CN110429811B - 一种三电平降压型变换器的均压控制方法、系统及装置 - Google Patents

一种三电平降压型变换器的均压控制方法、系统及装置 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种三电平降压型变换器的均压控制方法、系统及装置，当系统处于非轻载工况时，按照传统均压控制方式控制系统实现均压控制；当系统处于轻载工况时，对传统均压控制方式进行改进：DC‑DC变换器的输出电压给定值为一直流量叠加一交流量，则在输出电压的控制下，电感电流将在接近0的直流量上叠加一交流量，使得两对桥臂的并联输入电流不再接近0，即两对桥臂的并联输入电流之差可以在较大范围内可控，使系统在轻载工况下仍可实现均压控制，相比于传统的均压电阻，均压速度较快，避免了输入电容及开关管较长时间过压，从而降低了器件损坏的风险；且本申请无需采用均压电阻均压，可大幅度减少系统发热量，从而提高了系统的可靠性。

Description

一种三电平降压型变换器的均压控制方法、系统及装置
技术领域
本发明涉及电源变换器领域，特别是涉及一种三电平降压型变换器的均压控制方法、系统及装置。
背景技术
三电平降压型DC-DC(直流-直流)变换器是一种常用的电源变换器，与同功率和同性能指标的两电平降压型变换器相比，其具有更小的体积、更低的开关频率、更低的器件耐压等优势，因此得到广泛应用。请参照图1，图1为现有技术中的一种三电平降压型DC-DC变换器的结构示意图。图1中，三电平降压型DC-DC变换器的两个输入电容C1、C2串联，两个输入电容C1、C2各自并联一对桥臂(开关管Q1-Q4)。
为了防止两个输入电容C1、C2及开关管Q1-Q4过压，必须进行均压控制，确保两个输入电容C1、C2的电压均在合适的范围内。目前，均压控制是通过控制两对桥臂的并联输入电流之差来实现的，只有当两对桥臂的并联输入电流的绝对值较大，才有可能实现较大范围可控的电流差，进而达到均压控制的目的。但是，在传统的控制方法中，无论系统处于轻载工况(负载电流值小于一定值)还是非轻载工况(负载电流值大于一定值)，系统的输出电压给定值均为一直流量，所以当系统处于轻载工况时，电感电流iL为接近0的直流量，此时两对桥臂的并联输入电流也接近0，无法实现较大范围可控的电流差，均压控制失效。
现有技术中，通常在两个输入电容C1、C2上各自并联一个均压电阻(如图2所示)，在均压控制失效时，均压依靠均压电阻R1、R2实现，从而产生以下问题：均压电阻的均压速度较慢，可能导致输入电容及开关管较长时间过压，从而增加器件损坏的风险；若要提高均压电阻的均压速度，只能减小均压电阻的阻值，但这样会增加均压电阻的发热量，从而降低了系统的可靠性。
因此，如何提供一种解决上述技术问题的方案是本领域的技术人员目前需要解决的问题。
发明内容
本发明的目的是提供一种三电平降压型变换器的均压控制方法、系统及装置，当系统处于轻载工况时，均压速度较快，避免了输入电容及开关管较长时间过压，从而降低了器件损坏的风险；且本申请无需采用均压电阻均压，可大幅度减少系统发热量，从而提高了系统的可靠性。
为解决上述技术问题，本发明提供了一种三电平降压型变换器的均压控制方法，包括：
获取三电平降压型的DC-DC变换器的负载电流绝对值，并判断所述负载电流绝对值是否小于预设负载电流阈值；
若是，则通过调整所述DC-DC变换器中开关管的占空比，来控制所述DC-DC变换器的输出电压跟踪第一输出电压给定值，且控制所述DC-DC变换器的两个输入电容的电压均衡；其中，所述第一输出电压给定值为一直流量和一交流量的叠加值；
若否，则通过调整所述开关管的占空比，来控制所述DC-DC变换器的输出电压跟踪第二输出电压给定值，且控制两个所述输入电容的电压均衡；其中，所述第二输出电压给定值为一直流量。
优选地，所述通过调整所述DC-DC变换器中开关管的占空比，来控制所述DC-DC变换器的输出电压跟踪第一输出电压给定值，且控制所述DC-DC变换器的两个输入电容的电压均衡的过程，包括：
