JP6388542B2 - モータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、コンバータ回路から出力される直流電圧を交流電圧に変換して誘導電動機であるモータに供給するインバータ回路を制御するモータ制御装置に関する。

回転するモータのトルクは変動幅を生じる。この変動幅は、トルクリップル又はトルク脈動と呼ばれる。トルクリップルは機械振動又は騒音の原因となり、制御性能の低下を招く。トルクリップルが生じる原因は、モータ、電源環境又はモータ制御装置により様々であるが、供給された交流電圧がコンバータで直流電圧に変換されて該直流電圧がインバータで交流電圧に変換されて駆動されるモータでは、トルクリップルはコンバータから出力される直流電圧の直流電圧リップルに起因し、直流電圧リップルの振幅に比例してトルクリップルの振幅が増減することが知られている。このような直流電圧リップルの周波数は、電源の種類によっても異なる。一例として、三相交流電源を用いた場合の直流電圧リップルの周波数は電源周波数の６倍であり、単相交流電源を用いた場合の直流電圧リップルの周波数は電源周波数の２倍である。また、単相交流電源を用いた場合の直流電圧リップルの振幅は三相交流電源を用いた場合の直流電圧リップルの振幅よりも大きくなる。従って、単相交流電源を用いる場合には、三相交流電源を用いる場合よりもリップル対策をさらに効果的に行うことを要する。さらには、安定した電力供給が困難な国又は地域においては、電源周波数を安定させることが困難であり、三相交流電源における各相間の電圧の不平衡又は欠相が生じ、電源環境に起因してトルクリップルが変動する。

従来、このような電源環境に起因するトルクリップルには様々な対策が講じられてきた。このような対策の一例として、特許文献１には、「インバータのＣＶＶＦ動作における電流を安定化し、トルクリプルを抑制すること」を課題とし、「直流を任意の周波数の交流に変換するインバータ４と、当該インバータ４により駆動される電動機６とから主回路を構成し、ｄ軸に直交する軸をｑ軸とするｄｑ軸回転座標上でインバータ４の制御を行なうベクトル制御手段を備えて構成される電力変換装置において、ｄ軸電流又はｑ軸電流の少なくとも一方の電流と、ｄ軸電流指令値又はｑ軸電流指令値の少なくとも一方の指令値とに基づいて、ｄｑ軸座標系上での出力電圧を制御する」技術が開示されている。特許文献１に開示された技術では、トルク分電流指令と実トルク分電流との偏差に対して、インバータの出力周波数を中心周波数とした下記の式（１）に示すノッチフィルタを設けることでリップル成分を除去する。

上記の式（１）において、ｄはノッチ深さを決定する深さパラメータであり、ｗはノッチ幅を決定する広さパラメータであり、ω_ｎは中心周波数である。深さパラメータｄは０から１の値をとり、深さパラメータｄが大きいほどノッチは深い。また、広さパラメータｗの値が大きいほどノッチが広い。

特開平１１−２６２３００号公報

しかしながら、上記従来の特許文献１に開示された技術では、インバータの出力周波数をノッチフィルタの中心周波数に設定しているが、インバータの出力周波数には電源周波数以外の周波数成分も重畳する。そのため、上記従来の技術によっては電源環境が要因となるリップル周波数を精度良く求めることができず、所望のトルクリップルの抑制効果が得られない場合がある、という問題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、電源環境が要因となるトルクリップルを抑制可能なモータ制御装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明のモータ制御装置は、直流電圧であるコンバータ回路の出力電圧を交流電圧に変換してモータに供給するインバータ回路の電圧指令を出力することで前記モータを制御するモータ制御装置であって、入力された速度指令と前記モータの実回転速度との偏差である速度偏差が入力されてトルク分電流指令を出力する速度制御器と、中心周波数、ノッチ深さを表す深さパラメータ及び前記トルク分電流指令が入力されて補正トルク分電流指令を出力するノッチフィルタと、前記補正トルク分電流指令と実トルク分電流との偏差であるトルク分電流偏差が入力されてトルク分電圧指令を出力するトルク分電流制御器と、入力された励磁分電流指令と実励磁分電流との偏差である励磁分電流偏差が入力されて励磁分電圧指令を出力する励磁分電流制御器と、前記トルク分電圧指令、前記励磁分電圧指令及び前記モータの回転角が入力されて前記インバータ回路の前記電圧指令を出力する座標変換器と、前記コンバータ回路の出力電圧が入力されてリップル周波数及びリップル振幅を検出して出力するリップル検出器と、前記リップル振幅及び前記リップル周波数が入力されて前記ノッチフィルタの前記深さパラメータ及び前記中心周波数を出力するパラメータ演算器とを備えることを特徴とする。

