CN109120169B - 一种用于级联型两级式逆变器的均压控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种级联型两级式逆变器均压控制方法，基于级联型两级式逆变器模型，针对光照不均匀造成的直流母线电压漂移问题，并通过误差标幺化修正来微调占空比进行稳压控制。将各模块误差电压标幺化后经PI调节器等系列调节得到占空比微调量，通过调节各模块占空比，以达到直流母线的均压控制，给出了载波移相调制微调占空比修正的具体实现方式，并在MATLAB/Simulink软件中搭建3单元级联型两级式逆变器模型，仿真结果表明本发明所提出的控制策略可实现光照不均匀条件下的稳定跟踪，抑制母线电压漂移。
Description
技术领域
本发明涉及逆变器均压控制技术领域，更具体的说是涉及一种用于级联型两级式逆变器的均压控制方法。
背景技术
光伏电池的输出受温度、光照强度及自身参数的影响较大，在传统的集中式光伏发电系统中，各光伏阵列无法实现最大功率点跟踪(Maximum power point tracking，MPPT)的单独控制，使得发电效率大大降低。与传统逆变器相比，级联逆变器具有易于模块化、输出电压谐波含量低、容量大且效率高等特点，将级联型逆变器应用于大功率光伏并网发电系统中，可以减少系统谐波、降低功率管的开关应力、提高输出电压等级，因此成为光伏发电的研究热点之一。在级联型两级式逆变器中，光伏阵列各模块作为级联逆变器的独立电源，不但可以减少输出电压谐波，还可以实现多峰值条件下MPPT，从而提高光伏发电的效率。但当各光伏模块输出电压存在很大差异时，会降低级联型逆变器效率，因此控制各模块输出电压均匀变得尤为重要。
目前，已有一些文献针对级联型H桥逆变器直流侧电压的均衡提出了相应的控制方法。2016年第19期的《电力系统自动化》中《适用于模块化级联光伏发电直流并网系统的均压策略》在假设系统稳定的前提下，分析模块输入功率与后级单元开关管占空比之间的关系，采用功率比重前馈与PI限幅微调占空比相结合控制策略，从而实现电容电压的稳定，但该策略仅适用各模块输入功率相同的情况；2015年第10期的《高电压技术》中《基于模块级联拓扑的光伏智能并网系统》考虑到光伏模块输出功率的差异性，根据各模块的直流电压高低来改变光伏模块的投切状态，实时改变直流侧电容的充放电状态，使各光伏模块的直流电容电压保持稳定，该控制方法简单且易于实现但不能保证各H桥开关频率一致。2016年第12期的《电力电子技术》中《级联H桥变换器的均压控制方法的研究与实现》针对链式拓扑电容电压不平衡问题，提出一种叠加矢量的上层均压控制方法，通过分析直流侧电压的动态平衡方程，采用链式均压与外环控制结合的双闭环电压控制策略，但链式均压控制下的网侧电流动态响应速度较慢、鲁棒性较差；2017年第2期的《中国电机工程学报》中《具备同步电机特性的级联型光伏发电系统》在研究虚拟电机控制的并网控制策略的基础上，提出一种具备同步电机特性的级联型光伏发电系统，能平抑光伏随机性功率波动对电网的影响，响应电网频率变化，维持系统稳定，保持整体功率平衡，但控制结构相对复杂，同时涉及参数较多使得系统动态性能有所降低。
因此，研制一种实现能在光照不均匀条件下保证直流侧电压的稳定的逆变器是本领域技术人员亟需解决的问题。
发明内容
有鉴于此，本发明提供了一种用于级联型两级式逆变器的均压控制方法。
为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案：
一种用于级联型两级式逆变器的均压控制方法，包括：
步骤一：构建级联型两级式逆变器数学模型，所述级联型两级式逆变器由n个拓扑结构相同的两级式逆变器串联而成，所述两级式逆变器包括前级电路和后级电路，通过设均压后得到的新占空比为dHi，得出逆变器交流侧输出电压与直流侧输入电压关系，并通过给定光伏阵列的传输效率α和直流母线电容的参考电压Uref，得到平均占空比
步骤二：将所述前级电路各模块输出电压的误差进行标幺化，得到标幺化误差e*；
步骤三：将标幺化误差e*经过PI调节器后，与交流侧电压正弦信号相乘，得到占空比微调量ΔdHi，并将所述占空比微调量ΔdHi与所述平均占空比
