CN1449102A - 三电平双降压式半桥逆变器主电路拓朴及其控制方法 - Google Patents

三电平双降压式半桥逆变器主电路拓朴及其控制方法 Download PDF

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Abstract

一种三电平双降压式半桥逆变器主电路拓扑属逆变器，由电源(Ud1)两只功率开关管(S1)与(S2)滤波电感(L1)及滤波电容(Cf)，续流二极管(D1)、(D2)组成降压式电路调制滤波输出电路；由第二电源(Ud2)两只功率开关管(S3)与(S4)和滤波电感(L2)及滤波电容(Cf)，续流二极管(D3)、(D4)组成另一降压式电路调制滤波输出电路。本主电路的每只功率管的电压应力只有输出电压的一倍，桥臂上可输出三态的电压波形，可采用低压高频功率管，提高了开关频率，减小了体积和重量，动态响应性能快；提出了能使三电平双降压式半桥逆变器获得最优运行效率的无偏置电流半周期运动模式及能实现三电平双降式半桥逆变器无偏置电流半周期运行模式的三态滞环电流型控制方法。

Description

三电平双降压式半桥逆变器主电路拓朴及其控制方法
技术领域：
本发明涉及的是一种三电平双降压式半桥逆变器主电路拓朴及其控制方法。
背景技术：
随着高频功率器件的发展，逆变器的开关频率大幅提高，航空电源、UPS系统、以及高性能电机驱动等交流电源的发展，都对逆变器的性能提出了更高的要求。如何在实现逆变器高频化的同时保证较高的效率，是当前研究的关键问题。软开关技术可以有效地减少变换器的开关损耗。近十几年，围绕逆变器的软开关问题，国内外学者作了大量研究，取得了不少有价值的研究成果。主要有极谐振逆变器，谐振直流高频链逆变器，谐振缓冲网络逆变器等等。这些软开关技术在某些特定场合得到了成功的应用，但始终没有得到一种既简洁又高效的方法。N.R.Zargari提出了一种高可靠性的逆变电路——双降压式逆变电路。它由两个降压式电路组成，克服了传统桥式逆变桥的直通问题，并减少了开关损耗，尤其适用于航空航天、UPS等对可靠性要求高的应用。但目前这些电路只应用于高压大功率场合必需采用IGBT等高压器件，高频化的性能受到限制。双降压式半桥逆变器，是由两只有源管组成，桥臂调制波形电平是两电平，功率管无直通问题，但这种电路的每只功率管的电压应力为2倍输出电压；全桥逆变器有四只有源管，桥臂调制波形电平是三电平，每只功率管的电压应力为一倍的输出电压，但功率管存在直通问题。
发明内容：
本发明旨在双降压式逆变电路的基础上提出一种三电平双降压式半桥逆变器(Three level dualbuck halfbridge inverter-TLDBI)主电路拓朴，并提出采用三电平双降压式半桥逆变器的无偏置电流半周期运行(Nonbiased half cycle mode-NBHCM)方式和NBHCM的三态滞环控制方案。以大大提高电路性能，提高效率，改良输出波形质量。为逆变器实现高频化，高压大功率运行提供了一种简洁的方法，在逆变器会有非常广泛的应用前景。
为实现上述目的，本发明的技术方案是，在逆变器滤波电感输出正向电流时，由两个相互串联电源之一的第一电源正极依次连于第一个三电平双降压式电路的两只相互串联的第一功率开关管，第二功率开关管和第一个滤波电感及滤波电容，并通过接地线将滤波电容负极与第一电源的负极相连，以及在第一电源负极与第一功率开关管阴极(或第二功率开关管阳极)之间正向连接一个续流二极管，第二功率开关管阴极与第二电源负极之间反向连接一个续流二极管，从而组成第一个三电平降压式电路调制滤波输出，在逆变器滤波电感输出负向电流时，由两个相互串联的电源之一的第二电源负极依次连于第二个三电平降压式电路的两只相互串联的第三功率开关管、第四功率开关管和第二个滤波电感及滤波电容，并通过接地线将滤波电容的负极与第二电源正极(即两个电源的串联点)相连，以及在第三功率开关管阳极与滤波电容负极之间正向连接一个续流二极管，在第四功率开关管阳极与第一电源正极之间反向连接一个续流二极管，而组成第二个三电平降压式电路调制滤波输出。
