JP5644396B2 - 電力変換装置の高調波電流抑制装置および高調波電流抑制方法 - Google Patents

電力変換装置の高調波電流抑制装置および高調波電流抑制方法 Download PDF

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Description

本発明は、系統に接続される電力変換装置の高調波電流抑制に係り、系統条件が変化しても制御パラメータの再設計の必要が無く、試運転のみで高調波抑制制御を追従できる高調波電流抑制装置および高調波電流抑制方法に関する。
電力変換装置を系統に接続すると、電力変換装置から基本波周波数以外に高調波電流が出力される。この高調波電流により系統に接続された力率改善用コンデンサの過熱や絶緑破壊、トランスの焼損、電動機のうなりや遮断器の誤動作などが発生することがあるため、電力変換装置を系統に接続する際の高調波流出には規制が設けられている。このため電力変換装置では高調波電流の出力を抑制するため、ＬＣフィルタが接続されている。
しかし、このＬＣフィルタと系統内のコンデンサやトランス、負荷との間で共振を起こすことにより、特定次数の高調波電流の出力が増加することがある。このような場合は、フィルタコンデンサに直列抵抗を追加することで高調波電流を低減するものがある。また、電力変換装置にダンピング制御を適用し、インバータ出力電流検出信号にフィルタを適用することにより高調波抽出と位相の調整を行い、出力電圧指令値に加算することで高調波を打ち消すことで高調波電流を低減する（特許文献１参照）。
また、特許文献２の明細書の段落０００５および段落０００６には、共振抑制制御において系統のインダクタンス成分の値が変動した時であってもひずみ電流低減効果を維持するために、ＬＣフィルタの出力部の電流をフィードバック制御してインバータ制御を行う旨が記載され、特許文献２に開示のものは、フィルタ電流を検出し高調波を補償する方式である。この制御では、高調波の抽出に使用するｄｑ逆変換に位相のオフセットを加算することで、電流指令値からフィルタ電流までの位相に関する伝達特性を考慮している。
その他に高調波抑制電流指令値からＡＣフィルタの出力電流までの伝達関数を測定することで、電力変換装置から出力される高調波電流を低減するものもある。
特開２００９−１０６１３１号公報 特開２００１−１６８６７号公報
前記フィルタコンデンサに直列抵抗を追加する方式では、フィルタによる高調波抑制機能が低下するほか抵抗で損失が発生するという問題がある。
また、特許文献１に開示の方式では接続する系統ごとにダンピング制御の制御パラメータを設計する必要がある。さらに系統条件の変動により出力される高調波電流の周波数が変化した場合は対応できず、パラメータの再設計が必要になってしまう。系統条件が既知であればシミュレーションによる設計が可能であるが、系統のすべての回路定数を調査するのは困難である。また、高調波が複数の周波数で構成される場合はフィルタの設計が困難になる。
特許文献２に開示の方式では、振幅に関する伝達特性を考慮していないという問題がある。このため系統条件が変化すると、例えば、補償対象の高調波電流をインバータから出力すると大半がフィルタコンデンサに流れ込むことがあり、フィルタ電流のひずみを補償するためのインバータ出力電流が不足し、ひずみが残留する、またはひずみの補償に時間がかかる、という問題が発生する。また、フィルタコンデンサと系統が共振を起こすこともあり、このような場合はインバータ出力電流よりもフィルタ電流の方が大きくなり、ひずみの補償にオーバーシュートが発生し、制御不安定に陥ることも考えられる。さらに、系統条件の変動によりｄｑ逆変換に使用する位相オフセットが適切な値からずれたときも、ひずみの補償に時間がかかることや制御不安定に陥るといった問題が発生する。
高調波抑制電流指令値からＡＣフィルタの出力電流までの伝達関数を測定する方法では、伝達関数の測定時に共振点の数を調べて伝達関数の次数を推定し、測定結果から各次数の係数を最小自乗法などにより推定する、といった複雑な演算が必要になってしまう。