获取所述DC-DC变换器的输出电压，并将第一输出电压给定值与所述输出电压作差，得到输出电压误差；
获取所述DC-DC变换器的第一输入电容的第一电压和第二输入电容的第二电压，并将所述第一电压和所述第二电压作差，得到电容电压误差；
根据所述输出电压误差和所述电容电压误差调整所述开关管的占空比，以使所述输出电压跟踪所述第一输出电压给定值，及所述第一电压和所述第二电压均衡。
优选地，所述根据所述输出电压误差和所述电容电压误差调整所述开关管的占空比，以使所述输出电压跟踪所述第一输出电压给定值，及所述第一电压和所述第二电压均衡的过程，包括：
将所述输出电压误差输入至电压调节器调节，得到电感电流给定值；
获取所述DC-DC变换器的电感电流，并将所述电感电流给定值与所述电感电流作差，得到电感电流误差；
根据所述电感电流误差和所述电容电压误差调整所述开关管的占空比，以使所述输出电压跟踪所述第一输出电压给定值，及所述第一电压和所述第二电压均衡。
优选地，所述根据所述电感电流误差和所述电容电压误差调整所述开关管的占空比，以使所述输出电压跟踪所述第一输出电压给定值，及所述第一电压和所述第二电压均衡的过程，包括：
将所述电感电流误差输入至电流调节器调节，得到PWM调制电压调整量；
将所述PWM调制电压调整量叠加所述输出电压，得到PWM调制电压；
根据所述PWM调制电压和所述电容电压误差调整所述开关管的占空比，以使所述输出电压跟踪所述第一输出电压给定值，及所述第一电压和所述第二电压均衡。
优选地，所述根据所述PWM调制电压和所述电容电压误差调整所述开关管的占空比，以使所述输出电压跟踪所述第一输出电压给定值，及所述第一电压和所述第二电压均衡的过程，包括：
将所述电容电压误差输入至均压调节器调节，得到占空比调整量；
根据所述PWM调制电压和所述占空比调整量调整所述开关管的占空比，以使所述输出电压跟踪所述第一输出电压给定值，及所述第一电压和所述第二电压均衡。
优选地，所述根据所述PWM调制电压和所述占空比调整量调整所述开关管的占空比的过程，包括：
获取所述DC-DC变换器的输入电压，并将所述PWM调制电压除以所述输入电压，得到基础占空比；
判断所述电感电流给定值是否大于0；若是，则将与直流输入电源的正极连接的第一开关管的占空比在所述基础占空比的基础上增加所述占空比调整量；若否，则将所述第一开关管的占空比在所述基础占空比的基础上减去所述占空比调整量；
根据所述第一开关管的当前占空比，调整与所述第一开关管串接且交替导通的第二开关管的占空比；
根据与直流输入电源的负极连接的第三开关管和所述第一开关管之间的占空比关系，基于所述第一开关管的当前占空比调整所述第三开关管的占空比；
根据所述第三开关管的当前占空比，调整与所述第三开关管串接且交替导通的第四开关管的占空比。
优选地，所述占空比关系具体为d3＝(Va-Vi1d1)/Vi2；其中，Va为所述PWM调制电压；Vi1为与所述直流输入电源的正极连接的第一输入电容的电压；Vi2为与所述直流输入电源的负极连接的第二输入电容的电压；d1为所述第一开关管的占空比；d3为所述第三开关管的占空比。
优选地，所述获取三电平降压型的DC-DC变换器的负载电流绝对值的过程，包括：
利用电流传感器检测流经三电平降压型的DC-DC变换器的负载电流值；
求取所述负载电流值的绝对值，得到负载电流绝对值。
为解决上述技术问题，本发明还提供了一种三电平降压型变换器的均压控制系统，包括：
获取模块，用于获取三电平降压型的DC-DC变换器的负载电流绝对值；
判断模块，用于判断所述负载电流绝对值是否小于预设负载电流阈值；若是，则执行轻载调整模块；若否，则执行非轻载调整模块；
所述轻载调整模块，用于通过调整所述DC-DC变换器中开关管的占空比，来控制所述DC-DC变换器的输出电压跟踪第一输出电压给定值，且控制所述DC-DC变换器的两个输入电容的电压均衡；其中，所述第一输出电压给定值为一直流量和一交流量的叠加值；
