JP2017153250A - 系統連系制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 系統電圧が低下した際のインバータの入力電力と出力電力との間のアンバランスを低減してインバータの停止を回避可能な系統連系制御装置を提供する。【解決手段】 本発明の系統連系制御装置（１０）によれば、制御装置（１６）は、コンバータ制御部（４０）を備える。コンバータ制御部（４０）は、系統電圧正常状態から系統電圧低下状態への移行をしたときに、コンバータ（１２）を駆動させるスイッチング素子（１２ｇ）の制御信号であるパルス幅変調信号のデューティ比を移行前と比べて低減させてインバータ（１４）の入力電力を低下させる。【選択図】 図４

Description

本発明は、系統連系制御装置に関する。

上記発明の一例として、特許文献１および特許文献２に記載の発明が挙げられる。特許文献１に記載の系統連系用インバータは、電力系統の瞬時電圧低下などの急激な電圧低下の度合いに合わせて、インバータから出力する電力を制限する。これにより、特許文献１に記載の発明は、電力系統において急激な電圧低下が生じた場合に、系統連系用インバータの停止を回避しようとしている。

一方、特許文献２に記載の電力変換装置は、瞬時電圧低下から復帰する際に、瞬時電圧低下の電圧低下量が大きいほどインバータの出力電流を瞬時電圧低下が発生する前の出力電流値と比べて低下させる。これにより、特許文献２に記載の発明は、瞬時電圧低下からの復帰時に、インバータの出力を安定させようとしている。

特開２００８−２２８４９４号公報 特開２０１５−１９５７１０号公報

しかしながら、特許文献１に記載の発明では、制御装置は、瞬時電圧低下の際に、インバータから出力する電力のみを制限する。そのため、インバータの出力応答性が悪く、コンバータによって昇圧された直流電圧の変動が大きくなり、インバータが停止する可能性がある。

一方、特許文献２に記載の発明では、電力変換装置は、瞬時電圧低下の際に、電力系統の瞬時電圧低下の電圧低下量が大きいほどインバータに入力される直流電圧を高く制御する。そのため、瞬時電圧低下の際にインバータに入力される直流電圧の変動が大きくなり、インバータが停止する可能性がある。なお、瞬時電圧低下の際にインバータに入力される直流電圧を一定にする実施形態では、電力変換装置は、瞬時電圧低下から復帰する際にインバータの出力電流を低下させている。

本発明は、このような事情に鑑みて為されたものであり、系統電圧が低下した際のインバータの入力電力と出力電力との間のアンバランスを低減してインバータの停止を回避可能な系統連系制御装置を提供することを課題とする。

本発明に係る系統連系制御装置は、直流電力を出力する直流電源と、前記直流電源から出力された直流電力を昇圧するコンバータと、前記コンバータによって昇圧された直流電力を交流電力に変換して系統電源に接続されている負荷に出力するインバータと、前記インバータから出力される出力電流を検出する出力電流検出器と、前記系統電源の系統電圧を検出する系統電圧検出器と、前記出力電流検出器によって検出された出力電流検出値および前記系統電圧検出器によって検出された系統電圧検出値が少なくとも入力され、入力された前記出力電流検出値および前記系統電圧検出値に基づいて、前記コンバータおよび前記インバータをそれぞれ駆動制御する制御装置と、を備える系統連系制御装置であって、前記制御装置は、前記系統電圧検出値が所定閾値を超えている状態である系統電圧正常状態から前記系統電圧検出値が前記所定閾値以下に低下した状態である系統電圧低下状態への移行をしたときに、前記コンバータを駆動させるスイッチング素子の制御信号であるパルス幅変調信号のデューティ比を前記移行前と比べて低減させて前記インバータの入力電力を低下させるコンバータ制御部を備える。

本発明に係る系統連系制御装置によれば、制御装置は、コンバータ制御部を備える。コンバータ制御部は、系統電圧正常状態から系統電圧低下状態への移行をしたときに、コンバータを駆動させるスイッチング素子の制御信号であるパルス幅変調信号のデューティ比を移行前と比べて低減させてインバータの入力電力を低下させる。そのため、本発明に係る系統連系制御装置は、系統電圧が低下してインバータの出力電力が低下したときに、インバータの入力電力と出力電力との間のアンバランスを低減することができ、コンバータによって昇圧された直流電力の直流電圧の変動を低減することができる。その結果、直流電圧の変動に起因するインバータの停止が回避される。

系統連系制御装置１０の一例を示す構成図である。 制御装置１６の一例を示す構成図である。 参考形態に係り、系統電圧Ｖｓおよびインバータ１４の出力電流Ｉｏｕｔの経時変化の一例を示す図である。 コンバータ制御部４０およびインバータ制御部５０の制御ブロックの一例を示すブロック図である。 系統連系制御装置１０の制御手順の一例を示すフローチャートである。 図５Ａの電圧復帰制御の制御手順の一例を示すフローチャートである。 系統電圧Ｖｓ、インバータ１４の出力電流Ｉｏｕｔ、スイッチング素子１２ｇのデューティ比ＤＦ、インバータ１４の入力電力Ｐｉｎ、インバータ１４の出力電力Ｐｏｕｔおよび直流電圧Ｖｄｃの経時変化の一例を示す図である。

以下、本実施形態の系統連系制御装置１０を図面に基づいて説明する。なお、図面は、概念図であり、細部構造の寸法まで規定するものではない。

＜系統連系制御装置１０の構成＞
図１に示すように、本実施形態の系統連系制御装置１０は、直流電源１１、コンバータ１２、コンデンサ１３、インバータ１４、検出器１５および制御装置１６を備えている。また、検出器１５は、直流電圧検出器１５ａ、出力電流検出器１５ｂおよび系統電圧検出器１５ｃを備えている。

直流電源１１は、直流電力を出力する。直流電源１１は、直流電力を出力することができれば良く、限定されない。本実施形態では、直流電源１１として燃料電池を用いる。燃料電池は、燃料と酸化剤ガスとによって発電する発電装置であり、種々の燃料電池（例えば、公知の固体酸化物形燃料電池（ＳＯＦＣ：Ｓｏｌｉｄ Ｏｘｉｄｅ Ｆｕｅｌ Ｃｅｌｌ）など）を用いることができる。また、直流電源１１は、燃料電池以外の発電装置（例えば、太陽光発電装置）を用いることもできる。さらに、直流電源１１は、ガスエンジン発電機などを用いることもできる。直流電源１１としてガスエンジン発電機を用いる場合、交流発電機が出力する交流電力をダイオードブリッジ等の公知の平滑回路で整流して、直流電力を生成することができる。同図に示すように、直流電源１１は、出力側端子１１ａ，１１ｂを備えている。出力側端子１１ａは、直流電源１１の正極（＋）に接続されており、出力側端子１１ｂは、直流電源１１の負極（−）に接続されている。また、直流電源１１の出力状態（出力電力等の情報）は、後述する制御装置１６に送信される。

コンバータ１２は、直流電源１１から出力された直流電力を昇圧して、インバータ１４に出力する。コンバータ１２は、入力側端子１２ａ，１２ｂおよび出力側端子１２ｃ，１２ｄを備えている。直流電源１１の出力側端子１１ａと、コンバータ１２の入力側端子１２ａとの間には、電路１７ａが形成されている。また、直流電源１１の出力側端子１１ｂと、コンバータ１２の入力側端子１２ｂとの間には、電路１７ｂが形成されている。直流電源１１から出力された直流電力は、電路１７ａ，１７ｂを介してコンバータ１２に入力される。そして、コンバータ１２によって昇圧された直流電力は、出力側端子１２ｃ，１２ｄから出力される。電路１７ａ，１７ｂは、例えば、公知の電力用電線を用いることができる。このことは、以降に示す電路についても同様である。

コンバータ１２は、リアクトル１２ｅ、ダイオード１２ｆおよびスイッチング素子１２ｇを備えている。これらの素子は、公知の電力用デバイスを用いることができる。例えば、スイッチング素子１２ｇは、公知の電界効果トランジスタ（ＦＥＴ：Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ：Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などを用いることができる。

コンバータ１２の入力側端子１２ａと出力側端子１２ｃとの間には、電路１７ｃが形成されている。また、コンバータ１２の入力側端子１２ｂと出力側端子１２ｄとの間には、電路１７ｄが形成されている。電路１７ｃには、入力側端子１２ａ側から順に、リアクトル１２ｅ、ダイオード１２ｆが設けられている。また、リアクトル１２ｅとダイオード１２ｆとの間の電路１７ｃには、接続点１２ｉが設けられており、接続点１２ｉには、スイッチング素子１２ｇのドレイン１２ｇ１が接続されている。スイッチング素子１２ｇのソース１２ｇ２は、電路１７ｄに設けられる接続点１２ｊに接続されており、接続点１２ｉと接続点１２ｊとの間には、電路１７ｅが形成されている。なお、スイッチング素子１２ｇのゲート１２ｇ３は、駆動回路１６ｅを介して、後述する制御装置１６に接続されている。駆動回路１６ｅは、公知のドライバ回路を用いることができる。コンバータ１２は、直流電源１１から出力された直流電力を昇圧することができれば良く、上述の構成に限定されるものではない。

コンバータ１２の出力側端子１２ｃと、インバータ１４の入力側端子１４ａとの間には、電路１７ｆが形成されている。また、コンバータ１２の出力側端子１２ｄと、インバータ１４の入力側端子１４ｂとの間には、電路１７ｇが形成されている。電路１７ｆと電路１７ｇとの間には、コンデンサ１３および直流電圧検出器１５ａが設けられている。

