JP5998104B2 - 中性点クランプ式電力変換システム - Google Patents

Description

本発明は、中性点クランプ式電力変換システムに関する。

直流電力と交流電力との間の電力変換器としてインバータ回路が用いられる。よく知られているインバータ回路は、正電圧と負電圧の２レベル、または正電圧と零電圧の２レベルの電圧を出力するもので、２レベルインバータ回路と呼ばれる。

これに対し、２レベルインバータを直列に多重化して配置し、正母線と負母線の間に２つのコンデンサを直列接続してその接続点を中性点として、正母線と中性点の間の正側電圧を正母線側のインバータに供給し、中性点と負母線の間の負側電圧を負母線側のインバータに供給して、正電圧、零電圧、負電圧の３レベルの電圧を出力する３レベルインバータがある。３レベルインバータは、スイッチング素子の耐圧をそのままとしてさらに高電圧動作を行うことができる。また、歪が少なくほぼ正弦波に近い波形を出力でき、またスイッチング周波数を２レベルインバータよりも低くすることが可能であるので、直流交流変換効率を向上させることができる。

３レベルコンバータは、中性点電圧が母線間電圧の１／２にクランプされる。しかし、正母線と負母線の間に２つのインバータが直列配置されるので正母線と負母線の間に４つのスイッチング素子が直列接続されることから、出力端子に接続される２つのスイッチング素子が共にオンするときに、中性点に電流が流れ込み、あるいは中性点から電流が流出することが生じる。これにより、中性点電圧が変動する。三相型の３レベルインバータの動作においては、交流側周波数の３倍の周波数で中性点電圧が変動する。中性点電圧が変動すると、交流側の電流に対する外乱要素となり、交流電流の波形歪の原因となって、直流交流変換効率が低下する。そこで、中性点電圧の変動を抑制することが必要となる。

特許文献１には、ベクトル制御によって出力される三相の電圧基準で電動機の速度制御を行うインバータを中性点クランプ式として、予め反転周期が定められるＰＮ切換信号を用いて、ＰＮ切換信号の符号が切り換わるごとに、三相の電圧基準を新たな電圧基準に変換することが開示される。

ここで、新たな電圧基準は、線間電圧が連続した正弦波となるように、ＰＮ切換信号の周期で正負に切り換わる。ＰＮ切換信号の周期は、中性点用の２つの平滑コンデンサの容量に基づいて、この２つの平滑コンデンサの放電時間がほぼ等しくなるように設定される。これにより、中性点の電圧変動が抑制できると述べられている。

特許文献２には、中性点クランプ式の３レベルインバータ装置において、インバータの直流母線間電圧と中性点電圧を入力して中性性点の電圧を上下させるための制御信号を計算する計算回路を用いることが述べられている。

このとき、計算回路がインバータ回路とは別電源で作動するのが一般的であるので、計算回路の入力側に絶縁回路であるアイソレーションアンプが必要であり、高価になることを指摘している。そこで、インバータの直流母線間電圧の１／２の値と中性点電圧値の間の偏差値を減算器で求め、偏差値をそれぞれ２つのコンパレータに入力し、２つの閾値と偏差値とを比較した値をディジタル信号としてこれを計算回路に入力することで、高価なアイソレーションアンプを不要とする構成を開示している。

ここで、２つの閾値の１つは、中性点電圧を上昇させるか否かのためのもので、もう1つは中性点電圧を下降させるか否かのためのものである。この２つの閾値を、３レベルインバータの運転周波数の３倍の周波数で生じる中性点電圧変動幅よりも広く設定することで、通常の変動分である運転周波数の３倍の周波数での変動分を無視できると述べられている。

特許文献３には、中性点電流が零となる中性点電圧を与えることで、運転周波数の３倍の周波数での変動を抑制することが記載されている。また、特許文献４には、中性点用の上限コンデンサの差電圧をＰＩ制御によってフィードバックすることで、直流的な中性点電圧変動を抑制することが記載されている。

特開平６−９８５４５号公報 特許第３６９５５２２号明細書 特開平２−２０１６０３号公報 特開平８−３１７６６３号公報

特許文献１に記載の方法は、ＰＮ切換信号を用いて生成される新しい電圧基準は中性点電圧の大きさ等に無関係のフィードフォワード方式である。したがって、インバータの運転周波数の３倍の周波数の中性点電圧変動は抑制できるが、中性点電圧の直流的な変化については抑制ができない。また、ＰＮ切換信号の周期は搬送波の周期を超えることができないので、低周波の運転周波数の場合に中性点電圧の抑制が不十分となる。

特許文献２に記載の方法は、中性点電圧の上昇または下降させる制御信号の生成の際に中性点電圧をフィードバックしているが、中性点電圧を上昇させるか下降させるかの判断に用いる閾値の大きさをインバータ運転周波数の３倍の周波数で現れる中性点電圧変動の幅よりも大きく設定することで簡単な構成としている。換言すれば、インバータ運転周波数の３倍の周波数で現れる中性点電圧変動の幅よりも小さい中性点電圧変動を抑制するにはさらに複雑な構成を要する。このように、特許文献２に記載の方法は、抑制できる中性点電圧変動の範囲に制約がある。

特許文献３のフィードバック制御は、ＰＩ制御器等の複雑な構成となる。また、力率零付近では運転周波数の３倍周波数の変動が抑制しきれなくなるが、差電圧のフィードバック制御でも、ゲインを無限大に大きくできないとその抑制が十分に行えない。

このように、従来技術には、中性点電圧変動の抑制に対し、それぞれ課題が残される。本発明の目的は、簡単な構成によって、より広い適用範囲で、より迅速に、中性点電圧変動を抑制できる中性点クランプ式電力変換システムを提供することである。

本発明に係る中性点クランプ式電力変換システムは、直流電源の正母線と負母線の間に互いに直列接続される２つのコンデンサであって、接続点を中性点とする２つの中性点用コンデンサと、正母線と中性点の間の電圧である正側電圧が供給される正母線側のＰＷＭインバータ、及び中性点と負母線との間の電圧である負側電圧が供給される負母線側のＰＷＭインバータが正母線と負母線の間に直列に多重化されて配置され、正電圧と零電圧と負電圧の３レベルの複数相交流出力電圧を外部装置に出力する３レベル電力変換器と、正母線と負母線との間の電圧である母線間電圧を検出する母線間電圧検出部と、中性点と負母線との間の電圧である中性点電圧を検出する中性点電圧検出部と、複数相電圧指令信号と搬送波信号とを比較してスイッチング素子をオンオフするＰＷＭ制御信号を３レベル電力変換器に供給するＰＷＭ制御信号生成部と、直流電源と外部装置との間の電力の流れが、直流電源側から外部装置側に流れる力行状態か、外部装置側から直流電源側に流れる回生状態かを判定する力行回生判定部と、搬送波信号の1周期または半周期を制御周期として制御周期毎に、母線間電圧の１／２と中性点電圧との間の電圧差である中性点電圧差に基づいて、現在の中性点電圧状態が中性点電圧を上昇させる必要がある上昇必要モードまたは中性点電圧を下降させる必要がある下降必要モードまたは中性点電圧をそのままとする維持モードのいずれに該当するかを判定するモード状態判定部と、力行回生判定部の判定及びモード状態判定部の判定に基づいて、現在が力行状態で上昇必要モードのとき、及び現在が回生状態で下降必要モードのときは、現在の制御周期について、複数相電圧指令値の内の一相の電圧指令値を搬送波信号の電圧値の最大値に合わせる電圧値を零相電圧指令値とし、現在が力行状態で下降必要モードのとき、及び現在が回生状態で上昇必要モードのときは、複数相電圧指令値の内の一相の電圧指令値を搬送波信号の電圧値の最小値に合わせる電圧値を零相電圧指令値として、零相電圧指令値を複数相電圧指令値のそれぞれに加算し、現在が維持モードである場合には、現在の制御周期については複数相電圧指令値をそのままとする中性点電圧制御部と、を備えることを特徴とする。

また、本発明に係る中性点クランプ式電力変換システムにおいて、モード状態判定部は、現在から１制御周期前の中性点電圧状態が上昇必要モードと下降必要モードと維持モードのどのモードに該当するかと、予め定めた第１閾値電圧と第２閾値電圧と現在の中性点電圧差との関係と、に基づいて、現在の中性点状態が上昇必要モードと下降必要モードと維持モードのいずれに該当するかを判定することが好ましい。

