JP5830298B2 - 系統連系インバータ装置 - Google Patents

Description

本発明は、燃料電池や太陽電池などの直流電源から出力される直流電力を交流電力に逆変換し、その交流電力を商用電力系統に供給する系統連系インバータ装置に関する。

系統連系インバータ装置の構成要素には直流電源から出力される直流電力を交流電力に逆変換する電力逆変換回路（インバータ）とその電力逆変換回路から出力される交流信号（交流電圧信号と交流電流信号）に含まれるスイッチングノイズを除去するフィルタ回路とが含まれる。

フィルタ回路の容量は、インバータから出力される交流信号に含まれるスイッチングノイズのレベル（交流信号に重畳されるリップルノイズの大きさ）が大きくなるのに応じて大きくなるので、インバータで生じるスイッチングノイズが大きければ、フィルタ回路のキャパシタやインダクタの回路要素が大型化する。

フィルタ回路は、系統連系インバータ装置の小型化や低コスト化を阻害する主要な回路要素であるから、インバータで生じるスイッチングノイズのレベルを可及的に抑制してフィルタの容量を小さくすることが望ましい。

図１７は、変調度Ｍ＝１のＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号で三相インバータを動作させた時の三相インバータの出力電圧（線間電圧）をＦＦＴ（First Fourier Transform)解析したスペクラム分布の一例を示す図である。なお、変調度Ｍは、三角波比較方式によるパルス幅変調では、Ｍ＝（変調波の振幅のピーク値）／（搬送波の振幅のピーク値）である。

図１７は、図１８に示す回路モデルで三相インバータＩＮＶに４００［ｖ］の直流電圧（以下、「バス電圧」という。）を入力し、変調度Ｍ＝１のＰＷＭ信号を三相インバータＩＮＶに入力した場合の出力電圧に含まれる周波数成分をＦＦＴ解析したものである。

なお、回路モデルではフィルタ回路は省略し、三相インバータＩＮＶに対する負荷を５Ωとしている。また、ＰＷＭ信号は、特開２０１０−１３６５６７号公報に記載の変調波を４．８［ｋＨｚ］の三角波（搬送波）とレベル比較して生成されるパルス信号である。同公報に記載の変調波は、１周期を均等に３つの区間Ｉ，II，IIIに分け、区間Ｉは、相電圧から一つ前の相電圧を差し引いて得られる線間電圧の波形を有し、区間Ｉに続く区間IIは、相電圧から一つ後の相電圧を差し引いて得られる線間電圧の波形を有し、区間IIに続く区間IIIは、ゼロレベルの波形を有する信号である。インバータＩＮＶから出力させるＵ，Ｖ，Ｗの各相の相電圧をｖ_u，ｖ_v，ｖ_wとすると、例えば、Ｕ相の変調波ｖ_u’は、−π／６≦θ≦３π／６で線間電圧ｖ_uw＝ｖ_u−ｖ_w、３π／６≦θ≦７π／６で線間電圧ｖ_uv＝ｖ_u−ｖ_v、７π／６≦θ≦１１π／６で０レベルの波形を有する信号である。

図１７に示すように、三相インバータＩＮＶから出力される線間電圧には基本波成分（変調波の周波数と同一の周波数成分：図１７では６０［Ｈｚ］）と、パルス幅変調における搬送波の周波数ｆ_c（以下、「キャリア周波数ｆ_c」という。）及びその整数倍の周波数（ｎ×ｆ_c）と同一の周波数におけるサイドバンドの周波数成分とが含まれる。基本波成分以外の成分がスイッチングノイズの成分であるが、最もレベルの高い成分（以下、「最大ノイズ成分」という。）は、キャリア周波数ｆ_c＝４．８［ｋＨｚ］のサイドバンド成分（点Ｎ_max参照）である。

図１９は、ＰＷＭ信号の変調度Ｍを変化させて図１７に示すＦＦＴ解析を行い、各変調度Ｍにおける最大ノイズ成分のレベルをプロットしたものである。図１９に示すように、スイッチングノイズの特性は、変調度Ｍが０．５５付近で最大となり、０．８７８で極小点Ｐ_minを有する。

系統連系インバータ装置は、インバータの出力電圧を電力系統の電圧（以下、「系統電圧」という。）よりも高くして出力電流を電力系統側に出力する（直流電源から供給される電力を電力系統側に出力する）制御を行う。インバータの出力電圧の振幅（ピーク値）を「Ｖ_inv」、搬送波の振幅（ピーク値）を「Ｖ_c」、変調波の振幅（ピーク値）を「Ｖ_s」とすると、変調度Ｍは、Ｍ＝Ｖ_s／Ｖ_cで表わされ、インバータのバス電圧を「Ｖ_dc」、三角波比較方式によるパルス幅変調の電圧利用率などの係数を「ｋ」とすると、Ｖ_inv＝ｋ×Ｍ×Ｖ_dcの関係がある。電力系統に連系されているときには、系統連系インバータ装置は、インバータの出力電圧Ｖ_invを系統電圧対抗分（系統電圧Ｖ_gと同一の電圧）以上に制御するから、Ｖ_g≦ｋ×Ｍ×Ｖ_dcとなる。従って、系統連系インバータ装置では、変調度Ｍは、（Ｖ_g／ｋ×Ｖ_dc）≦Ｍ≦１の範囲で変動し、フルレンジで変動することはない。

例えば、２０２ｖ系の電力系統に連系させる場合、バス電圧Ｖ_dcを系統電圧が規定値よりも１０％上昇した場合でもフルブリッジ回路で構成されるインバータから定格電力が出力できる電圧に設定するとすれば、そのバス電圧Ｖ_dcは、
Ｖ_dc＝[（２０２×１.１）×√(２)×０．８６６]×１.１×２／√(３)
≒３４５．７ …（１）
となる。

（１）式において、「２０２」は、系統電圧（電力系統の線間電圧）ｖ_gの実効値Ｖ_rmsである。系統電圧の実効値Ｖ_rmsを１.１倍しているのは、系統電圧が１０％上昇した場合でも定格電力が出力できることを反映したものである。また、「√(２)」を掛ける処理は瞬時値に変換するための処理であり、「０．８６６」を掛ける処理は、変調波に三次高調波成分を加算した場合、電圧利用率が０．８６６に改善されることに基づく処理である。また、波括弧内の値を１.１倍しているのは、フィルタにおける電圧降下分と制御量分を加味した処理であり、「２」を掛ける処理は、フルブリッジ回路のインバータから出力される交流電圧の正負の振幅が入力電圧の振幅の２倍になることに基づく処理である。また、「√(３)」で割る処理は線間電圧を相電圧にするための処理である。なお、デッドタイムなどの影響は無視している。

系統電圧ｖ_gのレベルが許容範囲（±１０％）の下限値に低下したときに電力系統への連系を可能にするバス電圧Ｖ_dcを算出すると、この場合は、インバータの出力電圧ｖ_invが系統電圧対抗分だけとなるから、（１）式でフィルタにおける電圧降下分の係数を除去し、系統電圧の変動分の係数を１.１から０．９に変更することにより、
Ｖ_dc＝[（２０２×０．９）×√(２)×０．８６６]×２／√(３)
≒２５７．４ …（２）
となる。

従って、２０２ｖ系の電力系統に連系させる系統連系インバータ装置でバス電圧Ｖ_dcを「３４５．７[ｖ]」に設定した場合、変調度Ｍの変動範囲の最小値は、
Ｍ＝２５７．４／３４５．７≒０．７４５ …（３）
で求められ、変調度Ｍの変動範囲は０．７４５〜１．００となる。

そして、系統連系インバータ装置に特開２０１０−１３６５４７号公報に記載の変調方式を用いた場合は、変調度Ｍは０．７４５〜１．００の範囲で変動するから、Ｍ＝０．８７８でスイッチングノイズが最小になる特性を有する。

図２０は、従来の系統連系インバータ装置の基本的な構成の一例を示すブロック図である。

図２０に示す系統連系インバータ装置１００は、直流電源として太陽電池１０２を用いたものであり、インバータ１０４の入力電圧Ｖ_dc（バス電圧Ｖ_dc）を所定のバス電圧基準値Ｖ_refに安定化させるために太陽電池１０２とインバータ１０４の間にＤＣ／ＤＣコンバータ１０３が設けられている。

インバータ１０４は、６個のスイッチング素子を２個ずつ直列に接続した３組の直列回路（以下、「アーム」という。）を太陽電池１０２から直流電力が供給される入力ラインに並列に接続した三相フルブリッジ回路で構成される電圧型のインバータ（図１８の三相インバータＩＮＶ参照）である。インバータ１０４は、コントローラ１０７から入力される６個のＰＷＭ信号で各アーム内の２個のスイッチング素子を交互にオン・オフ動作させてバス電圧Ｖ_dcをＵ，Ｖ，Ｗの各相の交流電圧ｖ_u，ｖ_v，ｖ_wに変換する。なお、大文字の符号「Ｖ」は直流電圧を示し、小文字の符号「ｖ」は交流電圧を示している。また、交流電圧ｖ_u，ｖ_v，ｖ_wの添え字の「ｕ，ｖ，ｗ」は、それぞれ対応する相を示している。