電路１７ｆには、接続点１３ａが設けられており、接続点１３ａには、コンデンサ１３の一端側（正極側）が接続されている。電路１７ｇには、接続点１３ｂが設けられており、接続点１３ｂには、コンデンサ１３の他端側（負極側）が接続されている。コンデンサ１３は、公知の電解コンデンサを用いることができ、コンバータ１２によって昇圧された直流電力のリップルを低減することができる。直流電圧検出器１５ａは、コンバータ１２によって昇圧された直流電力の直流電圧を検出する。具体的には、直流電圧検出器１５ａは、インバータ１４の入力側端子１４ａ，１４ｂ間に印加される直流電圧を検出する。本明細書では、直流電圧検出器１５ａによって検出された検出値を直流電圧検出値という。

直流電圧検出器１５ａは、例えば、抵抗値が既知の複数の抵抗器によって電路１７ｆと電路１７ｇとの間の直流電圧を分圧して、分圧された電圧値に基づいてインバータ１４の入力側端子１４ａ，１４ｂ間に印加される直流電圧を検出することができる。具体的には、上述した抵抗器によって分圧された直流電圧は、制御装置１６に入力される。そして、制御装置１６は、公知のＡ／Ｄ変換器（図示略）などによって分圧された直流電圧を知得し、インバータ１４の入力側端子１４ａ，１４ｂ間に印加される直流電圧を算出することができる。

制御装置１６は、出力電力の目標値に基づいて、コンバータ１２を駆動させるスイッチング素子１２ｇの制御信号であるパルス幅変調（ＰＷＭ：Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号のデューティ比ＤＦを決定する。制御装置１６は、ドライバ回路である駆動回路１６ｅを介して、当該デューティ比に基づくパルス信号をスイッチング素子１２ｇのゲート１２ｇ３に付与する。例えば、スイッチング素子１２ｇのゲート１２ｇ３に付与される電圧がハイレベル（所定電圧値を超えている状態）のときには、スイッチング素子１２ｇのドレイン１２ｇ１とソース１２ｇ２との間が電気的に導通された閉状態になり、リアクトル１２ｅに電磁エネルギーが蓄えられる。

スイッチング素子１２ｇのゲート１２ｇ３に付与される電圧がローレベル（所定電圧値以下の状態）のときには、スイッチング素子１２ｇのドレイン１２ｇ１とソース１２ｇ２との間が電気的に遮断された開状態になり、リアクトル１２ｅに蓄えられた電磁エネルギーがコンデンサ１３に充電されて、コンバータ１２の出力電力は増大する。このようにして、制御装置１６は、コンバータ１２の出力電力を所望の電力値（出力電力の目標値）に制御することができる。

インバータ１４は、コンバータ１２によって昇圧された直流電力を交流電力に変換して系統電源２０に接続されている負荷３０に出力する。インバータ１４は、入力側端子１４ａ，１４ｂおよび出力側端子１４ｃ，１４ｄを備えている。インバータ１４の出力側端子１４ｃと、系統電源２０の接続端子２０ａとの間には、電路２１ａが形成されている。また、インバータ１４の出力側端子１４ｄと、系統電源２０の接続端子２０ｂとの間には、電路２１ｂが形成されている。インバータ１４から出力された交流電力は、電路２１ａ，２１ｂを介して出力される。これにより、インバータ１４から出力された交流電力は、負荷３０に供給可能になっている。なお、系統電源２０として、例えば、電力会社が保有する商用の配電線網から供給される交流電源が挙げられる。また、負荷３０は、電力を駆動源とする負荷であり、例えば、家庭用電気機器（家電製品など）や産業用電気機器（ロボットなど）が挙げられる。

インバータ１４は、複数（本実施形態では、４つ）のスイッチング素子（第一スイッチング素子１４ｅ〜第四スイッチング素子１４ｈ）を備えている。第一スイッチング素子１４ｅ〜第四スイッチング素子１４ｈは、コンバータ１２のスイッチング素子１２ｇと同様に、公知の電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）などを用いることができる。

図１に示すように、インバータ１４の入力側端子１４ａと、第一スイッチング素子１４ｅのドレイン１４ｅ１と、第三スイッチング素子１４ｇのドレイン１４ｇ１との間には、電路１７ｈが形成されている。また、インバータ１４の入力側端子１４ｂと、第二スイッチング素子１４ｆのソース１４ｆ２と、第四スイッチング素子１４ｈのソース１４ｈ２との間には、電路１７ｉが形成されている。

第一スイッチング素子１４ｅおよび第二スイッチング素子１４ｆは、電路１７ｈと電路１７ｉとの間において直列接続されており、第一スイッチング素子１４ｅのソース１４ｅ２と、第二スイッチング素子１４ｆのドレイン１４ｆ１との間には、電路１７ｊが形成されている。また、第三スイッチング素子１４ｇおよび第四スイッチング素子１４ｈは、電路１７ｈと電路１７ｉとの間において直列接続されており、第三スイッチング素子１４ｇのソース１４ｇ２と、第四スイッチング素子１４ｈのドレイン１４ｈ１との間には、電路１７ｋが形成されている。つまり、直列接続された第一スイッチング素子１４ｅおよび第二スイッチング素子１４ｆと、直列接続された第三スイッチング素子１４ｇおよび第四スイッチング素子１４ｈとは、電路１７ｈと電路１７ｉとの間において並列接続されている。

電路１７ｊには、接続点１４ｉが設けられており、接続点１４ｉと、インバータ１４の出力側端子１４ｃとの間には、電路１７ｌが形成されている。また、電路１７ｋには、接続点１４ｊが設けられており、接続点１４ｊとインバータ１４の出力側端子１４ｄとの間には、電路１７ｍが形成されている。以上のようにして、第一スイッチング素子１４ｅ〜第四スイッチング素子１４ｈは、フルブリッジ接続されている。

第一スイッチング素子１４ｅ〜第四スイッチング素子１４ｈの各ゲート１４ｅ３〜１４ｈ３は、駆動回路１６ｆを介して、制御装置１６に接続されている。駆動回路１６ｆは、公知のドライバ回路を用いることができる。第一スイッチング素子１４ｅ〜第四スイッチング素子１４ｈは、制御装置１６から出力される駆動信号（開閉信号）に基づいて駆動制御される。

例えば、第一スイッチング素子１４ｅのゲート１４ｅ３に付与される電圧がハイレベル（所定電圧値を超えている状態）のときには、第一スイッチング素子１４ｅのドレイン１４ｅ１とソース１４ｅ２との間が電気的に導通された閉状態になる。一方、第一スイッチング素子１４ｅのゲート１４ｅ３に付与される電圧がローレベル（所定電圧値以下の状態）のときには、第一スイッチング素子１４ｅのドレイン１４ｅ１とソース１４ｅ２との間が電気的に遮断された開状態になる。以上のことは、第二スイッチング素子１４ｆ〜第四スイッチング素子１４ｈについても同様である。制御装置１６は、例えば、パルス幅変調（ＰＷＭ）によりデューティ比を可変して、当該デューティ比に基づいて第一スイッチング素子１４ｅ〜第四スイッチング素子１４ｈを開閉制御することができる。

インバータ１４は、第一スイッチング素子１４ｅおよび第四スイッチング素子１４ｈの両方が閉状態であり、かつ、第二スイッチング素子１４ｆおよび第三スイッチング素子１４ｇの両方が開状態である第一状態と、第一スイッチング素子１４ｅおよび第四スイッチング素子１４ｈの両方が開状態であり、かつ、第二スイッチング素子１４ｆおよび第三スイッチング素子１４ｇの両方が閉状態である第二状態とを交互に繰り返すことによって、インバータ１４の入力側端子１４ａ，１４ｂから入力された直流電力を交流電力に変換することができる。

なお、インバータ１４と負荷３０との間には、公知のフィルタ回路を設けることができる。フィルタ回路は、例えば、公知のＬＣ回路を用いることができる。これにより、インバータ１４の出力側端子１４ｃ，１４ｄから出力されるインバータ１４の出力電流Ｉｏｕｔに含まれる高調波成分が低減され、インバータ１４の出力電流Ｉｏｕｔが正弦波状に整形される。

出力電流検出器１５ｂは、インバータ１４の出力側端子１４ｃ，１４ｄから出力される出力電流Ｉｏｕｔを検出する。本実施形態では、出力電流検出器１５ｂは、電路２１ｂに設けられている。本明細書では、出力電流検出器１５ｂによって検出された検出値を出力電流検出値という。出力電流検出器１５ｂは、公知の電流検出器（例えば、カレントトランスを使用した電流検出器）を用いることができる。

系統電圧検出器１５ｃは、系統電圧Ｖｓ（電路２１ａと電路２１ｂとの間の電圧）を検出する。本明細書では、系統電圧検出器１５ｃによって検出された検出値を系統電圧検出値という。系統電圧検出器１５ｃは、公知の電圧検出器を用いることができる。系統電圧検出器１５ｃは、例えば、系統電圧Ｖｓを変圧器によって降圧して、降圧された電圧値に基づいて、系統電圧Ｖｓの電圧値、位相等を検出することができる。なお、検出器１５は、直流電圧検出器１５ａを含む既述した検出器に限定されるものではなく、種々の検出器を備えることができる。

