JP2016100961A - モータ制御装置、モータ制御方法及びプログラム - Google Patents

Abstract

【課題】モータのＶ／ｆ制御においてインバータの過電流状態の発生を抑制可能なモータ制御装置、モータ制御方法及びプログラムを提供する。【解決手段】モータ７の速度指令に比例した電圧指令を回転直角座標系の２軸で指定する電圧指令部３と、２軸の電圧指令を３相の電圧指令へ座標変換する２相／３相変換部４と、３相の印加電圧をモータ７に印加するインバータ主回路５と、モータ７に流れる３相の端子電流を検出する電流検出部６ａと、３相の端子電流を、モータ電流をなす２軸の電流成分へ座標変換して電圧指令部３へフィードバックする３相／２相変換部６と、を有するモータ制御装置１は、更に、インバータ主回路５の電流制限値に基づいて予め規定された電流閾値と、２軸の電流成分から特定されるモータ電流の絶対値と、の関係に応じて、速度指令を予め規定された所定の速度低下レートで低下させる速度指令補正部を備える。【選択図】図１

Description

本発明は、モータ制御装置、モータ制御方法及びプログラムに関する。

永久磁石型同期モータの制御方式の一つとして、当該永久磁石型同期モータ（以下、単に「モータ」と記載する）に印加する電圧とモータの周波数（回転速度）とを比例させて制御するＶ／ｆ制御（Ｖ／ｆ一定制御ともいう）が知られている。この場合、モータに対する周波数ｆ（回転速度ω）の指令手段である速度指令部が、所望するモータの回転速度ωを指定する。Ｖ／ｆ一定制御では、上記速度指令部が出力する速度指令ω＊にほぼ比例した電圧指令Ｖ＊が計算等によって求められ、当該電圧指令Ｖ＊に基づく電圧が、インバータ等を通じてモータに印加される（例えば、特許文献１参照）。
このようなＶ／ｆ制御は、いわゆるベクトル制御と比較して、ロータの位置を検出する手段又は推定する手段を有さなくてよいため、回転速度の調整が容易であるとともに、極めて簡素な構成で実現することができる。

特開２００６−１９７７８９号公報

永久磁石型同期モータの制御では、一般に、インバータ主回路が出力可能な印加電圧を上回る速度指令ω＊を達成するために、所定の回転数以上において弱め界磁状態が利用される。弱め界磁状態ではない定常状態では、モータの端子に流れる電流（後述するモータ電流の絶対値）は、モータにかかる負荷トルクにのみ比例して増減し、モータの回転速度には依存しない。しかしながら、弱め界磁状態では、負荷トルク一定の下、ｄ軸電流成分（励磁電流成分）が、モータの回転速度に概ね比例して流れる。したがって、弱め界磁状態においては、モータに流れる電流は、負荷トルク及び回転速度の両方に依存して増減する。

また、モータのＶ／ｆ制御は、回転速度に概ね比例する電圧値を直接モータに印加させる制御であるため、モータに流れる電流の電流値に基づいては制御されない。したがって、弱め界磁状態で動作するモータには、回転速度、負荷トルクの両方のパラメータに応じて、成り行きで電流が流れることになる。そうすると、例えば、弱め界磁状態において速度指令ω＊に基づいて駆動しているときに負荷トルクが増加した場合、これに応じて成り行きで流れる電流が、インバータ主回路が出力可能な電流値を超える場合がある（過電流状態）。その結果、例えば、インバータ主回路による非常の運転停止処理がなされ、運転が停止する。

本発明の目的は、上記課題に鑑みてなされたものであって、モータのＶ／ｆ制御においてインバータの過電流状態の発生を抑制可能なモータ制御装置、モータ制御方法及びプログラムを提供することにある。

本発明の一態様は、モータの速度指令に比例した電圧指令を回転直角座標系の２軸で指定する電圧指令部と、２軸の前記電圧指令を３相の電圧指令へ座標変換する２相／３相変換部と、３相の前記電圧指令に応じた３相の印加電圧を前記モータに印加するインバータ主回路と、３相の前記印加電圧に応じて前記モータに流れる３相の端子電流を検出する電流検出部と、前記電流検出部が検出した３相の前記端子電流を、モータ電流をなす２軸の電流成分へ座標変換して前記電圧指令部へフィードバックする３相／２相変換部と、を有するモータ制御装置であって、前記インバータ主回路の電流制限値に基づいて予め規定された電流閾値と、２軸の前記電流成分から特定される前記モータ電流の絶対値と、の関係に応じて、前記速度指令を予め規定された所定の速度低下レートで低下させる速度指令補正部を備えるモータ制御装置である。

また、本発明の一態様は、前記速度指令補正部において、前記速度低下レートが、弱め界磁状態における前記モータの回転速度の上昇に応じて増加する前記モータ電流の増加率と、負荷トルクの増加に応じて増加する前記モータ電流の増加率と、に基づいて規定されている。

また、本発明の一態様は、前記速度指令補正部において、前記モータ電流の絶対値が、前記電流閾値である第１電流閾値を上回った場合に、前記速度指令を低下させる処理を開始し、前記モータ電流の絶対値が、前記電流閾値であって、前記第１電流閾値よりも低い第２電流閾値を下回った場合に、前記速度指令を低下させる処理を終了する。

また、本発明の一態様は、前記速度指令補正部が、前記電流閾値と、前記モータ電流の絶対値と、の偏差に基づく積分制御において、当該偏差のリミット値と、積分ゲインとの積が前記速度低下レート以上となるような制御を行う。