本发明的三电平双降压式半桥逆变器主电路拓朴有四只功率开关管，每只功率开关管的电压应力只有输出电压的一倍；而且桥臂上能提供三态电压；同时还保持了双降压式半桥逆变器无直通和功率管可最优设计的优点，采用三电平双降压式半桥逆变器的无偏置电流半周期运行方式和三电平双降压式半桥逆变器的无偏置电流半周期运行的三态滞环电流控制方案。因此本发明实现了高频化，大功率化，拓宽了应用范围，具有广阔的应用前景。
附图说明
图1是三电平双降压式半桥逆变器主电路拓朴原理图。
图2是无偏置电流半周期运行模式三电平双降压式半桥逆变器的三态运行波形图。
图3是第一滤波电感电流大于零(iL1＞0)，第二滤波电感电流(iL2＝0)时的各开关状态对应的等效电路。
图4是第一滤波电感电流等于零(iL1＝0)，第二滤波电感电流大于零(iL2＞0)时的各开关状态对应的等效电路。
图1至图4符号名称：Ud1、Ud2-电源，S1、S2、S3、S4-分别为第1至第4功率开关管，D1、D2、D3、D4-分别为第1至第4续流二极管，L1与L2-为第一与第二滤波电感，Cf-滤波电容，C1、C2-电容，Uo-输出电压，iL1、iL2-分别为第一、第二滤波电感电流，io-输出电流，UA、UB-分别为两个桥臂电压，M1——M6-为第1至第6组开关模态，其他均为公知符号。A、B、C、D-分别表示逆变器的4个工作区域：A为回馈能量区(uo＜0，io＞0)，B为输出能量区(uo＞0，io＞0)，C为回馈能量区(Uo＞0，io＜0)，D为输出能量区(uo＜0，io＜0)。
图5是三电平双降压式半桥逆变器的无偏置电流半周期运行模式三态运行控制框图。
图6是三电平双降压式半桥逆变器的无偏置电流半周期运行模式三态运行逻辑图。
图7是三电平双降压式半桥逆变器的无偏置电流半周期运行模式三态运行波形图。
图5至图7的符号名称：ig-电流基准信号，ie-电流误差信号，±h1-滞环控制内环基准，±h2-滞环控制外环基准，A——D-四个区域，其它符号及名称与图1至图4一致。
具体实施方式：
图1是三电平双降压式半桥逆变器主电路拓朴原理图，其电路的组成是，在逆变器滤波电感输出正向电流时，由第一电源Ud1正极依次连于第一个三电平降压式电路的两只相互串联的第一功率开关管S1，第二功率开关管S2和第一个滤波电感L1及滤波电容Cf，此滤波电容Cf负极通过接地线与第一电源Ud1负极相连，续流二极管D1正向连于与第一电源Ud1负极和第一功率开关管S1阴极之间，续流二极管D2反向连于第二功率开关管S2阴极与第二电源Ud2负极之间，从而组成第一个三电平降压式电路调制滤波输出；在逆变器滤波电感输出负向电流时，由第二个电源Ud2负极依次连于第二个三电平降压式电路的两只相互串联的第三功率开关管S3，第四功率开关管S4和第二个滤波电感L2及滤波电容Cf，此滤波电容Cf负极通过接地线连于第二电源Ud2正极，续流二极管D3正向连于第三功率开关管S3阳极与滤波电容Cf负极之间，续流二极管D4反向连于第四功率开关管S4阳极与第一电源Ud1正极之间，从而组成第二个三电平降压式电路调制滤波输出。
工作原理及工作过程：
三电平双降压式半桥逆变器的运行特点。
三电平双降压式半桥逆变器TLDBI实际上可以看成是用三电平的功率开关代替了双降压式半桥逆变器中的开关得到的，因此其运行特征基本上是和双降压式半桥逆变器相同的。它也分为有偏置电流运行模式(Biased continuous currentmode-BCCM)和无偏置电流半周期运行模式(Non-biased half cycle mode——NBHCM)；NBHCM模式下同样也存在Discontinuous conduction mote-DCM区。本发明着重分析并提出NBHCM模式下TLDBI的三态运行模式的实现方法。
1、三电平双降压式半桥逆变器的无偏置电流半周期运行模式(TLDBINBHCM)下的三态运行