上記構成によれば、中性点電圧をフィードバックし、搬送波信号の1周期または半周期を制御周期ごとに、中性点電圧を上昇または下降させる必要があるか否かを判断して、制御周期毎に複数相電圧指令値を修正する。中性点電圧を上昇及び下降させる必要がない場合には、複数相電圧指令値を修正せずそのままとする。中性点電圧を上昇または下降させる必要があるか否かに用いられる閾値に特別な制限はない。このように、中性点電圧の上昇または下降は、適切な閾値を用いて、各制御周期毎に必要なときのみ行われる。したがって、より広い適用範囲で、より迅速に、中性点電圧変動を抑制できる。

本発明に係る実施の形態の中性点クランプ式電力変換システムの構成図である。 本発明に係る実施の形態の中性点クランプ式電力変換システムにおいて、力行状態で中性点に電流が流れ込み中性点電圧が上昇することを示す図である。 本発明に係る実施の形態の中性点クランプ式電力変換システムにおいて、力行状態で中性点から電流が流出して中性点電圧が低下することを示す図である。 本発明に係る実施の形態の中性点クランプ式電力変換システムにおいて、回生状態で中性点に電流が流れ込み中性点電圧が上昇することを示す図である。 本発明に係る実施の形態の中性点クランプ式電力変換システムにおいて、回生状態で中性点から電流が流出して中性点電圧が低下することを示す図である。 本発明に係る実施の形態の中性点クランプ式電力変換システムにおける制御装置の構成図である。 本発明に係る実施の形態の中性点クランプ式電力変換システムにおけるモード状態判定図である。 図７の各モードの内容を示す図である。（ａ）は中性点電位を上昇させたいモードＵを示し、（ｂ）は中性点電位を下降させたいモードＤを示し、（ｃ）は中性点電位をそのまま維持するモードＮを示す。 本発明に係る実施の形態の中性点クランプ式電力変換システムにおける中性点電圧制御部が出力する零相電圧指令値をモード別に示す図である。 本発明に係る実施の形態の中性点クランプ式電力変換システムにおいて、中性点電圧制御を行う制御周期を示す図である。 本発明に係る実施の形態の中性点クランプ式電力変換システムにおいて、力行状態でモードＵのときに中性点電圧を上昇させる処理を示す図である。 本発明に係る実施の形態の中性点クランプ式電力変換システムにおいて、回生状態でモードＵのときに中性点電圧を上昇させる処理を示す図である。 本発明に係る実施の形態の中性点クランプ式電力変換システムにおいて、力行状態でモードＤのときに中性点電圧を下降させる処理を示す図である。 本発明に係る実施の形態の中性点クランプ式電力変換システムにおいて、回生状態でモードＤのときに中性点電圧を上昇させる処理を示す図である。 本発明に係る実施の形態の中性点クランプ式電力変換システムにおいて、各要素の時間に対する状態変化の一例を示す図である。

以下に図面を用いて本発明に係る実施の形態につき、詳細に説明する。以下では、中性点クランプ式電力変換器に接続される外部装置として、モータジェネレータを述べるが、これは力行と回生の説明のための一例であって、電力の供給を受けるだけの負荷装置、逆に電力を供給する電源装置であってもよい。これらの場合、負荷装置の場合はモータジェネレータにおける力行のみが行われると考えることができ、電源装置の場合はモータジェネレータにおける回生のみが行われると考えることができる。以下では、中性点クランプ式電力変換器を三相型として述べるが、これは説明のための例示であって、三相以外の複数相型であってもよい。

以下では、全ての図面において対応する要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。

図１は、中性点クランプ式電力変換システム１０の構成図である。中性点クランプ式電力変換システム１０は、中性点クランプ式電力変換装置１２と制御装置４０とを含んで構成される。中性点クランプ式電力変換装置１２は、直流電源１４と、中性点用コンデンサ部１６と、中性点クランプ式電力変換器１８を含んで構成される。また、図１には、中性点クランプ式電力変換システム１０の構成要素ではないが、中性点クランプ式電力変換器１８に接続される外部装置であるモータジェネレータ２０が図示されている。以下では、特に断らない限り、「中性点クランプ式」の語を省略し、中性点クランプ式電力変換システム１０を電力変換システム１０、中性点クランプ式電力変換装置１２を電力変換装置１２、中性点クランプ式電力変換器１８を電力変換器１８とする。

直流電源１４は、充放電可能な高電圧用の蓄電装置である。かかる直流電源１４としては、二次電池、高容量コンデンサ等を用いることができる。二次電池としては、例えばリチウムイオン組電池、ニッケル水素組電池の他、ニッケルカドミウム電池、鉛蓄電池等を用いることができる。高電圧とは、例えば、約２００Ｖから６００Ｖとすることができる。

母線間電圧検出部２６は、直流電源１４の正極側に接続される正母線２２と負極側に接続される負母線２４との間の電圧である母線間電圧Ｖ_Bを検出する電圧検出手段である。したがって、母線間電圧Ｖ_Bは、直流電源１４の端子間電圧に相当する電圧である。かかる母線間電圧検出部２６としては、高電圧用の電圧計を用いることができる。検出された母線間電圧Ｖ_Bは、適当な信号線で制御装置４０に伝送される。

中性点用コンデンサ部１６は、正母線２２と負母線２４の間に互いに直列接続される２つのコンデンサ２８，３０である。図１でＣＬとして示されるコンデンサ２８とＣＨとして示されるコンデンサ３０は、同じ容量を有し、中性点３２で互いに接続される。つまり、コンデンサ２８の一方側端子は正母線２２に接続され、他方側端子は中性点３２に接続される。コンデンサ３０の一方側端子は中性点３２に接続され、他方側端子は負母線２４に接続される。したがって、コンデンサ２８，３０が同じように充放電を行って常に同じ電荷を蓄積しているとすれば、中性点３２と負母線２４との間の電圧である中性点電圧Ｖ_CLは、（Ｖ_B／２）の値にクランプされることになる。

中性点電圧検出部３４は、中性点電圧Ｖ_CLを検出する電圧検出手段である。図１で示されるように、中性点電圧Ｖ_CLは、ＣＬとして示されるコンデンサ３０の端子間電圧に相当する。上記のように、コンデンサ２８，３０が同じように充放電を行って常に同じ電荷を蓄積しているとすれば、Ｖ_CL＝（Ｖ_B／２）になる。しかし、中性点３２に流れ込む電流と中性点３２から流出する電流が相違し、あるいはスイッチング素子の特性ばらつきや動作ばらつきによる電流不均衡があったり、コンデンサ２８，３０の容量ばらつきがあると、Ｖ_CLは（Ｖ_B／２）にクランプされない。中性点電圧検出部３４は、Ｖ_CLが（Ｖ_B／２）とどの程度異なるかを監視する機能を有する。かかる中性点電圧検出部３４としては、母線間電圧検出部２６と同様な高電圧用の電圧計を用いることができる。検出された中性点電圧Ｖ_CLは、適当な信号線で制御装置４０に伝送される。

電力変換器１８は、正母線２２と中性点３２の間の電圧である正側電圧が供給される正母線側のＰＷＭインバータ、及び中性点３２と負母線２４との間の電圧である負側電圧が供給される負母線側のＰＷＭインバータの２つで構成される。正母線側のＰＷＭインバータと負母線側のＰＷＭインバータは、正母線２２と負母線２４の間に直列に多重化されて配置され、正電圧と零電圧と負電圧の３レベルの三相交流出力電圧Ｖ_U，Ｖ_V，Ｖ_Wを外部装置であるモータジェネレータ２０に出力する３レベル電力変換器である。