制御装置１６には、検出器１５の各検出値が入力される。本実施形態では、各検出値には、直流電圧検出器１５ａによって検出された直流電圧検出値と、出力電流検出器１５ｂによって検出された出力電流検出値と、系統電圧検出器１５ｃによって検出された系統電圧検出値とが含まれる。制御装置１６は、入力された各検出値に基づいて、コンバータ１２の１つまたは複数（本実施形態では、１つ）のスイッチング素子１２ｇを駆動制御し、インバータ１４の複数（本実施形態では、４つ）のスイッチング素子（第一スイッチング素子１４ｅ〜第四スイッチング素子１４ｈ）を駆動制御する。

図２に示すように、制御装置１６は、公知の中央演算装置１６ａ、記憶装置１６ｂおよび入出力インターフェース１６ｃを備えており、これらは、バス１６ｄを介して電気的に接続されている。制御装置１６は、これらを用いて、種々の演算処理を行うことができ、外部機器との間で、入出力信号（駆動信号を含む）の授受を行うことができる。

中央演算装置１６ａは、ＣＰＵ：Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔであり、種々の演算処理を行うことができる。記憶装置１６ｂは、第一記憶装置１６ｂ１および第二記憶装置１６ｂ２を備えている。第一記憶装置１６ｂ１は、読み出しおよび書き込み可能な揮発性の記憶装置（ＲＡＭ：Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）であり、第二記憶装置１６ｂ２は、読み出し専用の不揮発性の記憶装置（ＲＯＭ：Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）である。入出力インターフェース１６ｃは、外部機器との間で、入出力信号（駆動信号を含む）の授受を行う。

例えば、中央演算装置１６ａは、第二記憶装置１６ｂ２に記憶されているインバータ１４の駆動制御プログラムを第一記憶装置１６ｂ１に読み出して、当該駆動制御プログラムを実行する。中央演算装置１６ａは、当該駆動制御プログラムに基づいて、インバータ１４の駆動信号（第一スイッチング素子１４ｅ〜第四スイッチング素子１４ｈの開閉信号）を生成する。生成された駆動信号は、入出力インターフェース１６ｃおよび駆動回路１６ｆを介して、インバータ１４の第一スイッチング素子１４ｅ〜第四スイッチング素子１４ｈの各ゲート１４ｅ３〜１４ｈ３に付与される。このようにして、インバータ１４は、制御装置１６によって駆動制御される。以上のことは、コンバータ１２についても同様であり、コンバータ１２は、制御装置１６によって駆動制御される。

＜系統連系制御装置１０による制御＞
図３に示すように、インバータ１４の出力電流Ｉｏｕｔが一定になるように制御（定電流制御）されているときに、系統電源２０の系統電圧Ｖｓが低下して復帰する場合を想定する。図３は、参考形態に係り、系統電圧Ｖｓおよびインバータ１４の出力電流Ｉｏｕｔの経時変化の一例を示している。曲線Ｌ１１は、系統電圧Ｖｓの経時変化の一例を示している。縦軸は、電圧を示し、横軸は、時刻を示している。曲線Ｌ１２は、出力電流Ｉｏｕｔの経時変化の一例を示している。縦軸は、電流を示し、横軸は、時刻を示している。

同図に示すように、時刻ｔ１１以前は、系統電源２０の系統電圧Ｖｓが移行前系統電圧値Ｖｓ０で一定であり、インバータ１４の出力電流Ｉｏｕｔが移行前出力電流値Ｉｏｕｔ０で一定であるとする。このとき、インバータ１４の入力電力Ｐｉｎと、インバータ１４の出力電力Ｐｏｕｔとは、一致しているものとする。

時刻ｔ１１において、系統電源２０の系統電圧Ｖｓが、移行前系統電圧値Ｖｓ０から移行後系統電圧値Ｖｓ１へ低下する。これにより、インバータ１４の出力電力Ｐｏｕｔは、電圧低下前と比べて低下する。そのため、インバータ１４の入力電力Ｐｉｎは、インバータ１４の出力電力Ｐｏｕｔと比べて大きくなり、余剰電力が生じる。その結果、コンバータ１２によって昇圧された直流電力の直流電圧Ｖｄｃは、電圧低下前と比べて増加し、インバータ１４が停止する可能性がある。よって、系統電圧Ｖｓが低下した際には、インバータ１４の入力電力Ｐｉｎを低下させる必要がある。

時刻ｔ１２において、系統電源２０の系統電圧Ｖｓが、移行後系統電圧値Ｖｓ１から移行前系統電圧値Ｖｓ０へ復帰する。系統電圧Ｖｓの復帰により、インバータ１４の出力電力Ｐｏｕｔは、電圧復帰前と比べて増加する。そのため、系統電圧Ｖｓの低下中にインバータ１４の入力電力Ｐｉｎと出力電力Ｐｏｕｔとを一致させている場合、インバータ１４の出力電力Ｐｏｕｔは、インバータ１４の入力電力Ｐｉｎと比べて大きくなり、電力不足が生じる。その結果、コンバータ１２によって昇圧された直流電力の直流電圧Ｖｄｃは、電圧復帰前と比べて低下する。直流電圧Ｖｄｃが低下すると、電圧復帰後にインバータ１４の出力電力Ｐｏｕｔを所定時間内に回復させることが困難になる。

また、系統電圧Ｖｓの低下中に系統電圧Ｖｓが中途半端に復帰した場合（例えば、系統電圧Ｖｓが移行前系統電圧値Ｖｓ０より若干低い電圧レベルに復帰した場合など）、インバータ１４の出力電力Ｐｏｕｔが急増し、直流電圧Ｖｄｃが大きく低下する可能性がある。その結果、インバータ１４の出力電流Ｉｏｕｔに歪みが生じて、家電製品へ悪影響を与える可能性がある。また、直流電圧Ｖｄｃの低下により、インバータ１４が停止する可能性がある。

そこで、本実施形態の系統連系制御装置１０は、系統電源２０の系統電圧Ｖｓが低下した際のインバータ１４の入力電力Ｐｉｎと出力電力Ｐｏｕｔとの間のアンバランスを低減して、インバータ１４の停止を回避する。図４に示すように、制御装置１６は、制御ブロックとして捉えると、コンバータ制御部４０とインバータ制御部５０とを備えている。コンバータ制御部４０は、第一デューティ比算出部４１と、第二デューティ比算出部４２と、第三デューティ比算出部４３と、開閉信号生成部４４とを備えている。インバータ制御部５０は、第一出力電流目標値算出部５１と、第二出力電流目標値算出部５２と、開閉信号生成部５３とを備えている。

（各制御部の構成）
コンバータ制御部４０は、系統電圧正常状態から系統電圧低下状態への移行をしたときに、コンバータ１２を駆動させるスイッチング素子１２ｇの制御信号であるパルス幅変調信号のデューティ比ＤＦを移行前と比べて低減させてインバータ１４の入力電力Ｐｉｎを低下させる。インバータ制御部５０は、コンバータ制御部４０がスイッチング素子１２ｇのデューティ比ＤＦを低減させるのと同時にインバータ１４の出力電流Ｉｏｕｔを制御する。なお、系統電圧正常状態は、系統電圧検出器１５ｃによって検出された系統電圧検出値が所定閾値（電圧閾値ＶＴ０）を超えている状態をいう。また、系統電圧低下状態は、系統電圧検出器１５ｃによって検出された系統電圧検出値が所定閾値（電圧閾値ＶＴ０）以下に低下した状態をいう。電圧閾値ＶＴ０は、系統電圧Ｖｓが正常であるか否かを判定する閾値（固定値）であり、例えば、正常時の系統電圧Ｖｓに対して所定割合を乗じて算出し、予め設定しておくと良い。

本実施形態では、系統電圧正常状態から系統電圧低下状態への移行直後において、第一出力電流目標値算出部５１がインバータ１４の出力電流Ｉｏｕｔの目標値（第一出力電流目標値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ１）を算出し、第一デューティ比算出部４１がスイッチング素子１２ｇのデューティ比ＤＦ（第一デューティ比ＤＦ１）を算出する。また、系統電圧低下状態において、第二出力電流目標値算出部５２がインバータ１４の出力電流Ｉｏｕｔの目標値（第二出力電流目標値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ２（ｔ））を算出し、第二デューティ比算出部４２がスイッチング素子１２ｇのデューティ比ＤＦ（第二デューティ比ＤＦ２（ｔ））を算出する。さらに、系統電圧低下状態から系統電圧正常状態への復帰後において、第二出力電流目標値算出部５２がインバータ１４の出力電流Ｉｏｕｔの目標値（第二出力電流目標値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ２（ｔ））を算出し、第三デューティ比算出部４３がスイッチング素子１２ｇのデューティ比ＤＦ（第三デューティ比ＤＦ３（ｔ））を算出する。

開閉信号生成部５３は、第一出力電流目標値算出部５１または第二出力電流目標値算出部５２によって算出されたインバータ１４の出力電流Ｉｏｕｔの目標値に基づいて、インバータ１４の駆動信号（第一スイッチング素子１４ｅ〜第四スイッチング素子１４ｈの開閉信号）を生成する。開閉信号生成部４４は、第一デューティ比算出部４１、第二デューティ比算出部４２または第三デューティ比算出部４３によって算出されたデューティ比ＤＦに基づいて、コンバータ１２の駆動信号（スイッチング素子１２ｇの開閉信号）を生成する。以下、各制御部について詳細に説明する。

第一出力電流目標値算出部５１は、系統電圧正常状態から系統電圧低下状態に移行した直後のインバータ１４の出力電流Ｉｏｕｔの目標値である第一出力電流目標値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ１を算出する。第一出力電流目標値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ１は、第一電流値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ１１および第二電流値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ１２のうちの小さい方が選択される。第一電流値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ１１は、系統電圧正常状態から系統電圧低下状態に移行する直前の出力電流検出値をいう。第二電流値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ１２は、下記数１に基づいて算出される電流値をいう。