相加，获得新占空比dHi；
步骤四：将所述新占空比dHi作为触发脉冲，驱动功率器件，得到直流母线参考电压
需要说明的是：由于各模块串联，流过各H桥的电流均为电网电流，因此可从网侧把各级联部分看成一个整体。在一个周期内，各H桥逆变器导通时间由系统调制方式控制，当逆变器总输出功率确定时，各个H桥传输功率的分配则由系统调制策略决定。当输出电流变化时，级联逆变器电容电压会产生较大波动，为保证级联逆变器可靠的跟踪目标电流变化，需调节电容电压到参考电压
优选的，所述前级电路包括Boost DC-DC电路，用于实现升压和MPPT功能，所述后级电路包括H桥电路，用于实现单位功率因数并网。
优选的，光伏阵列输出的电压经所述Boost DC-DC电路升压后传输到直流母线电容上，再由所述H桥电路变换后并入电网，所述H桥电路各模块输出-1、0、1三种电平，则n单元级联逆变器输出2n+1种电平。
优选的，步骤一具体为：
对第i(i＝1,2,3，…n)个模块，设H桥整流器的占空比为dHi，则逆变器交流侧输出电压与直流侧输入电压关系如下：
忽略电网电阻Rg的影响，根据基尔霍夫定律可得：
忽略器件间的差异，设光伏阵列的传输效率为α，稳态时各模块直流电压达到所述参考电压Uref，因此第i个模块向电网传输的功率Pi为：
Pi＝dHi*Urefig＝αPpvi (3)
当各模块的输出电压相同时，各模块占空比相同，得到所述平均占空比
式中：uh为逆变器交流侧输出总电压，uhi为第i个逆变器的输出电压，udci为第i个直流母线电容电压，Lg为电网电感，ig为电网电流，ug电网电压，Ci为直流母线电容；idi为第i个Boost DC-DC电路输出电流；Ppvi为第i个光伏阵列的输出功率。
优选的，由式(1)可知，逆变器输出参考电压
的计算方法如下：，
式(5)中ΔdHi为第i个所述H桥电路占空比微调量，其物理意义为：
当第k个单元被阴影遮挡致使光伏模块输出电压udck小于其他模块输出电压时，其他光伏模块向该直流电容Ck充电，则ΔdHk＞0。
优选的，在步骤一至步骤三的微调过程中，电压与能量均只在各模块之间发生变化，整个所述H桥电路仍处于平衡状态；
对各模块微调时不影响系统总输出平衡的验证方法为：
将式(5)展开得：
当逆变器各模块输出电压相同时，式(7)中
恒为0；
忽略各H桥的开关损耗，则由功率守恒得：
式(8)中
为光伏阵列向电网输送的总功率，
为各个直流母线电容微调功率之和，当输出总功率确定时，
恒为0。
需要说明的是：
的绝对值为udck的变化量，当级联型模块中有m个直流电容电压为零时，式(7)第二项的绝对值m个直流电容电压变化量之和；当逆变器各模块输出电压相同时，式(7)第二项恒为0。
优选的，调制器选择载波移相SPWM技术，且采用单极性CPS-SPWM调制方法。
优选的，所述单极性CPS-SPWM调制方法具体为：
采用同一正弦波调制n个级联单元，其中各单元三角载波信号调制比相同，相角依次相差θ，通过比较载波与调制波的大小，产生脉冲驱动信号。
优选的，单极性CPS-SPWM调制方法调制下θ＝π/n。
优选的，所述单极性CPS-SPWM调制方法的具体实现方式为：
将均压算法获得的调制信号与三角载波信号进行比较，其中所述调制信号的占空比为
当调制信号大于三角载波信号时，输出为
当调制信号小于三角载波信号时，输出为
当各单元输出功率相同时即调制信号与三角载波信号相等时，ΔdHi＝0，此时系统调制信号不需要修正。
经由上述的技术方案可知，与现有技术相比，本发明公开提供了一种用于级联型两级式逆变器的均压控制方法，旨在实现逆变器在光照不均匀的条件下直流侧电压的稳定，有益效果为：
1)输出电压谐波少，幅值较稳定；
2)能实现不同光照度下的直流母线均压控制，抑制母线电压漂移，维持系统稳定，保持整体功率平衡；
3)快速实现电流与电压的同步并网；
4)整体结构较为简单，所涉及的参数也较少，具有较强的实用性。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。
图1附图为本发明提供的基于误差标幺化的占空比微调均压算法；
