CN1731661A

CN1731661A - 二级增压变换器布局

Info

Publication number: CN1731661A
Application number: CNA2005100891365A
Authority: CN
Inventors: C·Y·郑
Original assignee: Astec International Ltd
Current assignee: Astec International Ltd
Priority date: 2004-08-05
Filing date: 2005-08-02
Publication date: 2006-02-08
Anticipated expiration: 2025-08-02
Also published as: US20060028186A1; US7023186B2; CN1731661B

Abstract

本发明公开一个具有一个二级增压电路和一个较小的增压变换器的功率变换器。该功率变换器的主功率流，通过具有一个单独开关的二级增压电路。通过一个二极管和一个电容，箝制该开关的电压峰值。在该电容中存储的能量，通过较小的增压变换器传输至功率变换器的输出端。该二级增压变换器布局，实现了较低电压和Rdson MOSFET开关的应用，减少费用，开关传导损耗以及开关导通损耗。

Description

二级增压变换器布局

技术领域

本发明一般涉及DC-DC变换器，特别是，涉及用于较高功率应用的增压变换器电路布局，该高功率应用利用了第二较小增压变换器以减少传导损耗，并实现一个实质上较低额定电压MOSFET主增压开关的应用。

背景技术

增压变换器是功率变换器，其中较小的输入DC电压增长至所需电平。附图1中示出了现有技术中典型的增压变换器10。增压变换器10具有用于使输入电压Vin耦合至变换器10的输入端2，4，和提供输出DC电压的输出端6，8。该增压变换器10包括一个输入电压Vin所耦合至的电感线圈18，该电感线圈与连接至输出电容12的增压二极管16串联连接，该负载(未示出)在端点6，8跨接输出电容12。一个晶体管开关14，连接至在电感线圈18和增压二极管16之间的结点15和接地回路线路20，从而提供输出电压的调节。该开关14典型的是一个具有一个控制输入端，一个漏极和一个源极端的MOSFET。一个控制电路42(未示出细节)，耦合在控制输入端，以提供控制开关14的开关转换的时序的控制信号。该控制电路42典型的具有一个脉冲宽度调制电路(PWM)。在操作中，当开关14导通时，电感线圈电流增加，在它的磁场中存储能量。当晶体管开关14断开时，能量通过二极管16传输至输出电容12和负载。上述通用增压变换器电路的缺点包括开关电压和电流应力的产生，导致了功率转换效率过低。

在一个通用增压变换器中，由于电感线圈18上升至输出电压加上任一过冲，当控制电路42断开时，MOSFET 14所需的额定电压，是由通过MOSFET的电压所确定的。一个具有250 VDC输出电压的通用增压变换器需要具有至少400V的额定电压(漏极至源极)的MOSFET。因此，在高升压比，例如将30V直流电升压为250V直流电的应用中，使用传统的增压变换器，需要一个高电流和高额定电压的MOSFET。使用高电流和高额定电压的MOSFET的缺点，是增加了面积和费用。

在MOSFET 14漏极和源极端之间的压降，是提供负载电流为常数的电阻(Rdson)的函数。因此，MOSFET的传导损耗，等于I2R损耗，在导通状态下，源极和漏极端之间的总电阻，Rdson，应该尽可能的小。因此，需要较高额定电阻的MOSFET的变换器的缺点是较高的传导损耗。

附图2示出了一个现有技术中的增压变换器20。增压变换器20将一个缓冲电路24添加至附图1的增压变换器10中。设计该缓冲电路24，以便从电路的漏电感中吸收能量，并将该能量传输至输出端。该缓冲电路24包括在电感线圈18和二极管36以及接地回路20之间串联连接的一个电容22。缓冲电路24还包括连接在电容22和二极管36之间的另一个电感线圈28和另一个二极管26的一个串联组合。