但し、系統電圧低下状態から系統電圧正常状態に復帰した直後のインバータ１４の出力電力Ｐｏｕｔの上限値を出力電力上限値Ｐα２とする。既述したように、系統電圧Ｖｓの復帰直後には直流電圧Ｖｄｃが低下する。出力電力上限値Ｐα２は、系統電圧Ｖｓの復帰直後に生じる直流電圧Ｖｄｃの低下を抑制する規制値（固定値）であり、例えば、直流電源１１の定格出力に対して所定割合を乗じて算出し、予め設定しておくと良い。また、系統電圧正常状態から系統電圧低下状態に移行する直前の系統電圧検出値を移行前系統電圧値Ｖｓ０とする。さらに、系統電圧正常状態から系統電圧低下状態に移行した直後の系統電圧検出値を移行後系統電圧値Ｖｓ１とする。このように、第二電流値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ１２は、系統電圧Ｖｓが復帰した直後のインバータ１４の出力電力Ｐｏｕｔの上限値（規制値）を考慮して算出される。

系統電圧Ｖｓの低下度が大きい程（移行前系統電圧値Ｖｓ０と移行後系統電圧値Ｖｓ１との差が大きい程）、第二電流値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ１２が小さくなるので、第一出力電流目標値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ１として第二電流値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ１２が選択され易くなる。一方、系統電圧Ｖｓの低下度が小さい程（移行前系統電圧値Ｖｓ０と移行後系統電圧値Ｖｓ１との差が小さい程）、第二電流値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ１２が大きくなるので、第一出力電流目標値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ１として第一電流値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ１１が選択され易くなる。このように、第一出力電流目標値算出部５１は、系統電圧Ｖｓの低下度に応じて、第一電流値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ１１または第二電流値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ１２を選択して、第一出力電流目標値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ１を算出することができる。

また、系統電圧Ｖｓの低下度が大きい程、第一出力電流目標値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ１として第二電流値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ１２が選択され易くなる。第二電流値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ１２は、系統電圧Ｖｓが復帰した直後のインバータ１４の出力電力Ｐｏｕｔの上限値である出力電力上限値Ｐα２を考慮して算出される。よって、第一出力電流目標値算出部５１は、系統電圧Ｖｓの低下度が大きいときに予めインバータ１４の出力電流Ｉｏｕｔを低下させて、系統電圧Ｖｓが復帰したときにインバータ１４の入力電力Ｐｉｎと出力電力Ｐｏｕｔとの間の電力差が急増してしまうことを抑制することができる。

第一デューティ比算出部４１は、系統電圧正常状態から系統電圧低下状態に移行した直後のデューティ比ＤＦである第一デューティ比ＤＦ１を下記数２に基づいて算出する。

但し、系統電圧正常状態から系統電圧低下状態に移行する直前のデューティ比ＤＦを移行前デューティ比ＤＦ０とする。また、第一出力電流目標値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ１、移行前系統電圧値Ｖｓ０および移行後系統電圧値Ｖｓ１は、第一出力電流目標値算出部５１で既述したとおりである。数２に示すように、第一デューティ比算出部４１は、第一出力電流目標値算出部５１によって算出された第一出力電流目標値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ１および系統電圧Ｖｓの低下度を用いて、第一デューティ比ＤＦ１を算出することができる。つまり、第一デューティ比算出部４１は、インバータ１４の出力電力Ｐｏｕｔの低下度に合わせて、インバータ１４の入力電力Ｐｉｎを低下させることができる。よって、第一デューティ比算出部４１は、系統電圧Ｖｓが低下してインバータ１４の出力電力Ｐｏｕｔが低下したときに、インバータ１４の入力電力Ｐｉｎと出力電力Ｐｏｕｔとの間のアンバランスを解消することができる。

第二出力電流目標値算出部５２は、系統電圧正常状態から系統電圧低下状態へ移行後のインバータ１４の出力電流Ｉｏｕｔの目標値である第二出力電流目標値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ２（ｔ）を算出する。図４に示すように、第二出力電流目標値算出部５２は、減算器５２ａと、ＰＩ制御部５２ｂとを備えている。減算器５２ａには、直流電圧検出器１５ａによって検出された直流電圧検出値Ｖｄｃ（ｔ）と、直流電圧目標値Ｖｄｃ０とが入力される。直流電圧検出値Ｖｄｃ（ｔ）は、時刻ｔのときの直流電圧検出値を示している。このように、直流電圧Ｖｄｃは、適宜、直流電圧検出値Ｖｄｃ（ｔ）で表す。このことは、他の変数についても同様とする。なお、直流電圧目標値Ｖｄｃ０は、直流電圧Ｖｄｃの目標値であり、予め設定された固定値を用いることができる。

減算器５２ａは、直流電圧検出器１５ａによって検出された直流電圧検出値Ｖｄｃ（ｔ）から、直流電圧Ｖｄｃの目標値である直流電圧目標値Ｖｄｃ０を減じて偏差ΔＶｄｃを算出する。減算器５２ａによって算出された偏差ΔＶｄｃは、ＰＩ制御部５２ｂに入力される。本実施形態では、ＰＩ制御部５２ｂは、直流電圧検出値Ｖｄｃ（ｔ）が直流電圧目標値Ｖｄｃ０と一致するように、比例制御および積分制御を行う。ＰＩ制御部５２ｂは、公知の比例演算器、積分演算器および加算器（いずれも図示略）を備えている。

比例演算器は、偏差ΔＶｄｃに比例ゲインを乗じた演算結果を出力する。積分演算器は、偏差ΔＶｄｃを積分した積分値に積分ゲインを乗じた演算結果を出力する。積分器の初期値として、第一出力電流目標値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ１が用いられる。加算器は、比例演算器の演算結果と、積分演算器の演算結果とを加算する。そして、ＰＩ制御部５２ｂは、加算器の演算結果を第二出力電流目標値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ２（ｔ）として出力する。なお、ＰＩ制御部５２ｂは、偏差ΔＶｄｃを微分した微分値に微分ゲインを乗じた演算結果を出力する微分演算器を備えることもできる。つまり、ＰＩ制御部５２ｂは、比例制御、積分制御および微分制御を行うＰＩＤ制御部とすることができる。この場合、加算器は、比例演算器の演算結果と、積分演算器の演算結果と、微分演算器の演算結果とを加算する。

このように、第二出力電流目標値算出部５２は、比例制御（Ｐ制御）、積分制御（Ｉ制御）および微分制御（Ｄ制御）のうちの少なくとも比例制御（Ｐ制御）および積分制御（Ｉ制御）によって、系統電圧正常状態から系統電圧低下状態への移行後の第二出力電流目標値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ２（ｔ）を算出することができる。なお、伝達関数Ｇ（ｓ）は、Ｇ（ｓ）＝Ｋ_Ｐ＋Ｋ_Ｉ×１／ｓで表すことができる。但し、Ｋ_Ｐは比例ゲインを示し、Ｋ_Ｉは積分ゲインを示し、ｓは、ラプラス演算子を示している。比例ゲインＫ_Ｐおよび積分ゲインＫ_Ｉは、図２に示す第二記憶装置１６ｂ２に記憶されている。これらの制御ゲインは、インバータ１４の駆動制御プログラムとともに、起動時に第二記憶装置１６ｂ２から第一記憶装置１６ｂ１に読み出される。

比例ゲインＫ_Ｐを大きくする程、偏差ΔＶｄｃを短時間に小さくすることができる。また、積分ゲインＫ_Ｉを大きくする程、偏差ΔＶｄｃによるオフセット（定常偏差）を短時間に０にすることができる。さらに、微分ゲインを大きくする程、偏差ΔＶｄｃの振動を短時間に収束することができ、外乱に対して強くなる。これらの制御ゲインは、例えば、シミュレーション、実機による調整などによって予め取得しておくと良い。

第二出力電流目標値算出部５２は、直流電圧検出器１５ａによって検出された直流電圧検出値Ｖｄｃ（ｔ）が、直流電圧Ｖｄｃの目標値である直流電圧目標値Ｖｄｃ０と一致するように、比例制御、積分制御および微分制御のうちの少なくとも比例制御および積分制御によって、系統電圧正常状態から系統電圧低下状態への移行後のインバータ１４の出力電流Ｉｏｕｔの目標値である第二出力電流目標値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ２（ｔ）を算出する。そのため、第二出力電流目標値算出部５２は、系統電圧低下状態において、コンバータ１２によって昇圧された直流電力の直流電圧Ｖｄｃの変動を低減することができる。

第二デューティ比算出部４２は、系統電圧低下状態のスイッチング素子１２ｇのデューティ比ＤＦである第二デューティ比ＤＦ２（ｔ）を算出する。図４に示すように、第二デューティ比算出部４２は、入力電力目標値算出部４２ａと、入力電力算出部４２ｂと、減算器４２ｃと、ＰＩ制御部４２ｄとを備えている。入力電力目標値算出部４２ａは、下記数３に基づいて、インバータ１４の入力電力目標値Ｐｉｎ＿ｒｅｆ（ｔ）を算出する。

但し、時刻ｔのときの系統電圧検出値を系統電圧検出値Ｖｓ（ｔ）で表すものとする。系統電圧検出値Ｖｓ（ｔ）は、系統電圧Ｖｓの実効値を示している。また、第一出力電流目標値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ１は、第一出力電流目標値算出部５１で既述したとおりである。数３に示すように、入力電力目標値算出部４２ａは、系統電圧検出値Ｖｓ（ｔ）の変動に合わせて、インバータ１４の入力電力目標値Ｐｉｎ＿ｒｅｆ（ｔ）を算出することができる。