コントローラ１０７は、マイクロコンピュータで構成され、ディジタル演算処理によりＰＷＭ信号の生成処理を行う。コントローラ１０７は、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相について、インバータ１０４の出力電圧の制御目標ｖ_uo，ｖ_vo，ｖ_wo（フィルタ１０５を通過した正弦波の交流電圧）を変調波として生成し、その制御目標ｖ_uo，ｖ_vo，ｖ_woを搬送波である所定の三角波ｖ_tと比較することによりＰＷＭ信号を生成する。なお、コントローラ１０７は、所定の周期でＰＷＭ信号の生成処理を行うので、制御目標ｖ_uo，ｖ_vo，ｖ_woと三角波ｖ_tの瞬時値を生成し、両瞬時値を比較してＰＷＭ信号の瞬時値（ハイレベル若しくはローレベル）を出力する。

Ｕ相の制御目標ｖ_uoは、インバータ１０４の出力電流ｉ_uがインバータ１０４と電力系統１０１との間のインピーダンス（主としてフィルタ１０５と変圧器１０６のリアクトルによるインピーダンス。以下、「連系用リアクトル」という。）を流れることによる電圧降下分の電圧を系統電圧にベクトル合成した電圧の振幅に相当する。系統電圧は電力系統１０１により制御されるので、コントローラ１０７は、連系用リアクトルの電圧を制御することにより制御目標ｖ_uoを制御する。連系用リアクトルのインピーダンスはフィルタ１０５及び変圧器１０６の設計値として固定されるから、連系用リアクトルの電圧は、インバータ１０４の出力電流ｉ_uにより制御される。従って、コントローラ１０７は、実質的にインバータ１０４の出力電流ｉ_uを制御することによって制御目標ｖ_uoを制御する。Ｖ相，Ｗ相の制御目標ｖ_uoについても同様である。

コントローラ１０７内のバス電圧指令値生成部１０７ａ、無効電力指令値生成部１０７ｂ、無効電力算出部１０７ｃ、ｕｖｗ−ｄｑ変換部１０７ｄ、ＰＩ補償部１０７ｅ，１０７ｆ，１０７ｇ，１０７ｈ、非干渉化部１０７ｉ，１０７ｊ、ｄｑ−ｕｖｗ変換部１０７ｋは出力電圧の制御目標ｖ_uo，ｖ_vo，ｖ_woを生成するための処理ブロックである。また、ＰＷＭ信号生成部１０７ｍは、制御目標ｖ_uo，ｖ_vo，ｖ_woと三角波ｖ_tを比較してＰＷＭ信号を生成するための処理ブロックである。なお、ｄｑ−ｕｖｗ変換部１０７ｋの前段若しくは後段に系統電圧対抗分を加算する処理ブロックが設けられるが、図２０ではその処理ブロックを省略している。

コントローラ１０７は、ｄｑ回転座標系でインバータ１０４の出力電流の制御目標Ｉ_do，Ｉ_qoを生成する。すなわち、コントローラ１０７は、バス電圧指令値生成部１０７ａでバス電圧基準値Ｖ_refを設定し、そのバス電圧基準値Ｖ_refに対する直流電圧計１０８で実測されるバス電圧Ｖ_dcの偏差ΔＶ_dc＝Ｖ_ref−Ｖ_dcを求め、その偏差ΔＶ_dcに所定のＰＩ補償の演算をしてインバータ１０４の出力電流の制御基準のｄｑ回転座標系におけるｄ軸成分Ｉ_drefを設定する。ｄ軸成分Ｉ_drefの制御は、インバータ１０４のバス電圧Ｖ_dcを所定のバス電圧基準値Ｖ_refに安定化するための制御である。

また、コントローラ１０７は、無効電力指令値生成部１０７ｂで無効電力指令値Ｑ_o（力率１の運転時ではＱ_o＝０）を設定するとともに、交流電圧計１０９で実測されるインバータ１０４の出力電圧ｖ_u，ｖ_v，ｖ_w及び交流電流計１１０で実測されるインバータ１０４の出力電流ｉ_u，ｉ_v，ｉ_wを用いて無効電力演算部１０７ｃでインバータ１０４から出力される無効電力Ｑ_rを算出する。そして、コントローラ１０７は、無効電力指令値Ｑ_oに対する無効電力演算部１０７ｃの無効電力算出値Ｑ_rの偏差ΔＱ＝Ｑ_o−Ｑ_rを求め、その偏差ΔＱに所定のＰＩ補償の演算をしてインバータ１０４の出力電流の制御基準のｄｑ回転座標系におけるｑ軸成分Ｉ_qrefを設定する。ｑ軸成分Ｉ_qrefの制御は、インバータ１０４から出力される無効電力を指令した無効電力量にするための制御である。

更に、コントローラ１０７は、交流電流計１１０で検出したインバータ１０４の出力電流ｉ_u，ｉ_v，ｉ_wをｕｖｗ−ｄｑ変換部１０７ｄで下記（４）式に示すｕｖｗ−ｄｑ座標変換式によりｄｑ回転座標系のｄ軸成分Ｉ_dとｑ軸成分Ｉ_qに変換し、制御基準Ｉ_dref，Ｉ_qrefに対するインバータ１０４の出力電流の実測値Ｉ_d，Ｉ_qの偏差ΔＩ_d＝Ｉ_dref−Ｉ_d，ΔＩ_q＝Ｉ_qref−Ｉ_qをそれぞれ算出する。

更に、コントローラ１０７は、偏差ΔＩ_dに所定のＰＩ補償の演算をするとともに、インバータ１０４の出力電流の実測値Ｉ_qにフィルタ１０５のインピーダンス成分ωＬを乗じて干渉量を演算し、その演算値を偏差ΔＩ_dのＰＩ補償演算値に加算してインバータ１０４の出力電流の制御目標のｄｑ回転座標系におけるｄ軸成分Ｉ_doを設定する。また、コントローラ１０７は、偏差ΔＩ_qに所定のＰＩ補償の演算をするとともに、インバータ１０４の出力電流の実測値Ｉ_dにフィルタ１０５のインピーダンス成分ωＬを乗じて干渉量を演算し、その演算値を偏差ΔＩ_qのＰＩ補償演算値から減算してインバータ１０４の出力電流の制御目標のｄｑ回転座標系におけるｑ軸成分Ｉ_qoを設定する。

そして、コントローラ１０７は、その制御目標Ｉ_do，Ｉ_qoに図略の系統電圧対抗分をそれぞれ加算してインバータ１０４の出力電圧のｄｑ回転座標系における制御目標Ｖ_do，Ｖ_qoを算出し、その制御目標Ｖ_do，Ｖ_qoをｄｑ−ｕｖｗ変換部１０７ｋで下記（５）式に示すｄｑ−ｕｖｗ座標変換式により三相電圧に変換することで、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相の制御目標ｖ_uo，ｖ_vo，ｖ_woを生成する。

そして、コントローラ１０７は、ＰＷＭ信号生成部１０７ｍで制御目標ｖ_uo，ｖ_vo，ｖ_woのレベルをそれぞれ三角波ｖ_tのレベルと比較し、比較結果に応じたレベルのパルス信号を生成することでＵ，Ｖ，Ｗの各相に対するＰＷＭ信号を生成する。

特開２００４−２６０９４２号公報 特開２００６−１０１５８１号公報 特開２００７−０３７２５６号公報

系統連系インバータ装置１００では、インバータ１０４におけるスイッチング損失を可及的に抑制して高効率で電力系統１０１に電力を供給することが求められる。また、系統連系インバータ装置１００では、フィルタ１０５を構成するインダクタ及びキャパシタの各素子を可及的に小型、軽量にして装置全体の小型化、軽量化、低コスト化が求められる。

フィルタ１０５を構成するインダクタ及びキャパシタの各素子の値は、インバータ１０４から出力される交流電圧ｖ_u，ｖ_v，ｖ_w及び交流電流ｉ_u，ｉ_v，ｉ_wに含まれるスイッチングノイズの大きさによって決定される。従って、コントローラ１０７によるインバータ１０４の制御をスイッチングノイズの大きさを抑制するようにすれば、フィルタ１０５を構成する各素子の小型化、軽量化に繋がり、系統連系インバータ装置１００の小型化、軽量化、低コスト化に寄与する。

しかし、従来のインバータ１０４の制御では、インバータ１０４のバス電圧Ｖ_dcを所定のバス電圧基準値Ｖ_refにするように、インバータ１０４の出力電流ｉ_u，ｉ_v，ｉ_wを制御するので、コントローラ１０７で生成されるＰＷＭ信号の変調度Ｍが変動し、それに応じてインバータ１０４から出力される交流電圧ｖ_u，ｖ_v，ｖ_w及び交流電流ｉ_u，ｉ_v，ｉ_wに含まれるスイッチングノイズの大きさも変動する。従って、フィルタ１０５を構成するインダクタ及びキャパシタは、スイッチングノイズの大きさの変動幅の最大値に基づいて選定する必要があり、フィルタ１０５の小型化、軽量化が困難となっている。

また、コントローラ１０７の制御系には電流マイナーループ（ｕｖｗ−ｄｑ変換部１０７ｄ、ＰＩ補償部１０７ｇ，１０７ｈ、非干渉化部１０７ｉ，１０７ｊ及びｄｑ−ｕｖｗ変換部１０７ｋによる処理部分）が含まれるので、制御系の構成も複雑になる。