また、本発明の一態様は、電圧指令部により、モータの速度指令に比例した電圧指令を回転直角座標系の２軸で指定するステップと、２軸の前記電圧指令を３相の電圧指令へ座標変換するステップと、インバータ主回路により、３相の前記電圧指令に応じた３相の印加電圧を前記モータに印加するステップと、３相の前記印加電圧に応じて前記モータに流れる３相の端子電流を検出するステップと、検出した３相の前記端子電流を、モータ電流をなす２軸の電流成分へ座標変換して前記電圧指令部へフィードバックするステップと、を有するモータ制御方法であって、前記インバータ主回路の電流制限値に基づいて予め規定された電流閾値と、２軸の前記電流成分から特定される前記モータ電流の絶対値と、の関係に応じて、前記速度指令を予め規定された所定の速度低下レートで低下させるステップを更に有するモータ制御方法である。

また、本発明の一態様は、モータの速度指令に比例した電圧指令を回転直角座標系の２軸で指定する電圧指令部と、２軸の前記電圧指令を３相の電圧指令へ座標変換する２相／３相変換部と、３相の前記電圧指令に応じた３相の印加電圧を前記モータに印加するインバータ主回路と、３相の前記印加電圧に応じて前記モータに流れる３相の端子電流を検出する電流検出部と、前記電流検出部が検出した３相の前記端子電流を、モータ電流をなす２軸の電流成分へ座標変換して前記電圧指令部へフィードバックする３相／２相変換部と、を有するモータ制御装置のコンピュータを、前記インバータ主回路の電流制限値に基づいて予め規定された電流閾値と、２軸の前記電流成分から特定される前記モータ電流の絶対値と、の関係に応じて、前記速度指令を予め規定された所定の速度低下レートで低下させる速度指令補正手段として機能させるプログラムである。

上述のモータ制御装置、モータ制御方法及びプログラムによれば、モータのＶ／ｆ制御においてインバータの過電流状態の発生を抑制できる。

第１の実施形態に係るモータ制御装置の機能構成を示す図である。 第１の実施形態に係る過電流防止用補正部の機能を説明する第１の図である。 第１の実施形態に係る過電流防止用補正部の機能を説明する第２の図である。 第１の実施形態に係る過電流防止用補正部の機能を説明する第３の図である。 第２の実施形態に係る過電流防止用補正部の機能構成を示す図である。 第２の実施形態に係る過電流防止用補正部の機能を説明する第１の図である。 第２の実施形態に係る過電流防止用補正部の機能を説明する第２の図である。

＜第１の実施形態＞
以下、第１の実施形態に係るモータ制御装置について、図１〜図４を参照しながら詳細に説明する。

図１は、第１の実施形態に係るモータ制御装置の機能構成を示す図である。
具体的には、図１は、モータ制御装置１における各種信号の流れを示すブロック線図である。
図１に示すように、モータ制御装置１は、速度指令部２と、電圧指令部３と、２相／３相変換部４と、インバータ主回路５と、３相／２相変換部６と、力率角演算部８と、脱調防止用補正部９と、過電流防止用補正部１０（速度指令補正部）と、を備え、制御対象であるモータ７を制御する。
本実施形態において、このモータ制御装置１は、エアコンの圧縮機（コンプレッサ）を負荷として駆動するモータ７を制御する。また、本実施形態において、モータ７は、内部のロータに永久磁石が組み込まれ、入力される３相の交流電圧に基づいて駆動制御される永久磁石型同期モータである。

速度指令部２は、所望の周波数ｆ（回転速度ω）でモータ７を回転させるための速度指令ｎω_ｍ＊を出力する（ｎは極対数）。速度指令ｎω_ｍ＊は、後述する脱調防止用補正部９及び過電流防止用補正部１０による補正処理を施され、新たな速度指令ω_１（インバータ出力周波数ω_１とも記載する。）として電圧指令部３に入力される。

電圧指令部３は、新たな速度指令であるインバータ出力周波数ω_１の入力を受け付けて、インバータ出力周波数ω_１に概ね比例した電圧指令を回転直角座標系の２軸（δ軸、γ軸）で指定する。電圧指令部３は、具体的には、δ軸電圧指令ｖ_δ＊及びγ軸電圧指令ｖ_γ＊を以下の式（１）、式（２）に示す演算により決定する。

ここで、式（１）において、“Ｋ_δ”は、所定の比例定数、“ｉ_δ”は、モータ７に流れるモータ電流Ｉのδ軸電流成分ｉ_δである。また、モータ電流Ｉは、δ軸電圧指令ｖ_δ＊及びγ軸電圧指令ｖ_γ＊に基づいて、モータ７の端子に実質的に流れる交流電流であって、δ軸電流成分ｉ_δ（励磁電流成分）及びγ軸電流成分ｉ_γ（トルク電流成分）からなる電流ベクトルである。
また、式（２）において、“ω_１”は、モータ７の回転速度を示す指令値（速度指令ω_１）であって、直接的には、インバータ主回路５が出力する交流電圧（後述する交流電圧ｖ_ｕ、ｖ_ｖ、ｖ_ｗ）の周波数を示すインバータ出力周波数ω_１である。また、“Λｄ”は、モータ７におけるｄ軸の誘起電圧係数、“Ｋ”は、比例ゲインを示している。