入力電力算出部４２ｂは、時刻ｔのときのインバータ１４の入力電力Ｐｉｎ（ｔ）を算出する。インバータ１４の入力電力Ｐｉｎ（ｔ）は、例えば、直流電源１１の出力電力から算出することができる。なお、インバータ１４の入力電流を検出する入力電流検出器を設けても良い。この場合、入力電力算出部４２ｂは、入力電流検出器によって検出されたインバータ１４の入力電流検出値と、直流電圧検出値とを乗算して、インバータ１４の入力電力Ｐｉｎ（ｔ）を算出することができる。

減算器４２ｃには、入力電力目標値算出部４２ａによって算出されたインバータ１４の入力電力目標値Ｐｉｎ＿ｒｅｆ（ｔ）と、入力電力算出部４２ｂによって算出されたインバータ１４の入力電力Ｐｉｎ（ｔ）とが入力される。減算器４２ｃは、インバータ１４の入力電力目標値Ｐｉｎ＿ｒｅｆ（ｔ）から、インバータ１４の入力電力Ｐｉｎ（ｔ）を減じて偏差ΔＰｉｎを算出する。減算器４２ｃによって算出された偏差ΔＰｉｎは、ＰＩ制御部４２ｄに入力される。本実施形態では、ＰＩ制御部４２ｄは、インバータ１４の入力電力Ｐｉｎ（ｔ）がインバータ１４の入力電力目標値Ｐｉｎ＿ｒｅｆ（ｔ）と一致するように、比例制御および積分制御を行う。ＰＩ制御部４２ｄは、ＰＩ制御部５２ｂと同様の比例演算器、積分演算器および加算器（いずれも図示略）を備えている。

比例演算器は、偏差ΔＰｉｎに比例ゲインを乗じた演算結果を出力する。積分演算器は、偏差ΔＰｉｎを積分した積分値に積分ゲインを乗じた演算結果を出力する。積分器の初期値として、第一デューティ比ＤＦ１が用いられる。加算器は、比例演算器の演算結果と、積分演算器の演算結果とを加算する。そして、ＰＩ制御部４２ｄは、加算器の演算結果を第二デューティ比ＤＦ２（ｔ）として出力する。なお、ＰＩ制御部４２ｄは、偏差ΔＰｉｎを微分した微分値に微分ゲインを乗じた演算結果を出力する微分演算器を備えることもできる。つまり、ＰＩ制御部４２ｄは、比例制御、積分制御および微分制御を行うＰＩＤ制御部とすることができる。この場合、加算器は、比例演算器の演算結果と、積分演算器の演算結果と、微分演算器の演算結果とを加算する。

このように、第二デューティ比算出部４２は、比例制御（Ｐ制御）、積分制御（Ｉ制御）および微分制御（Ｄ制御）のうちの少なくとも比例制御（Ｐ制御）および積分制御（Ｉ制御）によって、系統電圧低下状態のスイッチング素子１２ｇのデューティ比ＤＦである第二デューティ比ＤＦ２（ｔ）を算出することができる。なお、比例ゲイン等の制御ゲインは、ＰＩ制御部５２ｂの制御ゲインと同様の方法で取得し、ＰＩ制御部５２ｂの制御ゲインと同様に取り扱うことができる。

第二デューティ比算出部４２は、インバータ１４の入力電力Ｐｉｎ（ｔ）が、数３に基づいて算出される入力電力目標値Ｐｉｎ＿ｒｅｆ（ｔ）と一致するように、比例制御、積分制御および微分制御のうちの少なくとも比例制御および積分制御によって、系統電圧低下状態のスイッチング素子１２ｇのデューティ比ＤＦである第二デューティ比ＤＦ２（ｔ）を算出する。そのため、第二デューティ比算出部４２は、系統電圧低下状態において系統電圧Ｖｓが変動した場合においても、系統電圧Ｖｓの変動に合わせてインバータ１４の入力電力Ｐｉｎを制御することができる。

第三デューティ比算出部４３は、電圧復帰制御中のスイッチング素子１２ｇのデューティ比ＤＦである第三デューティ比ＤＦ３（ｔ）を算出する。電圧復帰制御は、系統電圧Ｖｓが系統電圧低下状態から系統電圧正常状態に復帰した直後に行われる。第三デューティ比算出部４３は、所定時間ＴＨ１内にインバータ１４の出力電力Ｐｏｕｔが所定電力（電力閾値ＰＴ０）まで回復するように、スイッチング素子１２ｇのデューティ比ＤＦ（ｔ）を増加させる。所定電力は、電圧復帰制御におけるインバータ１４の出力電力Ｐｏｕｔの目標値（固定値）であり、例えば、移行前出力電力Ｐｏｕｔ０に対して所定割合を乗じて算出し、予め設定しておくと良い。移行前出力電力Ｐｏｕｔ０は、系統電圧Ｖｓが低下する直前のインバータ１４の出力電力Ｐｏｕｔをいう。

系統電圧Ｖｓが低下する直前のスイッチング素子１２ｇのデューティ比ＤＦを移行前デューティ比ＤＦ０とする。また、系統電圧Ｖｓが復帰する直前のスイッチング素子１２ｇのデューティ比ＤＦを復帰前デューティ比ＤＦ３０とする。第三デューティ比算出部４３は、移行前デューティ比ＤＦ０から復帰前デューティ比ＤＦ３０を減じたデューティ比ＤＦの差分ΔＤＦ０を算出する。第三デューティ比算出部４３は、デューティ比ＤＦの差分ΔＤＦ０に対して所定係数（上述した移行前出力電力Ｐｏｕｔ０に対する所定割合と同義）を乗じて、上述した所定時間内に増加させる増加量ΔＤＦ１を算出する。

第三デューティ比算出部４３は、増加量ΔＤＦ１を上記所定時間で除算して単位時間あたりのデューティ比ＤＦの増加量である単位時間増加量ΔＤＦ２を算出する。第三デューティ比算出部４３は、単位時間増加量ΔＤＦ２から電圧復帰制御の制御周期に応じたデューティ比ＤＦの増加量である加算量ΔＤＦ３を算出する。第三デューティ比算出部４３は、電圧復帰制御の制御周期毎に、復帰前デューティ比ＤＦ３０に加算量ΔＤＦ３を加算して、第三デューティ比ＤＦ３（ｔ）を算出する。

なお、電圧復帰制御中は、第二出力電流目標値算出部５２が、系統電圧低下状態のときと同様にして、インバータ１４の出力電流Ｉｏｕｔの目標値である第二出力電流目標値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ２（ｔ）を算出する。

開閉信号生成部５３は、第一出力電流目標値算出部５１または第二出力電流目標値算出部５２によって算出されたインバータ１４の出力電流Ｉｏｕｔの目標値に基づいて、インバータ１４の駆動信号（第一スイッチング素子１４ｅ〜第四スイッチング素子１４ｈの開閉信号）を生成する。系統電圧正常状態から系統電圧低下状態への移行時には、例えば、第一出力電流目標値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ１と、出力電流検出値と、系統電圧検出値と、直流電圧検出値と、スイッチングモードとが開閉信号生成部５３に入力される。系統電圧低下状態および電圧復帰制御中には、例えば、第二出力電流目標値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ２（ｔ）と、出力電流検出値と、系統電圧検出値と、直流電圧検出値と、スイッチングモードとが開閉信号生成部５３に入力される。

開閉信号生成部５３は、これらの入力値から、例えば、フィードフォワード制御によってインバータ１４の出力電圧値を算出することができる。なお、スイッチングモードは、インバータ１４の出力電流Ｉｏｕｔの極性（正極性または負極性）に対応して予め設定されており、第一スイッチング素子１４ｅ〜第四スイッチング素子１４ｈの各開閉状態が定められている。例えば、インバータ１４の出力電流Ｉｏｕｔが正極性のときには、第一スイッチング素子１４ｅおよび第四スイッチング素子１４ｈが閉状態に設定され、かつ、第二スイッチング素子１４ｆおよび第三スイッチング素子１４ｇが開状態に設定される。このとき、第一スイッチング素子１４ｅおよび第四スイッチング素子１４ｈのうちの少なくとも一方は、パルス幅変調（ＰＷＭ）により制御される。一方、インバータ１４の出力電流Ｉｏｕｔが負極性のときには、第一スイッチング素子１４ｅおよび第四スイッチング素子１４ｈが開状態に設定され、かつ、第二スイッチング素子１４ｆおよび第三スイッチング素子１４ｇが閉状態に設定される。このとき、第二スイッチング素子１４ｆおよび第三スイッチング素子１４ｇのうちの少なくとも一方は、パルス幅変調（ＰＷＭ）により制御される。

開閉信号生成部５３は、スイッチングモードに従って、インバータ１４の複数（４つ）のスイッチング素子（第一スイッチング素子１４ｅ〜第四スイッチング素子１４ｈ）の開閉信号を生成する。具体的には、開閉信号生成部５３は、インバータ１４の出力電圧値を、直流電圧検出値で除して変調率を算出する。開閉信号生成部５３は、算出された変調率に基づいて、パルス幅変調（ＰＷＭ）のパルス信号（開閉信号）を生成する。

制御装置１６は、図１に示す駆動回路１６ｆを介して、生成されたパルス信号を複数（４つ）のスイッチング素子（第一スイッチング素子１４ｅ〜第四スイッチング素子１４ｈ）の各ゲート（１４ｅ３〜１４ｈ３）に付与する。これにより、制御装置１６は、複数（４つ）のスイッチング素子（第一スイッチング素子１４ｅ〜第四スイッチング素子１４ｈ）を駆動制御する。