電力変換器１８は、三相交流出力電圧のうちＶ_Uを出力するＵ相アームと、Ｖ_Vを出力するＶ相アームと、Ｖ_Wを出力するＷ相アームで構成される。

Ｕ相アームを例にとって説明すると、正母線２２から負母線２４に向かって、４つのスイッチング素子ＱＵ１，ＱＵ２，ＱＵ３，ＱＵ４がこの順に直列に接続され、各スイッチング素子にそれぞれダイオードが並列に逆接続される。逆接続とは、スイッチング素子のドレイン端子にダイオードのカソード端子が接続され、スイッチング素子のソース端子にダイオードのアノード端子が接続されるものである。そして、ＱＵ１とＱＵ２の接続点とＱＵ３とＱＵ４の接続点には、直列に逆接続された２つのダイオードが並列に接続される。この２つのダイオードの間の接続点は、中性点３２に接続される。かかる構成において、ＱＵ２とＱＵ３との間の接続点からＵ相出力電圧Ｖ_Uが出力される。

同様に、Ｖ相アームも正母線２２から負母線２４に向かって４つのスイッチング素子ＱＶ１，ＱＶ２，ＱＶ３，ＱＶ４がこの順に直列に接続され、スイッチング素子のそれぞれにダイオードが並列に逆接続される。また、ＱＶ１とＱＶ２の接続点とＱＶ３とＱＶ４の接続点に直列に逆接続された２つのダイオードが並列に接続され、この２つのダイオードの間の接続点が中性点３２に接続される。そして、ＱＶ２とＱＶ３との間の接続点からＶ相出力電圧Ｖ_Vが出力される。また、Ｗ相アームも同様の構成で、ＱＷ２とＱＷ３との間の接続点からＷ相出力電圧Ｖ_Wが出力されるが、その他の構成はＵ相アーム、Ｖ相アームと同様であるので、詳細な説明を省略する。

スイッチング素子としては、高電圧大電流用のＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）が用いられる。

モータジェネレータ２０は、車両に搭載される回転電機で、直流電源１４側から電力変換器１８を介して三相出力電圧Ｖ_U，Ｖ_V，Ｖ_Wに対応する三相交流電力が供給されるときはモータとして作用し、車両を走行駆動する。これがモータジェネレータ２０の力行状態である。車両が制動されるときは発電機として作用し、制動エネルギを回収して三相交流電力に対応する三相出力電圧Ｖ_U，Ｖ_V，Ｖ_Wとして出力し、電力変換器１８を介して直流電力に変換し、直流電源１４を充電する。これがモータジェネレータ２０の回生状態である。

このように、電力変換器１８は、モータジェネレータ２０が力行状態のときは直流電源１４の直流電力を三相交流電力に変換してモータジェネレータ２０に供給する直交変換器として作用し、モータジェネレータ２０が回生状態のときはモータジェネレータ２０が発電する三相交流電力を直流電力に変換して直流電源１４に供給する交直変換器として作用する。

制御装置４０は、中性点クランプ式電力変換装置１２の動作を全体として制御する中性点クランプ式電力変換装置用の制御装置である。制御装置４０は、図示されていないシステム制御部から出力される三相電圧指令値Ｖ_U ^*，Ｖ_V ^*，Ｖ_W ^*を受け取って、モータジェネレータ２０がこれに従った動作をするように制御する。

ＰＷＭ制御信号生成部４６は、三相電圧指令値Ｖ_U ^*，Ｖ_V ^*，Ｖ_W ^*の信号と搬送波信号とを比較してＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御信号を生成し、電力変換器１８の複数のスイッチング素子にそれぞれ供給される。これにより、電力変換器１８は、三相電圧指令値Ｖ_U ^*，Ｖ_V ^*，Ｖ_W ^*に対応するＰＷＭの三相出力電圧Ｖ_U，Ｖ_V，Ｖ_Wをモータジェネレータ２０の各相巻線に供給する。搬送波信号としては、所定のキャリア周波数を有する三角波を用いることができる。三相電圧指令値Ｖ_U ^*，Ｖ_V ^*，Ｖ_W ^*の信号と搬送波信号の関係の詳細については後述する。かかる制御装置４０は、コンピュータで構成される。

制御装置４０は、ここでは、特に、中性点電圧Ｖ_CLが（Ｖ_B／２）から変動することを抑制する制御を行う。そのために、制御装置４０は、ＰＷＭ制御信号生成部４６の他に、モード状態判定部４８、力行回生判定部５０、中性点電圧制御部５２を含んで構成される。

モード状態判定部４８は、母線間電圧Ｖ_Bの１／２と中性点電圧Ｖ_CLとの間の電圧差である中性点電圧差ΔＶ_C＝｛（Ｖ_B／２）−Ｖ_CL｝に基づいて、現在の中性点電圧状態が、中性点電圧Ｖ_CLを上昇させる必要があるモードＵ、中性点電圧Ｖ_CLを下降させる必要があるモードＤ、中性点電圧Ｖ_CLをそのままとするモードＮの３つのモードのいずれに該当するかを判定する。

力行回生判定部５０は、モータジェネレータ２０が力行状態にあるか回生状態にあるかを判定する。かかる判定は、モータジェネレータ２０と電力変換器１８との間の三相電力線に流れる電流の方向に基づいて行うことができる。その他に、図示されていないシステム制御部からの力行指令あるいは回生指令を受け取って判定を行うことができる。例えば、モータジェネレータ２０が搭載される車両のアクセルペダルの踏込量が増大することを力行指令とし、ブレーキペダルが踏み込まれたことを回生指令とし、これらに基づいて、モータジェネレータ２０が力行状態か回生状態かを判定することができる。

中性点電圧制御部５２は、モード状態判定部４８の判定に基づいて、現在がモードＵまたはモードＤである場合には、三相電圧指令値の内の一相の電圧指令値を搬送波信号の電圧値の最大値または最小値に合わせるための零相電圧指令値を三相電圧指令値のそれぞれに加算し、現在がモードＮである場合には、三相電圧指令値をそのままとする制御を行う。

かかる機能は、コンピュータである制御装置４０がソフトウェアとしての中性点電圧制御プログラムを実行することで実現できる。かかる機能を一部をハードウェアで実現するものとしてもよい。

制御装置４０に接続される記憶部４４は、制御装置４０に用いられるプログラム等を格納する記憶装置である。特に、モード状態判定部４８において用いられるモード状態判定図５４が記憶される。モード状態判定図５４の詳細については後述する。

上記構成の作用について、図２以下を用いてさらに詳細に説明する。最初に、モータジェネレータ２０の動作制御に伴って、中性点３２の電圧である中性点電圧Ｖ_CLが変動することを説明し、次に、中性点電圧Ｖ_CLの変動を抑制するために、制御装置４０の各機能がどのように作用するかを説明する。

図２から図５は、モータジェネレータ２０の動作制御に伴って、中性点３２の電圧である中性点電圧Ｖ_CLが変動することを力行状態と回生状態に分けて示す図である。

図２、図３は、力行状態のときの電流の流れを示す図である。力行状態では、直流電源１４からモータジェネレータ２０に電力を供給するため、電力変換器１８におけるインバータの相電圧の高い方から低い方に向けて電流が流れる。

図２は、三相アームの中の１つのＵ相アームにおいてＱＵ１とＱＵ２がオンで、他の２つのＶ相アームとＷ相アームにおいてはそれぞれＱＶ２とＱＶ３がオン、ＱＷ２とＱＷ３がオンの場合である。このときは、破線の矢印で示すように、電流は正母線からＵ相アームのＱＵ１とＱＵ２を通ってモータジェネレータ２０のＵ相巻線に流れ、モータジェネレータ２０の巻線中性点を通り、Ｖ相巻線からＶ相アームのＱＶ３とその逆接続ダイオードを通り中性点用コンデンサ部１６の中性点３２に流れ込み、また、Ｗ相巻線からＷ相アームのＱＷ３とその逆接続ダイオードを通って中性点用コンデンサ部１６の中性点３２に流れ込む。このようにして、中性点３２に電流が流れ込むことで、中性点電圧Ｖ_CLが上昇する。この状態のときは、次の段階として、中性点電圧Ｖ_CLの上昇を抑制するために中性点電圧Ｖ_CLを下降させる処理を行うことがよいので、モードＤの状態に相当することになる。

上記では、Ｕ相アームのＱＵ１とＱＵ２がオン、Ｖ相アームのＱＶ２とＱＶ３がオン、Ｗ相アームのＱＷ２とＱＷ３がオンとしたが、Ｕ相アームのＱＵ１とＱＵ２がオンのままで、Ｖ相アームのＱＶ１とＱＶ２もオンとし、Ｗ相アームのＱＷ２とＱＷ３がオンとしても、同様に中性点３２に電流が流れ込み、中性点電圧Ｖ_CLが上昇する。また、上記の例で、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相を入れ替えた場合も同様である。