式（１）の演算によれば、δ軸電圧指令ｖ_δ＊は、モータ７の定常状態において、δ軸電流成分ｉ_δが０で維持されるように負の比例制御が行われる。これにより、δ軸電流成分ｉ_δが正又は負の値に偏っていれば、比例定数Ｋ_δによって早急にδ軸電流成分ｉ_δが０に維持されるようにδ軸電圧指令ｖ_δ＊が決定される。

また、式（２）の第１項の演算によれば、δ軸電流成分ｉ_δ＝０の定常状態において、γ軸電圧指令ｖ_γ＊がモータ７への速度指令ω_１（インバータ出力周波数ω_１）に比例するように決定される（Ｖ／ｆ制御）。また、式（２）の第２項によれば、δ軸電流成分ｉ_δ≠０の非定常状態において、積分制御によりδ軸電流成分ｉ_δが０となるようにγ軸電圧指令ｖ_γ＊が調整される。

このようにすることで、定常状態において、δ軸電流成分ｉ_δは０になり、δ軸電流成分ｉ_δが０になればモータ印加電圧Ｖのδ軸電圧成分ｖ_δも０になる。そうすると、モータ７に流れるモータ電流Ｉ及びモータ印加電圧Ｖ（δ軸電圧成分ｖ_δ及びγ軸電圧成分ｖ_γからなる電圧ベクトル）は、各々のγ軸成分のみが有効となって、後述する力率角演算部８の説明のように、出力可能なトルクに対して効率の高い省電力な制御が可能となる。
なお、本実施形態においては、式（２）の第２項に基づく積分制御を行う態様としているが、制御応答性によっては、比例制御、比例積分制御等としてもよい。

２相／３相変換部４は、電圧指令部３から出力された電圧指令（δ軸電圧指令ｖ_δ＊、γ軸電圧指令ｖ_γ＊）を、インバータ主回路５が出力する３相の交流電圧ｖ_ｕ、ｖ_ｖ、ｖ_ｗの各々に対応する交流電圧指令ｖ_ｕ＊、ｖ_ｖ＊、ｖ_ｗ＊に座標変換する。２相／３相変換部４は、インバータ出力周波数ω_１の積分により求められる位相θに応じた座標変換を行う。これにより、所望する回転速度に対応する周波数（インバータ出力周波数ω_１）、かつ、当該周波数に比例する振幅を有する３相の印加電圧（交流電圧ｖ_ｕ、ｖ_ｖ、ｖ_ｗ）が、インバータ主回路５を通じてモータ７に印加される。

インバータ主回路５は、２相／３相変換部４からの指令値である３相の交流電圧指令ｖ_ｕ＊、ｖ_ｖ＊、ｖ_ｗ＊の各々に応じた３相の印加電圧（交流電圧ｖ_ｕ、ｖ_ｖ、ｖ_ｗ）をモータ７に印加する。

３相／２相変換部６は、電流検出部６ａを通じて、３相の印加電圧（交流電圧ｖ_ｕ、ｖ_ｖ、ｖ_ｗ）に応じてモータ７に流れる３相の端子電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗを取得する。ここで、電流検出部６ａは、インバータ主回路５とモータ７とを接続する各配線に設けられた電流検出器であって、各配線に流れる端子電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗの各々を検出する。
３相／２相変換部６は、入力された端子電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗを、モータ電流Ｉをなす２軸の電流成分であるδ軸電流成分ｉ_δ及びγ軸電流成分ｉ_γへ座標変換して電圧指令部３へフィードバックする。具体的には、電圧指令部３は、入力されたδ軸電流成分ｉ_δに基づき、式（１）、式（２）を演算し、フィードバックがなされた新たな電圧指令（δ軸電圧指令ｖ_δ＊、γ軸電圧指令ｖ_γ＊）を出力する。
なお、本実施形態に係る３相／２相変換部６は、取得した３相の端子電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗに対し、モータ印加電圧Ｖの位相θよりも所定の位相差Φだけ進んだ位相（θ−Φ）に応じた座標変換を行う（下記、力率角演算部８についての説明を参照）。

力率角演算部８は、モータ７に印加されるモータ印加電圧Ｖと、モータ電流Ｉとの位相差（力率角）につき、必要なトルクに対して高い電力効率を得ることができる位相差Φを算出する。具体的には、力率角演算部８は、検出されたモータ電流Ｉ（δ軸電流成分ｉ_δは０に制御されているため、実質的にはγ軸電流成分ｉ_γのみ）に応じた最適な位相差Φを特定する。そして、上述の３相／２相変換部６は、モータ７の端子電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗを２軸（δ軸及びγ軸）に変換する際に、モータ印加電圧Ｖの位相θよりも位相差Φだけ進んだモータ電流Ｉとなるように、位相θ−Φに応じた座標変換を行う。これにより、モータ印加電圧Ｖとモータ電流Ｉとの位相差（力率角）が位相差Φとなり、高い電力効率でモータ７を駆動させることができる。
なお、力率角演算部８が、モータ電流Ｉ（γ軸電流成分ｉ_γ）に応じて位相差Φを特定する具体的な手段については特許文献１に記載されているため、詳細な説明を省略する。