所述非轻载调整模块，用于通过调整所述开关管的占空比，来控制所述DC-DC变换器的输出电压跟踪第二输出电压给定值，且控制两个所述输入电容的电压均衡；其中，所述第二输出电压给定值为一直流量。
为解决上述技术问题，本发明还提供了一种三电平降压型变换器的均压控制装置，包括：
存储器，用于存储计算机程序；
处理器，用于在执行所述计算机程序时实现上述任一种三电平降压型变换器的均压控制方法的步骤。
本发明提供了一种三电平降压型变换器的均压控制方法，当系统处于非轻载工况时，按照传统均压控制方式控制系统实现均压控制；当系统处于轻载工况时，对传统均压控制方式进行改进：DC-DC变换器的输出电压给定值为一直流量叠加一交流量，则在输出电压的控制下，电感电流将在接近0的直流量上叠加一交流量，使得两对桥臂的并联输入电流不再接近0，即两对桥臂的并联输入电流之差可以在较大范围内可控，使系统在轻载工况下仍可实现均压控制。相比于传统的均压电阻，均压控制的均压速度较快，避免了输入电容及开关管较长时间过压，从而降低了器件损坏的风险；且本申请无需采用均压电阻均压，可大幅度减少系统发热量，从而提高了系统的可靠性。
本发明还提供了一种三电平降压型变换器的均压控制系统及装置，与上述均压控制方法具有相同的有益效果。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对现有技术和实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为现有技术中的一种三电平降压型DC-DC变换器的结构示意图；
图2为现有技术中的另一种三电平降压型DC-DC变换器的结构示意图；
图3为本发明实施例提供的一种三电平降压型变换器的均压控制方法的流程图；
图4为本发明实施例提供的一种三电平降压型变换器的均压控制原理图；
图5为本发明实施例提供的一种三电平降压型变换器的均压控制系统的结构示意图。
具体实施方式
本发明的核心是提供一种三电平降压型变换器的均压控制方法、系统及装置，当系统处于轻载工况时，均压速度较快，避免了输入电容及开关管较长时间过压，从而降低了器件损坏的风险；且本申请无需采用均压电阻均压，可大幅度减少系统发热量，从而提高了系统的可靠性。
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
请参照图3，图3为本发明实施例提供的一种三电平降压型变换器的均压控制方法的流程图。
该均压控制方法应用于如图1所示的三电平降压型DC-DC变换器，包括：
步骤S1：获取三电平降压型的DC-DC变换器的负载电流绝对值。
具体地，首先对三电平降压型的DC-DC变换器进行详细介绍：请参照图1(图1中开关管Q1-Q4以IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管)为例，也可选用MOS(metal oxide semiconductor，金属—氧化物—半导体)管等其它类型的开关管)，直流输入电源的正极接入DC-DC变换器的P端子，直流输入电源的负极接入DC-DC变换器的N端子。在P端子与N端子之间，依次串联第一输入电容C1、第二输入电容C2。第一输入电容C1和第二输入电容C2之间为M端子。第一开关管Q1的集电极连接端子P，第一开关管Q1的发射极连接第二开关管Q2的集电极，第二开关管Q2的发射极连接端子M。第四开关管Q4的集电极连接端子M，第四开关管Q4的发射极连接第三开关管Q3的集电极，第三开关管Q3的发射极连接端子N。第一开关管Q1的发射极连接a端子，第四开关管Q4的发射极连接b端子。a端子串联电感L后连接c端子，在b端子与c端子之间串联接入输出电容Co(用于稳压，与负载并联)。c端子为DC-DC变换器的输出正极端子，b端子为DC-DC变换器的输出负极端子。
