CN107026474A - 减小级联h桥逆变器直流电压波动的功率均衡控制方法 - Google Patents

减小级联h桥逆变器直流电压波动的功率均衡控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种减小级联H桥逆变器直流电压波动的功率均衡控制方法，目的是解决直流侧电压波动较大造成系统发电量降低问题，包括如下步骤：总直流侧电压控制，用来实现各H桥单元直流侧电压跟踪其最大功率点电压，并得到系统有功电流指令值；网侧电流解耦控制，能够实现有功电流和无功电流的独立控制，同时产生逆变器总调制波电压；单元间功率均衡控制，通过对各H桥单元的直流侧电压误差排序，确定每个H桥单元的正确开关状态以实现各H桥单元间功率均衡控制及各H桥单元的最大功率跟踪。该方法能够较好地适应各种工况，不仅能实现级联H桥光伏逆变器在较大范围内稳定运行，而且能够减小直流侧电压波动，提高系统的发电量。

Description

减小级联H桥逆变器直流电压波动的功率均衡控制方法
技术领域
本发明涉及一种减小级联H桥光伏逆变器直流电压波动的功率均衡控制方法，属于级联H桥光伏并网逆变器功率均衡控制技术领域。
背景技术
光伏并网发电由于提供清洁能源，且环境友好而备受关注。面对如何提高光伏系统效率、降低发电成本等问题，级联H桥多电平逆变器由于其模块化易拓展、系统效率高、并网电流总谐波失真(THD)小等优势而成为研究的热点。此外，级联H桥多电平逆变器每个功率单元需要独立的直流电源，正好符合光伏组件发电的特点，使得单个光伏组件的MPPT控制成为可能，进一步提高系统的发电效率。因此，级联H桥多电平逆变器在光伏发电并网应用中有独特的优势。
虽然级联H桥光伏逆变器的各级功率单元可通过独立的MPPT控制提高光伏发电的效率，但若受光照、温度等外界因素影响，一块或多块光伏组件输出功率严重下降时，由于流过每个H桥的电流相等而传输的功率差异较大，可能导致其他输出功率较大的光伏组件对应单元的调制度大于1，系统不稳定。因此，为了保证级联H桥光伏并网逆变器在光照强度和光伏组件之间不匹配条件下的稳定运行，采取一定的功率均衡控制具有突出的工程意义。
为此，国内外学者们在扩大级联H桥光伏并网逆变器稳定运行范围方面做出了很多的研究。如发明专利申请《一种级联型光伏并网逆变器的功率均衡控制方法》(CN103795077A)提出了一种基于占空比有功分量修正的功率均衡控制策略，根据系统的运行情况，实时补偿和修正占空比，但是该均衡控制方法调节范围较小，在H桥单元间光照极度不均衡时将失去调节能力，系统将不稳定。
2015年IEEE文献“Reactive Power Compensation and Optimization Strategyfor Grid-Interactive Cascaded Photovoltaic Systems”Liming Liu,Hui Li,《IEEETransactions on Power Electronics》，2015,30(1)，188-202(“级联型光伏并网逆变器的无功补偿及其优化策略”，《IEEE学报-电力电子期刊》2015年第30卷第1期188-202页)将功率因数作为一个自由度，通过补偿无功功率维持系统稳定。但当各H桥单元功率严重不均衡时，该方法会大幅降低并网逆变器的功率因数。
2016年IEEE文献“Hybrid modulation technique for grid-connectedcascaded photovoltaic systems”Miranbeigi M,Iman-Eini H,《IEEE Transactions onIndustrial Electronics》，2016,63(12)，7843-7853(“用于级联型光伏并网系统的混合调制技术”，《IEEE学报-工业电子期刊》2016年第63卷第12期7843-7853页)提出了一种混合调制策略，利用低频方波调制均衡直流侧电容电压，高频SPWM调制保证并网电流质量。由于方波调制最大调制度为4/π，因此混合调制策略可以有效扩宽系统的稳定运行范围。然而该混合调制策略只是根据系统运行状态分配每个H桥单元进行充放电，并不是对直流侧电容电压的精确控制，会造成直流侧电容电压波动较大，从而使光伏电池板偏离最大功率点运行，降低光伏电池板的发电量。
综上所述，对于级联H桥光伏并网逆变器而言，现有的功率均衡控制方法主要存在如下问题：