脱調防止用補正部９は、位相θ−Φに応じた変換がなされたγ軸電流成分ｉ_γ（実質的なモータ電流Ｉ）に基づいて、速度指令部２から出力される速度指令ｎω_ｍ＊に所定の負帰還の補正処理を適用し、補正処理後の新たな速度指令ω_１を出力する。具体的には、脱調防止用補正部９は、γ軸電流成分ｉ_γに所定のゲインＫ_ω１を乗じ、これを周波数たる速度指令ｎω_ｍ＊から減算する補正処理を行う。
例えば、モータ７の負荷トルクが瞬間的に増加した場合、これに応じて回転速度が遅くなりモータ電流Ｉが増加する。この場合、脱調防止用補正部９は、増加したモータ電流Ｉ（γ軸電流成分ｉ_γ）を検出し、これに応じて、補正処理後の速度指令ω_１を低下させる。そして、脱調防止用補正部９は、一定の上昇レート（単位時間当たりの速度指令ｎω_ｍ＊の上昇率）で補正処理後の速度指令ω_１を上昇させ、当初の回転速度に復帰させる。このように制御することで、モータ７の脱調を防止し、回転を安定化させることができる。なお、モータ７の負荷トルクが下降して、回転速度が速くなった場合も同様である。

過電流防止用補正部１０は、モータ７が弱め界磁状態で動作している際に負荷トルクの増加が生じた場合であってもインバータ主回路５が過電流とならないように、速度指令ｎω_ｍ＊に負帰還の補正処理を適用し、補正処理後の新たな速度指令ω_１を出力する。
本実施形態に係る過電流防止用補正部１０の機能については、以下に詳細に説明する。

図２は、第１の実施形態に係る過電流防止用補正部の機能を説明する第１の図である。
具体的には、過電流防止用補正部１０は、インバータ主回路５の電流制限値Ｉｌｉｍに基づいて予め規定された２つの電流閾値Ｉｔｈ１、Ｉｔｈ２を保持している。そして、過電流防止用補正部１０は、２つの電流閾値Ｉｔｈ１、Ｉｔｈ２と、δ軸電流成分ｉ_δ及びγ軸電流成分ｉ_γの両方から特定されるモータ電流Ｉの絶対値と、の関係に応じて、図２に示すグラフから規定される所定の速度低下レートＫ_ω２で、補正処理後の速度指令ω_１を低下させる。ここで、速度低下レートＫ_ω２［（ｒａｄ／ｓ）／ｓ］は、単位時間当たりに速度指令ω_１を低下させる度合いを示している。また、電流制限値Ｉｌｉｍは、インバータ主回路５が出力可能なモータ電流Ｉの上限値である。

ここで、電圧指令部３に基づく制御によれば、γ軸電圧指令ｖ_γ＊は、式（２）で規定されるが、補正処理後の速度指令ω_１が所定値以上まで上昇すると、インバータ主回路５の出力可能電圧Ｖｌｉｍを超えたγ軸電圧指令ｖ_γ＊が指定されることになる。この場合、モータ７は、速度指令ω_１に基づく回転速度で回転するものの、このときにモータ７に実際に印加される電圧は、式（２）に基づくγ軸電圧指令ｖ_γ＊ではなく、それよりも低い出力可能電圧Ｖｌｉｍに相当する電圧となる。そうすると、式（２）の第２項に規定する、δ軸電流成分ｉ_δを０とするための積分制御が機能しなくなり、モータ７の回転速度（速度指令ω_１）に応じて、成り行きでδ軸電流成分ｉ_δが流れる（弱め界磁状態）。
弱め界磁状態においては、モータ７の回転速度が上昇するほど、モータ７の端子に生じる逆起電力が大きくなり、インバータ主回路５からの出力可能電圧Ｖｌｉｍとの差が広がって、弱め界磁電流（δ軸電流成分ｉ_δ）が増大する。

図２に示すグラフは、モータ７の端子に印加する電圧（＝出力可能電圧Ｖｌｉｍ）一定の下、モータ７の回転速度（回転数［ｒｐｓ］）とモータ電流Ｉの絶対値［Ａｒ］との関係を、負荷トルクτ別に示している。
図２に示す通り、モータ７の回転数が所定の回転数ωｔｈ以下においては、モータ電流Ｉの絶対値は、負荷トルクτのみに比例して増減し、回転数に対して一定となる。この状態において、δ軸電流成分ｉ_δは０に制御されており、モータ７には、そのトルク出力に寄与するγ軸電流成分ｉ_γのみが流れている。
他方、モータ７の回転速度が所定の回転速度（回転数ωｔｈ）を上回ると、弱め界磁状態となり、負荷トルクτに応じたγ軸電流成分ｉ_γに加え、弱め界磁電流であるδ軸電流成分ｉ_δが流れ始める。このδ軸電流成分ｉ_δは、モータ７の回転速度に比例して増減するので、回転数ωｔｈより高い回転数の領域において、モータ電流Ｉの絶対値は、モータ７の回転速度が上昇するに連れて増加する傾向を示す。

したがって、モータ７が弱め界磁状態で動作している際に、負荷変動（負荷トルクの増加）が生じた場合、回転速度に応じて成り行きで流れていた電流が電流制限値Ｉｌｉｍを超えてしまい、脱調または駆動の緊急停止が生じることが想定される。

過電流防止用補正部１０における速度低下レートＫ_ω２は、図２に示すモータ７の回転数―電流特性に基づいて規定される。速度低下レートＫ_ω２は、負荷トルクτの増加に応じて増加するモータ電流Ｉの増加率ΔＩ／Δτ［Ａ／Ｎｍ］と、弱め界磁状態におけるモータ７の回転速度の上昇に応じて増加するモータ電流Ｉの増加率ΔＩ／Δω［Ａ／（ｒａｄ／ｓ）］と、に基づいて、式（３）のように規定される。