開閉信号生成部４４は、第一デューティ比算出部４１、第二デューティ比算出部４２または第三デューティ比算出部４３によって算出されたデューティ比ＤＦに基づいて、コンバータ１２の駆動信号（スイッチング素子１２ｇの開閉信号）を生成する。系統電圧正常状態から系統電圧低下状態への移行時には、第一デューティ比ＤＦ１が開閉信号生成部４４に入力される。系統電圧低下状態においては、第二デューティ比ＤＦ２（ｔ）が開閉信号生成部４４に入力される。電圧復帰制御中には、第三デューティ比ＤＦ３（ｔ）が開閉信号生成部４４に入力される。開閉信号生成部４４は、これらのデューティ比ＤＦに基づいて、パルス信号（開閉信号）を生成する。制御装置１６は、図１に示す駆動回路１６ｅを介して、生成されたパルス信号をコンバータ１２のスイッチング素子１２ｇのゲート１２ｇ３に付与する。これにより、制御装置１６は、スイッチング素子１２ｇを駆動制御する。

（制御フロー）
制御装置１６は、図５Ａおよび図５Ｂに示すフローチャートに従って駆動制御プログラムを実行する。以下、制御装置１６による制御フローについて、図６を参照しつつ説明する。図６は、系統電圧Ｖｓ、インバータ１４の出力電流Ｉｏｕｔ、スイッチング素子１２ｇのデューティ比ＤＦ、インバータ１４の入力電力Ｐｉｎ、インバータ１４の出力電力Ｐｏｕｔおよび直流電圧Ｖｄｃの経時変化の一例を示す図である。曲線Ｌ２１は、系統電圧Ｖｓの経時変化の一例を示している。縦軸は、電圧を示し、横軸は、時刻を示している。曲線Ｌ２２は、インバータ１４の出力電流Ｉｏｕｔの経時変化の一例を示している。縦軸は、電流を示し、横軸は、時刻を示している。曲線Ｌ２３は、スイッチング素子１２ｇのデューティ比ＤＦの経時変化の一例を示している。縦軸は、デューティ比ＤＦを示し、横軸は、時刻を示している。曲線Ｌ２４は、インバータ１４の入力電力Ｐｉｎの経時変化の一例を示している。縦軸は、電力を示し、横軸は、時刻を示している。曲線Ｌ２５は、インバータ１４の出力電力Ｐｏｕｔの経時変化の一例を示している。縦軸は、電力を示し、横軸は、時刻を示している。曲線Ｌ２６は、直流電圧Ｖｄｃの経時変化の一例を示している。縦軸は、電圧を示し、横軸は、時刻を示している。

図５Ａに示すように、系統電圧検出器１５ｃは、所定周期で系統電圧Ｖｓを検出する。そして、制御装置１６は、系統電圧検出器１５ｃによって検出された系統電圧検出値（例えば、系統電圧Ｖｓの半周期分）から、系統電圧Ｖｓの実効値（既述した系統電圧検出値Ｖｓ（ｔ））を算出する（ステップＳ１１）。次に、制御装置１６は、系統電圧Ｖｓの実効値が電圧閾値ＶＴ０以下であるか否かを判断する（ステップＳ１２）。

系統電圧Ｖｓの実効値が電圧閾値ＶＴ０以下の場合（Ｙｅｓの場合）、系統電圧低下状態であり、制御装置１６は、系統電圧Ｖｓが低下する直前の状態を記録する（ステップＳ１３）。具体的には、制御装置１６は、系統電圧Ｖｓの実効値（図６では、移行前系統電圧値Ｖｓ０で示す）、インバータ１４の移行前出力電流値Ｉｏｕｔ０、移行前出力電力Ｐｏｕｔ０および移行前デューティ比ＤＦ０を図１に示す第一記憶装置１６ｂ１に記憶させる。そして、第一出力電流目標値算出部５１は、第一出力電流目標値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ１を算出する（ステップＳ１４）。また、第一デューティ比算出部４１は、第一デューティ比ＤＦ１を算出する（ステップＳ１５）。

開閉信号生成部５３は、第一出力電流目標値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ１に基づいて、インバータ１４の駆動信号（第一スイッチング素子１４ｅ〜第四スイッチング素子１４ｈの開閉信号）を生成する。制御装置１６は、生成されたパルス信号を複数（４つ）のスイッチング素子（第一スイッチング素子１４ｅ〜第四スイッチング素子１４ｈ）の各ゲート（１４ｅ３〜１４ｈ３）に付与する。開閉信号生成部４４は、第一デューティ比ＤＦ１に基づいて、コンバータ１２の駆動信号（スイッチング素子１２ｇの開閉信号）を生成する。制御装置１６は、生成されたパルス信号をコンバータ１２のスイッチング素子１２ｇのゲート１２ｇ３に付与する。なお、ステップＳ１２において、系統電圧Ｖｓの実効値が電圧閾値ＶＴ０を超えている場合（Ｎｏの場合）、系統電圧正常状態であり、ステップＳ１１の処理およびステップＳ１２の判断が繰り返される。

図６に示すように、時刻ｔ２１までは、系統電圧Ｖｓは、移行前系統電圧値Ｖｓ０であり、系統電圧Ｖｓが電圧閾値ＶＴ０を超えている。よって、時刻ｔ２１までは、系統電圧正常状態であり、ステップＳ１１の処理およびステップＳ１２の判断が繰り返される。時刻ｔ２１において、系統電圧Ｖｓが移行前系統電圧値Ｖｓ０から移行後系統電圧値Ｖｓ１へ低下し、電圧閾値ＶＴ０以下になる。つまり、時刻ｔ２１において、系統電圧正常状態から系統電圧低下状態に移行する。

これにより、インバータ１４の出力電力Ｐｏｕｔは、移行前出力電力Ｐｏｕｔ０から移行後出力電力Ｐｏｕｔ１へ低下する。時刻ｔ２２までは、インバータ１４の入力電力Ｐｉｎは、移行前入力電力Ｐｉｎ０であるので、インバータ１４の入力電力Ｐｉｎは、インバータ１４の出力電力Ｐｏｕｔと比べて大きい。そのため、直流電圧Ｖｄｃは、時刻ｔ２１から上昇し始める。

時刻ｔ２１から、図５Ａに示すステップＳ１３〜ステップＳ１５の処理が順に開始され、時刻ｔ２２において、制御装置１６は、開閉信号生成部４４によって生成されたパルス信号をコンバータ１２のスイッチング素子１２ｇのゲート１２ｇ３に付与する。また、制御装置１６は、開閉信号生成部５３によって生成されたパルス信号を複数（４つ）のスイッチング素子（第一スイッチング素子１４ｅ〜第四スイッチング素子１４ｈ）の各ゲート（１４ｅ３〜１４ｈ３）に付与する。

これにより、図６に示す時刻ｔ２２において、スイッチング素子１２ｇのデューティ比ＤＦは、移行前デューティ比ＤＦ０から第一デューティ比ＤＦ１へ低減される。また、インバータ１４の入力電力Ｐｉｎは、移行前入力電力Ｐｉｎ０から移行後入力電力Ｐｉｎ１へ低下する。さらに、時刻ｔ２２において、インバータ１４の出力電流Ｉｏｕｔは、移行前出力電流値Ｉｏｕｔ０から移行後出力電流値Ｉｏｕｔ１へ低減される。図６に示す移行後出力電流値Ｉｏｕｔ１は、移行前出力電流値Ｉｏｕｔ０と比べて小さくなっており、この場合、第一出力電流目標値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ１として、第二電流値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ１２が選択されたことが分かる。

なお、時刻ｔ２２において、インバータ１４の入力電力Ｐｉｎが移行前入力電力Ｐｉｎ０から移行後入力電力Ｐｉｎ１へ低下するので、インバータ１４の入力電力Ｐｉｎと出力電力Ｐｏｕｔとの間のアンバランスが解消される。そのため、時刻ｔ２２において、直流電圧Ｖｄｃの上昇が止まる。

図５Ａに示すように、ステップＳ１５の次に、第二出力電流目標値算出部５２は、第二出力電流目標値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ２（ｔ）を算出する（ステップＳ１６）。また、第二デューティ比算出部４２は、第二デューティ比ＤＦ２（ｔ）を算出する（ステップＳ１７）。そして、開閉信号生成部５３は、第二出力電流目標値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ２（ｔ）に基づいて、インバータ１４の駆動信号（第一スイッチング素子１４ｅ〜第四スイッチング素子１４ｈの開閉信号）を生成する。制御装置１６は、生成されたパルス信号を複数（４つ）のスイッチング素子（第一スイッチング素子１４ｅ〜第四スイッチング素子１４ｈ）の各ゲート（１４ｅ３〜１４ｈ３）に付与する。また、開閉信号生成部４４は、第二デューティ比ＤＦ２（ｔ）に基づいて、コンバータ１２の駆動信号（スイッチング素子１２ｇの開閉信号）を生成する。制御装置１６は、生成されたパルス信号をコンバータ１２のスイッチング素子１２ｇのゲート１２ｇ３に付与する。