ＰＷＭ信号の変調度Ｍを、インバータ１０４から出力される交流電圧ｖ_u，ｖ_v，ｖ_w及び交流電流ｉ_u，ｉ_v，ｉ_wに含まれるスイッチングノイズの大きさが変動範囲の最小となる値に固定すれば、スイッチングノイズの大きさが従来よりも抑制されるので、フィルタ１０５の更なる小型化及び軽量化が可能になる。また、変調度Ｍを固定する制御は、インバータ１０４の出力電流の制御目標のｄｑ回転座標系におけるｄ軸成分Ｉ_doを固定する制御に相当するから、従来のように電流マイナーループによってインバータ１０４の出力電流を制御目標の変動に追従させる制御も不要になり、制御系の簡素化も期待できる。

本発明は、コントローラの制御系をＰＷＭ信号の変調度を所定値に固定する制御系とすることによって制御系の簡素化を可能にするとともに、装置の小型化、軽量化、低コスト化を図ることができる系統連系インバータ装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するため、本発明では、次の技術的手段を講じている。

本発明によって提供される系統連系インバータ装置は、複数のスイッチング素子を有し、これらのスイッチング素子により直流電源から供給される直流電力を断続することで交流電力に逆変換する電力逆変換手段と、前記電力逆変換手段の出力信号に含まれるスイッチングノイズを除去して電力系統に出力するノイズ除去手段と、前記複数のスイッチ素子をオン・オフ駆動するパルス幅変調信号を制御することによって前記電力逆変換手段の電力逆変換動作を制御する制御手段と、を備えた系統連系インバータ装置において、前記制御手段は、前記パルス幅変調信号の変調度が予め設定された、スイッチングノイズを抑制できる変調度となる振幅の変調波を生成する変調波生成手段と、前記変調波生成手段で生成された変調波を用いて前記パルス幅変調信号を生成するパルス幅変調信号生成手段と、を備えたことを特徴とする（請求項１）。本発明によって提供される系統連系インバータ装置は、複数のスイッチング素子を有し、これらのスイッチング素子により直流電源から供給される直流電力を断続することで交流電力に逆変換する電力逆変換手段と、前記電力逆変換手段の出力信号に含まれるスイッチングノイズを除去して電力系統に出力するノイズ除去手段と、前記複数のスイッチ素子をオン・オフ駆動するパルス幅変調信号を制御することによって前記電力逆変換手段の電力逆変換動作を制御する制御手段と、を備えた系統連系インバータ装置において、前記制御手段は、前記パルス幅変調信号の変調度が予め設定された、コモンモードノイズを抑制できる変調度となる振幅の変調波を生成する変調波生成手段と、前記変調波生成手段で生成された変調波を用いて前記パルス幅変調信号を生成するパルス幅変調信号生成手段と、を備えたことを特徴とする（請求項２）。

なお、上記の系統連系インバータ装置において、前記変調波生成手段は、前記変調波の波形データを記憶した記憶手段と、前記電力系統に出力される無効電力を検出し、その検出値を前記無効電力の制御目標にするための位相を算出する位相算出手段と、前記記憶手段から読み出した前記変調波の波形データの位相を前記位相算出手段で算出した位相で補正して前記パルス幅変調信号を生成するための変調波を生成する位相補正手段と、を含む構成にするとよい（請求項３）。

また、請求項１乃至３のいずれかに記載の系統連系インバータ装置において、前記電力逆変換手段は、三相インバータで構成され、前記変調波生成手段は、各相の変調波として、１／３周期の期間が各相の相電圧から当該相より相順が１つ前の相電圧を差し引いて得られる線間電圧の波形となり、続く１／３周期の期間が各相の相電圧から当該相より相順が１つ後の相電圧を差し引いて得られる線間電圧の波形となる波形となり、残りの１／３周期の期間がゼロとなる波形を有する制御目標を生成するとよい（請求項４）。

また、請求項１乃至３のいずれかに記載の系統連系インバータ装置において、前記電力逆変換手段は、三相インバータで構成され、前記変調波生成手段は、各相の変調波として前記三相インバータから出力される相電圧の制御目標を生成するとよい（請求項５）。

また、請求項５に記載の系統連系インバータ装置において、相毎に前記変調波生成手段で生成された制御目標の三次高調波を生成する三次高調波生成手段と、前記変調波生成手段で生成された各相の前記制御目標に前記三次高調波生成手段で生成された各相に対応する三次高調波を加算する信号加算手段と、を更に備え、前記パルス幅変調信号生成手段は、相毎に前記制御目標に代えて前記信号加算手段から出力される信号を用いて前記パルス幅変調信号を生成するとよい（請求項６）。

また、上記の系統連系インバータ装置において、予め設定された変調度は、０．７から１．０の間の値に設定されるとよい（請求項７）。

また、上記の系統連系インバータ装置において、前記パルス幅変調信号生成手段は、前記変調波生成手段で生成された変調波のレベルと所定の三角波のレベルを比較することにより前記パルス幅変調信号を生成するとよい（請求項８）。

本発明によれば、パルス幅変調信号を生成するための変調波として、パルス幅変調信号の変調度が予め設定された変調度となる所定の変調波を生成し、その変調波を用いてパルス幅変調信号を生成するので、例えば、パルス幅変調信号の変調度をスイッチングノイズやコモンモードノイズを最も小さくすることができる変調度にすることによって、系統連系インバータ装置のスイッチングノイズやコモンモードノイズを抑制することができる。

また、ノイズ除去手段の特性を従来よりも緩和できるので、ノイズ除去手段の小型化、軽量化が可能になり、系統連系インバータ装置の小型・軽量化及び低コスト化を図ることができる。

また、パルス幅変調信号の変調度を固定する制御を行うので、従来の電流マイナーループによる制御系が不要になる。これにより、制御手段における制御の安定性や過渡特性が向上する。また、電力逆変換手段に供給される直流電圧のレベルが変動したり、ノイズ除去手段での電圧降下が変化したりした場合でもパルス幅変調信号の変調度は一定になるので、パルス幅変調信号を生成する際の電圧利用率を一定にすることができる。

本発明に係る系統連系インバータ装置のブロック構成を示す図である。 ＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成の一例を示す図である。 インバータの回路構成の一例を示す図である。 正弦波の変調波を用いた三角波比較方式によりＰＷＭ信号を生成する第１のパルス幅変調方式を説明するための図である。 非正弦波の変調波を用いた三角波比較方式によりＰＷＭ信号を生成する第２のパルス幅変調方式を説明するための図である。 変調波生成部が第２のパルス幅変調方式で変調波を生成する場合の変調波の波形を説明するための図である。 図１８に示す回路モデルで従来の方法１，２と本発明の方法の３種類についてＰＷＭ制御を行った場合のスイッチングノイズの最大ノイズ成分の発生状況をシミュレートした結果である。 シミュレーション１の条件で従来の方法１によりＰＷＭ変調制御を行った場合のスイッチングノイズの最大ノイズ成分の発生状況をシミュレートした波形図である。 シミュレーション１の条件で従来の方法２によりＰＷＭ変調制御を行った場合のスイッチングノイズの最大ノイズ成分の発生状況をシミュレートした波形図である。 シミュレーション１の条件で本発明の方法によりＰＷＭ変調制御を行った場合のスイッチングノイズの最大ノイズ成分の発生状況をシミュレートした波形図である。 第１のパルス幅変調方式で変調度Ｍ＝１のＰＷＭ信号を生成した時のインバータの出力電圧に含まれるスイッチングノイズをＦＦＴ解析した結果を示す図である。 第１のパルス幅変調方式で生成したＰＷＭ信号を用いてインバータを駆動した場合のインバータの出力電圧に含まれるスイッチングノイズと変調度Ｍの関係を示す図である。 図１８に示す回路モデルの三相負荷の中性点に交流電圧計を設けた構成で、第２のパルス幅変調方式によりバス電圧の制御値を４００［ｖ］、変調度Ｍを「１．０」に固定する制御をした場合のインバータの出力電圧に含まれるコモンモードノイズをＦＦＴ解析した結果を示す図である。 変調度Ｍを「０．８」に変更して図１３と同様のＦＦＴ解析をした結果を示す図である。 バス電圧の制御値を３００［ｖ］に変更して図１３と同様のＦＦＴ解析をした結果を示す図である。 バス電圧の制御値を３００［ｖ］、変調度Ｍを「０．８」に変更して図１３と同様のＦＦＴ解析をした結果を示す図である。 変調度Ｍ＝１のＰＷＭ信号で三相インバータを動作させた時の三相インバータの出力電圧に含まれるスイッチングノイズをＦＦＴ解析したスペクラム分布の一例を示す図である。 図１７に示すＦＦＴ解析を行った系統連系インバータ装置の回路モデルを示す図である。 変調波の振幅を変化させて図１７に示すＦＦＴ解析を行い、各変調度Ｍにおける最大ノイズ成分のレベルをプロットした図である。 従来の系統連系インバータ装置の基本的な構成の一例を示すブロック図である。

本発明に係る系統連系インバータ装置を図１乃至図１６を用いて説明する。

図１は、本発明に係る系統連系インバータ装置のブロック構成を示す図である。

図１に示す系統連系インバータ装置１は、太陽電池２を電力源とするインバータ装置である。また、図２と図３は、それぞれ系統連系インバータ装置１内のＤＣ／ＤＣコンバータ３とインバータ４の回路構成の一例を示す図である。