式（３）の“Ｋ_τ”（増加レートＫ_τ［Ｎｍ／ｓ］）は、モータ７の負荷（コンプレッサ）において生じる負荷変動の特性を表す値であって、具体的には、単位時間当たりに負荷トルクが増加する度合いの最大値を示す。即ち、速度低下レートＫ_ω２は、事前の測定等によって把握された、モータ電流Ｉについての二つの増加率（ΔＩ／Δτ、ΔＩ／Δω）と、モータ７の負荷において想定される負荷変動の特性（即ち、増加レートＫ_τ）と、に基づいて規定される（式（３）参照）。

図３、図４は、第１の実施形態に係る過電流防止用補正部の機能を説明する第２の図、第３の図である。
具体的には、図３は、動作中のモータ７について、モータ電流Ｉの経時的推移を示している。また、図４は、過電流防止用補正部１０による補正処理後の速度指令ω_１の経時的推移を示している。ここで、モータ７は、速度指令ω_１（＝ω_１ａ）に応じた回転速度ω_１ａでの動作中において、弱め界磁状態にあるものとする。
過電流防止用補正部１０は、電流制限値Ｉｌｉｍに対し所定のマージンを設けて規定された第１電流閾値Ｉｔｈ１（Ｉｔｈ１＜Ｉｌｉｍ）と、第１電流閾値Ｉｔｈ１から更に所定のマージンを設けて規定された第２電流閾値Ｉｔｈ２（Ｉｔｈ２＜Ｉｔｈ１）と、を記憶している（図３参照）。

過電流防止用補正部１０は、３相／２相変換部６により出力されたδ軸電流成分ｉ_δ及びγ軸電流成分ｉ_γに基づいて、モータ電流Ｉの絶対値（｜Ｉ｜＝（ｉ_δ ^２＋ｉ_γ ^２）^１／２）を算出する。過電流防止用補正部１０は、算出されたモータ電流Ｉの絶対値と、第１電流閾値Ｉｔｈ１とを比較して、モータ電流Ｉの絶対値が第１電流閾値Ｉｔｈ１に達した場合に、補正処理後の速度指令ω_１を速度低下レートＫ_ω２で低下させる。

例えば、図３の時刻ｔ１以前において、モータ７は、一定の回転速度（回転速度ω_１ａ）の下、負荷トルクτの増加に応じてモータ電流Ｉの絶対値が上昇中にある。そして、負荷トルクτの増加により時刻ｔ１でモータ電流Ｉの絶対値が第１電流閾値Ｉｔｈ１に達したとする。このとき、過電流防止用補正部１０は、速度指令ｎω_ｍ＊に負帰還の補正処理を行い、当該補正処理後の速度指令ω_１を、一定の速度低下レートＫ_ω２で低下させる。これにより、低減された速度指令ω_１（＜ω_１ａ）に基づいてモータ７の回転速度が速度低下レートＫ_ω２で低下し始める（図４参照）。そうすると、モータ７が弱め界磁状態で動作していることから、モータ７の回転速度の低下に応じてモータ電流Ｉ（実質的には、δ軸電流成分ｉ_δ）が低下する（図３参照）。

ここで、上述したように、速度低下レートＫ_ω２は、図２に示す特性より定められた二つの増加率（ΔＩ／Δτ、ΔＩ／Δω）と、モータ７の負荷において想定される最大の増加レートＫ_τと、に基づいて規定されたものである（式（３）参照）。したがって、仮に、時刻ｔ１において負荷トルクτが最大の増加レートＫ_τで増加したとしても、速度指令ω_１を速度低下レートＫ_ω２で低下させている限り、モータ電流Ｉの絶対値が第１電流閾値Ｉｔｈ１から増加することはない。また、このようにすることで、モータ電流Ｉが第１電流閾値Ｉｔｈ１から増加しない限度において、モータ７の回転数の低下量を最小限に留めることができる。

次に、補正処理後の速度指令ω_１の低下により、モータ電流Ｉの絶対値が第２電流閾値Ｉｔｈ２まで低減した場合、過電流防止用補正部１０は、速度指令ω_１を低下させる処理を終了する。その後、過電流防止用補正部１０は、所定の上昇レートで速度指令ω_１を上昇させて、本来の回転速度ω_１ａに回復させる処理を行う（図４参照）。なお、この回転速度の回復処理中において、負荷トルクτとの関係で、モータ電流Ｉの絶対値が再び第１電流閾値Ｉｔｈ１に達した場合には、過電流防止用補正部１０は、再度、速度指令ω_１を速度低下レートＫ_ω２で低下させる。

以上、第１の実施形態に係るモータ制御装置１によれば、インバータ主回路５の電流制限値Ｉｌｉｍに基づいて予め規定された電流閾値（Ｉｔｈ１、Ｉｔｈ２）と、２軸の電流成分（ｉ_δ、ｉ_γ）の両方から特定されるモータ電流Ｉの絶対値と、の関係に応じて、補正処理後の速度指令ω_１を予め規定された所定の速度低下レートＫ_ω２で低下させる。
このようにすることで、弱め界磁状態により成り行きでモータ電流Ｉが流れている最中に負荷トルクτが増加する変動が生じた場合であっても、モータ電流Ｉが、所定の電流閾値Ｉｔｈ１（ひいては電流制限値Ｉｌｉｍ）を上回らない最小限の速度低下レートで、モータ７の回転速度が適切に低減される。したがって、インバータ主回路５における過電流状態の発生が抑止され、モータ７の動作を安定化させることができる。