本発明によれば、電源環境が要因となるトルクリップルを抑制可能なモータ制御装置を得ることができるという効果を奏する。

実施の形態１にかかるモータ制御装置と該モータ制御装置の周辺の構成の一例を示すブロック図 実施の形態１にかかるモータ制御装置が備えるリップル検出器の構成を示すブロック図 実施の形態１にかかるモータ制御装置が備えるノッチフィルタの特性を説明する図 実施の形態１にかかるモータ制御装置の一変形例と該モータ制御装置の周辺の構成の一例を示すブロック図 実施の形態２にかかるモータ制御装置と該モータ制御装置の周辺の構成の一例を示すブロック図 実施の形態２にかかるモータ制御装置の力行又は回生運転を説明する図

以下に、本発明の実施の形態にかかるモータ制御装置を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。なお、以下の説明において、同様の構成には同じ符号を付するものとする。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１にかかるモータ制御装置と該モータ制御装置の周辺の構成の一例を示すブロック図である。単相交流電源１は、単相コンバータ２に交流電圧を供給する系統電源である。単相コンバータ２は、単相交流電源１から供給された交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ回路である。直流コンデンサ３は、単相コンバータ２によって変換された直流電圧を平滑化してインバータ４に供給する平滑コンデンサである。インバータ４は、モータ制御装置８から出力される電圧指令に従って誘導電動機６に交流電圧を供給するインバータ回路である。電流検出器５は、インバータ４と誘導電動機６との間に配され、実三相電流を検出してモータ制御装置８に出力する。回転角検出器７は、誘導電動機６の回転角を検出してモータ制御装置８に出力する。なお、電流検出器５は実電流を検出すればよく、実電流は実三相電流に限定されるものではない。

図１に示すモータ制御装置８は、速度指令と実回転速度が入力されて速度偏差を出力する減算器９と、速度制御ゲイン及び前記速度偏差が入力されてトルク分電流指令を出力する速度制御器１０と、中心周波数、深さパラメータ及び前記トルク分電流指令が入力されて補正トルク分電流指令を出力するノッチフィルタ１１と、前記補正トルク分電流指令と実トルク分電流が入力されてトルク分電流偏差を出力する減算器１２と、前記トルク分電流偏差が入力されてトルク分電圧指令を出力するトルク分電流制御器１３と、前記中心周波数、前記深さパラメータ及び励磁分電流指令が入力されて補正励磁分電流指令を出力するノッチフィルタ１９と、前記補正励磁分電流指令及び実励磁分電流が入力されて励磁分電流偏差を出力する減算器２０と、前記励磁分電流偏差が入力されて励磁分電圧指令を出力する励磁分電流制御器２１と、単相コンバータ２の出力電圧である直流電圧が入力されてリップル周波数及びリップル振幅を出力するリップル検出器１５と、前記リップル周波数及び前記リップル振幅が入力されて前記速度制御ゲイン、前記深さパラメータ及び前記中心周波数を出力するパラメータ演算器１４と、電流検出器５にて検出された実三相電流及び回転角検出器７にて検出された回転角が入力されて実トルク分電流及び実励磁分電流を出力する実電流座標変換器である座標変換器１６と、前記回転角が入力されて実回転速度を出力する微分器１７と、前記回転角、前記トルク分電圧指令及び前記励磁分電圧指令が入力されてインバータ４への三相電圧指令を出力する電圧指令座標変換器である座標変換器１８とを備える。なお、前記速度制御ゲイン及び前記深さパラメータは、リップル振幅により決定され、中心周波数はリップル周波数により決定される。また、座標変換器１８はインバータ４の電圧指令を出力すればよく、電圧指令は三相電圧指令に限定されるものではない。