(1)现有技术能够在一定程度上改善级联H桥光伏逆变器的功率不均衡问题，但是调节范围较小，当系统严重不均衡时，系统不能稳定运行。
(2)通过补偿无功可以抑制级联H桥光伏逆变器的功率不均衡问题，但当系统严重不均衡时，会使得逆变器功率因数过低，不满足并网要求。
(3)混合调制策略可以有效扩宽系统的稳定运行范围，但会造成直流侧电压波动较大，使得光伏电池板偏离最大功率点运行，降低光伏电池板的发电量。
发明内容
本发明要解决的问题就是克服上述方案的局限性，提出一种减小级联H桥光伏逆变器直流电压波动的功率均衡控制方法。该控制方法能够较好地适应各种工况，不仅能实现级联H桥光伏逆变器在较大范围内稳定运行，而且能减小直流侧电压波动，提高光伏系统的发电量。
为解决本发明的技术问题，所采用的技术方案主要步骤如下：
一种减小级联H桥逆变器直流电压波动的功率均衡控制方法，所述的级联H桥逆变器包括N个相同的H桥单元，每个H桥单元的直流侧通过开关与一块光伏电池板连接，其特征在于，本控制方法包括总直流侧电压控制、网侧电流解耦控制和单元间功率均衡控制，主要步骤如下：
步骤1，总直流侧电压控制
步骤1.1，对N个H桥单元的直流侧电压进行采样并经过100Hz陷波器滤波，得到N个H桥单元的直流侧电压实际值并记为VPVi，i＝1,2,3…N；采样电网电压实际值VG和并网电流实际值IS；
步骤1.2，对步骤1.1得到的N个H桥单元的直流侧电压实际值VPVi进行最大功率点跟踪控制，得到N个H桥单元的直流侧电压指令值并记为VPVi *，i＝1,2,3…N；
步骤1.3，通过电压调节器，计算得到逆变器并网有功电流的指令值Id *，其计算式为：
其中，KVP为电压调节器比例系数，KVI为电压调节器积分系数，s为拉普拉斯算子，为N个H桥单元的直流侧电压实际值之和，为N个H桥单元的直流侧电压指令值之和；
步骤2，网侧电流解耦控制
步骤2.1，将步骤1.1中采样得到的并网电流实际值IS通过虚拟同步旋转坐标变换转换成旋转坐标系下的电网电流有功分量Id和电网电流无功分量Iq；
步骤2.2，设逆变器并网无功电流指令值Iq *为0，分别通过有功电流调节器和无功电流调节器，计算得到d轴PI调节值Ed和q轴PI调节值Eq，其计算式分别为：
其中，KiP为电流调节器比例系数，KiI为电流调节器积分系数，s为拉普拉斯算子；
步骤2.3，将步骤2.2中得到的d轴PI调节值Ed和q轴PI调节值Eq通过虚拟同步旋转反坐标变换得到自然坐标系下逆变器总调制波电压Vr，其计算式为：
Vr＝Ed sinθ+Eq cosθ
其中，θ为电网电压的相位；
步骤3，单元间功率均衡控制
步骤3.1，将步骤1.1中采样得到的N个H桥单元的直流侧电压实际值VPVi与步骤1.2中相对应的N个H桥单元的直流侧电压指令值VPVi *相比较得到N个直流侧电压误差值并记为ΔVi，其中，i＝1,2,3…N；
步骤3.2，先将步骤3.1中得到的N个H桥单元的直流侧电压误差值ΔVi按照数值大小进行升序排列，并用电压误差序列号j＝1,2,3…N进行标注，然后根据电压误差序列号j对其对应的N个H桥单元的直流侧电压实际值VPVi重新进行排序，得到N个排序后的直流侧电压实际值并记为Vj，j＝1,2,3…N；
步骤3.3，根据步骤3.2中得到的N个排序后的直流侧电压实际值Vj将逆变器总调制波电压Vr分成N个电压区间，判断当前逆变器总调制波电压Vr所处的电压区间K，其中电压区间K定义为K＝1,2,3…N；
步骤3.4，根据当前逆变器总调制波电压Vr的极性，电网电流IS的方向及电压区间K确定N个H桥单元的输出模式：
(1)Vr>0，Is>0
排序后的直流侧电压实际值Vj为VN–K+1，VN–K+2...VN的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为SN–K+1＝SN–K+2＝...SN＝1，排序后的直流侧电压实际值Vj为V2，V3...VN–K的H桥单元运行于“0”电平模式，并记为S2＝S3＝...＝SN–K＝0，排序后的直流侧电压实际值Vj为V1的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
VPWM＝Vr-(S2V2+S3V3+...+SN-KVN-K)-(SN-K+1VN-K+1+SN-K+2VN-K+2+...+SNVN)
(2)Vr＞0，Is≤0