次に、制御装置１６は、系統電圧Ｖｓの実効値が電圧閾値ＶＴ０以下になってから所定時間ＴＨ１が経過したか否かを判断する（ステップＳ１８）。所定時間ＴＨ１が経過した場合（Ｙｅｓの場合）、制御装置１６は、コンバータ１２およびインバータ１４の制御を通常制御へ移行させて（ステップＳ１９）、系統電圧Ｖｓの低下に伴う制御は、終了する。本実施形態では、インバータ１４の通常制御は、定電流制御（インバータ１４の出力電流Ｉｏｕｔを目標出力電流値で一定にする制御）をいう。また、コンバータ１２の通常制御は、インバータ１４の出力電力Ｐｏｕｔに合わせて、コンバータ１２の出力電力を増減させる制御をいう。なお、「通常制御」は、上述した制御に限定されるものではなく、制御装置１６は、コンバータ１２およびインバータ１４に対して、種々の制御を行うことができる。

ステップＳ１８において、所定時間ＴＨ１が経過していない場合（Ｎｏの場合）、制御装置１６は、系統電圧Ｖｓの実効値が電圧閾値ＶＴ０を超えたか否かを判断する（ステップＳ２０）。系統電圧Ｖｓの実効値が電圧閾値ＶＴ０を超えた場合（Ｙｅｓの場合）、制御装置１６は、電圧復帰制御を行う（ステップＳ３０）。そして、制御装置１６は、コンバータ１２およびインバータ１４の制御を通常制御へ移行させて（ステップＳ１９）、系統電圧Ｖｓの低下に伴う制御は、終了する。一方、ステップＳ２０において、系統電圧Ｖｓの実効値が電圧閾値ＶＴ０以下の場合（Ｎｏの場合）、ステップＳ１６に戻り、所定時間ＴＨ１が経過するまで、ステップＳ１６およびステップＳ１７の処理を繰り返す。

図６に示す時刻ｔ２２から時刻ｔ２３までの時間は、ステップＳ１６およびステップＳ１７の処理、並びに、ステップＳ１８およびステップＳ２０の判断が繰り返される。但し、同図に示す時刻ｔ２１から時刻ｔ２３までの時間である系統電圧低下時間は、所定時間ＴＨ１と比べて短いものとする。図６では、系統電圧低下時間において、系統電圧Ｖｓが変動していない。そのため、インバータ１４の入力電力目標値Ｐｉｎ＿ｒｅｆ（ｔ）は、移行後入力電力Ｐｉｎ１で一定になり、インバータ１４の入力電力Ｐｉｎ（ｔ）は、移行後入力電力Ｐｉｎ１で一定になる。また、直流電圧Ｖｄｃは、次第に直流電圧目標値Ｖｄｃ０に収束している。

時刻ｔ２３において、系統電圧Ｖｓが移行後系統電圧値Ｖｓ１から移行前系統電圧値Ｖｓ０へ復帰し、電圧閾値ＶＴ０を超える。つまり、時刻ｔ２３において、系統電圧低下状態から系統電圧正常状態に復帰する。これにより、インバータ１４の出力電力Ｐｏｕｔは、上昇する。

しかしながら、同図に示すように、インバータ１４の出力電力Ｐｏｕｔは、出力電力上限値Ｐα２で規制されている。既述したように、出力電力上限値Ｐα２は、系統電圧低下状態から系統電圧正常状態に復帰した直後のインバータ１４の出力電力の上限値である。本実施形態の系統連系制御装置１０によれば、第一出力電流目標値算出部５１は、第一出力電流目標値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ１として、出力電力上限値Ｐα２を考慮して算出される第二電流値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ１２を選択することができる。そして、第二出力電流目標値算出部５２は、直流電圧検出値Ｖｄｃ（ｔ）が直流電圧目標値Ｖｄｃ０と一致するように制御して、第二出力電流目標値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ２（ｔ）を算出する。

これらにより、インバータ１４の出力電力Ｐｏｕｔは、系統電圧Ｖｓの復帰直後に、出力電力上限値Ｐα２で規制される。なお、時刻ｔ２４までは、インバータ１４の入力電力Ｐｉｎは、移行後入力電力Ｐｉｎ１であるので、インバータ１４の出力電力Ｐｏｕｔ（出力電力上限値Ｐα２）は、インバータ１４の入力電力Ｐｉｎと比べて大きい。そのため、直流電圧Ｖｄｃは、時刻ｔ２３から下降し始める。

時刻ｔ２３において、系統電圧Ｖｓが復帰すると、図５Ａに示すステップＳ２０における条件が成立（Ｙｅｓの場合）して、制御装置１６は、電圧復帰制御を行う（ステップＳ３０）。図５Ｂに示すように、電圧復帰制御では、制御装置１６は、系統電圧Ｖｓが復帰する直前のスイッチング素子１２ｇのデューティ比ＤＦ（復帰前デューティ比ＤＦ３０）を記録する（ステップＳ３１）。そして、第二出力電流目標値算出部５２は、第二出力電流目標値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ２（ｔ）を算出する（ステップＳ３２）。また、第三デューティ比算出部４３は、第三デューティ比ＤＦ３（ｔ）を算出する（ステップＳ３３）。

そして、開閉信号生成部５３は、第二出力電流目標値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ２（ｔ）に基づいて、インバータ１４の駆動信号（第一スイッチング素子１４ｅ〜第四スイッチング素子１４ｈの開閉信号）を生成する。制御装置１６は、生成されたパルス信号を複数（４つ）のスイッチング素子（第一スイッチング素子１４ｅ〜第四スイッチング素子１４ｈ）の各ゲート（１４ｅ３〜１４ｈ３）に付与する。開閉信号生成部４４は、第三デューティ比ＤＦ３（ｔ）に基づいて、コンバータ１２の駆動信号（スイッチング素子１２ｇの開閉信号）を生成する。制御装置１６は、生成されたパルス信号をコンバータ１２のスイッチング素子１２ｇのゲート１２ｇ３に付与する。

次に、制御装置１６は、時刻ｔのときのインバータ１４の出力電力Ｐｏｕｔ（ｔ）が電力閾値ＰＴ０を超えたか否かを判断する（ステップＳ３４）。インバータ１４の出力電力Ｐｏｕｔ（ｔ）が電力閾値ＰＴ０を超えた場合（Ｙｅｓの場合）、電圧復帰制御は、終了する。一方、インバータ１４の出力電力Ｐｏｕｔ（ｔ）が電力閾値ＰＴ０以下の場合（Ｎｏの場合）、ステップＳ３２に戻り、インバータ１４の出力電力Ｐｏｕｔ（ｔ）が電力閾値ＰＴ０を超えるまで、上述した処理が繰り返される。

図６に示す時刻ｔ２３から、図５Ｂに示すステップＳ３１〜ステップＳ３４の処理が順に開始され、時刻ｔ２４において、制御装置１６は、開閉信号生成部４４によって生成されたパルス信号をコンバータ１２のスイッチング素子１２ｇのゲート１２ｇ３に付与する。また、制御装置１６は、開閉信号生成部５３によって生成されたパルス信号を複数（４つ）のスイッチング素子（第一スイッチング素子１４ｅ〜第四スイッチング素子１４ｈ）の各ゲート（１４ｅ３〜１４ｈ３）に付与する。

これらにより、スイッチング素子１２ｇのデューティ比ＤＦは、時刻ｔ２４から次第に増加し、インバータ１４の入力電力Ｐｉｎは、時刻ｔ２４から次第に増加する。また、インバータ１４の出力電流Ｉｏｕｔは、時刻ｔ２４から次第に増加し、インバータ１４の出力電力Ｐｏｕｔは、時刻ｔ２４から次第に増加する。さらに、直流電圧Ｖｄｃは、時刻ｔ２４から上昇に転じて、直流電圧Ｖｄｃは、次第に直流電圧目標値Ｖｄｃ０に収束している。

時刻ｔ２５において、インバータ１４の出力電力Ｐｏｕｔが電力閾値ＰＴ０を超える。これにより、電圧復帰制御は、終了する（図５Ｂに示すステップＳ３４でＹｅｓの場合）。そして、コンバータ１２およびインバータ１４の制御は、通常制御へ移行する（図５Ａに示すステップＳ１９）。そのため、図６に示すように、スイッチング素子１２ｇのデューティ比ＤＦの増加およびインバータ１４の入力電力Ｐｉｎの増加が止まる。また、インバータ１４の出力電流Ｉｏｕｔの増加およびインバータ１４の出力電力Ｐｏｕｔの増加が止まる。

本実施形態の系統連系制御装置１０によれば、制御装置１６は、コンバータ制御部４０を備える。コンバータ制御部４０は、系統電圧正常状態から系統電圧低下状態への移行をしたときに、コンバータ１２を駆動させるスイッチング素子１２ｇの制御信号であるパルス幅変調信号のデューティ比ＤＦを移行前と比べて低減させてインバータ１４の入力電力Ｐｉｎを低下させる。そのため、本実施形態の系統連系制御装置１０は、系統電圧Ｖｓが低下してインバータ１４の出力電力Ｐｏｕｔが低下したときに、インバータ１４の入力電力Ｐｉｎと出力電力Ｐｏｕｔとの間のアンバランスを低減することができ、コンバータ１２によって昇圧された直流電力の直流電圧Ｖｄｃの変動を低減することができる。その結果、直流電圧Ｖｄｃの変動に起因するインバータ１４の停止が回避される。