図３は、三相アームの中の１つのＷ相アームにおいてＱＷ３とＱＷ４がオンで、他の２つのＵ相アームとＶ相アームにおいてはそれぞれＱＵ２とＱＵ３がオン、ＱＶ２とＱＶ３がオンの場合である。このときは、破線の矢印で示すように、電流は負母線２４からコンデンサ３０を通り中性点３２からＵ相アームのＱＵ２とその逆接続ダイオードを通ってモータジェネレータ２０のＵ相巻線に流れ、また、Ｖ相アームのＱＶ２とその逆接続ダイオードを通ってモータジェネレータ２０のＶ相巻線に流れ、モータジェネレータ２０の巻線中性点を通り、Ｗ相巻線からＷ相アームのＱＷ３とＱＷ４を通り負母線２４に戻る。このようにして、中性点３２から電流が流出することで、中性点電圧Ｖ_CLが下降する。この状態のときは、次の段階として、中性点電圧Ｖ_CLの下降を抑制するために中性点電圧Ｖ_CLを上昇させる処理を行うことがよいので、モードＵの状態に相当することになる。

上記では、Ｗ相アームのＱＷ３とＱＷ４がオン、Ｕ相アームのＱＵ２とＱＵ３がオン、Ｖ相アームのＱＶ２とＱＶ３がオンとしたが、Ｗ相アームのＱＷ３とＱＷ４がオンのままで、Ｖ相アームのＱＶ３とＱＶ４もオンとし、Ｕ相アームのＱＷ２とＱＷ３がオンとしても、同様に中性点３２から電流が流出し、中性点電圧Ｖ_CLが下降する。また、上記の例で、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相を入れ替えた場合も同様である。

図４、図５は、回生状態のときの電流の流れを示す図である。回生状態では、モータジェネレータ２０から直流電源１４に電力を供給するため、電力変換器１８におけるインバータの相電圧の低い方から高い方に向けて電流が流れる。

図４は、スイッチング素子のオンオフ状態が力行状態における図３に対応するものであるが、回生状態であるため、電流の流れる向きが逆になる。すなわち、三相アームの中の１つのＷ相アームにおいてＱＷ３とＱＷ４がオンで、他の２つのＵ相アームとＶ相アームにおいてはそれぞれＱＵ２とＱＵ３がオン、ＱＶ２とＱＶ３がオンの場合である。このときは、破線の矢印で示すように、電流は負母線２４からモータジェネレータ２０のＷ相巻線に流れ、モータジェネレータ２０の巻線中性点を通り、Ｖ相巻線からＶ相アームのＱＶ３とその逆接続ダイオードを通って中性点３２に流れ込み、Ｕ相巻線からＵ相アームのＱＵ３とその逆接続ダイオードを通って中性点３２に流れ込む。このようにして、中性点３２に電流が流れ込むことで、中性点電圧Ｖ_CLが上昇する。この状態のときは、次の段階として、中性点電圧Ｖ_CLの上昇を抑制するために中性点電圧Ｖ_CLを下降させる処理を行うことがよいので、モードＤの状態に相当することになる。

上記では、Ｗ相アームのＱＷ３とＱＷ４がオン、Ｕ相アームのＱＵ２とＱＵ３がオン、Ｖ相アームのＱＶ２とＱＶ３がオンとしたが、Ｗ相アームのＱＷ３とＱＷ４がオンのままで、Ｖ相アームのＱＶ３とＱＶ４もオンとし、Ｕ相アームのＱＷ２とＱＷ３がオンとしても、同様に中性点３２に電流が流れ込み、中性点電圧Ｖ_CLが上昇する。また、上記の例で、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相を入れ替えた場合も同様である。

図５は、スイッチング素子のオンオフ状態が力行状態における図２に対応するものであるが、回生状態であるため、電流の流れる向きが逆になる。すなわち、三相アームの中の１つのＵ相アームにおいてＱＵ１とＱＵ２がオンで、他の２つのＶ相アームとＷ相アームにおいてはそれぞれＱＶ２とＱＶ３がオン、ＱＷ２とＱＷ３がオンの場合である。このときは、破線の矢印で示すように、電流は中性点３２からＶ相アームのＱＶ２とその逆接続ダイオードを通ってモータジェネレータ２０のＶ相巻線に流れ、また、Ｗ相アームのＱＷ２とその逆接続ダイオードを通ってモータジェネレータ２０のＷ相巻線に流れ、モータジェネレータ２０の巻線中性点を通り、Ｕ相巻線からＵ相アームのＱＵ２とＱＵ１を通り正母線２２に流れる。このようにして、中性点３２から電流が流出することで、中性点電圧Ｖ_CLが下降する。この状態のときは、次の段階として、中性点電圧Ｖ_CLの下降を抑制するために中性点電圧Ｖ_CLを上昇させる処理を行うことがよいので、モードＵの状態に相当することになる。

上記では、Ｕ相アームのＱＵ１とＱＵ２がオン、Ｖ相アームのＱＶ２とＱＶ３がオン、Ｗ相アームのＱＷ２とＱＷ３がオンとしたが、Ｕ相アームのＱＵ１とＱＵ２がオンのままで、Ｖ相アームのＱＶ１とＱＶ２もオンとし、Ｗ相アームのＱＷ２とＱＷ３がオンとしても、同様に中性点３２から電流が流出し、中性点電圧Ｖ_CLが下降する。また、上記の例で、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相を入れ替えた場合も同様である。

このように、モータジェネレータ２０の力行状態、回生状態における動作制御に伴って、中性点電圧Ｖ_CLが上昇または下降する変動が生じる。ここで、中性点電圧Ｖ_CLが変動することを抑制するには、中性点電圧Ｖ_CLが（Ｖ_B／２）より過度に上昇するときに中性点電圧Ｖ_CLを下降させる処理を行えばよく、中性点電圧Ｖ_CLが（Ｖ_B／２）より過度に下降するときに中性点電圧Ｖ_CLを上昇させる処理を行えばよく、中性点電圧Ｖ_CLが（Ｖ_B／２）を中心に適当な範囲内で収まっているときはそのままとすることがよいことになる。そこで、次に、図６以下を用いて、制御装置４０の各機能がどのように作用するかを説明する。

図６は、制御装置４０の中性点電圧制御の内容を説明する図である。ここでは、まず、母線間電圧検出部２６から伝送される母線間電圧Ｖ_Bからその１／２である（Ｖ_B／２）を算出し、減算器５６を用いて、中性点電圧検出部３４から伝送される中性点電圧Ｖ_CLを（Ｖ_B／２）から減算し、中性点電圧差ΔＶ_C＝｛（Ｖ_B／２）−Ｖ_CL｝を算出する。

モード状態判定部４８では、中性点電圧差ΔＶ_Cを予め定めた第１閾値電圧ΔＶ１と第２閾値電圧ΔＶ２とそれぞれ比較し、その結果に基づいて、現在の中性点電圧状態が中性点電圧Ｖ_CLを上昇させる必要があるモードＵ、中性点電圧Ｖ_CLを下降させる必要があるモードＤ、中性点電圧Ｖ_CLをそのまま維持するモードＮの３つのモードのいずれに該当するかを判定する。

第１閾値電圧ΔＶ１、第２閾値電圧ΔＶ２は、電力変換システム１０の仕様に基づいて設定される。なお、第１閾値電圧ΔＶ１の絶対値は、第２閾値電圧ΔＶ２の絶対値よりも小さく設定される。例えば、第１閾値電圧ΔＶ１の絶対値を母線間電圧Ｖ_Bの０．３〜０．５％程度、第２閾値電圧ΔＶ２の絶対値を、第１閾値電圧ΔＶ１の絶対値の２倍程度とすることができる。一例として、母線間電圧Ｖ_Bを約６００Ｖとして、第１閾値電圧ΔＶ１の絶対値を約２Ｖとし、第２閾値電圧ΔＶ２の絶対値を約４Ｖとすることができる。これは一例であるので、これ以外の値に設定することもできる。