排序后的直流侧电压实际值Vj为V1，V2...VK的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为S1＝S2＝...＝SK＝1，排序后的直流侧电压实际值Vj为VK+1，VK+2...VN–1的H桥单元运行于“0”电平模式，并记为SK+1＝SK+2＝...＝SN–1＝0，排序后的直流侧电压实际值Vj为VN的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
VPWM＝Vr-(S1V1+S2V2+...SKVK)-(SK+1VK+1+SK+2VK+2+...SN-1VN-1)
(3)Vr≤0，Is＞0
排序后的直流侧电压实际值Vj为V1，V2...VK的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为S1＝S2＝...＝SK＝–1，排序后的直流侧电压实际值Vj为VK+1，VK+2...VN–1的H桥单元运行于“0”电平模式，并记为SK+1＝SK+2＝...＝SN–1＝0，排序后的直流侧电压实际值Vj为VN的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
VPWM＝Vr-(S1V1+S2V2+...+SKVK)-(SK+1VK+1+SK+2VK+2+...+SN-1VN-1)
(4)Vr≤0，Is≤0
排序后的直流侧电压实际值Vj为VN–K+1，VN–K+2...VN的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为SN–K+1＝SN–K+2＝...SN＝–1，排序后的直流侧电压实际值Vj为V2，V3...VN–K的H桥单元运行于“0”电平模式，并记为S2＝S3＝...＝SN–K＝0，排序后的直流侧电压实际值Vj为V1的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
VPWM＝Vr-(S2V2+S3V3+...+SN-KVN-K)-(SN-K+1VN-K+1+SN-K+2VN-K+2+...+SNVN)。
本发明公开的一种减小级联H桥光伏逆变器直流电压波动的功率均衡控制方法，在各H桥单元输入功率严重不均衡条件下既能实现各H桥单元间功率均衡控制，也能降低各H桥单元直流侧电压波动。其有益效果具体现在：
1)本发明提出的均衡控制方法调节范围较宽，能够满足和适应级联H桥光伏逆变器各种不均衡的工况。
2)通过修改各H桥开关模式在实现各H桥单元功率均衡的同时减小其直流侧电压波动，从而提高系统的发电量。
附图说明
图1是本发明实施例单相级联H桥光伏并网逆变器主电路拓扑框图。
图2是本发明实施例单相级联H桥光伏并网逆变器总控制结构框图。
图3是本发明控制方法流程图。
图4是在光照均匀的条件下，采用本发明功率均衡控制方法与传统功率均衡控制方法时第一个H桥单元直流侧电压VPV1以及输出功率P1的波形对比。
图5是在光照不均匀的条件下，采用本发明功率均衡控制方法与传统功率均衡控制方法时电网电压VG、电网电流IS、H桥交流侧总电压VHT以及第一个H桥单元交流侧输出电压VH1的波形对比。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，下面结合附图及实施例，对本发明作进一步清楚、完整地描述。
图1为本发明实施例单相级联H桥光伏并网逆变器拓扑结构，包含N个相同的H桥单元，与N个H桥单元通过开关相连接的是N块光伏电池板PV1，PV2…PVN，光伏电池板工作条件为在温度25C。，光照强度1000W/m2下的最大功率点电压为35.1V，每块光伏电池板通过18.8mF电容与每个H桥单元相连，级联系统通过1.5mH电感L连接到电网。
本发明的控制图如图2所示，包括总直流侧电压控制、网侧电流解耦控制和单元间功率均衡控制三部分。
步骤1，总直流侧电压控制
步骤1.1，对N个H桥单元的直流侧电压进行采样并经过100Hz陷波器滤波，得到N个H桥单元的直流侧电压实际值并记为VPVi，i＝1,2,3…N；采样电网电压实际值VG和并网电流实际值IS。
本实施例中，以四个H桥单元为例，每个H桥单元初始时的直流侧电压实际值为VPV1＝VPV2＝VPV3＝VPV4＝35.1V。
步骤1.2，对步骤1.1得到的N个H桥单元的直流侧电压实际值VPVi进行最大功率点跟踪控制，得到N个H桥单元的直流侧电压指令值并记为VPVi *，i＝1,2,3…N。