对于DC-DC变换器来说，其有两个控制目标：1)控制DC-DC变换器的输出电压跟踪输出电压给定值，最优的电压控制情况是输出电压等于输出电压给定值；2)均压控制，即第一输入电容C1和第二输入电容C2的电压均衡，最优的电压均衡情况是第一输入电容C1的电压等于第二输入电容C2的电压。
考虑到现有技术中，无论系统处于轻载工况还是非轻载工况，系统的输出电压给定值均为一直流量：当系统处于非轻载工况时，电感电流为绝对值较大的直流量，两对桥臂的并联输入电流之差可以在较大范围内可控，从而可实现均压控制；当系统处于轻载工况时，电感电流为接近0的直流量，此时两对桥臂的并联输入电流也接近0，无法实现较大范围可控的电流差，均压控制失效。
为了使系统在轻载工况下仍可实现均压控制，本申请在系统处于轻载工况时，将DC-DC变换器的输出电压给定值设置为一直流量叠加一交流量，则在控制输出电压跟踪输出电压给定值的条件下，电感电流将在接近0的直流量上叠加一交流量，使得两对桥臂的并联输入电流不再接近0，即两对桥臂的并联输入电流之差可以在较大范围内可控，使系统在轻载工况下仍可实现均压控制。
可见，本申请在系统处于不同工况(非轻载工况+轻载工况)下，将DC-DC变换器的输出电压给定值设置为不同类型的值，具体是当系统处于非轻载工况时，将DC-DC变换器的输出电压给定值设置为一直流量；当系统处于轻载工况时，将DC-DC变换器的输出电压给定值设置为一直流量叠加一交流量，从而使系统在不同工况下均可实现均压控制。
可以理解的是，DC-DC变换器的输出电压给定值的设置类型依据的是系统当前所处的工况，所以本申请首先应判定系统当前所处的工况，以为后续设置DC-DC变换器的输出电压给定值打下基础。系统的工况由流经DC-DC变换器的负载的电流值直接体现，轻载工况下，负载电流值较小，非轻载工况下，负载电流值较大。同时，考虑到DC-DC变换器是双向流动的，当电感电流反向流动的时候，若反向电流较大，也可认为是系统处于非轻载工况，所以本申请获取DC-DC变换器的负载电流绝对值，以为后续判定系统当前所处的工况打下基础。
步骤S2：判断负载电流绝对值是否小于预设负载电流阈值；若是，则执行步骤S3；若否，则执行步骤S4。
需要说明的是，本申请的预设是提前设置好的，只需要设置一次，除非根据实际情况需要修改，否则不需要重新设置。
具体地，本申请提前设置一个负载电流阈值，认为：DC-DC变换器的负载电流绝对值小于预设负载电流阈值时，系统处于轻载工况；DC-DC变换器的负载电流绝对值不小于预设负载电流阈值时，系统处于非轻载工况。
基于此，本申请在获取DC-DC变换器的负载电流绝对值之后，判断负载电流绝对值是否小于预设负载电流阈值；若是，则确定系统处于轻载工况；若否，则确定系统处于非轻载工况。
步骤S3：通过调整DC-DC变换器中开关管的占空比，来控制DC-DC变换器的输出电压跟踪第一输出电压给定值，且控制DC-DC变换器的两个输入电容的电压均衡；其中，第一输出电压给定值为一直流量和一交流量的叠加值。
具体地，步骤S3是系统处于轻载工况时的控制策略，此情况下DC-DC变换器的输出电压给定值为一直流量(数值为系统的额定输出电压)叠加一交流量。DC-DC变换器的控制目标是：输出电压跟踪输出电压给定值，且第一输入电容C1和第二输入电容C2的电压均衡；控制手段是：调整DC-DC变换器中开关管的占空比，从而实现轻载工况下的系统控制。
步骤S4：通过调整开关管的占空比，来控制DC-DC变换器的输出电压跟踪第二输出电压给定值，且控制两个输入电容的电压均衡；其中，第二输出电压给定值为一直流量。
具体地，步骤S4是系统处于非轻载工况时的控制策略，此情况下DC-DC变换器的输出电压给定值为一直流量(数值为系统的额定输出电压)。同样地，DC-DC变换器的控制目标是：输出电压跟踪输出电压给定值，且第一输入电容C1和第二输入电容C2的电压均衡；控制手段是：调整DC-DC变换器中开关管的占空比，从而实现非轻载工况下的系统控制。