在操作中，当增压变换器20中的MOSFET 14在由导通向断开的转换中，在二极管16导通之前，电容22和二极管36箝制结点25到端点6的电压。因此，结点25上的电压，将比端点6上的输出电压略高。这使得二极管16导通，且箝制到Vout的结点25上的电压。当MOSFET14导通时，电容22存储的电荷(来自泄漏的能量)，将流过电感线圈28和二极管26。同时，电容22和电感线圈28形成一个翻转电容22的极性的谐振网络。更准确的说，在MOSFET 14导通之前，电容22在结点25的端为正极，但是在MOSFET 14导通之后，变为负极，并完成谐振作用。因此，在MOSFET 14断开时，相对于电容22的另一端，结点25为负极。因此，更有效的箝制了结点25的电压峰值。

变换器20的一个缺点，是它不适用于高功率或高增压比的应用。更准确的说，在高功率的应用或高增压比的应用中，MOSFET 14的切换电流变得较高，且所添加的电容22必须能够处理高电流需求，因而很难为特定应用找到适用的电容。此外，在高增压比的应用中，由于MOSFET 14漏极端仍然被增压变换器的输出所箝制，因此，变换器20仍然需要一个高电流和高额定电压的MOSFET 14。虽然在附图1的变换器10上做出了改进，但变换器20仍具有相似的缺点，即对于高电流应用，在MOSFET 14的漏极具有一个不能接收的高电压峰值(＞Vout)，以致于需要具有较高Rdson和相应较高传导损耗的较高额定电压MOSFET。

因此，存在对于高功率应用的增压变换器布局的需要，从而启动较低电压和较低额定Rdson MOSFET的应用，并通过减少传导损耗，提供增长的效率。

发明内容

通过本发明中改进的增压变换器布局，可以从实质上减少或消除现有技术中增压变换器的前述和相关的缺点。

本发明通过提供一个具有一个二级增压电路和一个第二较小增压变换器的功率变换器，克服了已知增压变换器的多个缺点。通过具有单独主开关的二级增压电路，处理主功率流。通过第一二极管和第一电容，箝制主开关的电压峰值V_ds。一个第二增压变换器，将该第一电容的能量传输至输出端V_out，并保持跨接第一电容的电压为常数。该第二增压变换器仅仅需要在第一开关处理电压峰值的能量；因此，第二增压变换器比该主二级增压电路更小。本发明的功率变换器使对于高功率应用能使用较低电压和较低Rdson额定MOSFET，从而通过减少传导损耗，提供增长的效率。

概括说明，本发明提供一个具有提供输入电压的第一和第二输入端提供输出DC电压的两个输出端的功率变换器，该变换器包括一个二级增压电路，该二级增压电路包括一个第一级电路和一个第二级电路，该第一级电路包括一个第一开关、一个第一二极管，以及一个第一电容，该第一开关作为第一控制信号的函数交替开关以控制流过一个磁性耦合电感线圈的第一绕组的电流，所述第一绕组具有连接至第一输入端的一端，该第一开关耦合在第一绕组的另一端和该第一二极管的接合点与该第二输入端之间，该第二级电路包括一个磁性耦合电感线圈的第二绕组以及一个跨接所述输出端的第二电容，该第二绕组连接至所述第一绕组的另一端，且与第二二极管串联连接在所述第一绕组和第一输出端之间；以及一个第二增压变换器，该变换器耦合在所述第一电容和所述第二电容之间，包括一个第二开关、一个电感线圈和一个第三二极管；所述第二开关连接至所述电感线圈和第三二极管的接合点与第二输入端之间，且作为第二控制信号的函数交替开关。