その他の制御法も設計には系統のすべての回路定数を調査する必要があり、系統条件が変化した場合はパラメータの再設計が必要になる。
今後は自然エネルギー利用促進により多くの電力変換装置が接続され、共振点の増加や系統条件変化の頻発が予想される。
このような系統に対しても制御パラメータの再設計の必要が無く、系統条件の変化に簡単に追従できる高調波抑制制御が必要となるが、従来方式では上記のとおりに、系統条件の変化に対して制御パラメータを再設計せずに高調波抑制制御を追従させることができない問題があった。
本発明は上記課題を解決するものであり、その目的は、系統条件が変化しても制御パラメータの再設計の必要が無く、系統条件の変化に簡単に追従できる電力変換装置の高調波電流抑制装置および高調波電流抑制方法を提供することにある。
上記課題を解決するための請求項１に記載の電力変換装置の高調波電流抑制装置は、交流電源の系統母線に一端が接続されたＡＣフィルタおよび該ＡＣフィルタの他端に接続された電力変換装置の高調波抑制装置であって、前記電力変換装置に流れる電流と電力変換装置電流の電流指令値との偏差をとり、該偏差出力に基づいて前記電力変換装置を制御する電流制御手段と、前記ＡＣフィルタの出力電流を入力とし、該入力電流中の所定次数の高調波を直流値として出力する高調波検出部と、制御系の伝達特性を測定して決定された高調波抑制電流指令値から前記高調波検出部に入力される電流値までの伝達関数の逆関数として定義された係数を用いた積算器で前記高調波検出部の出力信号を掛けて高調波の外乱を推定する外乱オブザーバとを有し、前記外乱オブザーバによって推定された高調波の外乱と、外乱を抑制する外乱指令値との偏差をとって高調波抑制電流指令値を算出する高調波抑制制御手段とを備え、前記電流制御手段の電流指令値に、前記高調波抑制制御手段で算出された高調波抑制電流指令値を重畳して高調波電流を抑制することを特徴としている。
また、請求項１１に記載の電力変換装置の高調波電流抑制方法は、交流電源の系統母線に一端が接続されたＡＣフィルタおよび該ＡＣフィルタの他端に接続された電力変換装置の高調波抑制方法であって、高調波抑制制御手段の高調波検出部が、前記ＡＣフィルタの出力電流を入力とし、該入力電流中の所定次数の高調波を直流値として出力する高調波検出ステップと、高調波抑制手段の外乱オブザーバが、前記高調波検出部の出力信号を、制御系の伝達特性を測定して決定された高調波抑制電流指令値から前記高調波検出部に入力される電流値までの伝達関数の逆関数として定義された係数による積算器で掛けて高調波の外乱を推定する外乱推定ステップと、高調波抑制制御手段が、前記外乱オブザーバによって推定された高調波の外乱と、外乱を抑制する外乱指令値との偏差をとって高調波抑制電流指令値を算出する高調波抑制電流指令値算出ステップと、電流制御手段が、設定された電流指令値に、前記高調波抑制制御手段により算出された高調波抑制電流指令値を重畳した電流指令値と、前記電力変換装置に流れる電流との偏差をとり、該偏差出力に基づいて前記電力変換装置を制御するステップと、を備えたことを特徴としている。
上記構成によれば、高調波抑制電流指令値からＡＣフィルタの出力電流の検出値までの伝達特性を打ち消すための係数（伝達関数の逆関数の係数）に基づいて推定された外乱と、外乱を抑制するための外乱指令値との偏差をとって高調波抑制電流指令値を算出しているので、ＡＣフィルタと系統のインピーダンス間の共振により電力変換装置から流出する高調波電流を抑制することができる。
また、ＡＣフィルタや系統のインピーダンスが未知で共振点が多数存在する場合も、試運転による係数Ｑａｍ，Ｑｂｍの測定を行うことにより安定した高調波抑制が可能となり、制御パラメータの設計が不要になる。
また、従来では高い次数の高調波では制御遅延による位相遅れの影響が大となるが、本発明では前記制御遅延も含めた伝達特性を測定して前記係数を決定しているので、高い次数であっても安定して高調波を抑制できる。
また、請求項２に記載の電力変換装置の高調波電流抑制装置は、請求項１において、前記高調波抑制制御手段を複数の高調波次数分並列に設け、該各高調波抑制制御手段で算出された高調波抑制電流指令値を加算し、該加算された指令値を前記電流制御手段の電流指令値に重畳することを特徴としている。