モード状態判定は、中性点電圧制御の制御周期毎に行われる。そして、判定のチャタリングを抑制するために、ヒステリシス処理が行われる。すなわち、現在から１制御周期前の中性点電圧状態が、モードＵとモードＤとモードＮのどのモードに該当するか、及び第１閾値電圧ΔＶ１と第２閾値電圧ΔＶ２と現在の中性点電圧差ΔＶ_Cとの大小関係に基づいて、現在の中性点状態が、モードＵとモードＤとモードＮのいずれに該当するかを判定する。

図７は、モード状態判定に用いられるモード状態判定図５４である。ここでは、現在のモードが、現在から１制御周期前のモード別に、現在の中性点電圧状態の区分に従って判定される内容が示される。

すなわち、現在から１制御周期前がモードＵであるとき、現在の中性点電圧状態がΔＶ_C≧ΔＶ１のときは、中性点電圧の上昇が不足しているので、今回、すなわち現在のモードをモードＵのままとし、継続して中性点電圧を上昇させることが適当と判定される。これに対し、現在の中性点電圧状態がΔＶ_C＜ΔＶ１となったときは、中性点電圧の上昇が十分行われて（Ｖ_B／２）に近くなっているので、現在のモードがモードＮに変更され、中性点電圧を上昇させることを止めて、現在の中性点電圧の状態をそのまま維持することが適当と判定される。

また、現在から１制御周期前がモードＮであって、現在のΔＶ_Cが（−ΔＶ２）と（+ΔＶ２）の間にあるときは、中性点電圧が（Ｖ_B／２）に近い状態であるので、モードＮをそのまま維持することが適当と判定される。現在の中性点電圧状態がΔＶ_C≧ΔＶ２のとき、中性点電圧が下降し過ぎなので、現在のモードをモードＵに変更し、中性点電圧を上昇させることが適当と判定される。また、現在の中性点電圧状態がΔＶ_C≦−ΔＶ２のときは、中性点電圧が上昇し過ぎなので、現在のモードをモードＤに変更し、中性点電圧を下降させることが適当と判定される。

さらに、現在から１制御周期前がモードＤであるとき、現在の中性点電圧状態がΔＶ_C＞−ΔＶ２のときは、中性点電圧の下降が不足しているので、現在のモードをモードＤのままとし、継続して中性点電圧を下降させることが適当と判定される。これに対し、現在の中性点電圧状態がΔＶ_C≦−ΔＶ１となったときは、中性点電圧の下降が十分行われて（Ｖ_B／２）に近くなっているので、現在のモードをモードＮに変更し、中性点電圧を下降させることを止めて、現在の中性点電圧の状態をそのまま維持することが適当と判定される。

かかるモード状態判定図５４は、記憶部４４に記憶される。図７では、表形式でモード状態判定図５４を示したが、現在から１制御周期前のモード別に、現在の中性点電圧状態の区分に従って、現在のモードが検索できる形式であれば、他の形式であってもよい。例えば、マップ形式、数式等で記憶部４４に記憶するものとできる。

図８は、現在の中性点電圧Ｖ_CLと第１閾値電圧ΔＶ１、第２閾値電圧ΔＶ２との関係で、モードＵ、モードＤ、モードＮが判定される例を示す図である。図８（ａ）は、中性点電圧Ｖ_CLが目標値である（Ｖ_B／２）よりも過度に低下している場合で、この状態のときはモードＵとして、中性点電圧を上昇させることがよい、と判定される。図８（ｂ）は、中性点電圧Ｖ_CLが目標値である（Ｖ_B／２）よりも過度に上昇している場合で、この状態のときはモードＤとして、中性点電圧を下降させることがよいと判定される。図８（ｃ）は、中性点電圧Ｖ_CLが目標値である（Ｖ_B／２）とほぼ同等であるので、この状態のときはモードＮとして、中性点電圧をそのまま維持することがよいと判定される。

再び図６に戻り、モード状態判定部４８において、ヒステリシスを考慮して現在の中性点電圧の状態に適したモードが判定されると、次に中性点電圧制御部５２において、中性点電圧を上昇または下降させるための零相電圧指令値Ｖ₀が算出され、加算手段５８を用いて、三相電圧指令値Ｖ_U ^*，Ｖ_V ^*，Ｖ_W ^*にそれぞれ加算される。加算後の三相電圧指令値は、それぞれＶ_UC ^*，Ｖ_VC ^*，Ｖ_WC ^*として示した。

中性点電圧制御部５２は、モード状態判定部４８の判定の結果がモードＵのときは中性点電圧を上昇させ、モードＤのときは中性点電圧を下降させ、モードＮのときは中性点電圧を上昇も下降もさせずその状態で維持する処理を行う。

中性点電圧を上昇させるには、中性点に電流を流れ込ませればよい。力行状態のときは図２の場合に中性点に電流が流れ込む。回生状態のときは図４の場合に中性点に電流が流れ込む。したがって、力行状態のときに中性点電圧を上昇させたいときは図２の電流の流れとなるように、回生状態のときに中性点電圧を上昇させたいときは図４の電流の流れとなるように、スイッチング素子の状態を変更すればよい。

力行の図２では、三相出力電圧Ｖ_U，Ｖ_V，Ｖ_Wのうち、１つのＵ相出力電圧Ｖ_Uが正母線電圧になっている。図２は１つの例であるので、Ｖ_VまたはＶ_Wが正母線電圧となっていてもよい。回生の図４では、三相出力電圧Ｖ_U，Ｖ_V，Ｖ_Wの中の１つのＷ相出力電圧Ｖ_Wが負母線電圧になっている。図４は１つの例であるので、Ｖ_UまたはＶ_Vが負母線電圧となっていてもよい。

このように、力行状態で中性点電圧を上昇させるには、三相出力電圧Ｖ_U，Ｖ_V，Ｖ_Wのうち、１つの相の出力電圧を強制的に最大電圧に引き上げればよい。他の相の出力電圧は、その引き上げた電圧分だけ同様に引き上げれば、各相間の線間電圧をもとのまま維持できる。同様に、回生状態で中性点電圧を上昇させるには、三相出力電圧Ｖ_U，Ｖ_V，Ｖ_Wの中の１つの相の出力電圧を強制的に最小電圧に引き下げればよい。他の相の出力電圧は、その引き下げた電圧分だけ同様に引き下げれば、各相間の線間電圧をもとのまま維持できる。

中性点電圧を下降させるには、中性点から電流を流出させればよい。力行状態のときは図３の場合に中性点から電流が流出する。回生状態のときは図５の場合に中性点から電流が流出する。したがって、力行状態のときに中性点電圧を下降させたいときは図３の電流の流れとなるように、回生状態のときに中性点電圧を下降させたいときは図５の電流の流れとなるように、スイッチング素子の状態を変更すればよい。

力行の図３では、三相出力電圧Ｖ_U，Ｖ_V，Ｖ_Wの中の１つのＷ相出力電圧Ｖ_Wが負母線電圧になっている。図３は１つの例であるので、Ｖ_UまたはＶ_Vが負母線電圧となっていてもよい。回生の図５では、三相出力電圧Ｖ_U，Ｖ_V，Ｖ_Wの中の１つのＵ相出力電圧Ｖ_Uが正母線電圧になっている。図５は１つの例であるので、Ｖ_VまたはＶ_Wが正母線電圧となっていてもよい。

このように、力行状態で中性点電圧を下降させるには、三相出力電圧Ｖ_U，Ｖ_V，Ｖ_Wのうち、１つの相の出力電圧を強制的に最小電圧に引き下げればよい。他の相の出力電圧は、その引き下げた電圧分だけ同様に引き下げれば、各相間の線間電圧をもとのまま維持できる。同様に、回生状態で中性点電圧を下降させるには、三相出力電圧Ｖ_U，Ｖ_V，Ｖ_Wのうち、１つの相の出力電圧を強制的に正母線電圧に引き上げればよい。他の相の出力電圧は、その引き上げた電圧分だけ同様に引き上げれば、各相間の線間電圧をもとのまま維持できる。

零相電圧指令値Ｖ₀は、中性点電圧を上昇させ、または下降させるために、三相電圧指令値Ｖ_U ^*，Ｖ_V ^*，Ｖ_W ^*のそれぞれについて強制的に引き上げ、または引き下げる電圧である。図９は、中性点電圧を上昇させるモードＵ、中性点電圧を下降させるモードＤ、中性点電圧をそのまま維持するモードＮのそれぞれについて、力行状態と回生状態を区別して、零相電圧指令値Ｖ₀を整理した図である。