系統連系インバータ装置１は、基本的なブロック構成として太陽電池２、ＤＣ／ＤＣコンバータ３、インバータ４、フィルタ５、変圧器６及びコントローラ７を備え、変圧器６の出力端は遮断器１０を介して電力系統１１に接続される。また、変圧器６の出力端には系統連系インバータ装置１から出力されるＵ，Ｖ，Ｗの各相の交流電圧ｖ_u，ｖ_v，ｖ_wと交流電流ｉ_u，ｉ_v，ｉ_wの実測値をコントローラ７に入力するために交流電圧計８と交流電流計９とが設けられている。

太陽電池２は、太陽からの光エネルギーを電気エネルギーに変換する電力源として機能する。直流電源としては、太陽電池２に代えて、燃料電池等の他の直流電源を用いることができる。太陽電池２は、山形の電力−電圧特性を有し、動作点が最大電力点からずれると、出力電力が減少する特性を有する。また、最大電力点は日射量によって変化するので、系統連系インバータ装置１では、一般に太陽電池２の動作点が最大電力点を追尾する（すなわち、出力電圧を最大電力点電圧にする）ＭＰＰＴ制御（Maximum Power Point Tracking、最大電力点追尾制御）が行われる。

ＤＣ／ＤＣコンバータ３は、インバータ４に入力される直流電圧（バス電圧）Ｖ_dcを所定のバス電圧基準値Ｖ_refに安定化させる機能を果たす。ＤＣ／ＤＣコンバータ３は、太陽電池２から出力される直流電圧Ｖ_sをバス電圧基準値Ｖ_refに昇圧する。図１ではＤＣ／ＤＣコンバータ３のコントローラを省略しているが、コントローラ７は、インバータ４のバス電圧Ｖ_dcがバス電圧基準値Ｖ_refに固定されるように制御するので、ＤＣ／ＤＣコンバータ３のコントローラは、ＤＣ／ＤＣコンバータ３の入力電圧、すなわち、太陽電池２の直流電圧Ｖ_sが最大電力点電圧を追尾するように制御する。

ＤＣ／ＤＣコンバータ３は、例えば、図２に示す周知の昇圧型コンバータである。昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータは、スイッチング素子Ｑを所定の周期でオン・オフさせることにより、オン期間に太陽電池２からの電気エネルギーを磁気エネルギーに変換してチョークコイルＬに蓄積し、オフ期間にその磁気エネルギーを再度電気エネルギーに変換してダイオードＤを介してコンデンサＣに出力する動作を繰り返す。スイッチング素子Ｑとしては、バイポーラ・トランジスタ、ＦＥＴ（Field Effect Transistor）、サイリスタ、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等の各種の半導体スイッチング素子が利用される。

インバータ４は、太陽電池２からＤＣ／ＤＣコンバータ３を介して入力される直流電力を三相交流電力に逆変換して電力系統１１に出力する。インバータ４は、図３に示すように、６個のスイッチング素子Ｑ_1a，Ｑ_1b，Ｑ_2a，Ｑ_2b，Ｑ_3a，Ｑ_3bを用いた三相フルブリッジ回路で構成される三相インバータである。６個のスイッチング素子Ｑ_ka，Ｑ_kb（ｋ＝１，２，３）もＤＣ／ＤＣコンバータ３のスイッチング素子Ｑと同様に上記の各種の半導体スイッチング素子を使用することができる。

三相フルブリッジ回路は、スイッチング素子Ｑ_1a，Ｑ_1bの直列回路Ａ₁、スイッチング素子Ｑ_2a，Ｑ_2bの直列回路Ａ₂及びスイッチング素子Ｑ_3a，Ｑ_3bの直列回路Ａ₃を電源ラインＬ_Vに並列接続した構成である。各スイッチング素子Ｑ_ka，Ｑ_kbにはそれぞれ帰還ダイオードＤ_ka，Ｄ_kb（ｋ＝１，２，３）が逆並列に接続されている。電源ラインＬ_VにはＤＣ／ＤＣコンバータ３から出力される直流電圧（バス電圧）Ｖ_dcが供給される。

各直列回路Ａ_k（ｋ＝１，２，３）の一対のスイッチング素子Ｑ_ka，Ｑ_kb（ｋ＝１，２，３）は、コントローラ７から出力される一対のＰＷＭ信号Ｓ_ka，Ｓ_kb（ｋ＝１，２，３）によってオン・オフ駆動される。ＰＷＭ信号Ｓ_kbは、ＰＷＭ信号Ｓ_kaに対してレベルが反転している。従って、スイッチング素子Ｑ_kaとスイッチング素子Ｑ_kbは、ＰＷＭ信号Ｓ_ka，Ｓ_kbによって交互にオン・オフ動作をする。

ＰＷＭ信号Ｓ_ka，Ｓ_kbは、コントローラ７によって、インバータ４の出力電圧の制御目標ｖ_uo，ｖ_vo，ｖ_wo（変調波の瞬時値）と変調波よりも高周波の三角波ｖ_t（搬送波の瞬時値）とを比較する三角波比較方式により生成される。インバータ４の出力電圧の制御目標ｖ_uo，ｖ_vo，ｖ_woの波形は互いに位相が２／３πだけずれるから、ＰＷＭ信号Ｓ_1a，Ｓ_1b、ＰＷＭ信号Ｓ_2a，Ｓ_2b及びＰＷＭ信号Ｓ_3a，Ｓ_3bのパルス幅のパターンは、互いに位相が２π／３だけずれている。各直列回路Ａ_kの一対のスイッチング素子Ｑ_ka，Ｑ_kbが一対のＰＷＭ信号Ｓ_ka，Ｓ_kbによってオン・オフ動作することにより、直列回路Ａ₁の接続点ｎ₁、直列回路Ａ₂の接続点ｎ₂及び直列回路Ａ₃の接続点ｎ₃からそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に対する交流電圧ｖ_u，ｖ_v，ｖ_wが出力される。

フィルタ５は、インバータ４から出力されるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の三相交流信号（交流電圧ｖ_u，ｖ_v，ｖ_wと交流電流ｉ_u，ｉ_v，ｉ_w）に含まれるスイッチングノイズを除去する。フィルタ５は、図３に示すように、等価的に接続点ｎ₁，ｎ₂，ｎ₃の出力ラインにそれぞれインダクタＬ_Fを接続し、その後段の各出力ライン間にキャパシタＣ_Fを接続した逆Ｌ型回路で構成される。インバータ４の接続点ｎ₁，ｎ₂，ｎ₃から出力される信号の波形は微小な階段状の変化をするが、フィルタ５を通すことによってスイッチングノイズの成分が除去されるので、インバータ４の出力信号の波形は綺麗な正弦波となる。定常状態では、インバータ４から出力される交流電圧ｖ_u，ｖ_v，ｖ_wの波形は目標値ｖ_uo，ｖ_vo，ｖ_woの波形となる。

変圧器６は、昇圧トランスで構成され、フィルタ５から出力される正弦波の交流電圧のレベルを系統電圧とほぼ同一のレベルに昇圧する。交流電圧計８は、変圧器６から出力されるインバータ４の出力電圧（Ｕ，Ｖ，Ｗの各相の相電圧ｖ_u，ｖ_v，ｖ_w）を検出する。また、交流電流計９は、変圧器６から出力されるインバータ４の出力電流（Ｕ，Ｖ，Ｗの各相の電流ｉ_u，ｉ_v，ｉ_w）を検出する。交流電圧計８及び交流電流計９の検出値は、コントローラ４に入力され、ＰＷＭ信号Ｓ_ka，Ｓ_kbの生成処理に利用される。

コントローラ７は、マイクロコンピュータ若しくはＦＰＧＡ（Field-Programmable Gate Array）により構成され、ディジタル演算処理により、所定の周期でインバータ４の出力電圧の制御目標ｖ_uo，ｖ_vo，ｖ_woと所定の三角波ｖ_tとを生成し、相毎に制御目標ｖ_uo，ｖ_vo，ｖ_woのレベルを三角波ｖ_tのレベルと比較してＰＷＭ信号Ｓ_ka，Ｓ_kb（ｋ＝１，２，３）を生成する。搬送波である三角波ｖ_tの波形は予め決められている。従って、コントローラ７は、インバータ４の出力電圧の制御目標ｖ_uo，ｖ_vo，ｖ_woを生成する第１処理部とその制御目標ｖ_uo，ｖ_vo，ｖ_woのレベルを三角波ｖ_tのレベルと比較してＰＷＭ信号Ｓ_ka，Ｓ_kbを生成する第２処理部とを備える。図１の変調波テーブル７ａ、力率調整部７ｂ、位相補正部７ｃ及び変調波生成部７ｄは第１処理部を構成し、ＰＷＭ信号生成部７ｅは第２処理部を構成している。

本発明は、インバータ４から出力される交流電圧及び交流電流に含まれるスイッチングノイズがＰＷＭ信号Ｓ_ka，Ｓ_kbの変調度Ｍによって変化し、スイッチングノイズを好適に抑制にする変調度Ｍ^*（以下、「最適変調度Ｍ^*」という。）があることに着目し、第１処理部で生成するインバータ４の出力電圧の制御目標ｖ_uo，ｖ_vo，ｖ_woの波形を第２処理部で生成されるＰＷＭ信号Ｓ_ka，Ｓ_kbの変調度Ｍが最適変調度Ｍ^*となるように制御する構成に特徴を有する。最適変調度Ｍ^*は、変調度Ｍの変動範囲において、スイッチングノイズの最大ノイズ成分が最小になる変調度である。