本实施例中，初始时刻t＝0.6s时，各H桥单元均工作在温度T＝25C。，光照强度E1＝E2＝E3＝E4＝1000W/m2的条件下，得到每个H桥单元的直流侧电压指令值VPV1 *＝VPV2 *＝VPV3 *＝VPV4 *＝35.1V；在t＝1.2s，温度保持不变，第1、2、3、4个H桥的光照强度分别变为E1＝800W/m2，E2＝600W/m2，E3＝400W/m2，E4＝200W/m2，得到每个H桥单元的直流侧电压指令值VPV1 *＝35.41V，VPV2 *＝35.59V，VPV3 *＝35.59V，VPV4 *＝35.15V。
步骤1.3，通过电压调节器，计算得到并网有功电流的指令值Id *，其计算式为：
其中，KVP为电压调节器比例系数，KVI为电压调节器积分系数，s为拉普拉斯算子，为N个H桥单元的直流侧电压实际值之和，为N个H桥单元的直流侧电压指令值之和。电压调节器比例系数KVP和电压调节器积分系数KVI按照常规并网逆变器进行设计，本实施例中，KVP＝5，KVI＝200。
步骤2，网侧电流解耦控制
步骤2.1，将步骤1.1中采样的并网电流实际值IS记为Iβ，将IS延迟90°记为Iα，通过虚拟同步旋转坐标变换转换成旋转坐标系下的电网电流有功分量Id和电网电流无功分量Iq，其计算式为：
其中，θ为电网电压的相位。
步骤2.2，设逆变器并网无功电流指令值Iq *为0，分别通过有功电流调节器和无功电流调节器，计算得到d轴PI调节值Ed和q轴PI调节值Eq，其计算式分别为：
其中，KiP为电流调节器比例系数，KiI为电流调节器积分系数，s为拉普拉斯算子。电流调节器比例系数KiP和电流调节器积分系数KiI按照常规并网逆变器进行设计，本实施例中，KiP＝100，KiI＝400。
步骤2.3，将步骤2.2中得到的d轴PI调节值Ed和q轴PI调节值Eq通过虚拟同步旋转反坐标变换得到自然坐标系下逆变器总调制波电压Vr，其计算式为：
Vr＝Ed sinθ+Eq cosθ
其中，θ为电网电压的相位。
步骤3，单元间功率均衡控制
该调制策略可见图3。
步骤3.1，将步骤1.1中采样得到的N个H桥单元的直流侧电压实际值VPVi与步骤1.2中相对应的N个H桥单元的直流侧电压指令值VPVi *相比较得到N个直流侧电压误差值并记为ΔVi，其中，i＝1,2,3…N。
步骤3.2，先将步骤3.1中得到的N个H桥单元的直流侧电压误差值ΔVi按照数值大小进行升序排列，并用电压误差序列号j＝1,2,3…N进行标注，然后根据电压误差序列号j对其对应的N个H桥单元的直流侧电压实际值VPVi重新进行排序，得到N个排序后的直流侧电压实际值并记为Vj，j＝1，2，3...N。
步骤3.3，根据步骤3.2中得到的N个排序后的直流侧电压实际值Vj将逆变器总调制波电压Vr分成N个电压区间，判断当前逆变器总调制波电压Vr所处的电压区间K，其中电压区间K定义为K＝1，2，3...N。
步骤3.4，根据当前逆变器总调制波电压Vr的极性，电网电流IS的方向及电压区间K确定N个H桥单元的输出模式：
(1)Vr＞0，Is＞0
排序后的直流侧电压实际值Vj为VN–K+1，VN–K+2...VN的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为SN–K+1＝SN–K+2＝...SN＝1，排序后的直流侧电压实际值Vj为V2，V3...VN–K的H桥单元运行于“0”电平模式，并记为S2＝S3＝...＝SN–K＝0，排序后的直流侧电压实际值Vj为V1的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
VPWM＝Vr-(S2V2+S3V3+...+SN-KVN-K)-(SN-K+1VN-K+1+SN-K+2VN-K+2+...+SNVN)
(2)Vr＞0，Is≤0
排序后的直流侧电压实际值Vj为V1，V2...VK的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为S1＝S2＝...＝SK＝1，排序后的直流侧电压实际值Vj为VK+1，VK+2...VN–1的H桥单元运行于“0”电平模式，并记为SK+1＝SK+2＝...＝SN–1＝0，排序后的直流侧电压实际值Vj为VN的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