本发明提供了一种三电平降压型变换器的均压控制方法，当系统处于非轻载工况时，按照传统均压控制方式控制系统实现均压控制；当系统处于轻载工况时，对传统均压控制方式进行改进：DC-DC变换器的输出电压给定值为一直流量叠加一交流量，则在输出电压的控制下，电感电流将在接近0的直流量上叠加一交流量，使得两对桥臂的并联输入电流不再接近0，即两对桥臂的并联输入电流之差可以在较大范围内可控，使系统在轻载工况下仍可实现均压控制。相比于传统的均压电阻，均压控制的均压速度较快，避免了输入电容及开关管较长时间过压，从而降低了器件损坏的风险；且本申请无需采用均压电阻均压，可大幅度减少系统发热量，从而提高了系统的可靠性。
请参照图4，图4为本发明实施例提供的一种三电平降压型变换器的均压控制原理图。
三电平降压型变换器的均压控制方法在上述实施例的基础上：
作为一种可选地实施例，通过调整DC-DC变换器中开关管的占空比，来控制DC-DC变换器的输出电压跟踪第一输出电压给定值，且控制DC-DC变换器的两个输入电容的电压均衡的过程，包括：
获取DC-DC变换器的输出电压，并将第一输出电压给定值与输出电压作差，得到输出电压误差；
获取DC-DC变换器的第一输入电容C1的第一电压和第二输入电容C2的第二电压，并将第一电压和第二电压作差，得到电容电压误差；
根据输出电压误差和电容电压误差调整开关管的占空比，以使输出电压跟踪第一输出电压给定值，及第一电压和第二电压均衡。
具体地，一方面，本申请实时获取DC-DC变换器的输出电压Vo，并将此时DC-DC变换器的输出电压给定值
Figure BDA0002171615670000091
与输出电压Vo作差，得到输出电压误差
Figure BDA0002171615670000092
另一方面，本申请实时获取第一输入电容C1的第一电压Vi1、第二输入电容C2的第二电压Vi2，并将第一电压Vi1和第二电压Vi2作差，得到电容电压误差Vi_diff＝Vi1-Vi2。
DC-DC变换器的输出电压Vo跟踪输出电压给定值
Figure BDA0002171615670000093
的控制目标实际上是输出电压误差Vo_diff趋近于0，第一电压Vi1和第二电压Vi2均衡的控制目标实际上是电容电压误差Vi_diff趋近于0。所以本申请在输出电压误差Vo_diff趋近于0且电容电压误差Vi_diff趋近于0的目标条件下调整开关管的占空比，以实现输出电压Vo跟踪输出电压给定值
Figure BDA0002171615670000101
及第一电压Vi1和第二电压Vi2均衡。
作为一种可选地实施例，根据输出电压误差和电容电压误差调整开关管的占空比，以使输出电压跟踪第一输出电压给定值，及第一电压和第二电压均衡的过程，包括：
将输出电压误差输入至电压调节器调节，得到电感电流给定值；
获取DC-DC变换器的电感电流，并将电感电流给定值与电感电流作差，得到电感电流误差；
根据电感电流误差和电容电压误差调整开关管的占空比，以使输出电压跟踪第一输出电压给定值，及第一电压和第二电压均衡。
具体地，本申请的输出电压误差Vo_diff输入至电压调节器(可选用PI(proportional-integral，比例积分)控制器)调节，得到电感电流给定值
Figure BDA0002171615670000102
(即电感电流iL的目标值)。
本申请获取DC-DC变换器的电感电流iL，并将电感电流给定值
Figure BDA0002171615670000103
与电感电流iL作差，得到电感电流误差
Figure BDA0002171615670000104
然后根据电感电流误差iL_diff和电容电压误差Vi_diff调整开关管的占空比，以实现输出电压Vo跟踪输出电压给定值
Figure BDA0002171615670000105
及第一电压Vi1和第二电压Vi2均衡。
作为一种可选地实施例，根据电感电流误差和电容电压误差调整开关管的占空比，以使输出电压跟踪第一输出电压给定值，及第一电压和第二电压均衡的过程，包括：