概括说明，本发明还在一个可选实施例中提供一个具有提供输入电压的第一和第二输入端和提供输出DC电压的两个输出端的功率变换器，该变换器包括：一个二级增压电路，该二级增压电路包括一个第一级电路，第一级电路包括一个第一开关、一个第一二极管和一个第一电容，该第一开关作为第一控制信号的函数交替开关以控制流过一个磁性耦合电感线圈的第一绕组的电流，所述第一绕组具有连接至第一输入端的一端，且一个变流器的初级绕组串联连接在所述第一绕组与所述第一开关和所述第一二极管的接合点之间，所述第一开关耦合在所述变流器初级绕组和所述第一二极管的接合点与第二输入端之间，和一个第二级电路，包括一个所述磁性耦合电感线圈的第二绕组，该第二绕组连接至所述第一绕组的另一端，且与第二二极管串联连接在所述第一绕组和第一输出端之间，以及一个跨接所述输出端的第二电容；一个第二增压变换器，该变换器耦合在所述第一电容和所述第二电容之间，包括一个第二开关、一个电感线圈和一个第三二极管；所述第二开关连接至所述电感线圈和第三二极管的接合点与第二输入端之间，且作为第二控制信号的函数交替开关；以及一个感应流过所述第一开关的电流的电流感应器，所述电流感应器包括一个由所述初级绕组和一个次级绕组形成的变流器，其中所述变流器次级绕组通过一个第四二极管，连接至测量电阻。

本发明的一个优点，是实现对于体积较小和费用较小的，较低的电压和Rdson MOSFET开关的应用，并减少开关传导时和导通损耗。

本发明的另一个优点，是适用于高升压比例的应用。

参考以下说明书，所附权利要求和附图本发明的这些和其他实施例、特点、特征和优点，将变得更加显而易见。

附图说明

结合附图，参考以下详细描述，本发明的前述方面和相应优点将变得更加容易理解，其中：

图1是具有通用增压布局的功率变换器的示意性框图；

图2是包括缓冲电路的增压变换器布局的框图；

图3是根据本发明的增压变换器布局的一个优选实施例的示意性框图；

图3A是根据本发明，包括一个电流感应器的增压变换器布局的另一个实施例的示意性框图；

图4是说明流过第一和第二绕组的电流，和应用于附图3中变换器100的第一开关的示例的控制信号的典型时序图；以及

图5是说明附图3中的增压变换器在2400W以30VDC的典型输入电压和250VDC的输出电压操作时，在不同点的电压波形的时序图；

图6是说明附图3中的增压变换器在不同点的电压波形的时序图。

在附图中所使用的附图标记或名称，是为了表示其中所示的某一组件，特征或特点，且在一个以上的附图中，附图标记表示其中所示的相同的组件，特征或特点。

具体实施方式

附图3是根据本发明的功率变换器100的一个优选实施例的示意性框图。在优选实施例中，功率变换器100具有一个增压变换器布局，该增压变换器布局包括耦合至一个输入电压的第一102和第二104输入端，提供输出DC电压的两个输出端106，108。功率变换器100包括一个二级增压电路110和一个第二增压变换器130。该二级增压电路110具有一个第一级电路180和一个第二级电路170。二级增压电路110包括一个磁性耦合电感线圈122，该磁性耦合电感线圈122包括一个连接至第一输入端102的一端的第一绕组118，和连接至第一绕组118的另一个端的第二绕组120。

磁性耦合电感线圈122的第一绕组118，是第一级电路180的一部分。第一级电路180还包括具有一个控制输入端的第一开关114。该开关114典型的是一个具有栅极，漏极和源极端的MOSFET。控制电路142(未示出细节)，耦合至控制输入端，用于提供控制第一开关114的开关转换的时序的第一控制信号146。该控制电路142优选的包括一个通用PWM控制器。可替代地，通用PWM控制器还提供功率因数校正。该控制电路142优选的响应于该输出电压，使用通用电压模式控制来操作，从而控制第一开关114的工作周期。该第一开关114作为第一控制信号146的函数交替转换开关，以控制流过磁性耦合电感线圈122的第一绕组118的电流。第一级电路180包括一个具有阴极和阳极的第一二极管116。第一二极管116的阳极连接至第一开关114和第一绕组118的另一端的接合点。如附图3中实施例所示，第一开关114的漏极端，在结点115连接至第一二极管的阳极和第一绕组118。第一开关114的源极连接至与第二输入端104相连接的接地回路线路138。该第一级电路180包括连接在第一二极管116的阴极和第二输入端104之间的一个第一电容112。