VPWM＝Vr-(S1V1+S2V2+...+SKVK)-(SK+1VK+1+SK+2VK+2+...+SN-1VN-1)
(3)Vr≤0，Is＞0
排序后的直流侧电压实际值Vj为V1，V2...VK的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为S1＝S2＝...＝SK＝–1，排序后的直流侧电压实际值Vj为VK+1，VK+2...VN–1的H桥单元运行于“0”电平模式，并记为SK+1＝SK+2＝...＝SN–1＝0，排序后的直流侧电压实际值Vj为VN的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
VPWM＝Vr-(S1V1+S2V2+...+SKVK)-(SK+1VK+1+SK+2VK+2+...+SN-1VN-1)
(4)Vr≤0，Is≤0
排序后的直流侧电压实际值Vj为VN–K+1，VN–K+2...VN的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为SN–K+1＝SN–K+2＝...SN＝–1，排序后的直流侧电压实际值Vj为V2，V3...VN–K的H桥单元运行于“0”电平模式，并记为S2＝S3＝...＝SN–K＝0，排序后的直流侧电压实际值Vj为V1的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
VPWM＝Vr-(S2V2+S3V3+...+SN-KVN-K)-(SN-K+1VN-K+1+SN-K+2VN-K+2+...+SNVN)
图4为在光照均匀的条件下，采用本发明功率均衡控制方法与传统功率均衡控制方法时第一个H桥单元直流侧电压VPV1以及输出功率P1的波形。此时直流侧电压指令值VPV1 *均为35.1V，即光伏电池板工作在最大功率点，理论上输出最大功率为270W。从图4中可以看出，采用传统功率均衡控制方法时直流侧电压波动峰峰值ΔV为3.7V，而采用本发明功率均衡控制方法时直流侧电压波动峰峰值ΔV为2.78V，电压波动改善了24.86％。由于直流侧电压的波动，H桥单元输出功率也随之波动。采用传统功率均衡控制方法时H桥单元输出功率波动范围为263.7～270W，平均功率Pmin为268.7W，而采用本发明功率均衡控制方法时H桥单元输出功率波动范围为265.8～270W，平均功率为269.3W，同等条件下平均输出功率提高0.6W。
图5给出了在光照不均匀的条件下，采用本发明功率均衡控制方法与传统功率均衡控制方法时电网电压VG、电网电流IS、H桥交流侧总电压VHT以及第一个H桥单元交流侧输出电压VH1的波形。从图5中可以看出，在各H桥单元功率严重不平衡工况下(各H桥单元的调制度分别为m1＝1.24，m2＝0.93，m3＝0.62，m4＝0.31)，两种功率均衡控制方法均实现了单位功率因数并网运行且第一个H桥单元近乎方波调制。

Claims (1)

1.一种减小级联H桥逆变器直流电压波动的功率均衡控制方法，所述的级联H桥逆变器包括N个相同的H桥单元，每个H桥单元的直流侧通过开关与一块光伏电池板连接，其特征在于，本控制方法包括总直流侧电压控制、网侧电流解耦控制和单元间功率均衡控制，主要步骤如下：
步骤1，总直流侧电压控制
步骤1.1，对N个H桥单元的直流侧电压进行采样并经过100Hz陷波器滤波，得到N个H桥单元的直流侧电压实际值并记为VPVi，i＝1,2,3…N；采样电网电压实际值VG和并网电流实际值IS；
步骤1.2，对步骤1.1得到的N个H桥单元的直流侧电压实际值VPVi进行最大功率点跟踪控制，得到N个H桥单元的直流侧电压指令值并记为VPVi *，i＝1,2,3…N；
步骤1.3，通过电压调节器，计算得到逆变器并网有功电流的指令值Id *，其计算式为：
其中，KVP为电压调节器比例系数，KVI为电压调节器积分系数，s为拉普拉斯算子，为N个H桥单元的直流侧电压实际值之和，为N个H桥单元的直流侧电压指令值之和；
步骤2，网侧电流解耦控制
步骤2.1，将步骤1.1中采样得到的并网电流实际值IS通过虚拟同步旋转坐标变换转换成旋转坐标系下的电网电流有功分量Id和电网电流无功分量Iq；
步骤2.2，设逆变器并网无功电流指令值Iq *为0，分别通过有功电流调节器和无功电流调节器，计算得到d轴PI调节值Ed和q轴PI调节值Eq，其计算式分别为：
