一控制器，其中在該交流源的一個線電壓週期內，該控制器控制每一該橋臂電路至少分時工作於一第一模式及一第二模式，在該第一模式中，該橋臂電路工作於鉗位狀態，在該第二模式中，該橋臂電路可切換地工作於DCM狀態或 TCM狀態，使該三相變換器的開關頻率被限制在一預設頻率以下；其中，當該三相變換器工作在額定負載的80%以上時，該橋臂電路工作於該第二模式的時長為該線電壓週期的1/3~2/3。
  2. 如請求項1所述的三相變換器，其中，該三相變換器採用DPWM調變方式，該控制器將該三相橋臂電路的一三相初始調變波與一三相共模調變波相疊加，以產生對應於該三相橋臂電路的一三相調變波，其中該三相共模調變波的波形中不存在垂直跳變。
  3. 如請求項2所述的三相變換器，其中，該鉗位狀態包含一正向鉗位狀態及一負向鉗位狀態，該橋臂電路在其對應的該調變波達到正限幅值時工作於該正向鉗位狀態，該橋臂電路在其對應的該調變波達到負限幅值時工作於該負向鉗位狀態。
  4. 如請求項1所述的三相變換器，其中，每一該橋臂電路包含串聯耦接的一主開關管及一輔助開關管，該主開關管及該輔助開關管不同時處於導通狀態，每一該橋臂電路還包含分別與該主開關管及該輔助開關管並聯耦接的一主電容及一輔助電容。
  5. 如請求項4所述的三相變換器，其中，當該主開關管處於導通狀態的時間與該輔助開關管處於導通狀態的時間之和大於等於該預設頻率對應的預設週期時，該橋臂電路工作於該DCM狀態或該TCM狀態；當該主開關管處於導通狀態的時間與該輔助開關管處於導通狀態的時間之和小於該預設頻率對應的預設週期時，該橋臂電路工作於該DCM狀態。
  6. 如請求項4所述的三相變換器，其中，於任一該橋臂電路中，當該橋臂電路工作於該TCM狀態時，對應的該濾波電路的該濾波電感上的一電感電流在該主開關管處於導通狀態時上升，該電感電流在該輔助開關管處於導通狀態時下降，該輔助開關管在該電感電流下降至一負向預設電流值時關斷，該主電容上的電壓被負向的該電感電流放電而下降，該主開關管在該主電容上的電壓下降至一預設電壓時導通。
  7. 如請求項4所述的三相變換器，其中，該DCM狀態包含一第一DCM狀態、一第二DCM狀態及一第三DCM狀態，於任一該橋臂電路及對應的該濾波電路中，在該濾波電容上的一濾波電壓與該濾波電感上的一電感電流的平均值的乘積為正時，該橋臂電路工作於該第一DCM狀態或該第三DCM狀態；而在該濾波電壓與該電感電流的平均值的乘積為負時，該橋臂電路工作於該第二DCM狀態。
  8. 如請求項7所述的三相變換器，其中，於任一該橋臂電路及對應的該濾波電路中，在該橋臂電路工作於該第一DCM狀態時，該電感電流在該主開關管處於導通狀態時上升，該電感電流在該輔助開關管處於導通狀態時下降，並且該輔助開關管在該電感電流下降至零時關斷，在該主開關管及該輔助開關管均處於關斷狀態時，該濾波電感、該主電容及該輔助電容進行諧振，而在該主電容上的電壓諧振至第n個波谷時，該主開關管導通，其中n為正整數。
  9. 如請求項7所述的三相變換器，其中，於任一該橋臂電路及對應的該濾波電路中，在該橋臂電路工作於該第二DCM狀態時，該電感電流在該主開關管處於導通狀態時上升，該電感電流在該輔助開關管處於導通狀態時下降，該輔助開關管在該電感電流下降至零時關斷，在該主開關管及該輔助開關管均處於關斷狀態時，該濾波電感、該主電容及該輔助電容進行諧振，且該主電容上的電壓諧振時的波谷為零，而在該主電容上的電壓諧振至第n個波谷時，該主開關管導通，其中n為正整數。
  10. 如請求項7所述的三相變換器，其中，於任一該橋臂電路及對應的該濾波電路中，在該橋臂電路處於該第三DCM狀態時，該電感電流在該主開關管處於導通狀態時上升，該電感電流在該輔助開關管處於導通狀態時下降，該輔助開關管在該電感電流下降至零時關斷，在該主開關管及該輔助開關管均處於關斷狀態時，該濾波電感、該主電容及該輔助電容進行諧振，在該主電容上的電壓諧振至第m個波峰時導通該輔助開關管一預設時間，使該電感電流下降至一負向預設電流值，該主電容上的電壓被為負的該電感電流放電而下降，該主開關管在該主電容上的電壓下降至一預設電壓時導通，其中m為正整數。
  11. 如請求項8-10中任一項所述的三相變換器，其中該n及m的取值由該預設頻率所決定。