将电感电流误差输入至电流调节器调节，得到PWM调制电压调整量；
将PWM调制电压调整量叠加输出电压，得到PWM调制电压；
根据PWM调制电压和电容电压误差调整开关管的占空比，以使输出电压跟踪第一输出电压给定值，及第一电压和第二电压均衡。
具体地，本申请的电感电流误差iL_diff输入至电流调节器(可选用PI控制器)调节，得到PWM(Pulse width modulation，脉冲宽度调制)调制电压调整量ΔVa。
调制电压补偿器的输入为PWM调制电压调整量ΔVa、输出电压Vo，输出为PWM调制电压Va，运算规则为Va＝ΔVa+Vo。则本申请将PWM调制电压调整量ΔVa和输出电压Vo输入至调制电压补偿器，调制电压补偿器将PWM调制电压调整量ΔVa叠加输出电压Vo，得到PWM调制电压Va；然后根据PWM调制电压Va和电容电压误差Vi_diff调整开关管的占空比，以实现输出电压Vo跟踪输出电压给定值
Figure BDA0002171615670000111
及第一电压Vi1和第二电压Vi2均衡。
作为一种可选地实施例，根据PWM调制电压和电容电压误差调整开关管的占空比，以使输出电压跟踪第一输出电压给定值，及第一电压和第二电压均衡的过程，包括：
将电容电压误差输入至均压调节器调节，得到占空比调整量；
根据PWM调制电压和占空比调整量调整开关管的占空比，以使输出电压跟踪第一输出电压给定值，及第一电压和第二电压均衡。
具体地，本申请将电容电压误差Vi_diff输入至均压调节器(可选用P(proportional，比例)控制器)调节，得到占空比调整量Δd；然后根据PWM调制电压Va和占空比调整量Δd调整开关管的占空比，以实现输出电压Vo跟踪输出电压给定值
Figure BDA0002171615670000112
及第一电压Vi1和第二电压Vi2均衡。
作为一种可选地实施例，根据PWM调制电压和占空比调整量调整开关管的占空比的过程，包括：
获取DC-DC变换器的输入电压，并将PWM调制电压除以输入电压，得到基础占空比；
判断电感电流给定值是否大于0；若是，则将与直流输入电源的正极连接的第一开关管Q1的占空比在基础占空比的基础上增加占空比调整量；若否，则将第一开关管Q1的占空比在基础占空比的基础上减去占空比调整量；
根据第一开关管Q1的当前占空比，调整与第一开关管Q1串接且交替导通的第二开关管Q2的占空比；
根据与直流输入电源的负极连接的第三开关管Q3和第一开关管Q1之间的占空比关系，基于第一开关管Q1的当前占空比调整第三开关管Q3的占空比；
根据第三开关管Q3的当前占空比，调整与第三开关管Q3串接且交替导通的第四开关管Q4的占空比。
具体地，本实施例介绍的是PWM调制发生器的工作原理，PWM调制发生器输入为PWM调制电压Va、占空比调整量Δd、输入电压Vi，输出为第一开关管Q1的占空比d1、第二开关管Q2的占空比d2、第三开关管Q3的占空比d3、第四开关管Q4的占空比d4。
PWM调制发生器包括4个运算步骤：1)计算基础占空比d＝Va/Vi；2)计算第一开关管Q1的占空比：若
Figure BDA0002171615670000121
则d1＝d+Δd；若
Figure BDA0002171615670000122
则d1＝d-Δd；3)计算第三开关管Q3的占空比：Va＝Vi1d1+Vi2d3→d3＝(Va-Vi1d1)/Vi2；4)计算第二开关管Q2、第四开关管Q4的占空比：d2＝1-d1，d4＝1-d3(互补关系)。
可见，当
Figure BDA0002171615670000123
时，若Vi1＞Vi2，则d1＞d3，若Vi1≤Vi2，则d1≤d3；当
Figure BDA0002171615670000124
时，若Vi1>Vi2，则d1<d3，若Vi1≤Vi2，则d1≥d3。