また、請求項１２に記載の電力変換装置の高調波電流抑制方法は、請求項１１において、前記高調波抑制制御手段は複数の高調波次数分並列に設けられ、電流制御手段が、前記各高調波抑制制御手段で算出された高調波抑制電流指令値を加算した指令値を前記設定された電流指令値に重畳するステップを備えたことを特徴としている。
上記構成によれば、各高調波抑制制御手段内の高調波検出部の演算によって、異なる次数の高調波との干渉を完全に打ち消すことができるため、複数の次数の高調波の抑制を行なうことができる。
また、請求項３に記載の電力変換装置の高調波電流抑制装置は、請求項１又は２において、前記高調波検出部は、前記ＡＣフィルタの出力電流に代えて、前記系統母線に接続された負荷に流れる負荷電流と前記ＡＣフィルタの出力電流との加算電流を入力とし、該入力電流中の所定次数の高調波を直流値として出力し、前記外乱オブザーバの前記係数は、高調波抑制電流指令値から前記加算電流までの伝達関数の逆関数として定義されていることを特徴としている。
また、請求項１３に記載の電力変換装置の高調波電流抑制方法は、請求項１１又は１２において、前記高調波検出ステップは、前記ＡＣフィルタの出力電流に代えて、前記系統母線に接続された負荷に流れる負荷電流と前記ＡＣフィルタの出力電流との加算電流を入力とし、該入力電流中の所定次数の高調波を直流値として出力し、前記外乱推定ステップにおける前記係数は、高調波抑制電流指令値から前記加算電流までの伝達関数の逆関数として定義されていることを特徴としている。
上記構成によれば、系統負荷が出力する高調波電流を電力変換装置で吸収し、上位系統に高調波電流を出力させないアクティブフィルタ機能を提供することができる。
また、請求項４に記載の電力変換装置の高調波電流抑制装置は、請求項１又は２において、前記高調波検出部は、前記ＡＣフィルタの出力電流に代えて、前記系統母線に流れる系統電流を入力とし、該入力電流中の所定次数の高調波を直流値として出力し、前記外乱オブザーバの前記係数は、高調波抑制電流指令値から前記系統電流までの伝達関数の逆関数として定義されていることを特徴としている。
また、請求項１４に記載の電力変換装置の高調波電流抑制方法は、請求項１１又は１２において、前記高調波成分検出ステップは、前記ＡＣフィルタの出力電流に代えて、前記系統母線に流れる系統電流を入力とし、該入力電流中の所定次数の高調波を直流値として出力し、前記外乱推定ステップにおける前記係数は、高調波抑制電流指令値から前記系統電流までの伝達関数の逆関数として定義されていることを特徴としている。
上記構成によれば、系統の連系点に高調波負荷やアクティブフィルタ以外のものが接続されている場合でも、試運転による係数の測定を行なうことにより安定した高調波抑制が可能となる。また、フィルタの出力電流を検出する電流検出器を省略することができる。
また、請求項５に記載の電力変換装置の高調波電流抑制装置は、請求項１ないし４のいずれか１項において、前記高調波検出部が直流値として検出する高調波の次数ｎはｎ＝−１であり、前記高調波抑制制御手段が算出する高調波抑制電流指令値は基本波逆相成分であることを特徴としている。
また、請求項１５に記載の電力変換装置の高調波電流抑制方法は、請求項１１ないし１４のいずれか１項において、前記高調波成分検出ステップにおける、前記高調波検出部が直流値として検出する高調波の次数ｎはｎ＝−１であり、前記高調波抑制電流指令値算出ステップが算出する高調波抑制電流指令値は基本波逆相成分であることを特徴としている。
上記構成によれば、負荷が三相不平衡の場合に負荷電流の不平衡成分を補償することが可能であり、系統電流を平衡にすることができる。
また、請求項６に記載の電力変換装置の高調波電流抑制装置は、請求項１ないし５のいずれか１項において、前記外乱オブザーバにおける係数は、制御系の伝達特性を測定するか、又は測定せずに決定されており、前記高調波検出部の出力信号の高調波検出値と前記出力信号の１周期前の高調波検出値との変化量を求めて、前記高調波検出部の出力信号の１周期前の高調波検出値と前記変化量との位相差を前記係数の位相補正量として算出し、前記高調波検出部の出力信号の１周期前の高調波検出値と前記変化量との振幅の差を前記係数の振幅補正量として算出する係数補正量算出部を有し、前記係数補正量算出部により算出された位相補正量、振幅補正量によって前記係数の位相、振幅を各々補正する係数補正手段を備えたことを特徴としている。