  12. 如請求項8-10中任一項所述的三相變換器，其中在該電感電流的平均值的絕對值小於一預設閥值時，該預設頻率對應下降。
  13. 如請求項1所述的三相變換器，其中，於任一該橋臂電路及對應的該濾波電路中，該橋臂電路包含複數個並聯耦接的橋臂，每一該橋臂具有一個該橋臂中點，該濾波電路包含複數個濾波電感，該複數個濾波電感與該複數個橋臂一一對應，每一該濾波電感均電連接於該交流端與對應的該橋臂的該橋臂中點之間。
  14. 如請求項1所述的三相變換器，其中，該橋臂電路工作於該第二模式的時長至少為2/3個該線電壓週期的50%、75%、80%或90%。
  15. 一種控制方法，架構於控制一三相變換器，其中該三相變換器包含一交流端、一直流端、三個橋臂電路、三個濾波電路及一電容模組，該交流端電性耦接至一交流源，該直流端電性耦接至一直流源或一直流負載；該三個橋臂電路電連接於該直流端，且共同形成一三相橋臂電路，每一該橋臂電路具有一橋臂中點，該三個濾波電路共同形成一三相濾波電路，且電性耦接於該三相橋臂電路與該交流端之間，該三個濾波電路分別電連接於該三個橋臂電路的該橋臂中點，每一該濾波電路均包含一濾波電感及一濾波電容，該濾波電感電連接於該交流端與對應的該橋臂中點之間，該濾波電容的一端電連接於該交流端與該濾波電感之間，該三個濾波電路的三個該濾波電容的另一端相連接而形成一濾波電容中點；該電容模組並聯於該三相橋臂電路的兩端，且包含兩個電容及一直流電容中點，該直流電容中點位於該兩個電容之間並與該濾波電容中點電性耦接，該控制方法包含： 在該交流源的一個線電壓週期內，控制每一該橋臂電路至少分時工作於一第一模式及一第二模式，其中，在該第一模式中，控制該橋臂電路工作於鉗位狀態，在該第二模式中，控制該橋臂電路可切換地工作於DCM狀態或 TCM狀態，使該三相變換器的開關頻率被限制在一預設頻率以下；其中，當該三相變換器工作在額定負載的80%以上時，該橋臂電路工作於該第二模式的時長為該線電壓週期的1/3~2/3。
  16. 如請求項15所述的控制方法，其中，該三相變換器採用DPWM調變方式，該控制方法還包含：將該三相橋臂電路的一三相初始調變波與一三相共模調變波相疊加，以產生對應於該三相橋臂電路的一三相調變波，其中該三相共模調變波的波形中不存在垂直跳變。
  17. 如請求項16所述的控制方法，其中，該鉗位狀態包含一正向鉗位狀態及一負向鉗位狀態，該橋臂電路在其對應的該調變波達到正限幅值時工作於該正向鉗位狀態，該橋臂電路在其對應的該調變波達到負限幅值時工作於該負向鉗位狀態。
  18. 如請求項15所述的控制方法，其中每一該橋臂電路包含串聯耦接的一主開關管及一輔助開關管，該主開關管及該輔助開關管不同時處於導通狀態，每一該橋臂電路還包含分別與該主開關管及該輔助開關管並聯耦接的一主電容及一輔助電容。
  19. 如請求項18所述的控制方法，其中，當該主開關管處於導通狀態的時間與該輔助開關管處於導通狀態的時間之和大於等於該預設頻率對應的預設週期時，該橋臂電路工作於該DCM狀態或該TCM狀態；當該主開關管處於導通狀態的時間與該輔助開關管處於導通狀態的時間之和小於該預設頻率對應的預設週期時，該橋臂電路工作於該DCM狀態。
  20. 如請求項15所述的控制方法，其中，該橋臂電路工作於該第二模式的時長至少為2/3個該線電壓週期的50%、75%、80%或90%。
TW110141055A 2021-01-04 2021-11-04 三相變換器及其控制方法 TWI820508B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202110002553.0 2021-01-04
CN202110002553.0A CN112821790B (zh) 2021-01-04 2021-01-04 三相变换器及其控制方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
TW202228377A true TW202228377A (zh) 2022-07-16
TWI820508B TWI820508B (zh) 2023-11-01