其中，KiP为电流调节器比例系数，KiI为电流调节器积分系数，s为拉普拉斯算子；
步骤2.3，将步骤2.2中得到的d轴PI调节值Ed和q轴PI调节值Eq通过虚拟同步旋转反坐标变换得到自然坐标系下逆变器总调制波电压Vr，其计算式为：
Vr＝Edsinθ+Eqcosθ
其中，θ为电网电压的相位；
步骤3，单元间功率均衡控制
步骤3.1，将步骤1.1中采样得到的N个H桥单元的直流侧电压实际值VPVi与步骤1.2中相对应的N个H桥单元的直流侧电压指令值VPVi *相比较得到N个直流侧电压误差值并记为ΔVi，其中，i＝1,2,3…N；
步骤3.2，先将步骤3.1中得到的N个H桥单元的直流侧电压误差值ΔVi按照数值大小进行升序排列，并用电压误差序列号j＝1,2,3…N进行标注，然后根据电压误差序列号j对其对应的N个H桥单元的直流侧电压实际值VPVi重新进行排序，得到N个排序后的直流侧电压实际值并记为Vj，j＝1,2,3…N；
步骤3.3，根据步骤3.2中得到的N个排序后的直流侧电压实际值Vj将逆变器总调制波电压Vr分成N个电压区间，判断当前逆变器总调制波电压Vr所处的电压区间K，其中电压区间K定义为
步骤3.4，根据当前逆变器总调制波电压Vr的极性，电网电流IS的方向及电压区间K确定N个H桥单元的输出模式：
(1)Vr>0，Is>0
排序后的直流侧电压实际值Vj为VN–K+1,VN–K+2…VN的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为SN–K+1＝SN–K+2＝…SN＝1，排序后的直流侧电压实际值Vj为V2,V3…VN–K的H桥单元运行于“0”电平模式，并记为S2＝S3＝…＝SN–K＝0，排序后的直流侧电压实际值Vj为V1的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
VPWM＝Vr-(S2V2+S3V3+...+SN-KVN-K)-(SN-K+1VN-K+1+SN-K+2VN-K+2+...+SNVN)
(2)Vr>0，Is≤0
排序后的直流侧电压实际值Vj为V1,V2…VK的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为S1＝S2＝…＝SK＝1，排序后的直流侧电压实际值Vj为VK+1,VK+2…VN–1的H桥单元运行于“0”电平模式，并记为SK+1＝SK+2＝…＝SN–1＝0，排序后的直流侧电压实际值Vj为VN的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
VPWM＝Vr-(S1V1+S2V2+...+SKVK)-(SK+1VK+1+SK+2VK+2+...+SN-1VN-1)
(3)Vr≤0，Is>0
排序后的直流侧电压实际值Vj为V1,V2…VK的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为S1＝S2＝…＝SK＝–1，排序后的直流侧电压实际值Vj为VK+1,VK+2…VN–1的H桥单元运行于“0”电平模式，并记为SK+1＝SK+2＝…＝SN–1＝0，排序后的直流侧电压实际值Vj为VN的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
VPWM＝Vr-(S1V1+S2V2+…+SKVK)-(SK+1VK+1+SK+2VK+2+…+SN-1VN-1)
(4)Vr≤0，Is≤0
排序后的直流侧电压实际值Vj为VN–K+1,VN–K+2…VN的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为SN–K+1＝SN–K+2＝…SN＝–1，排序后的直流侧电压实际值Vj为V2,V3…VN–K的H桥单元运行于“0”电平模式，并记为S2＝S3＝…＝SN–K＝0，排序后的直流侧电压实际值Vj为V1的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
VPWM＝Vr-(S2V2+S3V3+...+SN-KVN-K)-(SN-K+1VN-K+1+SN-K+2VN-K+2+...+SNVN)。
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