ここで、Ｖ₀＝Ｖ_NUは、三相電圧指令値Ｖ_U ^*，Ｖ_V ^*，Ｖ_W ^*のそれぞれについて強制的に引き上げるときの零相電圧指令値である。ここでは、三相電圧指令値Ｖ_U ^*，Ｖ_V ^*，Ｖ_W ^*の大きさを規格化して、その最大振幅の大きさを１．０とした。三相電圧指令値Ｖ_U ^*，Ｖ_V ^*，Ｖ_W ^*の最大振幅の大きさの限度は母線間電圧Ｖ_Bであるが、ＰＷＭ制御を行うときの三相電圧指令値Ｖ_U ^*，Ｖ_V ^*，Ｖ_W ^*の最大振幅の大きさは、搬送波信号の最大値と最小値で定まる。

Ｖ₀＝Ｖ_NUは、中性点電圧制御を行う時における三相電圧指令値Ｖ_U ^*，Ｖ_V ^*，Ｖ_Wのうちの最大値となる相の規格化された電圧指令値を１．０から差し引いた値である。このＶ₀＝Ｖ_NUを三相電圧指令値Ｖ_U ^*，Ｖ_V ^*，Ｖ_W ^*のそれぞれに加算することで、三相電圧指令値Ｖ_U ^*，Ｖ_V ^*，Ｖ_W ^*の１相の電圧指令値がＰＷＭ制御における電圧の最大値、すなわち、搬送波信号の最大値に引き上げられ、他の相の規格化された電圧指令値は、各相間の線間電圧をもとのまま維持するようにそれぞれ同じＶ₀＝Ｖ_NUだけ引き上げられる。これによって、三相電圧指令値Ｖ_U ^*，Ｖ_V ^*，Ｖ_W ^*は、ＰＷＭ制御における電圧の最大値を超えることがない。

Ｖ₀＝Ｖ_NLは、三相電圧指令値Ｖ_U ^*，Ｖ_V ^*，Ｖ_W ^*のそれぞれについて強制的に引き下げるときの零相電圧指令値である。ここでも、三相電圧指令値Ｖ_U ^*，Ｖ_V ^*，Ｖ_W ^*の大きさを規格化して、その最大振幅の大きさを１．０とした。Ｖ₀＝Ｖ_NUは、中性点電圧制御を行う時における三相電圧指令値Ｖ_U ^*，Ｖ_V ^*，Ｖ_Wのうちの最小値となる相の規格化された電圧指令値を１．０から差し引いた値である。三相出力電圧Ｖ_U，Ｖ_V，Ｖ_Wの中の最大値となる相の出力電圧を１．０から差し引いた値である。このＶ₀＝Ｖ_NUを三相電圧指令値Ｖ_U ^*，Ｖ_V ^*，Ｖ_W ^*のそれぞれに加算することで、三相電圧指令値Ｖ_U ^*，Ｖ_V ^*，Ｖ_W ^*のうちの１相の電圧指令値がＰＷＭ制御における電圧の最小値、すなわち、搬送波信号の最小値に引き下げられ、他の相の電圧指令値は、各相間の線間電圧をもとのまま維持するようにそれぞれ同じＶ₀＝Ｖ_NLだけ引き下げられる。これによって、三相電圧指令値Ｖ_U ^*，Ｖ_V ^*，Ｖ_W ^*は、ＰＷＭ制御における電圧の最小値を下回ることがない。

図９に示されるように、力行状態において、モードＵでは、零相電圧指令値Ｖ₀はＶ_NUに設定され、モードＤでは、零相電圧指令値Ｖ₀はＶ_NLに設定される。回生状態において、モードＵでは、零相電圧指令値Ｖ₀はＶ_NLに設定され、モードＤでは、零相電圧指令値Ｖ₀はＶ_NUに設定される。モードＮでは、力行状態でも回生状態でも零相電圧指令値Ｖ₀は零（０）に設定される。

図１０は、Ｕ相電圧指令値Ｖ_U ^*と、搬送波６０，６２との関係、および、モード状態判定部４８の判定タイミング、中性点電圧制御部５２における制御処理のタイミングを示す図である。なお、三相電圧指令値Ｖ_U ^*，Ｖ_V ^*，Ｖ_W ^*は、互いに電気角で１２０度の位相差を有している正弦波電圧波形であるので、ここではＵ相電圧指令値Ｖ_U ^*で代表させることにした。

図１０の横軸は時間、縦軸は電圧である。搬送波６０，６２は、電力変換器１８における２つのインバータについてそれぞれ適用される２つの搬送波信号である。搬送波６０，６２は、母線間電圧Ｖ_Bの範囲内において周期Ｔで山と谷を繰り返す三角波信号である。ここでは、最大値を正母線２２の電圧、最小値を負母線２４の電圧としてある。搬送波６０は、正母線２２の電圧とＶ_B／２の範囲内において周期Ｔで山と谷を繰り返し、搬送波６２は、Ｖ_B／２と負母線２４の電圧の範囲内において周期Ｔで山と谷を繰り返す。

制御装置４０のＰＷＭ制御信号生成部４６は、搬送波６０，６２の電圧と三相電圧指令値Ｖ_U ^*，Ｖ_V ^*，Ｖ_W ^*とを比較して、スイッチング素子に対するＰＷＭ制御信号を生成する。図１０の場合は、搬送波６０，６２の電圧とＵ相電圧指令値Ｖ_U ^*とを比較して、Ｕ相アームのスイッチング素子に対するＰＷＭ制御信号を生成する。ＰＷＭ制御信号をモータジェネレータ２０の回転一周期に渡って生成するには、三相電圧指令値Ｖ_U ^*，Ｖ_V ^*，Ｖ_W ^*は、搬送波６０，６２の最大値と最小値の範囲内で変化する正弦波信号となる。図１０の場合、Ｕ相電圧指令値Ｖ_U ^*の最大値＝搬送波６０，６２の最大値＝正母線２２の電圧値で、Ｕ相電圧指令値Ｖ_U ^*の最小値＝搬送波６０，６２の最小値＝負母線２４の電圧値とした。

図１０において、時間ｔ₁からｔ₁₀のそれぞれは、搬送波６０，６２が谷となるタイミングである。モード状態判定部４８の判定、中性点電圧制御部５２における制御処理は、この時間ｔ₁からｔ₁₀、つまり、搬送波６０，６２が谷となるタイミングで実行される。したがって、モード状態判定部４８の判定、中性点電圧制御部５２における制御処理は、搬送波６０，６２の周期Ｔごとに行われる。すなわち、中性点電圧制御の制御周期は搬送波６０，６２の周期と同じＴである。場合によって、モード状態判定および中性点電圧制御を実行するタイミングを三角波の山のタイミングと谷のタイミングとして、制御周期を搬送波６０，６２の周期の半分のＴ／２としてもよい。これにより、よりきめ細かく中性点電圧制御を実行することができる。

図１１から図１４は、図９におけるモードＵの力行と回生、モードＤの力行と回生のそれぞれについて、零相電圧指令値を適用して、中性点電圧を上昇させあるいは下降させる処理の例を示す図である。

図１１は、モードＵで力行状態の場合であり、図１２は、モードＵで回生状態の場合であり、図１３は、モードＤで力行状態の場合であり、図１４は、モードＤで回生状態の場合である。それぞれの図において、左側の図（ａ）は、零相電圧指令値を加算する処理の前の状態を示し、右側に示す図（ｂ）は、零相電圧指令値を加算する処理の後の状態を示す。

これらの図（ａ），（ｂ）においては、横軸に時間をとり、縦軸に電圧をとって、各要素の時間変化を示した。これらの図（ａ），（ｂ）において、図の上段側から下段側に向かって、搬送波６０，６２と規格化された三相電圧指令値Ｖ_U ^*，Ｖ_V ^*，Ｖ_W ^*の時間変化、Ｕ相アームの４つのスイッチング素子のオンオフ状態の時間変化、Ｖ相アームの４つのスイッチング素子のオンオフ状態の時間変化、Ｗ相アームの４つのスイッチング素子のオンオフ状態の時間変化を、この順で示した。そして、これらから求められる中性点電圧の上昇期間を（＋ΔＴ）で示し、中性点電圧の下降期間を（−ΔＴ）で示した。