また、請求項１６に記載の電力変換装置の高調波電流抑制方法は、請求項１１ないし１５のいずれか１項において、前記外乱オブザーバにおける係数は、制御系の伝達特性を測定するか、又は測定せずに決定されており、係数補正手段の係数補正量算出部が、前記高調波検出部の出力信号の高調波検出値と前記出力信号の１周期前の高調波検出値との変化量を求めて、前記高調波検出部の出力信号の１周期前の高調波検出値と前記変化量との位相差を前記係数の位相補正量として算出し、前記高調波検出部の出力信号の１周期前の高調波検出値と前記変化量との振幅の差を前記係数の振幅補正量として算出する係数補正量算出ステップと、係数補正手段が、前記係数補正量算出部により算出された位相補正量、振幅補正量によって前記係数の位相、振幅を各々補正する係数補正ステップと、を備えたことを特徴としている。
上記構成によれば、負荷変動など系統条件の変化による制御の不安定化を防ぎ、系統条件の変化に追従した高調波抑制を行なうことができる。前記係数の初期値がいい加減な値であっても補正により適切な値にすることができるため、試運転により係数を決定しなくてもよい。
また、請求項７に記載の電力変換装置の高調波電流抑制装置は、請求項６において、前記係数補正手段は、予め補正条件を設定し、検出された高調波が前記補正条件に合致するか否かに応じて、前記算出された位相補正量、振幅補正量を調整することを特徴としている。
また、請求項１７に記載の電力変換装置の高調波電流抑制方法は、請求項１６において、前記係数補正ステップは、検出された高調波が、予め設定した補正条件に合致するか否かに応じて、前記係数補正量算出部によって算出された位相補正量、振幅補正量を調整することを特徴としている。
上記構成によれば、例えばオーバーシュートの発生を抑制することや振幅の精度を上げること等の目的に応じて補正条件を設定し、その目的に応じて係数の補正量を調整することができる。
また、請求項８に記載の電力変換装置の高調波電流抑制装置は、請求項１ないし７のいずれか１項において、前記電流制御手段は、電力変換装置に流れる電流のｄ、ｑ軸の各成分と電力変換装置電流のｄ、ｑ軸の各成分の電流指令値との偏差をとり、該偏差出力に基づいて前記電力変換装置を制御し、前記高調波抑制制御手段の高調波検出部は、入力される電流をｄ、ｑ軸に変換し、該入力電流中の所定次数の高調波を直流値として出力する離散フーリエ変換部を有し、制御系の伝達特性を測定して決定されｄ、ｑ軸の各成分の高調波抑制電流指令値から前記高調波検出部の入力電流値までの伝達関数の逆関数として定義された係数を用いた積算器で前記離散フーリエ変換部の出力信号を掛けて高調波のｄ、ｑ軸各成分の外乱を推定する外乱オブザーバとを有し、前記外乱オブザーバによって推定された高調波の外乱と、外乱を抑制する外乱指令値との偏差をとってｄ、ｑ軸の高調波抑制電流指令値を算出し、前記電流制御手段のｄ、ｑ軸電流指令値に、前記高調波抑制制御手段で算出されたｄ、ｑ軸の高調波抑制電流指令値を重畳して高調波電流を抑制することを特徴としている。
また、請求項１８に記載の電力変換装置の高調波電流抑制方法は、請求項１１ないし１７のいずれか１項において、前記高調波検出ステップは、離散フーリエ変換部が、前記高調波検出部の入力電流をｄ、ｑ軸に変換した電流中の所定次数の高調波を直流値として出力し、前記外乱推定ステップは、制御系の伝達特性を測定して決定されｄ、ｑ軸の各成分の高調波抑制電流指令値から前記高調波検出部に入力される電流値までの伝達関数の逆関数として定義された係数を用いた積算器で前記離散フーリエ変換部の出力信号を掛けて高調波のｄ、ｑ軸各成分の外乱を推定し、前記高調波抑制電流指令値算出ステップは、前記外乱オブザーバによって推定された高調波の外乱と、外乱を抑制する外乱指令値との偏差をとってｄ、ｑ軸の高調波抑制電流指令値を算出し、前記電力変換装置を制御するステップは、前記電流制御手段のｄ、ｑ軸電流指令値に、前記高調波抑制制御手段で算出されたｄ、ｑ軸の高調波抑制電流指令値を重畳した電流指令ちと、前記電力変換装置に流れる電流のｄ、ｑ軸の各成分との偏差をとり、該偏差出力に基づいて前記電力変換装置を制御することを特徴としている。