三相インバータにおける三角波比較方式によるＰＷＭ信号の生成においては、図４に示すように、インバータの出力電圧の制御目標ｖ_uo，ｖ_vo，ｖ_woとして、相毎に正弦波の相電圧ｖ_mを生成し、振幅の中央のゼロレベルを合わせて三角波ｖ_tと比較する方式（以下、「第１のパルス幅変調方式」という。）と、図５に示すように、相毎に、１周期Ｔを均等に３つの区間Ｉ，II，IIIに分け、区間Ｉと区間IIは線間電圧の波形を有し、区間IIIはレベル「０」の波形を有する電圧ｖ_m’を生成し、振幅の最小レベルを合わせて三角波ｖ_tと比較する方式（以下、「第２のパルス幅変調方式」という。）と、がある。第１のパルス幅変調方式は、一般的な方法であるが、第２のパルス幅変調方式は、例えば、上述した特開２０１０−１３６５４７号公報に開示されている方式である。

本発明は、第１のパルス幅変調方式及び第２のパルス幅変調方式のいずれにも適用可能であるので、まず、コントローラ７が第２のパルス幅変調方式でＰＷＭ信号を生成する場合について説明する。第２のパルス幅変調方式でＰＷＭ信号Ｓ_ka，Ｓ_kbを生成する場合は、例えば、図１７〜図１９を用いて説明した例では、最適変調度Ｍ^*は「０．８７８」である（図１９参照）。

第２のパルス幅変調方式のＵ，Ｖ，Ｗの各相の制御目標（変調波）は、図５に示す電圧ｖ_m’と同一の波形を有する。インバータ４から出力されるＵ，Ｖ，Ｗの各相の相電圧の制御目標をｖ_uo，ｖ_vo，ｖ_woとすると、Ｕ相の制御目標（変調波）ｖ_uo’の波形は、図６に示すように、位相（θ＋２ｎπ）（ｎ＝０，１，…）に対して、
（ａ１）−π／６≦θ≦３π／６：ｖ_uo’＝ｖ_uwo＝ｖ_uo−ｖ_wo
（ａ２）３π／６≦θ≦７π／６：ｖ_uo’＝ｖ_uvo＝ｖ_uo−ｖ_vo
（ａ３）７π／６≦θ≦１１π／６：ｖ_uo’＝０
の合成をしたものである。

また、Ｖ相の制御目標（変調波）ｖ_vo’の波形は、
（ｂ１）−π／６≦θ≦３π／６：ｖ_vo’＝ｖ_vwo＝ｖ_vo−ｖ_wo
（ｂ２）３π／６≦θ≦７π／６：ｖ_vo’＝０
（ｂ３）７π／６≦θ≦１１π／６：ｖ_vo’＝ｖ_vuo＝ｖ_vo−ｖ_uo
の合成をしたものである。

また、Ｗ相の制御目標（変調波）ｖ_wo’の波形は、
（ｃ１）−π／６≦θ≦３π／６：ｖ_wo’＝０
（ｃ２）３π／６≦θ≦７π／６：ｖ_wo’＝ｖ_wvo＝ｖ_wo−ｖ_vo
（ｃ３）７π／６≦θ≦１１π／６：ｖ_wo’＝ｖ_wuo＝ｖ_wo−ｖ_uo
の合成をしたものである。

インバータ４の出力電圧の制御目標ｖ_uo’，ｖ_vo’，ｖ_wo’を生成するためのＵ，Ｖ，Ｗの各相の相電圧の制御目標ｖ_uo，ｖ_vo，ｖ_woは、インバータ４の出力電流の制御目標ｉ_uo，ｉ_vo，ｉ_woが連系用リアクトルを流れることによる電圧降下分の電圧を系統電圧にベクトル合成することによって得られる。本発明に係る系統連系インバータ装置１では、変調波の振幅を最適変調度Ｍ^*の振幅に固定するので、各相の相電圧の制御目標ｖ_uo，ｖ_vo，ｖ_woも最適変調度Ｍ^*に基づき予め設定することができる。そこで、本実施形態では、最適変調度Ｍ^*に基づいて各相の相電圧の制御目標ｖ_uo，ｖ_vo，ｖ_woのαβ座標系におけるα軸成分Ｖα_oとβ軸成分Ｖβ_oを予め設定している。

そして、本実施形態では、αβ座標系における制御目標（Ｖα_o，Ｖβ_o）に対して、インバータ４から出力される無効電力を無効電力指令値に追随させるための位相補正とαβ−ｕｖｗ座標変換とを行ってＵ，Ｖ，Ｗの各相の制御目標（変調波）ｖ_uo’，ｖ_vo’，ｖ_wo’を生成するようにしている。

コントローラ７は、上記の処理をするための機能ブロックとして、変調波テーブル７ａ、力率調整部７ｂ、位相補正部７ｃ、変調波生成部７ｄ及びＰＷＭ信号生成部７ｅを備える。変調波テーブル７ａは、最適変調度Ｍ^*に基づいて予め設定された各相の相電圧の制御目標ｖ_uo，ｖ_vo，ｖ_woのαβ座標系におけるα軸成分Ｖα_oとβ軸成分Ｖβ_oのデータを記憶するブロックである。

力率調整部７ｂは、交流電圧計８で検出されるインバータ４の出力電圧ｖ_u，ｖ_v，ｖ_wと交流電流計９で検出されるインバータ４の出力電流ｉ_u，ｉ_v，ｉ_wとを用いてインバータ４から出力される無効電力Ｑを算出し、その算出値Ｑから無効電力Ｑを無効電力指令値Ｑ_o（力率１の運転時ではＱ_o＝０）にするための位相θを算出する。

位相補正部７ｃは、変調波テーブル７ａから各相の相電圧の制御目標ｖ_uo，ｖ_vo，ｖ_woのαβ座標系におけるα軸成分Ｖα_oとβ軸成分Ｖβ_oを読み出し、力率調整部７ｂで算出された位相θを用いて下記（６’）式に示す演算式により上記の位相補正とαβ−ｕｖｗ座標変換の演算処理を行い、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相の相電圧の制御目標ｖ_uo，ｖ_vo，ｖ_woを生成する。

なお、（６）式において、θの行列は、αβ座標系における電圧ベクトルの位相を位相θだけ進めたり、遅らせたりするための演算処理である。０＜θであれば、電圧ベクトルの位相は進み位相に補正され、θ＜０であれば、電圧ベクトルの位相は遅れ位相に補正される。

変調波生成部７ｄは、位相補正部７ｃで生成されるＵ，Ｖ，Ｗの各相の相電圧の制御目標ｖ_uo，ｖ_vo，ｖ_woを用いて上記の（ａ１）〜（ａ３）、（ｂ１）〜（ｂ３）、（ｃ１）〜（ｃ３）の合成処理をすることによりＵ，Ｖ，Ｗの各相の変調波ｖ_uo’，ｖ_vo’，ｖ_wo’を生成し、ＰＷＭ信号生成部７ｅに入力する。

ＰＷＭ信号生成部７ｅは、振幅Ｖ_cを有する高周波の三角波ｖ_tを生成し、三角波ｖ_tの最小レベル（−Ｖ_c）とＵ，Ｖ，Ｗの各相の変調波ｖ_uo’，ｖ_vo’，ｖ_wo’のゼロレベルを合わせてそれぞれレベルを比較してインバータ４の直列回路Ａ₁，Ａ₂，Ａ₃に対するＰＭＷ信号Ｓ_1a，Ｓ_2a，Ｓ_3aを生成する。また、ＰＷＭ信号生成部７ｅは、ＰＭＷ信号Ｓ_1a，Ｓ_2a，Ｓ_3aのレベルを反転することによりＰＭＷ信号Ｓ_1b，Ｓ_2b，Ｓ_3bを生成する。そして、ＰＷＭ信号生成部７ｅは、そのＰＭＷ信号Ｓ_1a，Ｓ_2a，Ｓ_3a，Ｓ_1b，Ｓ_2b，Ｓ_3bをインバータ４に入力する。

なお、変調波生成部７ｄから入力される変調波ｖ_uo’，ｖ_vo’，ｖ_wo’の振幅Ｖ_m（Ｖ_mは相電圧の制御目標ｖ_uo，ｖ_vo，ｖ_woの振幅）と三角波ｖ_tの振幅Ｖ_cとの間には、Ｖ_m／Ｖ_c＝Ｍ^*＝０．８７８の関係がある。従って、変調波テーブル７ａに記憶されている各相の相電圧の制御目標ｖ_uo，ｖ_vo，ｖ_woのαβ座標系におけるα軸成分Ｖα_oとβ軸成分Ｖβ_oのデータは、変調波生成部７ｄで生成される変調波ｖ_uo’，ｖ_vo’，ｖ_wo’の振幅がＶ_m／Ｖ_c＝Ｍ^*を満たすように予め設定されている。