なお、パラメータ演算器１４が出力した速度制御ゲインは速度制御器１０に反映され、中心周波数及び深さパラメータはノッチフィルタ１１，１９に反映される。また、単相コンバータ２の出力電圧である直流電圧の検出は、リップル検出器１５が行わずに別途設けられた電圧検出器が行う構成としてもよく、この場合にはリップル検出器１５は該電圧検出器が検出した単相コンバータ２の出力電圧である直流電圧を用いてリップル周波数及びリップル振幅を出力する構成であってもよい。また、ノッチフィルタ１１とノッチフィルタ１９を区別する際には、ノッチフィルタ１１を第１のノッチフィルタと呼び、ノッチフィルタ１９を第２のノッチフィルタと呼ぶこととする。

図２は、モータ制御装置８が備えるリップル検出器１５の構成を示すブロック図である。これは、図１における点線の矩形領域に相当する。図２に示すリップル検出器１５は、
入力された直流電圧の低周波成分を除去して出力するハイパスフィルタ２２と、低周波成分が除去された直流電圧が入力されてリップル周波数を出力する周波数検出器２３と、前記低周波成分が除去された直流電圧が入力されてリップル振幅を出力する振幅検出器２４とを備える。ここで、ハイパスフィルタ２２のカットオフ周波数は、電源環境が要因となるリップル周波数の約１０倍に設定する。

周波数検出器２３が出力するリップル周波数はパラメータ演算器１４に入力され、中心周波数はリップル周波数により決定される。このようにリップル周波数により中心周波数を設定すると、電源環境が要因となるトルクリップルの周波数が変動した場合であってもトルクリップルを抑制することができる。また、振幅検出器２４が出力するリップル振幅はパラメータ演算器１４に入力され、ノッチフィルタ１１，１９のノッチ深さを表す深さパラメータはリップル振幅により決定される。このようにリップル振幅により深さパラメータを設定すると、軽負荷又は低速域で誘導電動機６を駆動する際にノッチフィルタ１１，１９のノッチを浅くすることが可能であり、速度制御器１０の速度制御ゲインを大きくすると、軽負荷又は低速域で誘導電動機６を駆動する際、すなわちトルクリップルの振幅が小さい状態における速度制御系の応答性を向上させることができる。

ここで、パラメータ演算器１４において行う中心周波数、深さパラメータ及び速度制御ゲインの調整方法の一例は下記の式（２）にて表される。

上記の式（２）において、ω_ｎは中心周波数であり、ω_ｄｃはリップル周波数であり、ｄは深さパラメータであり、α_ｄは深さパラメータ調整項であり、Ａ_ｄｃはリップル振幅であり、ｄ_０は深さパラメータ初期値であり、ｋ_Ｐは速度制御Ｐゲインであり、α_Ｐは速度制御Ｐゲイン調整項であり、ｋ_０は速度制御Ｐゲイン初期値であり、ｋ_Ｉは速度制御Ｉゲインであり、βは速度制御Ｉゲイン調整項である。なお、これらはすべて正の値である。