上記構成によれば、ｄ、ｑ軸の各成分の高調波抑制電流指令値からＡＣフィルタの出力電流の検出値までの伝達特性を打ち消すための係数（伝達関数の逆関数の係数）に基づいて推定された外乱と、外乱を抑制するための外乱指令値との偏差をとって高調波抑制電流指令値を算出しているので、ＡＣフィルタと系統のインピーダンス間の共振により３相の電力変換装置から流出する高調波電流を抑制することができる。
また、ＡＣフィルタや系統のインピーダンスが未知で共振点が多数存在する場合も、試運転による係数Ｑａｍ，Ｑｂｍの測定を行うことにより安定した高調波抑制が可能となり、制御パラメータの設計が不要になる。
また、従来では高い次数の高調波では制御遅延による位相遅れの影響が大となるが、本発明では前記制御遅延も含めた伝達特性を測定して前記係数を決定しているので、高い次数であっても安定して高調波を抑制できる。
また、請求項９に記載の電力変換装置の高調波電流抑制装置は、請求項８において、前記外乱オブザーバは、前記制御系の伝達特性を、前記離散フーリエ変換部の出力電流のｄ軸を実部、ｑ軸を虚部と定義して複素数で表現し、ｄ、ｑ軸の各成分の高調波抑制電流指令値に対して同位相の前記離散フーリエ変換部の出力電流をＰａｍ、ｄ、ｑ軸の各成分の高調波抑制電流指令値に対して９０度位相が進んだ前記離散フーリエ変換部の出力電流をＰｂｍとしたときの電流指令値からＡＣフィルタ出力電流の検出値までの伝達特性Ｐａｍ＋ｊＰｂｍの逆特性Ｑａｍ＋ｊＱｂｍを前記係数とし、該係数を用いた積算器で前記離散フーリエ変換部のｄ軸出力信号のｎ次（ｎは零以外の整数）高調波検出値Ｉｏｕｔｄおよび前記離散フーリエ変換部のｑ軸出力信号のｎ次高調波検出値Ｉｏｕｔｑを掛けて、（ＩｏｕｔｄＱａｍ−ＩｏｕｔｑＱｂｍ）＋ｊ（ＩｏｕｔｑＱａｍ＋ＩｏｕｔｄＱｂｍ）を演算し、前記外乱を推定することを特徴としている。
また、請求項１９に記載の電力変換装置の高調波電流抑制方法は、請求項１８において、前記外乱推定ステップは、前記制御系の伝達特性を、前記離散フーリエ変換部の出力電流のｄ軸を実部、ｑ軸を虚部と定義して複素数で表現し、ｄ、ｑ軸の各成分の高調波抑制電流指令値に対して同位相の前記離散フーリエ変換部の出力電流をＰａｍ、ｄ、ｑ軸の各成分の高調波抑制電流指令値に対して９０度位相が進んだ前記離散フーリエ変換部の出力電流をＰｂｍとしたときの電流指令値からＡＣフィルタの出力電流の検出値までの伝達特性Ｐａｍ＋ｊＰｂｍの逆特性Ｑａｍ＋ｊＱｂｍを前記係数とし、該係数を用いた積算器で前記離散フーリエ変換部のｄ軸出力信号のｎ次（ｎは零以外の整数）高調波検出値Ｉｏｕｔｄおよび前記離散フーリエ変換部のｑ軸出力信号のｎ次高調波検出値を掛けて、（ＩｏｕｔｄＱａｍ−ＩｏｕｔｑＱｂｍ）＋ｊ（ＩｏｕｔｑＱａｍ＋ＩｏｕｔｄＱｂｍ）を演算し、前記外乱を推定することを特徴としている。
また、請求項１０に記載の電力変換装置の高調波電流抑制装置は、請求項１ないし７のいずれか１項において、前記電流制御手段は、前記電力変換装置に流れる電流と前記電流指令値との偏差出力に、前記系統母線とＡＣフィルタの連系点電圧の位相に同期した基準正弦波を加算して得た単相電圧指令値に基づいて前記電力変換装置を制御し、前記高調波抑制制御手段の高調波検出部は、前記入力電流と、前記系統母線およびＡＣフィルタの連系点電圧の位相を抑制対象高調波の次数ｎ倍にした高調波に等しい周波数の正弦波信号とを積算し、その直流成分を抽出してｎ次高調波と同位相の高調波検出信号を得、前記入力電流と、前記系統母線およびＡＣフィルタの連系点電圧の位相を抑制対象高調波の次数ｎ倍にした高調波に等しい周波数の余弦波信号とを積算し、その直流成分を抽出してｎ次高調波に対して９０度進みの高調波検出信号を得、前記高調波抑制制御手段の外乱オブザーバは、制御系の伝達特性を測定して決定され、ｎ次高調波と同位相成分およびｎ次高調波に対し９０度進んだ成分の各高調波抑制電流指令値から前記高調波検出部の入力電流値までの伝達関数の逆関数として定義された係数を用いた積算器で前記高調波検出部の出力信号を掛けて高調波の外乱を推定することを特徴としている。