次に、本実施形態に係る系統連系インバータ装置１の特徴的な構成の作用・効果について説明する。

コントローラ７は、系統連系インバータ装置１を電力系統１１に連系させた後は、太陽電池２から供給される直流電力をインバータ４で交流電力に変換して電力系統１１に出力する制御をする。従来の系統連系インバータ装置１００は、インバータ１０４のバス電圧Ｖ_dcをバス電圧基準値Ｖ_refに保持するように、インバータ１０４の出力電流の制御目標を設定し、電流マイナーループによってインバータ１０４の出力電流ｉ_u，ｉ_v，ｉ_wを制御目標に制御している。このため、従来の系統連系インバータ装置１００では、ＰＷＭ信号生成部１０７ｍで生成されるＰＷＭ信号の変調度Ｍが変動し、その変調度Ｍの変動に基づきスイッチングノイズも大きく変動する。

これに対し、系統連系インバータ装置１は、変調度Ｍをスイッチングノイズの最大ノイズ成分が最も小さくなる最適変調度Ｍ^*に固定し、インバータ４の出力電流ｉ_u，ｉ_v，ｉ_wを固定する制御をしているので、スイッチングノイズを最小の状態に抑制することができる。

図７は、図１８に示す回路モデルで従来の方法１，２と本発明の方法の３種類についてＰＷＭ制御を行った場合のスイッチングノイズの最大ノイズ成分の発生状況をシミュレーションした結果である。

シミュレーション１は、キャリア周波数ｆ_c＝４．８［ｋＨｚ］、系統周波数ｆ_g＝６０［Ｈｚ］、電力系統１１の線間電圧の実効値Ｖ_rms＝２０２［ｖ］、インバータＩＮＶから定格電力を出力したときのフィルタでの電圧降下分５％の条件で、従来の方法１、従来の方法２及び本発明の方法のそれぞれについて定常状態でのスイッチングノイズの最大ノイズ成分の発生状況をシミュレートしたものである。

従来の方法１は、図１７を用いて説明したシミュレーションのＰＷＭ制御方法に相当し、バス電圧Ｖ_dcを（１）式に示す電圧（３４５.７［ｖ］）に制御する方法である。従来の方法２は、バス電圧Ｖ_dcを電力系統１１に連系可能な最小値に設定する場合のＰＷＭ制御方法である。また、本発明の方法は、ＰＷＭ信号の変調度Ｍを最適変調度Ｍ^*（＝０．８７８）に固定するＰＷＭ制御方法である。スイッチングノイズの大きさはバス電圧Ｖ_dcが低いほど低くなるようなイメージがあるので、バス電圧Ｖ_dcを最も厳しい条件に設定した場合と本発明の方法とでいずれがスイッチングノイズを抑制できるかを検証するために、今回のシミュレーションでは従来の方法２を加えている。

従来の方法１では、バス電圧Ｖ_dcは、３４５．７［ｖ］に制御される。一方、従来の方法２では、バス電圧Ｖ_dcは、実効値Ｖ_rms＝２０２［ｖ］の電力系統に定格電力を出力するために必要な最小のバス電圧値となるので、
Ｖ_dc＝（２０２×√(２)×０．８６６]×２×１．０５／√(３)
≒２９９．９［ｖ］ …（７）
となる。（７）式は、（１）式の係数「１.１」をなくし、フィルタ５の電圧降下分の係数「１.１」を定格出力時のフィルタでの電圧降下分５％の条件である係数「１．０５」に変更したものである。

インバータの出力電圧Ｖ_inv、変調度Ｍ及びバス電圧Ｖ_dcの間にはＶ_inv＝ｋ×Ｍ×Ｖ_dc（ｋは電圧利用率などの諸係数）の関係がある。従来の方法２では電力系統に連系させるために必要なバス電圧が最小値に制御されるので、従来の方法２の変調率Ｍ₂は「１」となる。これに対し、従来の方法１ではバス電圧Ｖ_dcが３４５．７［ｖ］に設定されるので、従来の方法１の変調率Ｍ₁はＭ₁＝２９９．９／３４５．７≒０．８６７となる。一方、本発明の方法は、変調度Ｍ₃を最適変調度Ｍ^*＝０．８７８に設定するので、バス電圧Ｖ_dcはＶ_dc＝２９９．９／Ｍ^*＝２９９．９／０．８７８＝３４１.６［ｖ］に制御されることになる。

シミュレーション２は、シミュレーション１に対して系統電圧が許容範囲（±１０％）の上限値（Ｖ_rms＝２２２［ｖ］）に上昇した場合に条件を変更したものであり、シミュレーション３は、シミュレーション１に対して系統電圧が許容範囲（±１０％）の下限値（Ｖ_rms＝１８２［ｖ］）に低下した場合に条件を変更したものである。

シミュレーション２ではシミュレーション１に対して系統電圧が１．１倍になるので、従来の方法２のバス電圧Ｖ_dcもシミュレーション１の場合の１．１倍となる。一方、シミュレーション３ではシミュレーション１に対して系統電圧が０．９倍になるので、従来の方法２のバス電圧Ｖ_dcもシミュレーション１の場合の０．９倍となる。

従って、シミュレーション２のバス電圧Ｖ_dcは、
Ｖ_dc＝（２０２×１.１×√(２)×０．８６６]×２×１．０５／√(３)
≒３２９．６［ｖ］ …（８）
となる。

また、シミュレーション３のバス電圧Ｖ_dcは、
Ｖ_dc＝（２０２×０．９×√(２)×０．８６６]×２×１．０５／√(３)
≒２７０．２［ｖ］ …（９）
となる。また、本発明の方法のシミュレーション２，３のバス電圧Ｖ_dcは、（８）式，（９）式の演算値を１／０．８７８倍したものであり、それぞれ３７５.５［ｖ］、３０７.８［ｖ］となる。

従って、従来の方法１の変調度Ｍ₁は、シミュレーション２ではＭ₁＝３２９．９／３４５．７≒０．９５３に上昇し、シミュレーション３ではＭ₁＝２７０．０／３４５．７≒０．７８２に低下する。なお、従来の方法２の変調度Ｍ₂と本発明の変調度Ｍ₃は、シミュレーション１の場合と変わらず、それぞれ「１」と「０．８７８」である。

図８〜図１０は、シミュレーション１の条件で従来の方法１、従来の方法２及び本発明の方法によりＰＷＭ変調制御を行った場合のスイッチングノイズの最大ノイズ成分の発生状況をシミュレートした波形図である。図８は、従来の方法１によるＰＷＭ変調制御の場合、図９は、従来の方法２によるＰＷＭ変調制御の場合、図１０は、本発明の方法によるＰＷＭ変調制御の場合の波形図であり、図７のシミュレーション１のＮ_max1，Ｎ_max2，Ｎ_max3は、図８〜図１０の各波形図に示す最大ノイズ成分Ｎ_max1，Ｎ_max2，Ｎ_max3の値を記載したものである。

また、シミュレーション４〜６は、それぞれシミュレーション１〜３でインバータの出力電圧を系統電圧対抗分だけにしたものである。シミュレーション４〜６では、インバータから電流が出力されず、フィルタでの電圧降下が生じないから、シミュレーション４〜６の従来の方法２のバス電圧Ｖ_dcは、それぞれ（７）式〜（９）式で係数「１．０５」を除去した演算式により算出される。

すなわち、シミュレーション４の従来の方法２のバス電圧Ｖ_dcは、
Ｖ_dc＝（２０２×√(２)×０．８６６]×２／√(３)
≒２８５．７ …（１０）
となり、シミュレーション５の従来の方法２のバス電圧Ｖ_dcは、
Ｖ_dc＝（２０２×１.１×√(２)×０．８６６]×２／√(３)
≒３１３.９ …（１１）
となり、シミュレーション６の従来の方法２のバス電圧Ｖ_dcは、
Ｖ_dc＝（２０２×０．９×√(２)×０．８６６]×２／√(３)
≒２５７．４ …（１２）
となる。

また、本発明の方法のシミュレーション４〜６のバス電圧Ｖ_dcは、（１０）式〜（１２）式の演算値を１／０．８７８倍したものであり、それぞれ３２５.４［ｖ］、３５７.６［ｖ］、２９３.１［ｖ］となる。

従って、従来の方法１の変調度Ｍ₁は、シミュレーション４ではＭ₁＝２８５．７／３４５．７≒０．８２６となり、シミュレーション５ではＭ₁＝３１３．９／３４５．７≒０．９０８となり、シミュレーション６ではＭ₁＝２５７．４／３４５．７≒０．７４５となる。また、従来の方法２の変調度Ｍ₂と本発明の変調度Ｍ₃は、シミュレーション１の場合と同様にそれぞれ「１」と「０．８７８」である。

図には示していないが、シミュレーション２〜６についても図８〜図１０に示すような波形図が得られ、図７のシミュレーション２〜６のＮ_max1，Ｎ_max2，Ｎ_max3もその波形図における最大ノイズ成分Ｎ_max1，Ｎ_max2，Ｎ_max3の値を記載したものである。

図７によれば、シミュレーション１，２，５では従来の方法２の方が従来の方法１よりもスイッチングノイズの最大ノイズ成分が大きく、バス電圧Ｖ_dcが低いほど最大ノイズ成分が低くなるとは一概に言えないことが分かる。そして、シミュレーション１〜６のいずれの場合も変調度Ｍを最適変調度Ｍ^*に制御する本発明の方法がスイッチングノイズを最も小さく制御できることが分かる。

以上より、変調度Ｍを最適変調度Ｍ＊に制御する系統連系インバータ装置１は、系統電圧のレベルが許容範囲内に制御されている状態で、インバータ４から電力を出力しない場合及びインバータ４から定格電力を出力する場合のいずれの場合でもスイッチングノイズを最小に制御できることが分かる。