作为一种可选地实施例，占空比关系具体为d3＝(Va-Vi1d1)/Vi2；其中，Va为PWM调制电压；Vi1为与直流输入电源的正极连接的第一输入电容C1的电压，称为第一电压；Vi2为与直流输入电源的负极连接的第二输入电容C2的电压，称为第二电压；d1为第一开关管Q1的占空比；d3为第三开关管Q3的占空比。
需要说明的是，上述实施例针对的是系统处于轻载工况时的控制策略介绍，系统处于非轻载工况时的控制策略与系统处于轻载工况时的控制策略原理相同，本申请在此不再赘述。
作为一种可选地实施例，获取三电平降压型的DC-DC变换器的负载电流绝对值的过程，包括：
利用电流传感器检测流经三电平降压型的DC-DC变换器的负载电流值；
求取负载电流值的绝对值，得到负载电流绝对值。
具体地，本申请获取DC-DC变换器的负载电流绝对值的过程包括：在DC-DC变换器的负载所在的支路上设置电流传感器，利用电流传感器检测流经DC-DC变换器的负载电流值，然后计算负载电流值的绝对值，得到DC-DC变换器的负载电流绝对值。
请参照图5，图5为本发明实施例提供的一种三电平降压型变换器的均压控制系统的结构示意图。
该三电平降压型变换器的均压控制系统包括：
获取模块1，用于获取三电平降压型的DC-DC变换器的负载电流绝对值；
判断模块2，用于判断负载电流绝对值是否小于预设负载电流阈值；若是，则执行轻载调整模块3；若否，则执行非轻载调整模块4；
轻载调整模块3，用于通过调整DC-DC变换器中开关管的占空比，来控制DC-DC变换器的输出电压跟踪第一输出电压给定值，且控制DC-DC变换器的两个输入电容的电压均衡；其中，第一输出电压给定值为一直流量和一交流量的叠加值；
非轻载调整模块4，用于通过调整开关管的占空比，来控制DC-DC变换器的输出电压跟踪第二输出电压给定值，且控制两个输入电容的电压均衡；其中，第二输出电压给定值为一直流量。
本发明提供的均压控制系统的介绍请参考上述均压控制方法的实施例，本发明在此不再赘述。
本发明还提供了一种三电平降压型变换器的均压控制装置，包括：
存储器，用于存储计算机程序；
处理器，用于在执行计算机程序时实现上述任一种三电平降压型变换器的均压控制方法的步骤。
本发明提供的均压控制装置的介绍请参考上述均压控制方法的实施例，本发明在此不再赘述。
还需要说明的是，在本说明书中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其他实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (8)

1.一种三电平降压型变换器的均压控制方法，其特征在于，包括：
获取三电平降压型的DC-DC变换器的负载电流绝对值，并判断所述负载电流绝对值是否小于预设负载电流阈值；
若是，则获取所述DC-DC变换器的输出电压，并将第一输出电压给定值与所述输出电压作差，得到输出电压误差；获取所述DC-DC变换器的第一输入电容的第一电压和第二输入电容的第二电压，并将所述第一电压和所述第二电压作差，得到电容电压误差；将所述输出电压误差输入至电压调节器调节，得到电感电流给定值；获取所述DC-DC变换器的电感电流，并将所述电感电流给定值与所述电感电流作差，得到电感电流误差；根据所述电感电流误差和所述电容电压误差调整所述DC-DC变换器中开关管的占空比，以使所述输出电压跟踪所述第一输出电压给定值，及所述第一电压和所述第二电压均衡；其中，所述第一输出电压给定值为一直流量和一交流量的叠加值；
若否，则通过调整所述开关管的占空比，来控制所述DC-DC变换器的输出电压跟踪第二输出电压给定值，且控制两个所述输入电容的电压均衡；其中，所述第二输出电压给定值为一直流量。
2.如权利要求1所述的三电平降压型变换器的均压控制方法，其特征在于，所述根据所述电感电流误差和所述电容电压误差调整所述开关管的占空比，以使所述输出电压跟踪所述第一输出电压给定值，及所述第一电压和所述第二电压均衡的过程，包括：
将所述电感电流误差输入至电流调节器调节，得到PWM调制电压调整量；