图2附图为本发明提供的级联型两级式光伏发电系统拓扑结构示意图；
图3附图为本发明提供的CPS-SPWM占空比修正实现方式；
图4附图为本发明提供的传统控制结构图；
图5附图为本发明提供的相同光照下采用传统双闭环控制法时网侧输出电压波形图；
图6附图为本发明提供的相同光照下采用基于误差标幺化控制法时网侧输出电压波形图；
图7附图为本发明提供的不同光照下采用传统双闭环控制法时网侧输出电压波形图；
图8附图为本发明提供的不同光照下采用基于误差标幺化控制法时网侧输出电压波形图；
图9附图为本发明提供的不同光照下并网电流电压波形图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明实施例公开了一种用于级联型两级式逆变器的均压控制方法，该均压算法具体结构如图1所示，其中包括：
步骤一：构建级联型两级式逆变器数学模型，如图2所示，所述级联型两级式逆变器由n个拓扑结构相同的两级式逆变器串联而成，所述两级式逆变器包括前级电路和后级电路，通过设均压后得到的新占空比为dHi，得出逆变器交流侧输出电压与直流侧输入电压关系，并通过给定光伏阵列的传输效率α和直流母线电容的参考电压Uref，得到平均占空比
步骤二：将所述前级电路各模块输出电压的误差进行标幺化，得到标幺化误差e*；
步骤三：将标幺化误差e*经过PI调节器后，与交流侧电压正弦信号相乘，得到占空比微调量ΔdHi，并将所述占空比微调量ΔdHi与所述平均占空比
相加，获得新占空比dHi；
步骤四：将所述新占空比dHi作为触发脉冲，驱动功率器件，得到直流母线参考电压
需要说明的是：由于各模块串联，流过各H桥的电流均为电网电流，因此可从网侧把各级联部分看成一个整体。在一个周期内，各H桥逆变器导通时间由系统调制方式控制，当逆变器总输出功率确定时，各个H桥传输功率的分配则由系统调制策略决定。当输出电流变化时，级联逆变器电容电压会产生较大波动，为保证级联逆变器可靠的跟踪目标电流变化，需调节电容电压到参考电压
更进一步地，所述前级电路包括Boost DC-DC电路，用于实现升压和MPPT功能，所述后级电路包括H桥电路，用于实现单位功率因数并网。
更进一步地，光伏阵列输出的电压经所述Boost DC-DC电路升压后传输到直流母线电容上，再由所述H桥电路变换后并入电网，所述H桥电路各模块输出-1、0、1三种电平，则n单元级联逆变器输出2n+1种电平。
更进一步地，步骤一具体为：
对第i(i＝1,2,3，…n)个模块，设H桥整流器的占空比为dHi，则逆变器交流侧输出电压与直流侧输入电压关系如下：
忽略电网电阻Rg的影响，根据基尔霍夫定律可得：
忽略器件间的差异，设光伏阵列的传输效率为α，稳态时各模块直流电压达到所述参考电压Uref，因此第i个模块向电网传输的功率Pi为：
Pi＝dHi*Urefig＝αPpvi (3)
当各模块的输出电压相同时，各模块占空比相同，得到所述平均占空比
式中：uh为逆变器交流侧输出总电压，uhi为第i个逆变器的输出电压，udci为第i个直流母线电容电压，Lg为电网电感，ig为电网电流，ug电网电压，Ci为直流母线电容；idi为第i个Boost DC-DC电路输出电流；Ppvi为第i个光伏阵列的输出功率。
需要说明的是：本实施例中的式(4)与
相同。
其中，
表示直流母线电容电压的参考电压，稳态时，各逆变器单元的直流电压所达到的参考电压Uref之和与i个直流母线电容电压的参考电压之和相等。
更进一步地，由式(1)可知，逆变器输出参考电压
的计算方法如下：，
式(5)中ΔdHi为第i个所述H桥电路占空比微调量，其物理意义为：
当第k个单元被阴影遮挡致使光伏模块输出电压udck小于其他模块输出电压时，其他光伏模块向该直流电容Ck充电，则ΔdHk＞0。
更进一步地，在步骤一至步骤三的微调过程中，电压与能量均只在各模块之间发生变化，整个所述H桥电路仍处于平衡状态；
对各模块微调时不影响系统总输出平衡的验证方法为：
将式(5)展开得：
当逆变器各模块输出电压相同时，式(7)中
恒为0；
忽略各H桥的开关损耗，则由功率守恒得：
式(8)中
为光伏阵列向电网输送的总功率，
为各个直流母线电容微调功率之和，当输出总功率确定时，