また、請求項２０に記載の電力変換装置の高調波電流抑制方法は、請求項１１ないし１７のいずれか１項において、前記電力変換装置を制御するステップは、前記電力変換装置に流れる電流と前記電流指令値との偏差出力に、前記系統母線とＡＣフィルタの連系点電圧の位相に同期した基準正弦波を加算して得た単相電圧指令値に基づいて前記電力変換装置を制御し、前記高調波検出ステップは、前記高調波検出部の入力電流と、前記系統母線およびＡＣフィルタの連系点電圧の位相を抑制対象高調波の次数ｎ倍にした高調波に等しい周波数の正弦波信号とを積算し、その直流成分を抽出してｎ次高調波と同位相の高調波検出信号を得、前記高調波検出部の入力電流と、前記系統母線およびＡＣフィルタの連系点電圧の位相を抑制対象高調波の次数ｎ倍にした高調波に等しい周波数の余弦波信号とを積算し、その直流成分を抽出してｎ次高調波に対して９０度進みの高調波検出信号を得、前記外乱推定ステップは、制御系の伝達特性を測定して決定され、ｎ次高調波と同位相成分およびｎ次高調波に対し９０度進んだ成分の各高調波抑制電流指令値から前記高調波検出部の入力電流値までの伝達関数の逆関数として定義された係数を用いた積算器で前記高調波検出部の出力信号を掛けて高調波の外乱を推定することを特徴としている。
上記構成によれば、高調波抑制電流指令値からＡＣフィルタの出力電流の検出値までの伝達特性を打ち消すための係数（伝達関数の逆関数の係数）に基づいて推定された外乱と、外乱を抑制するための外乱指令値との偏差をとって高調波抑制電流指令値を算出しているので、ＡＣフィルタと系統のインピーダンス間の共振により単相の電力変換装置から流出する高調波電流を抑制することができる。
また、ＡＣフィルタや系統のインピーダンスが未知で共振点が多数存在する場合も、試運転による係数Ｑａｍ，Ｑｂｍの測定を行うことにより安定した高調波抑制が可能となり、制御パラメータの設計が不要になる。
また、従来では高い次数の高調波では制御遅延による位相遅れの影響が大となるが、本発明では前記制御遅延も含めた伝達特性を測定して前記係数を決定しているので、高い次数であっても安定して高調波を抑制できる。
（１）請求項１〜５、８〜１５、１８〜２０に記載の発明によれば、ＡＣフィルタと系統のインピーダンス間の共振により電力変換装置から流出する高調波電流を抑制することができる。
また、ＡＣフィルタや系統のインピーダンスが未知で共振点が多数存在する場合も、試運転による係数の測定を行うことにより安定した高調波抑制が可能となり、制御パラメータの設計が不要になる。
系統条件に生じた変動が小さければ、係数を変更する必要が無く安定した高調波抑制を持続することができる。また、系統条件に大きな変動が生じた場合も、試運転をやり直し係数を再測定するだけで対応可能となる。
（２）請求項６、７、１６、１７に記載の発明によれば、高調波抑制電流指令値からＡＣフィルタの出力電流の検出値までの伝達特性の逆関数である係数の補正を自動的に行なうことができる。
負荷変動など系統条件の変化による制御の不安定化を防ぎ、系統条件の変化に追従した高調波抑制を行なうことができる。前記係数の初期値がいい加減な値であっても補正により適切な値にすることができるため、試運転により係数を決定しなくてもよい。
（３）また請求項２、１２に記載の発明によれば、電力変換装置から流出する高調波電流の次数が複数であっても抑制できる。
（４）また請求項３、１３に記載の発明によれば、負荷が出力する高調波電流を電力変換装置で吸収し、上位系統に高調波電流を出力させないアクティブフィルタ機能を提供することができる。
また、ＡＣフィルタや系統のインピーダンス、高調波負荷の特性が未知で共振点が多数存在する場合も、試運転による係数の測定を行うことにより安定したアクティブフィルタ動作が可能となる。また、系統条件や負荷に大きな変動が生じた場合も、試運転をやり直し、係数を再測定するだけで対応可能となる。
また、ＡＣフィルタの出力電流と負荷電流の高調波を一致させることができ、高い高調波電流補償性能を得ることができる。