また、第１の実施形態に係るモータ制御装置１によれば、上述したように、モータ電流Ｉの絶対値が第１電流閾値Ｉｔｈ１を上回った場合に、負帰還の補正処理により速度指令ω_１を低下させる処理を開始し、モータ電流Ｉの絶対値が第１電流閾値Ｉｔｈ１よりも低い第２電流閾値Ｉｔｈ２を下回った場合に、速度指令ω_１を低下させる処理を終了する。
このように、２つの異なる電流閾値（Ｉｔｈ１、Ｉｔｈ２）により、モータ電流Ｉについてのヒステリシス特性を規定することで、速度指令ｎω_ｍ＊に対する低下の補正処理が頻繁に発生することを防止し、結果としてモータ７の動作を一層安定化させることができる。

＜第２の実施形態＞
次に、第２の実施形態に係るモータ制御装置について、図５、図６を参照しながら詳細に説明する。
第２の実施形態に係るモータ制御装置１の機能構成は、第１の実施形態（図１）と同様であるため詳細な説明を省略する。ただし、第２の実施形態においては、過電流防止用補正部１０の機能が第１の実施形態と異なる。

図５は、第２の実施形態に係る過電流防止用補正部の機能構成を示す図である。
図５に示すように、過電流防止用補正部１０は、閾値記憶部１０１と、リミット設定部１０２と、積分演算部１０３と、を有している。
閾値記憶部１０１は、インバータ主回路５の電流制限値Ｉｌｉｍに基づいて予め規定された積分制御用電流閾値Ｉｔｈｉを記憶している。
リミット設定部１０２は、積分制御用電流閾値Ｉｔｈｉとモータ電流Ｉとの偏差δＩ（δＩ＝Ｉｔｈｉ−｜Ｉ｜）に所定のリミット値である上限値δＩＬ（＞０）及び下限値−δＩＬ（＜０）を適用する。

積分演算部１０３は、偏差δＩ（リミット設定部１０２により上限値δＩＬ又は下限値−δＩＬが適用されたもの）を積分し、予め規定された積分ゲインＫｉで速度指令ｎω_ｍ＊についての負帰還の補正値δωを出力する。ただし、過電流防止用補正部１０は、モータ電流Ｉの絶対値が電流制限値Ｉｌｉｍを上回らないようにするための積分制御を実現すれば足りる。そこで、積分演算部１０３は、偏差δＩの積分結果の上限値を０とし、負の値のみを取るようにする。このようにすることで、過電流防止用補正部１０は、モータ電流Ｉの絶対値が積分制御用電流閾値Ｉｔｈｉ以下となっている場合には、当該モータ電流Ｉの絶対値を積分制御用電流閾値Ｉｔｈｉに近づけようとする積分制御を行わない。一方、モータ電流Ｉの絶対値が積分制御用電流閾値Ｉｔｈｉを上回って偏差δＩが負の値をとった場合には、過電流防止用補正部１０は、モータ電流Ｉの絶対値を積分制御用電流閾値Ｉｔｈｉに近づけるための負帰還の補正値δωを出力する。

また、リミット設定部１０２に規定される上限値・下限値の絶対値δＩＬ、及び、積分演算部１０３に規定される積分ゲインＫｉは、上限値・下限値の絶対値δＩＬと積分ゲインＫｉとの積（δＩＬ・Ｋｉ）が、少なくとも速度低下レートＫ_ω２以上となるように規定される。

図６、図７は、第２の実施形態に係る過電流防止用補正部の機能を説明する第１の図、第２の図である。
図６は、動作中のモータ７について、モータ電流Ｉの経時的推移を示している。また、図７は、過電流防止用補正部１０による補正処理後の速度指令ω_１の経時的推移を示している。ここで、第１の実施形態と同様に、モータ７は、速度指令ω_１（＝ω_１ａ）に基づく回転速度ω_１ａでの動作中において、弱め界磁状態にあるものとする。

過電流防止用補正部１０は、３相／２相変換部６により検出されたδ軸電流成分ｉ_δ及びγ軸電流成分ｉ_γに基づいて、モータ電流Ｉの絶対値（｜Ｉ｜＝（ｉ_δ ^２＋ｉ_γ ^２）^１／２）を算出する。また、過電流防止用補正部１０は、算出されたモータ電流Ｉの絶対値と、閾値記憶部１０１に記憶される積分制御用電流閾値Ｉｔｈｉとを比較して、偏差δＩ（δＩ＝Ｉｔｈｉ−｜Ｉ｜）を算出する。
続いて、過電流防止用補正部１０は、リミット設定部１０２を通じて、算出された偏差δＩが上限値δＩＬを上回っている場合には上限値δＩＬを、偏差δＩが下限値−δＩＬを下回っている場合には下限値−δＩＬを適用する。更に、過電流防止用補正部１０は、積分演算部１０３の処理により、リミット設定部１０２の処理を経た偏差δＩを入力し、これを積分ゲインＫｉで積分して補正値δωを算出する。