功率变换器100的第二级电路107，包括磁性耦合电感线圈122的第二绕组120。第二绕组120的一端，连接至第一绕组118未与输入端102相连接的一端。第二级电路170包括第二二极管126和第二电容124。该第二二极管126具有连接至第二绕组120的另一端的阳极，和连接至第一输出端106的阴极。该第二电容124，跨接在输出端106，108的两端，且具有连接至第二二极管126的阴极和第一输出端106的接合点的一端，另一端连接至第二输入端104和第二输出端108。

对于实际应用本发明，磁性耦合电感线圈122的第一绕组118和第二绕组120中线圈匝数的数目不需要相同。线圈匝数的数目，作为输入电压、输出电压以及所使用的增压MOSFET的一个函数，是一个设计的选择。在一个优选实施例中，第一绕组118与第二绕组120的线圈匝数之比是12∶16。通过在保持第一绕组118的线圈匝数的数目不变的情况下，增加第二绕组120中线圈匝数的数目，可以提高输出电压。然而，流过第一绕组118的RMS电流也将增加。因此，第一绕组118和第二绕组120之间的线圈匝数之比将随特定应用而调整，从而获得最高的效率。

第二增压变换器130耦合在第一电容112和第二电容124之间。第二增压变换器130包括一个第二开关134、一个电感线圈132和具有阳极和阴极的一个第三二极管136。该第二开关134典型地是一个具有控制输入、漏极和源极端的MOSFET。第二控制电路144，耦合至控制输入端，以提供控制第二开关134的开关转换的时序的第二控制信号148。第二开关134作为第二控制信号148的函数交替开关，以控制流过电感线圈132的电流。第二控制电路144(未示出细节)优选的包括一个用于简单的电压模式控制的通用PWM控制器。如附图3中实施例所示，第二开关134的漏极端连接至第三二极管136的阳极和电感线圈132的一端的接合点。第二开关134的源极，连接至第二输入端104。电感线圈132的另一端，连接至第一电容112和第一二极管116的接合点。电感线圈132，与第三二极管136串联连接在第一电容112和第一二极管116的接合点与第一输出端106之间。第二开关134的源极端连接至第二输入端104。第三二极管136的阴极连接至第一输出端106和第二电容124的接合点。

参考附图3-5，对功率变换器100的操作进行详细的说明。在操作中，当第一开关114导通时，电流从输入端102流过第一绕组118和第一开关114。能量存入第一绕组118。将第一开关114切换至断开，使电流流过第一绕组118、第二绕组120和第二二极管126，流至输出端106。因此，当第一开关114断开时，第一绕组118和第二绕组120释放能量。附图4是说明流过第一和第二绕组的电流，和应用于附图3中变换器100的第一开关114的典型控制信号的典型时序图。附图4中，波形A1是开关114的控制输入端(栅极)上的第一控制信号146。波形A2是第二绕组120上的电流。波形A3是第一绕组118上的电流。还示出了第一绕组118的波形A3的平均电流I_avg和峰值电流I_p。对于附图4中的多个波形，假定在磁性耦合电感线圈122的第一和第二绕组之间实现了理想的耦合。

当第一开关114断开时，通过第一电容112，箝制从第一开关114的漏极端经由第一二极管116流至第一开关114的源极端的电压峰值V_ds。在第一电容112上的能量，由第二增压变换器130传输至输出端。对于功率变换器100，由于仅仅需要处理电压峰值V_ds的能量，所以第二增压变换器130可以体积很小。