また、従来の方法１（従来の系統連系インバータ装置１００が採用する方法）では、動作条件の変化によって最大ノイズ成分Ｎ_max1のレベルが大きく変動するのに対し、本実施形態に係る系統連系インバータ装置１が採用する変調度Ｍを最適変調度Ｍ^*に制御する方法では、動作条件が変化しても最大ノイズ成分Ｎ_max3のレベルは余り変動しない。上記のシミュレーション１〜６では、最大ノイズ成分Ｎ_max1の最小レベルと最大レベルはそれぞれ６１．０９［ｖ］、９２．４９［ｖ］で、その変動幅は３１.４［ｖ］であるのに対し、最大ノイズ成分Ｎ_max3の最小レベルと最大レベルはそれぞれ４９．５３［ｖ］、６３．４６［ｖ］で、その変動幅は１３.９３［ｖ］である。すなわち、本実施形態に係る系統連系インバータ装置１は、従来の系統連系インバータ装置１００に対してスイッチングノイズを最大約５０％抑制できる効果がある。

従って、本実施形態に係る系統連系インバータ装置１では、スイッチングノイズを可及的に抑制するように制御するので、フィルタ５の周波数特性の減衰傾度を従来の系統連系インバータ装置１００のフィルタ１０５よりも緩和することができ、これによりフィルタ５を構成するインダクタンスＬ_F若しくはキャパシタンスＣ_Fの小型化、軽量化を図ることができる。

また、系統連系インバータ装置１では、ＰＷＭ信号生成部７ｅの変調度Ｍを最適変調度Ｍ^*に固定するので、インバータ４の出力電流の制御目標を生成するための制御系や電流マイナーループ等が不要になり、コントローラ４の安定性や過渡特性が向上する。また、系統電圧のレベルが変動したり、フィルタ５での電圧降下分が変化したりしてもＰＷＭ信号生成部７ｅにおけるＰＷＭ信号生成処理での電圧利用率を一定に保持することができる。

次に、コントローラ７が第１のパルス幅変調方式でＰＷＭ信号を生成する場合について説明する。

図１１は、第１のパルス幅変調方式で変調度Ｍ＝１のＰＷＭ信号を生成した時のインバータの出力電圧をＦＦＴ解析した結果を示す図である。図１２は、第１のパルス幅変調方式で生成したＰＷＭ信号を用いてインバータを駆動した場合のインバータの出力電圧に含まれるスイッチングノイズと変調度Ｍの関係を解析した結果を示す図である。図１１，図１２の解析条件は、図１７，図１９の解析条件と同じである。従って、図１１の解析結果は図１７の解析結果に対応し、図１２の解析結果は図１９の解析結果に対応している。

図１２の特性Ａは、キャリア周波数ｆ_cのサイドバンド成分の最大値をプロットした特性であり、特性Ａ’は、変調波に三次高調波を注入した場合のキャリア周波数ｆ_cのサイドバンド成分の最大値をプロットした特性である。また、特性Ｂは、キャリア周波数ｆ_cの２倍波のサイドバンド成分の最大値をプロットした特性であり、特性Ｂ’は、変調波に三次高調波を注入した場合のキャリア周波数ｆ_cの２倍波のサイドバンド成分の最大値をプロットした特性である。

第２のパルス幅変調方式では、最大ノイズ成分が常にキャリア周波数ｆ_c＝４.８［ｋＨｚ］のサイドバンド成分の最大値であり、その最大ノイズ成分のレベルは、変調度Ｍの変動範囲（０．７４〜１．０）では、図１９に示したように変調度Ｍ^*＝０.８７８で極小となる特性を有している。これに対し、第１のパルス幅変調方式では、キャリア周波数ｆ_c＝４.８［ｋＨｚ］のサイドバンド成分の最大値は、図１２の特性Ａ，Ａ’に示すように、変調度Ｍの変動範囲（０．７４〜１．０）では単調に減少し、極小点を有しない。その一方、キャリア周波数ｆ_cの２倍波９.６［ｋＨｚ］のサイドバンド成分の最大値は、特性Ｂ，Ｂ’に示すように単調に増加し、特性Ｂ（変調波に三次高調波を注入しない場合）では変調度Ｍが凡そ０．８８以上の領域でキャリア周波数ｆ_cのサイドバンド成分の最大値よりも大きくなり（特性Ａ，Ｂ参照）、特性Ｂ’（変調波に三次高調波を注入した場合）では変調度Ｍが凡そ０．８６以上の領域でキャリア周波数ｆ_cのサイドバンド成分の最大値よりも大きくなっている（特性Ａ’，Ｂ’参照）。

第１のパルス幅変調方式でＰＷＭ信号を生成するときは、変調度Ｍが凡そ０．８６〜０．８８の値よりも小さい場合は最大ノイズ成分がキャリア周波数ｆ_cのサイドバンド成分の最大値となるが、変調度Ｍが凡そ０．８６〜０．８８の値以上の場合は最大ノイズ成分がキャリア周波数ｆ_cの２倍波のサイドバンド成分の最大値となる特性を有する。フィルタ５で最も除去し難いのは、遮断周波数に近いキャリア周波数ｆ_cのサイドバンド成分であるので、第１のパルス幅変調方式によるＰＷＭ信号の生成でもキャリア周波数ｆ_cのサイドバンド成分の最大値が最小になる変調度Ｍを最適変調度Ｍ^*に設定することが考えられる。すなわち、第１のパルス幅変調方式では最適変調度Ｍ^*＝１．０に設定することが考えられる。

しかしながら、フィルタ５のノイズ除去効率を考えると、フィルタ５にはできるだけ高周波成分を入力しない方が好ましい。この観点から第１のパルス幅変調方式での最適変調度Ｍ^*を検討すると、キャリア周波数ｆ_cのサイドバンド成分の最大値とキャリア周波数ｆ_cの２倍波のサイドバンド成分の最大値とが交差する変調度ＭとＭ＝１．０の範囲で最適変調度Ｍ^*に選定するのが好ましいと考えられる。従って、変調波に三次高調波を注入しない場合は、Ｍ＝０．８８〜１．０の範囲で最適変調度Ｍ^*を設定するとよく、変調波に三次高調波を注入する場合は、Ｍ＝０．８６〜１．０の範囲で最適変調度Ｍ^*を設定するとよい。

図１に示す構成で第１のパルス幅変調方式により変調波（正弦波の三相相電圧）を生成する場合は、変調波生成部７ｄで上記の（ａ１）〜（ａ３）、（ｂ１）〜（ｂ３）、（ｃ１）〜（ｃ３）の合成処理は行われず、位相補正部７ｃで生成されるＵ，Ｖ，Ｗの各相の相電圧の制御目標ｖ_uo，ｖ_vo，ｖ_woが各相の変調波として設定される。従って、変調波生成部７ｄで三次高調波の加算処理を行わない場合は、例えば、最適変調度Ｍ^*を「０．８８」とし、その最適変調度Ｍ^*に基づいてＵ，Ｖ，Ｗの各相の相電圧の制御目標ｖ_uo，ｖ_vo，ｖ_woのαβ座標系におけるα軸成分Ｖα_oとβ軸成分Ｖβ_oのデータが予め設定され、変調波テーブル７ａに記憶されている。

コントローラ７は、変調波テーブル７ａから制御目標ｖ_uo，ｖ_vo，ｖ_woのαβ座標系におけるα軸成分Ｖα_oとβ軸成分Ｖβ_oを読み出し、力率調整部７ｂで算出された位相θを用いて（６’）式に示す演算式により位相補正とαβ−ｕｖｗ座標変換の演算処理を行い、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相の相電圧の制御目標ｖ_uo，ｖ_vo，ｖ_woを各相の変調波として生成する。

そして、コントローラ７は、その変調波ｖ_uo，ｖ_vo，ｖ_woをそれぞれ中央のレベル（ゼロレベル）を三角波ｖ_tの中央のレベル（ゼロレベル）と合わせてレベル比較することによりＰＭＷ信号Ｓ_1a，Ｓ_2b，Ｓ_3cを生成する。また、コントローラ７は、ＰＭＷ信号Ｓ_1a，Ｓ_2a，Ｓ_3aのレベルを反転することによりＰＭＷ信号Ｓ_1b，Ｓ_2b，Ｓ_3bを生成し、そのＰＭＷ信号Ｓ_ka，Ｓ_kb（ｋ＝１，２，３）をインバータ４に入力する。

なお、第１のパルス幅変調方式では、電圧利用率を改善するため、変調波生成部７ｄで三次高調波を加算する処理をしてもよい。すなわち、変調波生成部７ｄで、位相補正部７ｃで生成される各相の変調波ｖ_uo，ｖ_vo，ｖ_woから三次高調波を生成し、各三次高調波を所定の振幅比率（例えば、変調波に対して１／６）で対応する相の変調波ｖ_uo，ｖ_vo，ｖ_woに加算するようにしてもよい。この場合は、例えば、最適変調度Ｍ^*を「０．８６」とし、その最適変調度Ｍ^*に基づいてＵ，Ｖ，Ｗの各相の相電圧の制御目標ｖ_uo，ｖ_vo，ｖ_woのαβ座標系におけるα軸成分Ｖα_oとβ軸成分Ｖβ_oのデータが予め設定され、変調波テーブル７ａに記憶される。変調波に三次高調波を注入する場合は、電圧利用率を「０．８６６」に改善することができる。