例えば、図６において、モータ電流Ｉの絶対値が積分制御用電流閾値Ｉｔｈｉ以下となっている期間（時刻ｔ１以前）は、積分演算部１０３による積分結果は０（上限値）のままである。したがって、この場合、過電流防止用補正部１０は、速度指令ｎω_ｍ＊に対して負帰還の補正処理を行わない。一方、負荷トルクτが増加してモータ電流Ｉの絶対値が積分制御用電流閾値Ｉｔｈｉを上回った後（時刻ｔ１経過後）は、積分演算部１０３は、偏差δＩ（＜０）の積分結果に積分ゲインＫｉを乗じて、速度指令ｎω_ｍ＊に対する補正値δωを算出し、これを出力する。
これにより、図６に示すように、過電流防止用補正部１０は、時刻ｔ１を過ぎてから、積分制御（偏差δＩの積分値）にしたがって、積分制御用電流閾値Ｉｔｈｉに近づくように負帰還の積分制御がなされる。具体的には、過電流防止用補正部１０は、図７に示すように、時刻ｔ１において、偏差δＩの積分値及び積分ゲインＫｉの積（補正値δω）に応じたレートで、速度指令ω_１を低下させる。このとき、モータ７は弱め界磁状態にあることから、モータ電流Ｉの絶対値は、速度指令ω_１の低下に応じた回転速度の低下に伴って低下する。

ここで、上述したように、上限値・下限値の絶対値δＩＬ、及び、積分演算部１０３に規定される積分ゲインＫｉは、上限値・下限値の絶対値δＩＬと積分ゲインＫｉとの積（δＩＬ・Ｋｉ）が、少なくとも速度低下レートＫ_ω２以上となるように規定される。したがって、負荷トルクτが最大の増加レートＫ_τで増加したとしても、偏差δＩ（＜０）が下限値−δＩＬに達した時点で、速度指令ω_１が速度低下レートＫ_ω２で低減されるため、モータ電流Ｉの絶対値がその時点から増加することはない。また、このようにすることで、モータ電流Ｉが、偏差δＩ（＜０）が下限値−δＩＬに達した時点から増加しない限度において、モータ７の回転数の低下量を最小限に留めることができる。

次に、速度指令ω_１の低下により、モータ電流Ｉの絶対値が積分用電流閾値Ｉｔｈｉ以下となり、偏差δＩの積分値が０となった場合、過電流防止用補正部１０は、速度指令ω_１の低下の補正処理を終了する。その後、過電流防止用補正部１０は、所定の上昇レートで速度指令ω_１を上昇させて、本来の回転速度ω_１ａに回復させる処理を行う（図７参照）。なお、この回転速度の回復処理中において、負荷トルクτとの関係で、モータ電流Ｉの絶対値が再び積分用電流閾値Ｉｔｈｉを上回った場合には、過電流防止用補正部１０は、再度、積分ゲインＫｉの積分制御に基づいて、速度指令ω_１を低下させる処理を行う。

以上、第２の実施形態に係るモータ制御装置１によれば、積分用電流閾値Ｉｔｈｉとモータ電流Ｉの絶対値との偏差δＩに基づく積分制御により、速度指令ω_１が補正される。また、過電流防止用補正部１０は、偏差δＩのリミット値（上限値δＩＬ、下限値−δＩＬ）と、積分ゲインＫｉとの積が少なくとも速度低下レートＫ_ω２以上となるような制御を行う。
このようにすることで、弱め界磁状態により成り行きでモータ電流Ｉが流れている最中に負荷トルクτが増加する変動が生じた場合であっても、モータ電流Ｉが電流制限値Ｉｌｉｍを上回らないように、積分制御に基づく最小限の速度低下レートで、モータ７の回転速度が適切に低減される。したがって、インバータ主回路５における過電流状態の発生が抑止され、モータ７の動作を安定化させることができる。

以上、第１の実施形態及び第２の実施形態について詳細に説明したが、各実施形態に係るモータ制御装置１の具体的な態様は、上述のものに限定されることはなく、要旨を逸脱しない範囲内において種々の設計変更等を加えることは可能である。

例えば、第１（第２）の実施形態において、モータ制御装置１は、力率角演算部８及び脱調防止用補正部９を有するものとして説明したが、これらは、モータ７の高効率化及び安定動作を目的とした、過電流防止用補正部１０とは独立した機能である。したがって、実施形態によっては、モータ制御装置１は、力率角演算部８、脱調防止用補正部９の一方又は両方を具備しない態様であってもよい。

また、第１（第２）の実施形態において、速度低下レートＫ_ω２は、図２に示すモータ７の特性より定められた二つの増加率（ΔＩ／Δτ、ΔＩ／Δω）に基づいて規定されている（式（３））ことを説明した。しかし、実際には、負荷トルクτに対するモータ電流Ｉの増加率ΔＩ／Δτ、及び、回転速度に対するモータ電流Ｉの増加率ΔＩ／Δωは、図２に示す特性のうち選択するプロット位置によっては異なる値を取り得る。したがって、式（３）に基づいて、図２に示す特性の複数のプロット位置別に算出される速度低下レートのうち最大のものを速度低下レートＫ_ω２としてもよい。このようにすることで、より確実に、モータ電流Ｉが電流制限値Ｉｌｉｍを上回らないようにすることができる。