附图5是说明附图3中的增压变换器在2400W以30VDC的典型输入电压和250VDC的输出电压操作时，在不同点的电压波形时序图。附图5中，波形B1是在磁性耦合电感线圈122的第一绕组118和第二绕组120的接合点，结点115上的电压。如附图5所示，结点115上的最大电压是160VDC。波形B2是在第二二极管126和第二绕组120的接合点，即第二二极管126的阳极上的电压。从附图5中能看出，在第二二极管126的阳极上的电压达到典型的250VDC输出电压。波形B3是第一电容112的电压。从附图5中能看出，第一电容112的电压平均为145伏特。为开关114提供第一控制信号146的第一控制电路142和为第二开关134提供第二控制信号148的第二控制电路144，最好是分离的。

附图6是说明附图3中的增压变换器在包括较小的增压变换器130的各点的不同点的电压波形的时序图。在附图6中，波形C1是第一开关114的栅极驱动控制信号146。波形C2是第二开关134的栅极驱动控制信号148。第一开关114和第二开关134的控制信号最好是同步的，以便使输出脉动和噪声有规律且通常较低。可替代地，各控制信号并不是同步的。波形C3是流过第二开关134的漏极电流。波形C4是流过电感线圈(扼流圈)132的电流。

附图3A是根据本发明，包括一个电流感应器的增压变换器的另一个实施例。附图3A中的功率变换器200包括一个二级增压电路210和第二增压电路130。该二级增压电路210具有一个第一级电路280和一个第二级电路170。功率变换器200包括具有变流器150的一个电流感应器160，该变流器具有一个初级绕组152和一个次级绕组154。该变流器初级绕组152是第一级电路280的一部分。第一二极管116的阳极连接至第一开关114和变流器150的初级绕组152的接合点。如附图3A中所示，第一开关114的漏极端连接至第一二极管的阳极和变流器150的初级绕组152的接合点。

变流器150的次级绕组154是测量流过第一开关114的电流的电流感应器160的一部分。该次级绕组154经由第四二极管156，连接至一个测量电阻158。变流器150和铜轨迹(copper trace)的特点，是容易受到影响，从而产生一个高电压峰值。附图3A中示出的实施例中的变流器150排列在电路中，以便使第一二极管116和第一电容112可以被布置的更加接近于第一开关114，从而消除对减少电压峰值的谐振缓冲器的需求。该变流器的线圈匝数之比最好是1∶300或1∶60，通常取决于额定电流。

在操作中，使用附图3中的电流反馈信号(CS+和CS-)，从而用控制电路142起动第一开关114的电流模式控制。该控制电路142优选的包括一个通用PWM控制器。因此，优选的对变换器100使用电压模式控制，且对变换器200使用电流控制模式，来操作该第一开关114。可替代地，使用通用电压模式控制，操作该第一开关114。由于在很多情况下，与简单的电压模式控制相比，电流模式控制提供了经过改善的鲁棒性，所以附图3A是一个优选的实施例。该控制电路144包括一个通用PWM控制器，该控制器优选的为第二开关134提供电流模式控制。可替代地，为第二开关134提供电压模式控制。因此，对于附图3A中的优选实施例的功率变换器，该第一开关114和第二开关134可以使用电压模式控制和电流模式控制的任何结合来进行操作。也就是说，对于功率变换器200，根据特定应用的需求，确定第一开关114和第二开关134使用电压模式控制操作一个开关且使用电流模式控制操作另一个开关、使用电压模式控制操作两个开关、或者使用电流模式控制操作两个开关。

如上所述，本发明实现了对于起动高功率应用的增压变换器布局，使用较低的电压和Rdson MOSFET，以便减少成本和传导损耗，因此提供增长的效率。

根据所公开的典型实施例，在所附权利要求所述的本发明的范围之内，可以对所公开的实施例进行修改和变化。

Claims

1、一个具有提供输入电压的第一和第二输入端，和提供输出DC电压的两个输出端的功率变换器，该变换器包括：

一个二级增压电路包括：

第一级电路，包括一个第一开关、一个第一二极管和一个第一电容，该第一开关作为第一控制信号的函数交替开关，以控制流过一个磁性耦合电感线圈的第一绕组的电流，所述第一绕组具有连接至第一输入端的一端，该第一开关耦合在第一绕组的另一端和该第一二极管的接合点与该第二输入端之间，和