Ｕ相アームの各スイッチング素子のオンオフは、Ｖ_U ^*と搬送波６０，６２との大小関係で定まる。すなわち、Ｖ_U ^*が搬送波６０よりも大きいとき、ＱＵ１はオンで、Ｖ_U ^*が搬送波６０よりも小さいときＱＵ１はオフである。Ｖ_U ^*が搬送波６２よりも大きいとき、ＱＵ２はオンで、Ｖ_U ^*が搬送波６２よりも小さいときＱＵ２はオフである。ＱＵ３はＱＵ１の反転、ＱＵ４はＱＵ２の反転であるが、ＱＵ１とＱＵ３が同時にオンとならないように、ＱＵ２とＱＵ４が同時にオンとならないように、いずれかの信号が修正される。

Ｖ相アーム各スイッチング素子のオンオフは、Ｕ相アームのＶ_U ^*をＶ_V ^*に置き換えたものに相当し、Ｗ相アーム各スイッチング素子のオンオフは、Ｕ相アームのＶ_U ^*をＶ_W ^*に置き換えたものに相当するので、これらについては詳細な説明を省略する。

図１１は、モードＵで力行状態であるので、図９によって、零相電圧指令値は、Ｖ₀＝Ｖ_NU＝[１．０−ＭＡＸ（Ｖ_U ^*，Ｖ_V ^*，Ｖ_W ^*）]が用いられる。図１１（ａ）の最上段には、搬送波６０，６２に対し、各相の電圧指令値Ｖ_U ^*，Ｖ_V ^*，Ｖ_W ^*が示されている。ここで、Ｖ_U ^*，Ｖ_V ^*，Ｖ_W ^*を比較すると、ＭＡＸ（Ｖ_U ^*，Ｖ_V ^*，Ｖ_W ^*）は、Ｖ_U ^*である。したがって、Ｖ₀＝Ｖ_NU＝（１．０−Ｖ_U ^*）となる。

中性点電圧制御では、図６で説明したように、このＶ₀＝Ｖ_NU＝（１．０−Ｖ_U ^*）を、Ｖ_U ^*，Ｖ_V ^*，Ｖ_W ^*のそれぞれに加算する。ここで、加算後のそれぞれをＶ_UC ^*，Ｖ_VC ^*，Ｖ_WC ^*とする。したがって、Ｖ_U ^*に零相電圧指令値Ｖ₀＝Ｖ_NU＝（１．０−Ｖ_U ^*）を加算した後は、Ｖ_UC ^*＝｛Ｖ_U ^*＋（１．０−Ｖ_U ^*）｝＝１．０となる。すなわち、ＭＡＸ（Ｖ_U ^*，Ｖ_V ^*，Ｖ_W ^*）にＶ₀＝Ｖ_NUを加算すると、加算後のＭＡＸ（Ｖ_U ^*，Ｖ_V ^*，Ｖ_W ^*）の電圧指令値は、１．０となり、ＰＷＭ制御における電圧の最大値となる。今の場合、搬送波６０，６２の最大値になる。そのことが、図１１（ａ），（ｂ）のそれぞれの最上段の図に示される。

力行状態において、中性点電圧が上昇する期間（＋ΔＴ）は、図２を参照して、Ｕ相アームにおいてＱＵ１がオン、ＱＵ２がオン、ＱＵ３がオフ、ＱＵ４がオフであり、さらにＶ相アームにおいて、ＱＶ１がオフ、ＱＶ２がオン、ＱＶ３がオン、ＱＶ４がオフであり、さらにＷ相アームにおいて、ＱＷ１がオフ、ＱＷ２がオン、ＱＷ３がオン、ＱＷ４がオフとなるときである。

力行状態において、中性点電圧が下降する期間（−ΔＴ）は、図３を参照して、Ｕ相アームにおいてＱＵ１がオフ、ＱＵ２がオン、ＱＵ３がオン、ＱＵ４がオフであり、さらにＶ相アームにおいて、ＱＶ１がオフ、ＱＶ２がオン、ＱＶ３がオン、ＱＶ４がオフであり、さらにＷ相アームにおいて、ＱＷ１がオフ、ＱＷ２がオフ、ＱＷ３がオン、ＱＷ４がオンとなるときである。

図１１（ａ），（ｂ）のそれぞれについて、１２個のスイッチング素子のオンオフ状態から（＋ΔＴ）と（−ΔＴ）を求めると、零相電圧指令値を加算する前の（ａ）に比べ、零相電圧指令値を加算した後の（ｂ）の方が、（＋ΔＴ）が拡大し（−ΔＴ）が減少したことが示される。

このように、中性点電圧が（Ｖ_B／２）に比べ下降しすぎているモードＵで力行状態のときは、零相電圧指令値Ｖ₀＝Ｖ_NU＝[１．０−ＭＡＸ（Ｖ_U ^*，Ｖ_V ^*，Ｖ_W ^*）]を、Ｖ_U ^*，Ｖ_V ^*，Ｖ_W ^*のそれぞれに加算することで、中性点電圧が上昇する。これによって、中性点電圧の変動を抑制できる。

図１２は、モードＵで回生状態の場合であるので、図９によって、零相電圧指令値は、Ｖ₀＝Ｖ_NL＝[１．０−ＭＩＮ（Ｖ_U ^*，Ｖ_V ^*，Ｖ_W ^*）]が用いられる。図１２（ａ）に示されるように、ＭＩＮ（Ｖ_U ^*，Ｖ_V ^*，Ｖ_W ^*）はＶ_W ^*である。したがって、零相電圧指令値Ｖ₀＝Ｖ_NL＝（１．０−Ｖ_W ^*）となり、これをＶ_U ^*，Ｖ_V ^*，Ｖ_W ^*のそれぞれに加算する。その様子が図１３（ａ），（ｂ）の最上段の図に示される。

回生状態において、中性点電圧が上昇する期間（＋ΔＴ）は、図４を参照して、Ｕ相アームにおいてＱＵ１がオフ、ＱＵ２がオン、ＱＵ３がオン、ＱＵ４がオフであり、さらにＶ相アームにおいて、ＱＶ１がオフ、ＱＶ２がオン、ＱＶ３がオン、ＱＶ４がオフであり、さらにＷ相アームにおいて、ＱＷ１がオフ、ＱＷ２がオフ、ＱＷ３がオン、ＱＷ４がオンとなるときである。

回生状態において、中性点電圧が下降する期間（−ΔＴ）は、図５を参照して、Ｕ相アームにおいてＱＵ１がオン、ＱＵ２がオン、ＱＵ３がオフ、ＱＵ４がオフであり、さらにＶ相アームにおいて、ＱＶ１がオフ、ＱＶ２がオン、ＱＶ３がオン、ＱＶ４がオフであり、さらにＷ相アームにおいて、ＱＷ１がオフ、ＱＷ２がオン、ＱＷ３がオン、ＱＷ４がオフとなるときである。

図１２（ａ），（ｂ）のそれぞれについて、１２個のスイッチング素子のオンオフ状態から（＋ΔＴ）と（−ΔＴ）を求めると、零相電圧指令値を加算する前の（ａ）に比べ、零相電圧指令値を加算した後の（ｂ）の方が、（＋ΔＴ）が拡大し（−ΔＴ）が減少したことが示される。

このように、中性点電圧が（Ｖ_B／２）に比べ下降しすぎているモードＵで回生状態のときは、零相電圧指令値Ｖ₀＝Ｖ_NL＝[１．０−ＭＩＮ（Ｖ_U ^*，Ｖ_V ^*，Ｖ_W ^*）]を、Ｖ_U ^*，Ｖ_V ^*，Ｖ_W ^*のそれぞれに加算することで、中性点電圧が上昇する。これによって、中性点電圧の変動を抑制できる。