なお、上記実施形態では、変調波テーブル７ａにＵ，Ｖ，Ｗの各相の制御目標ｖ_uo，ｖ_vo，ｖ_woのαβ座標系におけるα軸成分Ｖα_oとβ軸成分Ｖβ_oを記憶しているが、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相の制御目標ｖ_uo，ｖ_vo，ｖ_woを記憶するようにしてもよい。この場合は、位相補正部７ｃでは、下記（１３）式に示す演算式により位相補正の演算処理を行ってＵ，Ｖ，Ｗの各相の制御目標（変調波）ｖ_uo’，ｖ_vo’，ｖ_wo’を生成するとよい。

上記の実施形態では、スイッチングノイズを可及的に低減するという観点から変調度Ｍを最適変調度Ｍ^*に固定するようにＰＷＭ信号の生成制御をすることを説明したが、スイッチングノイズ以外のノイズ対策の観点でも同様の制御をすることができる。例えば、インバータを用いたパワーエレクトロニクス機器では、ＥＭＣ（Electro Magnetic Interference）対策としてコモンモードノイズを可及的に低減したいという要求があり、この要求は系統連系インバータ装置でも同様である。

図１３〜図１６は、図１８に示す回路モデルの５Ωの三相負荷の中性点に交流電圧計を設けた構成で、第２のパルス幅変調方式によりＰＷＭ変調の制御をした場合のインバータＩＮＶの出力電圧に含まれるコモンモードノイズを１００［ｋＨｚ］〜１.０［ＭＨｚ］の範囲でＦＦＴ解析したものである。図１３は、バス電圧Ｖ_dcの制御値を４００［ｖ］、変調度Ｍを「１．０」に制御した場合であり、図１４は、バス電圧Ｖ_dcの制御値を４００［ｖ］、変調度Ｍを「０．８」に制御した場合である。また、図１５は、バス電圧Ｖ_dcの制御値を３００［ｖ］、変調度Ｍを「１．０」に制御した場合であり、図１６は、バス電圧Ｖ_dcの制御値を３００［ｖ］、変調度Ｍを「０．８」に制御した場合である。

図１３〜図１６に示すように、コモンモードノイズは、周波数が高くなるのに応じて指数関数的に低下する。そして、ノイズ成分のレベルは、（Ｖ_dc，Ｍ）＝（４００ｖ，０．８）、（４００ｖ，１．０）、（３００ｖ，０．８）、（３００ｖ，１.０）の順に小さくなっている。図示はしていないが、第１のパルス幅変調方式によりＰＷＭ変調の制御をした場合をＦＦＴ解析したでも同様の傾向が見られる。

変調度Ｍを「１．０」に制御すると、バス電圧基準値Ｖ_refは自動的に小さく制御されるので、コモンモードノイズを抑制する場合は、変調度Ｍを「１．０」に固定する制御をすれば、スイッチングノイズの場合と同様にコモンモードノイズを従来の変調方法よりも抑制することができる。

なお、高調波補償を行う場合は、高調波補償により変調波の振幅に変調度余裕が生じるので、最適変調度Ｍ^*はＭ^*＝（１．０−高調波補償用の変調度余裕分）にするとよい。

上記の実施形態では、三角波比較方式によりＰＷＭ信号を生成する系統連系インバータ装置について説明したが、本発明は、他の方式によりＰＷＭ信号を生成する系統連系インバータ装置にも適用することができる。例えば、ＷＯ２００９／０４１２７６号公報に記載されるＰＷＭ信号の生成方式を用いた系統連系インバータ装置にも適用することができる。

ＷＯ２００９／０４１２７６号公報に記載のパルス幅変調方式の具体的な内容は同公報に記載されているので、ここでは詳細は省略する。同公報に記載のパルス幅変調方式の要旨は、ＰＷＭホールド法を用いて系統連系インバータ装置１のインバータ４〜変圧器６の回路を線形システムにモデル化し、その線形システムにおけるインバータ４の出力電圧を入力とする状態方程式からパルス信号のオン時間（パルス幅）を入力とする状態方程式を導出する。そして、その状態方程式の解を演算することによってパルス信号の各パルスのオン時間をリアルタイムで求めるというものである。すなわち、ＷＯ２００９／０４１２７６号公報に記載のパルス幅変調方式は、入力をパルス信号のオン時間とする状態方程式の解を求める演算式を用いてインバータ４の相電圧の制御目標からＰＷＭ信号を直接生成する方式である。

従って、本発明は、変調波のレベルをキャリア信号のレベルと比較する処理をしないで、変調波のレベルから直接的にＰＷＭ信号を生成する変調方式にも適用することができる。

１ インバータ装置
２ 太陽電池
３ ＤＣ／ＤＣコンバータ
４ インバータ
Ｑ_1a，Ｑ_1b，Ｑ_2a，Ｑ_2b，Ｑ_3a，Ｑ_3b スイッチング素子
Ｄ_1a，Ｄ_1b，Ｄ_2a，Ｄ_2b，Ｄ_3a，Ｄ_3b 帰還ダイオード
５ フィルタ
６ 変圧器
７ コントローラ
７ａ 変調波テーブル
７ｂ 力率調整部
７ｃ 位相補正部
７ｄ 変調波生成部
７ｅ ＰＷＭ信号生成部
８ 交流電圧計
９ 交流電流計
１０ 遮断器
１１ 電力系統

Claims (8)

1. 複数のスイッチング素子を有し、これらのスイッチング素子により直流電源から供給される直流電力を断続することで交流電力に逆変換する電力逆変換手段と、
   前記電力逆変換手段の出力信号に含まれるスイッチングノイズを除去して電力系統に出力するノイズ除去手段と、
   前記複数のスイッチ素子をオン・オフ駆動するパルス幅変調信号を制御することによって前記電力逆変換手段の電力逆変換動作を制御する制御手段と、
   を備えた系統連系インバータ装置において、
   前記制御手段は、
   前記パルス幅変調信号の変調度が予め設定された、スイッチングノイズを抑制できる変調度となる振幅の変調波を生成する変調波生成手段と、
   前記変調波生成手段で生成された変調波を用いて前記パルス幅変調信号を生成するパルス幅変調信号生成手段と、
   を備えたことを特徴とする、系統連系インバータ装置。
2. 複数のスイッチング素子を有し、これらのスイッチング素子により直流電源から供給される直流電力を断続することで交流電力に逆変換する電力逆変換手段と、
   前記電力逆変換手段の出力信号に含まれるスイッチングノイズを除去して電力系統に出力するノイズ除去手段と、
   前記複数のスイッチ素子をオン・オフ駆動するパルス幅変調信号を制御することによって前記電力逆変換手段の電力逆変換動作を制御する制御手段と、
   を備えた系統連系インバータ装置において、
   前記制御手段は、
   前記パルス幅変調信号の変調度が予め設定された、コモンモードノイズを抑制できる変調度となる振幅の変調波を生成する変調波生成手段と、
   前記変調波生成手段で生成された変調波を用いて前記パルス幅変調信号を生成するパルス幅変調信号生成手段と、
   を備えたことを特徴とする、系統連系インバータ装置。
3. 前記変調波生成手段は、
   前記変調波の波形データを記憶した記憶手段と、
   前記電力系統に出力される無効電力を検出し、その検出値を前記無効電力の制御目標にするための位相を算出する位相算出手段と、
   前記記憶手段から読み出した前記変調波の波形データの位相を前記位相算出手段で算出した位相で補正して前記パルス幅変調信号を生成するための変調波を生成する位相補正手段と、
   を含む、請求項１又は２に記載の系統連系インバータ装置。
4. 前記電力逆変換手段は、三相インバータで構成され、
   前記変調波生成手段は、各相の変調波として、１／３周期の期間が各相の相電圧から当該相より相順が１つ前の相電圧を差し引いて得られる線間電圧の波形となり、続く１／３周期の期間が各相の相電圧から当該相より相順が１つ後の相電圧を差し引いて得られる線間電圧の波形となる波形となり、残りの１／３周期の期間がゼロとなる波形を有する制御目標を生成する、請求項１乃至３のいずれかに記載の系統連系インバータ装置。
5. 前記電力逆変換手段は、三相インバータで構成され、
   前記変調波生成手段は、各相の変調波として前記三相インバータから出力される相電圧の制御目標を生成する、請求項１乃至３のいずれかに記載の系統連系インバータ装置。
6. 相毎に前記変調波生成手段で生成された制御目標の三次高調波を生成する三次高調波生成手段と、
   前記変調波生成手段で生成された各相の前記制御目標に前記三次高調波生成手段で生成された各相に対応する三次高調波を加算する信号加算手段と、
   を更に備え、
   前記パルス幅変調信号生成手段は、相毎に前記制御目標に代えて前記信号加算手段から出力される信号を用いて前記パルス幅変調信号を生成する、請求項５に記載の系統連系インバータ装置。
7. 予め設定された変調度は、０．７から１．０の間の値に設定される、請求項１乃至６のいずれかに記載の系統連系インバータ装置。
8. 前記パルス幅変調信号生成手段は、前記変調波生成手段で生成された変調波のレベルと所定の三角波のレベルを比較することにより前記パルス幅変調信号を生成する、請求項１乃至７のいずれかに記載の系統連系インバータ装置。

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