第二级电路，包括一个所述磁性耦合电感线圈的第二绕组，和一个跨接所述输出端的第二电容，该第二绕组连接至所述第一绕组的另一端，且与第二二极管串联连接在所述第一绕组和第一输出端之间；以及

一个第二增压变换器，该第二增压变换器耦合在所述第一电容和所述第二电容之间，包括一个第二开关、一个电感线圈和一个第三二极管；所述第二开关连接至所述电感线圈和第三二极管的接合点与第二输入端之间，且作为第二控制信号的函数交替开关。

2、如权利要求1所述的变换器，其中由第一控制电路提供所述第一控制信号以控制所述第一开关工作周期。

3、如权利要求3所述的变换器，其中由第二控制电路提供所述第二控制信号以控制所述第二开关工作周期。

4、如权利要求2所述的变换器，其中所述第一控制电路具有一个脉冲宽度调制控制器。

5、如权利要求3所述的变换器，其中所述第二控制电路具有一个脉冲宽度调制控制器。

6、如权利要求3所述的变换器，其中所述第一和第二控制信号是同步的。

7、如权利要求1所述的变换器，其中所述第一开关是一个MOSFET。

8、如权利要求1所述的变换器，其中所述第二开关是一个MOSFET。

9、如权利要求1所述的变换器，进一步包括一个感应流过所述第一开关的电流的电流感应器，所述电流感应器包括一个由初级绕组和次级绕组形成的变流器；所述变流器初级绕组串联连接在所述第一绕组与所述第一开关和所述第一二极管的接合点之间。

10、如权利要求9所述的变换器，其中所述变流器的所述次级绕组，通过一个第四二极管，连接至一个测量电阻。

11、一个具有提供输入电压的第一和第二输入端，和提供输出DC电压的两个输出端的功率变换器，该变换器包括：

一个二级增压电路包括：

第一级电路，包括第一开关、第一二极管和第一电容，该第一开关作为第一控制信号的函数交替开关以控制流过一个磁性耦合电感线圈的第一绕组的电流，所述第一绕组具有连接至第一输入端的一端，且一个变流器的初级绕组串联连接在所述第一绕组与所述第一开关和所述第一二极管的接合点之间，所述第一开关耦合在所述变流器初级绕组和所述第一二极管的接合点与第二输入端之间，和

第二级电路，包括一个所述磁性耦合电感线圈的第二绕组，和一个跨接所述输出端的第二电容，该第二绕组连接至所述第一绕组的另一端，且与第二二极管串联连接在所述第一绕组和第一输出端之间；

一个第二增压变换器，该变换器耦合在所述第一电容和所述第二电容之间，包括一个第二开关、一个电感线圈和一个第三二极管；所述第二开关连接至所述电感线圈和第三二极管的接合点与第二输入端之间，且作为第二控制信号的函数交替开关；以及

一个感应流过所述第一开关的电流的电流感应器，所述电流感应器包括一个由所述初级绕组和一个次级绕组形成的变流器，其中所述变流器次级绕组通过一个第四二极管连接至一个测量电阻。

12、如权利要求11所述的功率变换器，其中所述第一控制信号是输出电压的函数，以便使用电压模式控制来操作所述第一开关，且其中所述第二控制信号是由所述电流感应器所感应的电流的函数，以便使用电流模式控制来操作所述第二开关。

13、如权利要求11所述的功率变换器，其中所述第一和第二控制信号均是输出电压的函数，以便使用电压模式控制来操作所述第一和第二开关。

14、如权利要求11所述的功率变换器，其中所述第一控制信号是由所述电流感应器所感应的电流的函数，以便使用电流模式控制操作所述第一开关，且其中所述第二控制信号是输出电压的函数，以便使用电压模式控制来操作所述第二开关。

15、如权利要求11所述的功率变换器，其中所述第一和第二控制信号均是由所述电流感应器所感应的电流的函数，以便使用电流模式控制来操作所述第一和第二开关。