恒为0。
需要说明的是：
的绝对值为udck的变化量，当级联型模块中有m个直流电容电压为零时，式(7)第二项的绝对值m个直流电容电压变化量之和；当逆变器各模块输出电压相同时，式(7)第二项恒为0。
更进一步地，调制器选择载波移相SPWM技术，且采用单极性CPS-SPWM调制方法。
更进一步地，如图3所示，所述单极性CPS-SPWM调制方法具体为：
采用同一正弦波调制n个级联单元，其中各单元三角载波信号调制比相同，相角依次相差θ，通过比较载波与调制波的大小，产生脉冲驱动信号。
更进一步地，单极性CPS-SPWM调制方法调制下θ＝π/n。
更进一步地，所述单极性CPS-SPWM调制方法的具体实现方式为：
将均压算法获得的调制信号与三角载波信号进行比较，其中所述调制信号的占空比为
当调制信号大于三角载波信号时，输出为
当调制信号小于三角载波信号时，输出为
当各单元输出功率相同时即调制信号与三角载波信号相等时，ΔdHi＝0，此时系统调制信号不需要修正。
与本发明不同的是，现有技术中，级联逆变器采用PI外环控制与PR内环控制相结合的双环控制，外环控制母线电压稳定输出，内环控制并网电流与电网电压同相，传统控制结构如图4所示。
图4中
为光伏模块经Boost电路变换后的参考电压，光伏模块输出电压由前级MPPT控制电路获得，该参考电压与直流母线实际电压的误差之和经过一个PI调节器后再乘以一个正弦信号，得到一个与电网电压同相的参考电流
电网电流经准PR控制器，可实现无静差跟踪，同时保持高增益，电流控制器输出电感的参考电压
逆变器总输出电压
为电网电压与电感参考电压之和。传统调制法中常采用
作为各H桥的调制信号，但在光照不均匀时，将导致MPPT无法正确工作。
为验证本发明所提出的控制方法的正确性，在MATLAB/simulink搭建了3单元级联型两级式逆变器模型，以及传统双闭环控制模型。
设定直流母线参考电压为223V，电网电压交流频率为50Hz，当3个模块的光照强度从900W/m2下降到700W/m2时，后级电路网侧输出电压波形图如图5、图6所示。
由图5和图6可看出，传统双闭环控制在光照强度变化时易产生较大的振荡，并且由此产生的谐波较多，基于误差标幺化的占空比微调均压算法在光照强度发生突变时，能稳定的向电网输出电压，且谐波较少。
为了进一步验证本发明提出的基于误差标幺化控制法控制方法的正确性，将3个单元的光照强度分别设为1000W/m2、800W/m2、500W/m2，直流母线参考电压仍为223V，则后级电路网侧输出电压波形图如图7、图8所示。
由图7可看出，当各模块光照强度不同时，传统控制法下的级联型两级式逆变器输出电压振荡较大且不稳定，在0.2s以前，输出电压逐渐增大，0.2s以后电压有所下降，并且这种趋势逐渐增加，这在实际应用中时将会造成逆变器工作效率低，产生的谐波较多；图8为本发明提出的基于误差标幺化的均压算法，可以看出该均压算法控制下，逆变器输出电压在0.2s之前逐渐增加，0.2s后趋于稳定，同时逆变器输出电压谐波较少，因此振荡相对较少，网侧电压由各模块直流母线电压合成，接近正弦波。
图9为不同光照下逆变器并网电流与电压的仿真波形图，由图可以看出，并网电流与电压在一个周期后，能实现同步并网。
通过上述仿真实验可以看出，本发明所公开的基于误差标幺化修正的微调占空比稳压控制方法较传统控制方法，具有以下优势：
1)输出电压谐波少，幅值较稳定；
2)能实现不同光照度下的直流母线均压控制，抑制母线电压漂移，维持系统稳定，保持整体功率平衡；
3)快速实现电流与电压的同步并网；
4)整体结构较为简单，所涉及的参数也较少，具有较强的实用性。
本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。对于实施例公开的装置而言，由于其与实施例公开的方法相对应，所以描述的比较简单，相关之处参见方法部分说明即可。
对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。
Claims (9)
1.一种用于级联型两级式逆变器的均压控制方法，其特征在于，包括：