Family

ID=75856849

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW110141055A TWI820508B (zh) 2021-01-04 2021-11-04 三相變換器及其控制方法

Country Status (5)

Country Link
US (1) US11632057B2 (zh)
EP (1) EP4024690A1 (zh)
JP (1) JP7285301B2 (zh)
CN (1) CN112821790B (zh)
TW (1) TWI820508B (zh)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113691157B (zh) * 2021-08-30 2022-04-19 燕山大学 一种模块化多电平变换器旋转非连续控制方法

Family Cites Families (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8174853B2 (en) * 2007-10-30 2012-05-08 Johnson Controls Technology Company Variable speed drive
US8891261B2 (en) * 2012-01-31 2014-11-18 Delta Electronics, Inc. Three-phase three-level soft-switched PFC rectifiers
CN103296913B (zh) * 2012-03-02 2016-06-22 台达电子企业管理（上海）有限公司 逆变器及有源电力滤波系统
CN103825474B (zh) * 2012-11-16 2016-08-31 台达电子工业股份有限公司 低共模噪声的电源变换装置及其应用系统
CN104065259B (zh) * 2013-03-18 2016-08-03 台达电子工业股份有限公司 滤波装置、功率转换器及共模噪声抑制方法
US9590494B1 (en) 2014-07-17 2017-03-07 Transphorm Inc. Bridgeless power factor correction circuits
US10720772B2 (en) * 2015-12-17 2020-07-21 Vacon Oy Filtering arrangement having a three phase LCL power supply common mode filter
CN105553306B (zh) * 2016-01-19 2018-02-23 华中科技大学 混合导通模式的逆变电源装置及其直接电荷量控制方法
DE112016006268T5 (de) * 2016-01-21 2018-10-18 Vacon Oy Frequenzumrichter mit LCL-Netzleistungs- und Gleichtaktfilter
WO2018058603A1 (zh) * 2016-09-30 2018-04-05 华为技术有限公司 一种三相变流器及其控制方法
CN108123639B (zh) * 2016-11-30 2020-02-21 华为技术有限公司 一种脉冲宽度调制方法、脉冲宽度调制系统及控制器
US10291109B2 (en) 2017-01-18 2019-05-14 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Critical-mode-based soft-switching techniques for three-phase bi-directional AC/DC converters
CN106961225B (zh) 2017-03-21 2019-06-11 江苏固德威电源科技股份有限公司 不连续空间矢量脉冲宽度调制方法及逆变装置
WO2019180299A1 (en) * 2018-03-21 2019-09-26 Vacon Oy Method for pulse-width modulation of a power converter and a power converter
US10211734B1 (en) * 2018-07-17 2019-02-19 Huang-Jen Chiu Bidirectional DC-DC converter
US10381921B1 (en) * 2018-08-02 2019-08-13 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Soft-switching triangular current mode control for three phase two-level converters with power factor control

Also Published As

Publication number Publication date
US11632057B2 (en) 2023-04-18
CN112821790B (zh) 2022-08-12
CN112821790A (zh) 2021-05-18
EP4024690A1 (en) 2022-07-06
TWI820508B (zh) 2023-11-01
JP2022105472A (ja) 2022-07-14
US20220216802A1 (en) 2022-07-07
JP7285301B2 (ja) 2023-06-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US20100259955A1 (en) Soft switching power converter
CN109639170B (zh) 辅助谐振极有源钳位三电平软开关逆变电路及调制方法
TWI552502B (zh) 逆變電路之控制方法
CN1210390A (zh) 波形因子改进和电磁干扰降低的次谐振串联谐振换能器
US20100226154A1 (en) Power converters
CN101494424B (zh) 三电平逆变器的控制方法
CN108923663B (zh) 单相双极性ac-ac变换器拓扑结构及其调制方法
CN110649821B (zh) 双向scc型llc谐振变换器及其中的电路、控制方法
CN107134937B (zh) 一种三电平多脉冲输出无变压器型逆变电路
CN109586602B (zh) 辅助谐振变换极t型三电平软开关逆变电路及调制方法
Haryani et al. A novel ZVS turn-on triangular current mode control with phase synchronization for three level inverters
TWI820508B (zh) 三相變換器及其控制方法
CN111835204B (zh) 谐振式双有源桥的零回流功率软开关调制方法及变换器
CN112260571A (zh) 一种具有软开关特性的高频电源逆变系统
CN112821794A (zh) 单相有源中点钳位三电平软开关逆变器电路及调制策略
Moradisizkoohi et al. A quasi-resonant bi-directional buck-boost converter for Electric Vehicle applications
Bisogno et al. Comparison of resonant topologies for step-down applications using piezoelectric transformers
CN112953288A (zh) 用于谐振直流环节软开关逆变器的调制方法
CN113659822B (zh) 一种基于饱和电感降低软开关功率变换器损耗的方法
CN110808691A (zh) 具有软切换且能降低输入电流涟波的逆变电路
US11894765B2 (en) Power conversion device
Yao et al. Full-Range ZVS Control Method Based on Near-CRM for T-Type Three-Level Inverter
Tuan et al. Unidirectional Active-Passive Bridge (APB) DC-DC Converter based on Resonant Control: FSM, PMW operation with Soft-switching range and Step Power Control Method
CN110011545B (zh) 一种双极性ac-ac变换器拓扑及调制方法
Liu et al. Improvement of burst-mode controlled piezoelectric transformers