TLDBI的桥臂可以输出三态的电压波形，那么同样它也有双极性和单极性两种运行模式。我们希望逆变器能运行在三态模式，输出单极性电压波形。本发明的TLDBI应用滞环电流控制，运行方式采用无偏置电流半周期运行模式，其NBHCM模式下的三态运行理想波形图如图2所示，分别是电感电流iL1和iL2，桥臂电压uA和uB，输出电压uo，及输出电流io的波形。在桥臂功率管不工作的半周期中，在相应滤波电感的导体的作用下，其桥臂电压为输出电压，但不提供输出电流。
2、无编置电流半周期运行模式下三电平双降压式半桥逆变器的工作模态NBHCM TLDBI在电流连续模式(Continuous conduction mode-CCM)工作时，功率管的开关状态可以有如表1所示的组合形式，“1”代表开通，“0”代表关断。根据电感电流分别运行的半个周期，也即在输出电流的正半周期，功率开关S1和S2工作，功率开关S3和S4不工作，滤波电感电流iL1＞0，iL2＝0；在输出电流io的负半周期，功率开关S1和S2工作，功率开关S3和S4不工作，滤波电感电流iL1＝0，iL2＞0。如图3和图4所示共6组开关模态M1～M6，其中(S1，S2，S3，S4)表示一个模态中功率开关S1～S4的开关状态，“1”代表开通，“0”代表关断。
TLDBI在NBHCM下CCM工作时的+1态、-1态和0态分别包括两组开关组合，开关模态M2和M6可分别实现-1态，开关模态M3和M5可分别实现+1态，开关模态M1和M4可分别独立实现0态。
                 表1 TLDBI在NBHCM下CCM工作时功率管的开关状态
 开关组合名称 iL1 iL2 S1 S2 S3 S4 D1 D2 D3 D4 桥臂输出电平
  M1 ＞0 ＝0   0   1   0   0   1   0   0   0     0
  M2   0   0   0   0   0   1   0   0     -Ud
  M3   1   1   0   0   0   0   0   0     +Ud
  M4 ＝0 ＞0   0   0   0   1   0   0   1   0     0
M5 0 0 0 0 0 0 0 1 +Ud
  M6   0   0   1   1   0   0   0   0     -Ud
3、三电平双降压式半桥逆变器的控制策略
(1)、无偏置电流半周期运行模态三电平双降压式半逆变器(NBHCM TLDBI)的三态运行的实现目标
如前所述，本发明的三电平双降压式半桥逆变器应用滞环电流控制，运行方式采用无偏置电流半周期运行模式。如何实现TLDBI的NBHCM模式三态运行控制是本发明解决的问题。首先给出控制的实现目标。
由上节的分析可知，TLDBI在NBHCM下CCM工作时的+1态、-1态和0态分别包括两组开关模态组和(模组)，在输出电流io的正负半周期内分别由三组开关模态实现相应的±1态和0态，这是TLDBI不同于传统桥式逆变器的三态控制的特点。也即在输出电流io的正半周期内，选择模组(M1，M2，M3)来实现0态、-1态和+1态；在输出电流io的负半周期内，选择模组(M4，M5，M6)来实现0态、+1态和-1态。表2是在逆变器的A～B四个输出和回馈能量区域内实现三态运行的开关模态分配表，说明如下：
回馈能量A区：uo＜0，io＞0，利用M1和M2分别实现0态和-1态。此时iL1＞0，iL2＝0，0态时，iL1在-uo的作用下上升；-1态时，iL1在(-Ud-uo)的作用下下降。
输出能量B区：uo＞0，io＞0，利用M3和M1分别实现+1态和0态；此时iL1＞0，iL2＝0，+1态时，iL1在(Ud-uo)的作用下上升；0态时，iL1在-uo的作用下下降。
回馈能量C区：uo＞0，io＜0，利用M4和M5分别实现0态和+1态；此时iL1＝0，iL2＞0，0态时，iL2在uo的作用下上升；+1态时，iL1在(uo-Ud)的作用下下降。输出能量D区：uo＜0，io＜0，利用M6和M4分别实现-1态和0态；此时iL2＝0，iL2＞0，-1态时，iL2在(uo+Ud)的作用下上升；0态时，iL2在uo的作用下下降。