また、モータ電流Ｉに基づく負帰還制御によりモータ７の回転数が下がることで、駆動対象とする負荷（コンプレッサ）の特性によっては負荷トルクτも減少することが考えられる。負荷トルクτの減少がモータ７の回転数の低下に対して時間遅れを持つと、第２の実施形態に係る積分制御では、回転速度の低下と負荷トルクτとの時間遅れを伴う減少により、積分制御が振動状態（ハンチング）に陥り、モータ７の制御が不安定となる場合がある。
そこで、第２の実施形態の変形例に係るモータ制御装置１（過電流防止用補正部１０）は、上述の積分制御によりモータ電流Ｉが減少した後、回転速度を回復させるペースを、回転速度低減時に適用された速度低下レートよりも遅くする。このようにすることで、振動（ハンチング）の発生を減らすことができる。

また、上述の各実施形態においては、モータ制御装置の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより各手順を行うものとしている。ここで、上述したモータ制御装置の各処理の過程は、プログラムの形式でコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記憶されており、このプログラムをコンピュータが読み出して実行することによって上記各種処理が行われる。ここで、コンピュータ読み取り可能な記録媒体とは、磁気ディスク、光磁気ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ−ＲＯＭ、半導体メモリ等をいう。また、このコンピュータプログラムを通信回線によってコンピュータに配信し、この配信を受けたコンピュータが当該プログラムを実行するようにしても良い。
また、モータ制御装置の機能が、ネットワークで接続される複数の装置に渡って具備される態様であってもよい。

以上、本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものとする。

１ モータ制御装置
２ 速度指令部
３ 電圧指令部
４ ２相／３相変換部
５ インバータ主回路
６ ３相／２相変換部
６ａ 電流検出部
７ モータ
８ 力率角演算部
９ 脱調防止用補正部
１０ 過電流防止用補正部（速度指令補正部）
１０１ 閾値記憶部
１０２ リミット設定部
１０３ 積分演算部

Claims (6)

1. モータの速度指令に比例した電圧指令を回転直角座標系の２軸で指定する電圧指令部と、
   ２軸の前記電圧指令を３相の電圧指令へ座標変換する２相／３相変換部と、
   ３相の前記電圧指令に応じた３相の印加電圧を前記モータに印加するインバータ主回路と、
   ３相の前記印加電圧に応じて前記モータに流れる３相の端子電流を検出する電流検出部と、
   前記電流検出部が検出した３相の前記端子電流を、モータ電流をなす２軸の電流成分へ座標変換して前記電圧指令部へフィードバックする３相／２相変換部と、
   を有するモータ制御装置であって、
   前記インバータ主回路の電流制限値に基づいて予め規定された電流閾値と、２軸の前記電流成分から特定される前記モータ電流の絶対値と、の関係に応じて、前記速度指令を予め規定された所定の速度低下レートで低下させる速度指令補正部を備える
   モータ制御装置。
2. 前記速度指令補正部において、
   前記速度低下レートは、弱め界磁状態における前記モータの回転速度の上昇に応じて増加する前記モータ電流の増加率と、負荷トルクの増加に応じて増加する前記モータ電流の増加率と、に基づいて規定されている
   請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記速度指令補正部は、
   前記モータ電流の絶対値が、前記電流閾値である第１電流閾値を上回った場合に、前記速度指令を低下させる処理を開始し、前記モータ電流の絶対値が、前記電流閾値であって、前記第１電流閾値よりも低い第２電流閾値を下回った場合に、前記速度指令を低下させる処理を終了する
   請求項１又は請求項２に記載のモータ制御装置。
4. 前記速度指令補正部は、
   前記電流閾値と、前記モータ電流の絶対値と、の偏差に基づく積分制御において、当該偏差のリミット値と、積分ゲインとの積が前記速度低下レート以上となるような制御を行う
   請求項１又は請求項２に記載のモータ制御装置。
5. 電圧指令部により、モータの速度指令に比例した電圧指令を回転直角座標系の２軸で指定するステップと、
   ２軸の前記電圧指令を３相の電圧指令へ座標変換するステップと、
   インバータ主回路により、３相の前記電圧指令に応じた３相の印加電圧を前記モータに印加するステップと、
   ３相の前記印加電圧に応じて前記モータに流れる３相の端子電流を検出するステップと、
   検出した３相の前記端子電流を、モータ電流をなす２軸の電流成分へ座標変換して前記電圧指令部へフィードバックするステップと、
   を有するモータ制御方法であって、
   前記インバータ主回路の電流制限値に基づいて予め規定された電流閾値と、２軸の前記電流成分から特定される前記モータ電流の絶対値と、の関係に応じて、前記速度指令を予め規定された所定の速度低下レートで低下させるステップを更に有する
   モータ制御方法。
6. モータの速度指令に比例した電圧指令を回転直角座標系の２軸で指定する電圧指令部と、
   ２軸の前記電圧指令を３相の電圧指令へ座標変換する２相／３相変換部と、
   ３相の前記電圧指令に応じた３相の印加電圧を前記モータに印加するインバータ主回路と、
   ３相の前記印加電圧に応じて前記モータに流れる３相の端子電流を検出する電流検出部と、
   前記電流検出部が検出した３相の前記端子電流を、モータ電流をなす２軸の電流成分へ座標変換して前記電圧指令部へフィードバックする３相／２相変換部と、
   を有するモータ制御装置のコンピュータを、
   前記インバータ主回路の電流制限値に基づいて予め規定された電流閾値と、２軸の前記電流成分から特定される前記モータ電流の絶対値と、の関係に応じて、前記速度指令を予め規定された所定の速度低下レートで低下させる速度指令補正手段として機能させる
   プログラム。

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