上記の式（２）に示されるように、中心周波数ω_ｎはリップル周波数ω_ｄｃと等しくなるように決定される。深さパラメータｄは、定数である深さパラメータ調整項α_ｄとリップル振幅Ａ_ｄｃとの積と、定数である深さパラメータ初期値ｄ_０との和であり、リップル振幅Ａ_ｄｃが増大するにつれて大きくなるように決定される。速度制御Ｐゲインｋ_Ｐは、定数である速度制御Ｐゲイン初期値ｋ_０から、定数である速度制御Ｐゲイン調整項α_Ｐとリップル振幅Ａ_ｄｃとの積を引いた差分とし、速度制御Ｐゲインｋ_Ｐは、リップル振幅Ａ_ｄｃが増大するにつれて小さくなるように決定される。速度制御Ｉゲインｋ_Ｉは、速度制御Ｐゲインｋ_Ｐと、定数である速度制御Ｉゲイン調整項βの逆数との積である。なお、これらのパラメータはすべて正の値である。

図３は、ノッチフィルタの特性を説明する図である。図３（Ａ）には、深さパラメータｄ＝０．５，０．７５，１．０とした場合に除去されるリップル成分の大きさが示されている。横軸は周波数である。図３（Ａ）に示されるように、深さパラメータｄを大きくするとノッチフィルタにおいて除去されるリップル成分は大きくなる。図３（Ｂ）には、深さパラメータｄ＝０．５，０．７５，１．０とした場合の指令に対する実値の位相の遅れが示されている。横軸は周波数である。図３（Ｂ）に示されるように、深さパラメータｄを大きくすると位相の遅れが大きくなる。図３（Ａ），（Ｂ）に示すように、ノッチフィルタにおいて深さパラメータｄを大きくするとリップルの抑制効果を大きくすることが可能であるが、応答性が低下し、また、位相の遅れが大きくなり、速度制御ゲインを高く設定することが困難になる。

上記の式（２）においては、リップル振幅Ａ_ｄｃが大きくなるほど速度制御Ｐゲインｋ_Ｐ及び速度制御Ｉゲインｋ_Ｉが小さくなり、リップル振幅Ａ_ｄｃが小さくなるほど速度制御Ｐゲインｋ_Ｐ及び速度制御Ｉゲインｋ_Ｉが大きくなる。従って、軽負荷又は低速域で誘導電動機６が駆動されてリップル振幅Ａ_ｄｃが小さい状態においては、深さパラメータｄは小さく、速度制御ゲインは大きくなる。このようにして、リップル振幅に応じたリップルの抑制を可能としつつ、応答性の低下及び位相の遅れを抑制し、速度制御ゲインを高く設定することが可能となる。

以上説明したように本実施の形態１によると、コンバータの出力電圧から直接リップル周波数及びリップル振幅が検出され、リップル周波数と等しくなるように中心周波数が設定され、リップル振幅の増大に従ってノッチ深さが大きくなるように設定されたノッチフィルタが設けられ、そのノッチフィルタに励磁分電流指令が入力されて補正励磁分電流指令が出力され、トルク分電流指令が入力されて補正トルク分電流指令が出力される。このようにして、電源環境に応じてトルクリップルの抑制の度合いを調整することができる。

また、リップル振幅が増大すると速度制御器の速度制御ゲインを小さくし、リップル振幅が減少すると速度制御器の速度制御ゲインを大きくするように調整するので、速度制御系の応答性の低下を抑制することができる。このようにして、応答性の低下を抑制しつつ電源環境が要因となるトルクリップルを抑制することができる。

実施の形態２．
図５は、本発明の実施の形態２にかかるモータ制御装置と該モータ制御装置の周辺の構成の一例を示すブロック図である。図５に示すモータ制御装置８ｂは、力行回生判定器２５を有し、パラメータ演算器１４に代えてパラメータ演算器１４ａが設けられている点のみが図１に示すモータ制御装置８と異なり、その他の構成は実施の形態１の図１に示すモータ制御装置８と同じである。

力行回生判定器２５には、微分器１７が出力した実回転速度及び座標変換器１６が出力した実トルク分電流が入力されて、力行であるか回生であるかの判定を行い、判定結果である力行回生運転信号をパラメータ演算器１４ａに出力する。