（５）また請求項４、１４に記載の発明によれば、系統の連系点に高調波負荷やアクティブフィルタ以外のものが接続されている場合でも、試運転による係数の測定を行なうことにより安定した高調波抑制が可能となる。また、ＡＣフィルタの出力電流を検出する電流検出器を省略することができる。
（６）また請求項５、１５に記載の発明によれば、不平衡電流の補償機能を実現することができる。また、請求項２、１２と組み合わせることにより、アクティブフィルタによる高調波電流抑制に不平衡電流の補償機能を追加することもできる。
（７）また請求項７、１７に記載の発明によれば、例えばオーバーシュートの発生を抑制することや振幅の精度を上げること等の目的に応じて補正条件を設定し、その目的に応じて係数の補正量を調整することができる。
（８）また請求項９、１９に記載の発明によれば、高調波抑制電流指令値からＡＣフィルタの出力電流の検出値までの伝達関数を複素数で表現しているので、伝達特性を振幅変化と位相変化の２つに特定することができ、この複素数を用いて、（ＩｏｕｔｄＱａｍ−ＩｏｕｔｑＱｂｍ）＋ｊ（ＩｏｕｔｑＱａｍ＋ＩｏｕｔｄＱｂｍ）なる単純な演算を行なうだけで外乱を推定することができる。
（９）また請求項１０、２０に記載の発明によれば、ＡＣフィルタと系統のインピーダンス間の共振により単相の電力変換装置から流出する高調波電流を抑制することができ、前記（１）と同様の効果が得られる。
本発明の実施例１の電力変換装置の構成を示し、（ａ）は主回路のブロック図、（ｂ）は電流制御部のブロック図、（ｃ）は高調波抑制制御部のブロック図。 本発明の実施例２における電力変換装置の高調波抑制制御部の構成図。 本発明の実施例３における電力変換装置の高調波抑制制御部の構成図。 本発明の実施例４における電力変換装置の高調波抑制制御のアクティブフィルタへの応用例を示す構成図。 本発明の実施例５における電力変換装置の高調波抑制制御のアクティブフィルタへの応用例を示す構成図。 本発明の実施例１における係数測定時の高調波抑制制御部の開ループの構成図。 本発明の実施例７における電力変換装置の構成図。 本発明において、最適条件で制御を有効にした場合の高調波電流検出値が変化する様子を示す説明図。 本発明において、位相ずれが６０度の場合に高調波電流検出値が変化する様子を示す説明図。 本発明において、振幅ずれが２．５倍、位相ずれが１０度の場合に高調波電流検出値が変化する様子を示す説明図。 本発明の実施例７において、高調波抑制制御部から補正機能を除去し、簡略化した制御ブロック図。 図１１のブロックを変形した制御ブロック図。 本発明の実施例７におけるＩｏｕｔ外乱からＩｏｕｔ出力までの伝達関数の説明図。 本発明の実施例７におけるＩｏｕｔ高調波検出値の変化を示す説明図。 本発明の実施例７における係数補正動作のフローチャート。 本発明の実施例８の電力変換装置の構成を示し、（ａ）は主回路のブロック図、（ｂ）は電流制御部のブロック図、（ｃ）は高調波抑制制御部のブロック図。 本発明の実施例８における係数測定時の高調波抑制部の開ループの構成図。 本発明の実施例９における電力変換装置の高調波抑制制御部の構成図。
以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態を説明するが、本発明は下記の実施形態例に限定されるものではない。尚、以下の実施例１〜７においては、電力変換装置として３相のインバータを使用した例で説明し、実施例８、９においては、電力変換装置として単相のインバータを使用した例で説明する。
図１は本発明の実施例１における電力変換装置の構成を表し、（ａ）は電力変換装置１０の主回路、（ｂ）、（ｃ）は電力変換装置１０の制御を行う電流制御部、高調波抑制制御部を各々示している。
図１（ａ）において、電力変換装置１０は、半導体スイッチング素子とダイオードの逆並列体を三相ブリッジ接続したインバータを備えており、その直流側にはコンデンサＣ１が接続され、コンデンサＣ１に蓄えられた電力を電力変換装置１０で交流に変換し系統に供給する。電力変換装置１０の交流側はリアクトルＬ１，Ｌ２，コンデンサＣ２から成るＬＣＬフィルタ１１（ＡＣフィルタ）を介して系統母線１２に接続される。系統母線１２と交流電源１３間にはリアクトルＬ３〜Ｌ６やコンデンサＣ３〜Ｃ５が多数存在するが、これは高調波抑制のためのフィルタリアクトルやトランスの漏れリアクタンス、ケーブルの寄生インピーダンスや浮遊容量、力率改善用コンデンサなどを模擬的に表し共振点が多数あることを示す。