将所述PWM调制电压调整量叠加所述输出电压，得到PWM调制电压；
根据所述PWM调制电压和所述电容电压误差调整所述开关管的占空比，以使所述输出电压跟踪所述第一输出电压给定值，及所述第一电压和所述第二电压均衡。
3.如权利要求2所述的三电平降压型变换器的均压控制方法，其特征在于，所述根据所述PWM调制电压和所述电容电压误差调整所述开关管的占空比，以使所述输出电压跟踪所述第一输出电压给定值，及所述第一电压和所述第二电压均衡的过程，包括：
将所述电容电压误差输入至均压调节器调节，得到占空比调整量；
根据所述PWM调制电压和所述占空比调整量调整所述开关管的占空比，以使所述输出电压跟踪所述第一输出电压给定值，及所述第一电压和所述第二电压均衡。
4.如权利要求3所述的三电平降压型变换器的均压控制方法，其特征在于，所述根据所述PWM调制电压和所述占空比调整量调整所述开关管的占空比的过程，包括：
获取所述DC-DC变换器的输入电压，并将所述PWM调制电压除以所述输入电压，得到基础占空比；
判断所述电感电流给定值是否大于0；若是，则将与直流输入电源的正极连接的第一开关管的占空比在所述基础占空比的基础上增加所述占空比调整量；若否，则将所述第一开关管的占空比在所述基础占空比的基础上减去所述占空比调整量；
根据所述第一开关管的当前占空比，调整与所述第一开关管串接且交替导通的第二开关管的占空比；
根据与直流输入电源的负极连接的第三开关管和所述第一开关管之间的占空比关系，基于所述第一开关管的当前占空比调整所述第三开关管的占空比；
根据所述第三开关管的当前占空比，调整与所述第三开关管串接且交替导通的第四开关管的占空比。
5.如权利要求4所述的三电平降压型变换器的均压控制方法，其特征在于，所述占空比关系具体为d3＝(Va-Vi1d1)/Vi2；其中，Va为所述PWM调制电压；Vi1为与所述直流输入电源的正极连接的第一输入电容的电压；Vi2为与所述直流输入电源的负极连接的第二输入电容的电压；d1为所述第一开关管的占空比；d3为所述第三开关管的占空比。
6.如权利要求1-5任一项所述的三电平降压型变换器的均压控制方法，其特征在于，所述获取三电平降压型的DC-DC变换器的负载电流绝对值的过程，包括：
利用电流传感器检测流经三电平降压型的DC-DC变换器的负载电流值；
求取所述负载电流值的绝对值，得到负载电流绝对值。
7.一种三电平降压型变换器的均压控制系统，其特征在于，包括：
获取模块，用于获取三电平降压型的DC-DC变换器的负载电流绝对值；
判断模块，用于判断所述负载电流绝对值是否小于预设负载电流阈值；若是，则执行轻载调整模块；若否，则执行非轻载调整模块；
所述轻载调整模块，用于获取所述DC-DC变换器的输出电压，并将第一输出电压给定值与所述输出电压作差，得到输出电压误差；获取所述DC-DC变换器的第一输入电容的第一电压和第二输入电容的第二电压，并将所述第一电压和所述第二电压作差，得到电容电压误差；将所述输出电压误差输入至电压调节器调节，得到电感电流给定值；获取所述DC-DC变换器的电感电流，并将所述电感电流给定值与所述电感电流作差，得到电感电流误差；根据所述电感电流误差和所述电容电压误差调整所述DC-DC变换器中开关管的占空比，以使所述输出电压跟踪所述第一输出电压给定值，及所述第一电压和所述第二电压均衡；其中，所述第一输出电压给定值为一直流量和一交流量的叠加值；
所述非轻载调整模块，用于通过调整所述开关管的占空比，来控制所述DC-DC变换器的输出电压跟踪第二输出电压给定值，且控制两个所述输入电容的电压均衡；其中，所述第二输出电压给定值为一直流量。
8.一种三电平降压型变换器的均压控制装置，其特征在于，包括：
存储器，用于存储计算机程序；
处理器，用于在执行所述计算机程序时实现如权利要求1-6任一项所述的三电平降压型变换器的均压控制方法的步骤。
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