パラメータ演算器１４ａには、リップル周波数、リップル振幅及び力行回生運転信号が入力され、速度制御ゲイン、中心周波数及び深さパラメータを出力する。パラメータ演算器１４ａが出力した速度制御ゲインは速度制御器１０に反映され、中心周波数及び深さパラメータはノッチフィルタ１１，１９に反映される。

なお、ここで、力行とは、誘導電動機６であるモータが機械を回している状態をいい、回生とは、誘導電動機６であるモータが機械に回されて発電している状態をいう。電力は力行で正の値となり、回生で負の値となる。力行回生判定器２５は、一例として、符号関数を用いた下記の式（３）により実回転速度及び実トルク分電流から電力を算出して力行であるか回生であるかの判定を行い、力行回生運転信号を出力する。ここで、Ｋ_ｔはモータ定数であり、ｉ_ｑはトルク分電流検出値であり、ω_ｆｂは実回転速度である。

図６は、トルク分電流検出値ｉ_ｑ及び実回転速度ω_ｆｂに対する力行回生運転信号の値Ｓ_ｐｒを示す図である。トルク分電流検出値ｉ_ｑと実回転速度ω_ｆｂとの積が正である場合、すなわち、トルク分電流検出値ｉ_ｑと実回転速度ω_ｆｂが同符号である場合には力行回生運転信号の値Ｓ_ｐｒ＝１であるため、誘導電動機６は力行である。トルク分電流検出値ｉ_ｑと実回転速度ω_ｆｂとの積が負である場合、すなわち、トルク分電流検出値ｉ_ｑと実回転速度ω_ｆｂが異符号である場合には力行回生運転信号の値Ｓ_ｐｒ＝−１であるため誘導電動機６は回生である。

力行では誘導電動機６が電源から電力を供給されている状態なので電源に依存したトルクリップルが発生するが、回生では誘導電動機６が電源に電力を供給するので電源依存のトルクリップルは発生しない。そのため、回生時にはノッチフィルタの動作が不要である。そこで、回生時のパラメータ演算器１４ａは、力行回生運転信号の値Ｓ_ｐｒ＝−１が入力されると、ノッチフィルタを停止した状態にし、速度制御ゲインを大きくする。このような構成とすることで、トルクリップル不発生時にはノッチフィルタを動作させず、速度制御系の応答性を向上させることができる。また、力行時のパラメータ演算器１４ａは、リップル振幅を用いて速度制御器の速度制御ゲインを調整する。このような構成とすることで、負荷及び運転速度に関わらず、速度制御系の応答性を向上させることができる。従って、力行回生運転信号の値により回生であるか力行であるかを判定し、回生時にはノッチフィルタを動作させず、力行時にはリップル振幅を用いて速度制御器の速度制御ゲインを調整することで、効果的に速度制御系の応答性を向上させることができる。

以上説明したように、本実施の形態２によると、誘導電動機の回生時にはノッチフィルタを停止して速度制御ゲインを大きくすることが可能であり、回生運転時の速度制御系の応答性を向上させることができる。

以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。すなわち、実施の形態３の構成に実施の形態２の力行回生判定器２５が設けられていてもよい。

１ 単相交流電源、２ 単相コンバータ、３ 直流コンデンサ、４ インバータ、５ 電流検出器、６ 誘導電動機、７ 回転角検出器、８，８ａ，８ｂ モータ制御装置、９ 減算器、１０ 速度制御器、１１，１９ ノッチフィルタ、１２，２０ 減算器、１３ トルク分電流制御器、１４ パラメータ演算器、１５ リップル検出器、１６，１８ 座標変換器、１７ 微分器、２１ 励磁分電流制御器、２２ ハイパスフィルタ、２３ 周波数検出器、２４ 振幅検出器、２５ 力行回生判定器。

Claims (6)