步骤一：构建级联型两级式逆变器数学模型，所述级联型两级式逆变器由n个拓扑结构相同的逆变器单元串联而成，所述逆变器单元为两级式逆变器，包括前级电路和后级电路，所述后级电路包括H桥电路，用于实现单位功率因数并网；
对第i(i＝1,2,3，…n)个逆变器单元，设H桥电路的占空比为dHi，则逆变器单元交流侧输出总电压与直流侧输入电压，即第i个逆变器单元的直流侧母线电容电压，关系如下：
设光伏阵列的传输效率为α，稳态时各逆变器单元直流侧输入电压达到直流母线电容电压的参考电压
因此第i个逆变器单元向电网传输的功率Pi为：
当各H桥电路的输出电压相同时，各H桥电路占空比相同，得到平均占空比
其中：n为大于1整数；uh为逆变器单元交流侧输出总电压，uhi为第i个逆变器单元的交流侧输出电压，udci为第i个直流侧母线电容电压；ig为电网电流，ug电网电压，Ppvi为第i个光伏阵列的输出功率；
步骤二：将所述前级电路输出电压的误差进行标幺化，得到标幺化误差e*；
其中，误差e为：
且将直流母线参考电压
作为基准值；
步骤三：将标幺化误差e*经过PI调节器后，与交流侧输出电压正弦信号相乘，得到占空比微调量ΔdHi，并将所述占空比微调量ΔdHi与所述平均占空比
相加，获得新占空比dHi *；
步骤四：将所述新占空比dHi *作为触发脉冲，驱动功率器件，通过调制器得到直流母线参考电压
由式(1)可知，直流母线参考电压
的值根据逆变器输出参考电压
计算，计算方法如下：
2.根据权利要求1所述的一种用于级联型两级式逆变器的均压控制方法，其特征在于，所述前级电路包括Boost DC-DC电路，用于实现升压和MPPT功能。
3.根据权利要求2所述的一种用于级联型两级式逆变器的均压控制方法，其特征在于，光伏阵列输出的电压经所述Boost DC-DC电路升压后传输到直流母线电容上，再由所述H桥电路变换后并入电网，每个所述H桥电路输出-1、0、1三种电平，则n个H桥电路输出2n+1种电平，其中n为逆变器单元的个数。
4.根据权利要求1所述的一种用于级联型两级式逆变器的均压控制方法，其特征在于，式(5)中ΔdHi为第i个所述H桥电路占空比微调量，其物理意义为：
当第k个光伏阵列被阴影遮挡致使第k个光伏阵列输出电压udck小于其他光伏阵列输出电压时，其他光伏阵列向第k个光伏阵列的直流母线电容Ck充电，则ΔdHk＞0，其中，k为小于或等于n的正整数，ΔdHk为第k个H桥电路占空比微调量。
5.根据权利要求1所述的一种用于级联型两级式逆变器的均压控制方法，其特征在于，在步骤一至步骤三的微调过程中，电压与能量均只在各H桥电路之间发生变化，整个所述H桥电路仍处于平衡状态；
对各H桥电路微调时不影响系统总输出平衡的验证方法为：
将式(5)展开得：
当各H桥电路输出电压相同时，式(7)中
恒为0；
忽略各H桥的开关损耗，则由功率守恒得：
式(8)中
为光伏阵列向电网输送的总功率，
为各个直流母线电容微调功率之和，当输出总功率确定时，
恒为0。
6.根据权利要求1所述的一种用于级联型两级式逆变器的均压控制方法，其特征在于，所述调制器选择载波移相SPWM技术，且采用单极性CPS-SPWM调制方法。
7.根据权利要求6所述的一种用于级联型两级式逆变器的均压控制方法，其特征在于，所述单极性CPS-SPWM调制方法具体为：
采用同一正弦波调制n个所述逆变器单元，其中各所述逆变器单元三角载波信号调制比相同，相角依次相差θ，通过比较载波与调制波的大小，产生脉冲驱动信号。
8.根据权利要求7所述的一种用于级联型两级式逆变器的均压控制方法，其特征在于，单极性CPS-SPWM调制方法调制下θ＝π/n。
9.根据权利要求7所述的一种用于级联型两级式逆变器的均压控制方法，其特征在于，所述单极性CPS-SPWM调制方法的具体实现方式为：
将逆变器输出参考电压
作为调制信号与三角载波信号进行比较，当调制信号大于三角载波信号时，输出为
当调制信号小于三角载波信号时，输出为
当各所述逆变器单元输出功率相同时即调制信号与三角载波信号相等时，ΔdHi＝0，此时系统调制信号不需要修正。
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