図１３（ａ），（ｂ）は、中性点電圧が（Ｖ_B／２）に比べ上昇しすぎているモードＤで力行状態の場合である。このときは図９に従い、零相電圧指令値Ｖ₀＝Ｖ_NL＝[１．０−ＭＩＮ（Ｖ_U ^*，Ｖ_V ^*，Ｖ_W ^*）]を、Ｖ_U ^*，Ｖ_V ^*，Ｖ_W ^*のそれぞれに加算する。図１１、図１２の説明の内容と同様に、この処理を行うことで、図１３（ａ），（ｂ）の比較から、（＋ΔＴ）が縮小し（−ΔＴ）が拡大することが示される。これにより中性点電圧が下降し、中性点電圧の変動を抑制できる。

図１４（ａ），（ｂ）は、中性点電圧が（Ｖ_B／２）に比べ上昇しすぎているモードＤで回生状態の場合である。このときは図９に従い、零相電圧指令値Ｖ₀＝Ｖ_NU＝[１．０−ＭＡＸ（Ｖ_U ^*，Ｖ_V ^*，Ｖ_W ^*）]を、Ｖ_U ^*，Ｖ_V ^*，Ｖ_W ^*のそれぞれに加算する。図１１、図１２の説明の内容と同様に、この処理を行うことで、図１４（ａ），（ｂ）の比較から、（＋ΔＴ）が縮小し（−ΔＴ）が拡大することが示される。これにより中性点電圧が下降し、中性点電圧の変動を抑制できる。

図１５は、Ｕ相電圧指令値Ｖ_U ^*の一周期について、零相電圧指令値が適用される期間を示す図である。図１５（ａ）から（ｆ）の各図の横軸は時間、縦軸は電圧であるが、横軸は、（ａ）に比べ、（ｂ）から（ｆ）については拡大して、Ｕ相電圧指令値Ｖ_U ^*の一周期の全体を示すようにした。縦軸は、（ｂ）は（ａ）に比べ拡大した。（ｃ）から（ｅ）の縦軸は、最大値を＋１、最小値を−１と規格化して示した。（ｆ）の縦軸はオンオフの２値である。

図１５（ａ）は、中性点用コンデンサ部１６の２つのコンデンサの端子間電圧、（ｂ）は（ａ）の拡大図である。これらの図の縦軸＝１．０が中性点電圧＝（Ｖ_B／２）の状態である。（ｂ）に示されるように、中性点電圧が時間について変動することがわかる。

図１５（ｃ）は、搬送波とＵ相電圧指令値Ｖ_U ^*の時間変化を示す図である。ここで示されるように、搬送波は規格化された＋１と０、０と−１の間で繰り返す２つの三角波である。ここでは、Ｕ相電圧指令値Ｖ_U ^*の最大値と最小値の範囲は、搬送波の最大値と最小値の範囲内となっている。

図１５（ｄ）は零相電圧指令値の時間変化を示す図である。このように、零相電圧指令値の波形は、連続的な繰り返し波形でなく、必要な時に出力される離散的波形である。

図１５（ｅ）は、零相電圧指令値がＵ相電圧指令値Ｖ_U ^*に加算された電圧指令値Ｖ_UC ^*を示す図である。ここでは、搬送波が重ねて示される。搬送波の波形と零相電圧指令値の波形との関係をみると、搬送波の谷と山の一周期が零相電圧指令値のパルス幅となっていることがわかる。これは、中性点電圧制御の制御周期が搬送波の周期と同じで、中性点電圧制御は、搬送波が谷となるタイミングごとに実行されるからである。中性点電圧制御は、図９に従って行われるので、モードＮのときは零相電圧指令値＝０とされ、そのときは、電圧指令値Ｖ_UC ^*＝Ｖ_C ^*のままとされる。これが、零相電圧指令値の波形が必要な時に出力される離散的波形となる理由である。

図１５（ｆ）は、Ｕ相アームの４つのスイッチング素子のオンオフ状態を示す図である。
。図１５（ｄ）において零相電圧指令値が（＋の値）のときは、ＱＵ１がオン、ＱＵ３がオフし、零相電圧指令値が（−の値）のときは、ＱＵ２がオフし、ＱＵ４がオンする様子が示される。これによって、中性点に電流が流入または中性点から流出し、中性点電圧の変動が抑制されることになる。

このように上記構成によれば、中性点電圧を上昇または下降させる必要のあるときに、中性点から電流を流出させまたは中性点に電流を流入させることができる零相電圧指令値を電圧指令値Ｖ_U ^*，Ｖ_V ^*，Ｖ_W ^*のそれぞれに加算するので、簡単な構成で、各相間の線間電圧をそのままとして、中性点の変動を抑制できる。また、中性点電圧を上昇または下降させる必要がないときは、電圧指令値Ｖ_U ^*，Ｖ_V ^*，Ｖ_W ^*をそのままとするので、制御が簡単となる。また、中性点電圧を上昇させるか、下降させるか、そのまま維持するかを判定するのに用いられる閾値に特別な制約がないので、広い範囲で、中性点の変動を抑制できる。

１０ （中性点クランプ式）電力変換システム、１２ （中性点クランプ式）電力変換装置、１４ 直流電源、１６ 中性点用コンデンサ部、１８ （中性点クランプ式）電力変換器、２０ モータジェネレータ、２２ 正母線、２４ 負母線、２６ 母線間電圧検出部、２８，３０ コンデンサ、３２ 中性点、３４ 中性点電圧検出部、４０ 制御装置、４４ 記憶部、４６ ＰＷＭ制御信号生成部、４８ モード状態判定部、５０ 力行回生判定部、５２ 中性点電圧制御部、５４ モード状態判定図、５６ 減算器、５８ 加算手段、６０，６２ 搬送波。

Claims (2)

1. 直流電源の正母線と負母線の間に互いに直列接続される２つのコンデンサであって、接続点を中性点とする２つの中性点用コンデンサと、
   正母線と中性点の間の電圧である正側電圧が供給される正母線側のＰＷＭインバータ、及び中性点と負母線との間の電圧である負側電圧が供給される負母線側のＰＷＭインバータが正母線と負母線の間に直列に多重化されて配置され、正電圧と零電圧と負電圧の３レベルの複数相交流出力電圧を外部装置に出力する３レベル電力変換器と、
   正母線と負母線との間の電圧である母線間電圧を検出する母線間電圧検出部と、
   中性点と負母線との間の電圧である中性点電圧を検出する中性点電圧検出部と、
   複数相電圧指令信号と搬送波信号とを比較してスイッチング素子をオンオフするＰＷＭ制御信号を３レベル電力変換器に供給するＰＷＭ制御信号生成部と、
   直流電源と外部装置との間の電力の流れが、直流電源側から外部装置側に流れる力行状態か、外部装置側から直流電源側に流れる回生状態かを判定する力行回生判定部と、
   搬送波信号の1周期または半周期を制御周期として制御周期毎に、母線間電圧の１／２と中性点電圧との間の電圧差である中性点電圧差に基づいて、現在の中性点電圧状態が中性点電圧を上昇させる必要がある上昇必要モードまたは中性点電圧を下降させる必要がある下降必要モードまたは中性点電圧をそのままとする維持モードのいずれに該当するかを判定するモード状態判定部と、
   力行回生判定部の判定及びモード状態判定部の判定に基づいて、
   現在が力行状態で上昇必要モードのとき、及び現在が回生状態で下降必要モードのときは、現在の制御周期について、複数相電圧指令値の内の一相の電圧指令値を搬送波信号の電圧値の最大値に合わせる電圧値を零相電圧指令値とし、
   現在が力行状態で下降必要モードのとき、及び現在が回生状態で上昇必要モードのときは、複数相電圧指令値の内の一相の電圧指令値を搬送波信号の電圧値の最小値に合わせる電圧値を零相電圧指令値として、
   零相電圧指令値を複数相電圧指令値のそれぞれに加算し、
   現在が維持モードである場合には、現在の制御周期については複数相電圧指令値をそのままとする中性点電圧制御部と、
   を備えることを特徴とする中性点クランプ式電力変換システム。
2. 請求項1に記載の中性点クランプ式電力変換システムにおいて、
   モード状態判定部は、
   現在から１制御周期前の中性点電圧状態が上昇必要モードと下降必要モードと維持モードのどのモードに該当するかと、予め定めた第１閾値電圧と第２閾値電圧と現在の中性点電圧差との関係と、に基づいて、現在の中性点状態が上昇必要モードと下降必要モードと維持モードのいずれに該当するかを判定することを特徴とする中性点クランプ式電力変換システム。

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