1. 直流電圧であるコンバータ回路の出力電圧を交流電圧に変換してモータに供給するインバータ回路の電圧指令を出力することで前記モータを制御するモータ制御装置であって、
   入力された速度指令と前記モータの実回転速度との偏差である速度偏差が入力されてトルク分電流指令を出力する速度制御器と、
   中心周波数、ノッチ深さを表す深さパラメータ及び前記トルク分電流指令が入力されて補正トルク分電流指令を出力するノッチフィルタと、
   前記補正トルク分電流指令と実トルク分電流との偏差であるトルク分電流偏差が入力されてトルク分電圧指令を出力するトルク分電流制御器と、
   入力された励磁分電流指令と実励磁分電流との偏差である励磁分電流偏差が入力されて励磁分電圧指令を出力する励磁分電流制御器と、
   前記トルク分電圧指令、前記励磁分電圧指令及び前記モータの回転角が入力されて前記インバータ回路の前記電圧指令を出力する座標変換器と、
   前記コンバータ回路の出力電圧が入力されてリップル周波数及びリップル振幅を検出して出力するリップル検出器と、
   前記リップル振幅及び前記リップル周波数が入力されて前記ノッチフィルタの前記深さパラメータ及び前記中心周波数を出力するパラメータ演算器とを備えることを特徴とするモータ制御装置。
2. 直流電圧であるコンバータ回路の出力電圧を交流電圧に変換してモータに供給するインバータ回路の電圧指令を出力することで前記モータを制御するモータ制御装置であって、
   入力された速度指令と前記モータの実回転速度との偏差である速度偏差が入力されてトルク分電流指令を出力する速度制御器と、
   中心周波数、ノッチ深さを表す深さパラメータ及び前記トルク分電流指令が入力されて補正トルク分電流指令を出力する第１のノッチフィルタと、
   前記補正トルク分電流指令と実トルク分電流との偏差であるトルク分電流偏差が入力されてトルク分電圧指令を出力するトルク分電流制御器と、
   入力された励磁分電流指令、前記中心周波数及び前記深さパラメータが入力されて補正励磁分電流指令を出力する第２のノッチフィルタと、
   前記補正励磁分電流指令と実励磁分電流との偏差である励磁分電流偏差が入力されて励磁分電圧指令を出力する励磁分電流制御器と、
   前記トルク分電圧指令、前記励磁分電圧指令及び前記モータの回転角が入力されて前記インバータ回路の前記電圧指令を出力する座標変換器と、
   前記コンバータ回路の出力電圧が入力されてリップル周波数及びリップル振幅を検出して出力するリップル検出器と、
   前記リップル振幅及び前記リップル周波数が入力されて前記第１及び第２のノッチフィルタの前記深さパラメータ及び前記中心周波数を出力するパラメータ演算器とを備えることを特徴とするモータ制御装置。
3. 前記モータの前記実回転速度及び前記実トルク分電流が入力されて前記モータが力行であるか回生であるかを判定し、判定結果を示す力行回生運転信号を出力する力行回生判定器を備え、
   前記パラメータ演算器には前記力行回生運転信号が入力され、
   前記パラメータ演算器は、前記力行回生運転信号を用いて前記ノッチフィルタの前記深さパラメータを調整して出力することを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
4. 前記モータの前記実回転速度及び前記実トルク分電流が入力されて前記モータが力行であるか回生であるかを判定して判定結果を示す力行回生運転信号を出力する力行回生判定器を備え、
   前記パラメータ演算器には前記力行回生運転信号が入力され、
   前記パラメータ演算器は、前記力行回生運転信号を用いて前記第１及び第２のノッチフィルタの前記深さパラメータを調整して出力することを特徴とする請求項２に記載のモータ制御装置。
5. 前記パラメータ演算器は、前記速度制御器の速度制御ゲインを調整して出力することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のモータ制御装置。
6. 前記パラメータ演算器は、前記力行回生運転信号を用いて前記速度制御器の速度制御ゲインを調整して出力することを特徴とする請求項３又は請求項４に記載のモータ制御装置。

Images