                               表2     4个分区内的开关模态分配表
iL1 iL2 uo   开关组合名称 S1 S2 S3 S4 diL/dt    桥臂输出电平
A区 ＞0 ＝0 ＜0    M1     0     1     0     0   ＞0     0
   M2     0     0     0     0   ＜0     -Ud
B区 ＞0 ＝0 ＞0    M3     1     1     0     0   ＞0     +Ud
   M1     0     1     0     0   ＜0     0
C区 ＝0 ＞0 ＞0    M4     0     0     0     1   ＞0     0
   M5     0     0     0     0   ＜0     +Ud
D区 ＝0 ＞0 ＜0    M6     0     0     1     1   ＞0     -Ud
   M4     0     0     0     1   ＜0     0
(2)、无偏置电流半周期运行模态三电平双降压式半桥逆变器(NBHCMTLDBI)的三态运行控制方案。
有多种实现三态滞环控制的方法，其中一种是利用多个滞环来选择最优开关矢量组，控制电感电流纹波在设定的环宽内，本发明应用这种滞环控制方法。如上节的分析，实现TLDBI的NBHCM模式运行要求在输出电流io的正负半周期内分别选择不同的开关模组来实现，其不同于传统的桥式逆变器，本发明提出了三电平双降压式半桥逆变器的无偏置电流半周期运行模式三态运行的滞环电流控制方法：
引入电流环给定信号即电流基准信号(也即电压误差信号)ig的符号作为模组转换控制变量之一，在ig＞0的区域选择开关模态M1～M3来实现0态、-1态和+1态；在ig＜0的区域选择开关模态M4～M6来实现0态、+1态和-1态。
设置两个滞环控制内环基准±h1和两个滞环控制外环基准±h2。控制电感电流纹波在两内环±h1内，另两个外环基准±h2作为模组转换控制变量之二。
图5，图6和图7分别是TLDBI的NBHCM模式三态运行控制的原理框图、控制逻辑图和波形图。TLDBI的NBHCM模式三态运行有两个模组转换控制变量：即电流基准信号ig和两个滞环控制外环基准±h2。回馈能量A～输出能量D四个输出和回馈能量区域内分别由相同的开关模态组实现(参见表2)。输出能量B区→回馈能量C区和输出能量D区→回馈能量A区的模组转换由电流基准信号ig的符号来控制，回馈能量A区→输出能量B区和回馈能量C区→输出能量D区的模组转换由电流误差信号ie与两个滞环控制外环基准±h2之差的符号来控制。
系统框图如图5所示，控制电路采用电压电流双闭环。电压外环起到稳压作用，输出电压检测信号与基准电压正弦波比较后，经过电压误差放大器，得到电压误差信号ig。电压误差信号作为电流环的基准，与输出电流(电感L1和L2的电流之和)检测信号比较产生电流误差信号ie。以ig和ie作为控制变量，ig与过零比较器得到ig的符号信号，ie与四个滞环基准±h1和±h2信号比较得到四个滞环误差逻辑信号，以这四个滞环误差逻辑信号和ig的符号作为逻辑电路的输入，按照上面提到的TLDBI的NBHCM模式三态运行的控制逻辑(参见图6)，产生驱动功率开关S1～S4的信号，控制电感L1和L2的电流分别在输出周期的半周工作(如图2波形)，同时控制电感电流高频纹波在指定的环宽范围内，并实现三态运行。
这里以io超前uo为例来说明具体的运行控制，参见图6和图7：
当由ig＜0变为ig＞0的状态时，选择开关模态组(M1～M3)来实现0态、一1态和+1态。在这个区域内又分为回馈能量A和输出能量B区，分别以两种模式运行。
回馈能量A区：设初始为开关模态M1态(0态)，ie上升，当ie＞+h1时，转换为开关模态M2态(-1态)，ie下降；当ie＜-h1时，由开关模态M2转换为开关模态M1态。如此循环。此区域内由开关模态M1和开关模态M2分别实现0态和-1态。