本実施形態の系統連系制御装置１０によれば、第一出力電流目標値算出部５１は、系統電圧正常状態から系統電圧低下状態に移行する直前の出力電流検出値である第一電流値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ１１および数１に基づいて算出される第二電流値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ１２のうちの小さい方を、系統電圧正常状態から系統電圧低下状態に移行した直後のインバータ１４の出力電流Ｉｏｕｔの目標値である第一出力電流目標値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ１として選択し算出する。そのため、第一出力電流目標値算出部５１は、系統電圧Ｖｓの低下度に応じて、第一電流値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ１１または第二電流値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ１２を選択して、第一出力電流目標値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ１を算出することができる。また、系統電圧Ｖｓの低下度が大きい程、第一出力電流目標値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ１として第二電流値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ１２が選択され易くなる。第二電流値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ１２は、系統電圧Ｖｓが復帰した直後のインバータ１４の出力電力Ｐｏｕｔの上限値である出力電力上限値Ｐα２を考慮して算出される。よって、第一出力電流目標値算出部５１は、系統電圧Ｖｓの低下度が大きいときに予めインバータ１４の出力電流Ｉｏｕｔを低下させて、系統電圧Ｖｓが復帰したときにインバータ１４の入力電力Ｐｉｎと出力電力Ｐｏｕｔとの間の電力差が急増してしまうことを抑制することができる。

また、第一デューティ比算出部４１は、系統電圧正常状態から系統電圧低下状態に移行した直後のデューティ比ＤＦである第一デューティ比ＤＦ１を数２に基づいて算出する。そのため、第一デューティ比算出部４１は、第一出力電流目標値算出部５１によって算出された第一出力電流目標値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ１および系統電圧Ｖｓの低下度を用いて、第一デューティ比ＤＦ１を算出することができる。つまり、第一デューティ比算出部４１は、インバータ１４の出力電力Ｐｏｕｔの低下度に合わせて、インバータ１４の入力電力Ｐｉｎを低下させることができる。よって、第一デューティ比算出部４１は、系統電圧Ｖｓが低下してインバータ１４の出力電力Ｐｏｕｔが低下したときに、インバータ１４の入力電力Ｐｉｎと出力電力Ｐｏｕｔとの間のアンバランスを解消することができる。

本実施形態の系統連系制御装置１０によれば、第二出力電流目標値算出部５２は、直流電圧検出器１５ａによって検出された直流電圧検出値Ｖｄｃ（ｔ）が、直流電圧Ｖｄｃの目標値である直流電圧目標値Ｖｄｃ０と一致するように、比例制御、積分制御および微分制御のうちの少なくとも比例制御および積分制御によって、系統電圧正常状態から系統電圧低下状態への移行後のインバータ１４の出力電流Ｉｏｕｔの目標値である第二出力電流目標値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ２（ｔ）を算出する。そのため、第二出力電流目標値算出部５２は、コンバータ１２によって昇圧された直流電力の直流電圧Ｖｄｃの変動を低減することができる。

また、第二デューティ比算出部４２は、インバータ１４の入力電力Ｐｉｎ（ｔ）が、数３に基づいて算出される入力電力目標値Ｐｉｎ＿ｒｅｆ（ｔ）と一致するように、比例制御、積分制御および微分制御のうちの少なくとも比例制御および積分制御によって、系統電圧低下状態のデューティ比ＤＦである第二デューティ比ＤＦ２（ｔ）を算出する。そのため、第二デューティ比算出部４２は、系統電圧低下状態において系統電圧Ｖｓが変動した場合においても、系統電圧Ｖｓの変動に合わせてインバータ１４の入力電力Ｐｉｎを制御することができる。

＜その他＞
本発明は、上記し且つ図面に示した実施形態のみに限定されるものではなく、要旨を逸脱しない範囲内で適宜変更して実施することができる。例えば、第一出力電流目標値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ１および第二出力電流目標値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ２（ｔ）、並びに、第一デューティ比ＤＦ１、第二デューティ比ＤＦ２（ｔ）および第三デューティ比ＤＦ３（ｔ）の算出方法は限定されない。また、第一出力電流目標値算出部５１は、第一電流値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ１１および第二電流値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ１２のうちの一方の電流値のみを用いて、第一出力電流目標値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ１を算出することもできる。この場合、第一出力電流目標値算出部５１は、第一電流値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ１１に関わらず、第二電流値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ１２を第一出力電流目標値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ１とすることができる。また、第一出力電流目標値算出部５１は、第二電流値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ１２に関わらず、第一電流値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ１１を第一出力電流目標値Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ１とすることができる。また、コンバータ制御部４０およびインバータ制御部５０は、図５Ａおよび図５Ｂに示す演算以外にも種々の演算を含めることができる。さらに、本発明に係る系統連系制御装置１０は、多相（例えば、三相）の系統電源およびインバータに適用することもできる。

１０：系統連系制御装置、
１１：直流電源、１２：コンバータ、１２ｇ：スイッチング素子、１４：インバータ、
１５ａ：直流電圧検出器、１５ｂ：出力電流検出器、１５ｃ：系統電圧検出器、
１６：制御装置、
２０：系統電源、３０：負荷、
４０：コンバータ制御部、
４１：第一デューティ比算出部、４２：第二デューティ比算出部、
５０：インバータ制御部、
５１：第一出力電流目標値算出部、５２：第二出力電流目標値算出部、
ＤＦ０：移行前デューティ比、ＤＦ１：第一デューティ比、
ＤＦ２（ｔ）：第二デューティ比、
Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ１１：第一電流値、Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ１２：第二電流値、
Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ１：第一出力電流目標値、
Ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ２（ｔ）：第二出力電流目標値、
Ｐｉｎ＿ｒｅｆ（ｔ）：入力電力目標値、Ｐｉｎ（ｔ）：入力電力、
Ｐα２：出力電力上限値、
Ｖｄｃ（ｔ）：直流電圧検出値、Ｖｄｃ０：直流電圧目標値、
Ｖｓ（ｔ）：系統電圧検出値、ＶＴ０：電圧閾値、
Ｖｓ０：移行前系統電圧値、Ｖｓ１：移行後系統電圧値。

Claims (3)

1. 直流電力を出力する直流電源と、
   前記直流電源から出力された直流電力を昇圧するコンバータと、
   前記コンバータによって昇圧された直流電力を交流電力に変換して系統電源に接続されている負荷に出力するインバータと、
   前記インバータから出力される出力電流を検出する出力電流検出器と、
   前記系統電源の系統電圧を検出する系統電圧検出器と、
   前記出力電流検出器によって検出された出力電流検出値および前記系統電圧検出器によって検出された系統電圧検出値が少なくとも入力され、入力された前記出力電流検出値および前記系統電圧検出値に基づいて、前記コンバータおよび前記インバータをそれぞれ駆動制御する制御装置と、
   を備える系統連系制御装置であって、
   前記制御装置は、前記系統電圧検出値が所定閾値を超えている状態である系統電圧正常状態から前記系統電圧検出値が前記所定閾値以下に低下した状態である系統電圧低下状態への移行をしたときに、前記コンバータを駆動させるスイッチング素子の制御信号であるパルス幅変調信号のデューティ比を前記移行前と比べて低減させて前記インバータの入力電力を低下させるコンバータ制御部を備える系統連系制御装置。
2. 前記コンバータ制御部が前記デューティ比を低減させるのと同時に前記インバータの前記出力電流を制御可能なインバータ制御部を備え、
   前記インバータ制御部は、前記系統電圧正常状態から前記系統電圧低下状態に移行する直前の前記出力電流検出値である第一電流値および下記数１に基づいて算出される第二電流値のうちの小さい方を、前記系統電圧正常状態から前記系統電圧低下状態に移行した直後の前記インバータの前記出力電流の目標値である第一出力電流目標値として選択し算出する第一出力電流目標値算出部を備え、
   前記コンバータ制御部は、前記系統電圧正常状態から前記系統電圧低下状態に移行した直後の前記デューティ比である第一デューティ比を下記数２に基づいて算出する第一デューティ比算出部を備える請求項１に記載の系統連系制御装置。
   

   

   

   但し、前記第二電流値をＩｏｕｔ＿ｒｅｆ１２で表し、前記系統電圧低下状態から前記系統電圧正常状態に復帰した直後の前記インバータの出力電力の上限値を出力電力上限値Ｐα２とする。また、前記系統電圧正常状態から前記系統電圧低下状態に移行する直前の前記系統電圧検出値を移行前系統電圧値Ｖｓ０とし、前記系統電圧正常状態から前記系統電圧低下状態に移行した直後の前記系統電圧検出値を移行後系統電圧値Ｖｓ１とする。さらに、前記第一デューティ比をＤＦ１で表し、前記系統電圧正常状態から前記系統電圧低下状態に移行する直前の前記デューティ比を移行前デューティ比ＤＦ０とする。また、前記第一出力電流目標値をＩｏｕｔ＿ｒｅｆ１で表すものとする。
3. 前記コンバータによって昇圧された前記直流電力の直流電圧を検出する直流電圧検出器を備え、
   前記インバータ制御部は、前記直流電圧検出器によって検出された直流電圧検出値が、前記直流電圧の目標値である直流電圧目標値と一致するように、比例制御、積分制御および微分制御のうちの少なくとも前記比例制御および前記積分制御によって、前記移行後の前記インバータの前記出力電流の目標値である第二出力電流目標値を算出する第二出力電流目標値算出部を備え、
   前記コンバータ制御部は、前記インバータの入力電力が、下記数３に基づいて算出される入力電力目標値と一致するように、比例制御、積分制御および微分制御のうちの少なくとも前記比例制御および前記積分制御によって、前記系統電圧低下状態の前記デューティ比である第二デューティ比を算出する第二デューティ比算出部を備える請求項２に記載の系統連系制御装置。
   

   

   但し、時刻ｔのときの前記インバータの前記入力電力目標値をＰｉｎ＿ｒｅｆ（ｔ）で表し、前記第一出力電流目標値をＩｏｕｔ＿ｒｅｆ１で表す。また、時刻ｔのときの前記系統電圧検出値をＶｓ（ｔ）で表すものとする。

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