输出能量B区：当ie＜-h2时，由回馈能量A区转换到输出能量B区，此区域内由开关模态M2和开关模态M3分别实现0态和+1态。开关模态M3态(+1)时，ie上升，当ie＞+h1时，转换为开关模态M1态(0态)，ie下降；当ie＜-h1时，由开关模态M1转换为开关模态M3态。如此循环。
当由ig＞0变为ig＜0的状态时，选择开关模态组(M4～M6)来实现0态、+1态和-1态。在这个区域内又分为回馈能量C和输出能量D区，分别以两种模式运行。
回馈能量C区：设初始为开关模态M4态(0态)，ie下降，当ie＜-h1时，转换为开关模态M5态(+1态)，ie上升；当ie＞+h1时，由开关模态M5转换为开关模态M4态。如此循环。此区域内由开关模态M4和开关模态M5分别实现0态和+1态。
输出能量D区：当ie＞+h2时，由回馈能量C区转换到输出能量D区，此区域内由开关模态M4和开关模态M6分别实现0态和-1态。开关模态M6态(-1)时，ie下降，当ie＜-h1时，转换为开关模态M4态(0态)，ie上升；当ie＞+h1时，由开关模态M4转换为开关模态M6态。如此循环。

Claims (3)

1、一种三电平双降压式半桥逆变器主电路拓朴，其特征在于，由两个相互串联的第一电源(Ud1)正极依次连于第一个三电平降压式电路的两只相互串联的功率开关管(S1)与(S2)和滤波电感(L1)及滤波电容(Cf)，滤波电容(Cf)负极通过接地线与第一电源(Ud1)负极相连，续流二极管(D1)正向连于第一电源(Ud1)负极与功率开关管(S1)阴极之间，续流二极管(D2)反向连于功率开关管(S2)阴极与第二电源(Ud2)负极之间；由第二电源(Ud2)负极依次连于第二个三电平降压式电路的两只相互串联的功率开关管(S3)与(S4)和滤波电感(L2)及滤波电容(Cf)，滤波电容(Cf)负极通过接地线与第二电源(Ud2)正极相连，续流二极管(D3)正向连于功率开关管(S3)阳极与滤波电容(Cf)负极之间，续流二极管(D4)反向连于功率开关管(S4)阳极与第二电源(Ud2)正极之间。
2、一种三电平双降压式半桥逆变器的无偏置电流半周期运行模式，其特征在于，三电平双降压式半桥逆变器在无偏置电流半周期运行模式下电流连续式工作时的+1态、-1态和0态分别包括两组开关模态组合，分别是开关模态组(M1、M2、M3)和开关模态组(M4、M5、M6)。在输出电流(io)的正负半周期内分别由两组开关模态实现相应的±1态和0态，即在输出电流(io)的正半周期内选择一组开关模态组(M1、M2、M3)来实现0态、-1态和+1态；在输出电流(io)的负半周期内选择另一组开关模态组(M4、M5、M6)来实现0态、-1态和+1态。
3、一种三电平双降压式半桥逆变器，其特征在于，实现三电平双降压式半桥逆变器的无偏置电流半周期运行模式三态运行的滞环电流控制方法是：引入电流环给定信号即电流基准信号(ig)作为开关模态组转换控制变量之一，在电流基准信号(ig)大于0的区域选择一组开关模态组(M1——M3)来实现0态、-1态和+1态；在电流基准信号(ig)小于0的区域选择另一组开关模态组(M4——M6)来实现0态、-1态和+1态；设置两个滞环控制内环基准(±h1)和两个滞环控制外环基准(±h2)，控制电感电流纹波在两个滞环控制内环基准(±h1)内，两个滞环控制外环基准(±h2)作为模组转换控制变量之二；其具体控制逻辑方法是采用电流基准信号(ig)和两个滞环控制外环基准(±h2)作为两个开关模态模组转换控制变量，由输出能量B区转为回馈能量C区和输出能量D区转为回馈能量A区的模组转换由电流基准信号(ig)来控制，回馈能量A区转为输出能量B区和回馈能量C区转为输出能量D区的模组转换由电流误差信号(ie)与两个滞环控制外环基准(±h2)之差来控制；开关模态(M1——M6)的转换由电流误差信号(ie)和两个滞环控制内环基准(±h1)之差来控制。
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