１４は系統母線１２に接続された負荷である。ＣＴ１はインバータ電流Ｉｉｎｖを検出する電流検出器、ＣＴ２はＬＣＬフィルタ１１の出力電流を検出する電流検出器、ＰＴは系統との連係点電圧を検出する変圧器である。
電流制御部２０の構成を示す図１（ｂ）において、２１は図１（ａ）の電流検出器ＣＴ１により検出されたインバータ電流Ｉｉｎｖ、を入力してｄ軸、ｑ軸に変換するｄｑ変換部である。
２２ｄ、２２ｑは、ｄ軸出力電流指令値Ｉｄｒｅｆとｄ軸高調波抑制電流指令値Ｉｈｄｒｅｆとの和信号Ｉｄｒｅｆ＋Ｉｈｄｒｅｆ、およびｑ軸出力電流指令値Ｉｑｒｅｆとｑ軸高調波抑制電流指令値Ｉｈｑｒｅｆとの和信号Ｉｑｒｅｆ＋Ｉｈｄｒｅｆを各々得る加算器である。
２３ｄは、前記和信号Ｉｄｒｅｆ＋Ｉｈｄｒｅｆとｄｑ変換部２１から出力したｄ軸インバータ電流Ｉｉｎｖｄとを入力して偏差信号を得るｄ軸電流指令加算器である。
２３ｑは、前記和信号Ｉｑｒｅｆ＋Ｉｈｑｒｅｆとｄｑ変換部２１から出力したｑ軸インバータ電流Ｉｉｎｖｑとを入力して偏差信号を得るｑ軸電流指令加算器である。
２４ｄは、前記ｄ軸の偏差信号を入力するｄ軸比例積分制御器、２４ｑは、前記ｑ軸の偏差信号を入力するｑ軸比例積分制御器、２５は、前記ｄ軸比例積分制御器２４ｄからの出力信号と後述の「基準電圧」を加算するｄ軸電圧指令加算器である。
２６は、前記ｄ軸電圧指令加算器２５から出力されたｄ軸電圧指令値Ｖｄｒｅｆおよびｑ軸比例積分制御器２４ｑから出力されたｑ軸電圧指令値Ｖｑｒｅｆを入力して３相の電圧指令値Ｖｒｅｆを得るｄｑ逆変換器である。
３０は、電流制御部２０の出力側に設けられ、３相の電圧指令値Ｖｒｅｆをキャリア信号によりＰＷＭ変調して電力変換装置１０のゲート信号を得るＰＷＭゲート信号作成部である。
３１は図１（ａ）の変圧器ＰＴにより検出された連系点電圧Ｖｓを入力しｄｑ変換部２１およびｄｑ逆変換部２６に位相を出力するＰＬＬ（位相同期回路）制御器である。
高調波抑制制御部４０の構成を示す図１（ｃ）において、４１は、図１（ａ）の電流検出器ＣＴ２により検出されたフィルタ出力電流Ｉｏｕｔを入力してｄ軸、ｑ軸に変換するｄｑ変換部である。
４２ｄ、４２ｑは、ｄｑ変換部４１の出力した信号を入力し、フィルタ出力信号Ｉｄｏｕｔ，Ｉｑｏｕｔを出力するｄ軸ＬＰＦおよびｑ軸ＬＰＦである。
尚、本実施例１では、前記ｄｑ変換部４１およびｄ軸ＬＰＦ４２ｄ、ｑ軸ＬＰＦ４２ｑによって、本発明の離散フーリエ変換部を構成している。
４３は、前記フィルタ出力信号Ｉｄｏｕｔ、Ｉｑｏｕｔを入力し、高調波の外乱を推定してｄ軸高調波抑制電流指令値Ｉｄｎおよびｑ軸高調波抑制電流指令値Ｉｑｎを出力する外乱オブザーバである。
４４は、外乱オブザーバ４３から出力されるｄ軸高調波抑制電流指令値Ｉｄｎおよびｑ軸高調波抑制電流指令値Ｉｑｎを入力してｄｑ逆変換を行うｄｑ逆変換部である。
ｄｑ逆変換部４４から出力された高調波抑制電流指令は、ｄｑ変換部５１においてｄｑ変換された後に図１（ｂ）のｄ軸出力電流指令値Ｉｄｒｅｆ，ｑ軸出力電流指令値Ｉｑｒｅｆに各々加算される。
前記ｄｑ変換部４１やｄｑ逆変換部４４には位相信号も入力している。すなわち、図１（ｂ）のＰＬＬ制御器３１から出力された位相を抑制対象の高調波の次数にあわせてｎ倍する積算器４１ｎ、４４ｎを経由してｄｑ変換部４１やｄｑ逆変換部４４に入力する。最後段のｄｑ変換部５１へは、積算器を経由せずそのまま位相信号を入力する。これは、図１（ｂ）の電流制御部における基本波ｄｑ座標上でのＰＩ演算にあわせて基本波のｄｑ座標に変換するためである。
次に外乱オブザーバ４３の詳細を説明する。外乱オブザーバ４３は、前記フィルタ出力信号Ｉｄｏｕｔ、Ｉｑｏｕｔを入力するｄ軸係数Ｑｄａｍ、Ｑｄｂｍの各積算器４５ｄａｍ，４５ｄｂｍおよびｑ軸係数Ｑｑａｍ、Ｑｑｂｍの各積算器４５ｑａｍ，４５ｑｂｍと、ｄ軸係数Ｑｄａｍとｑ軸係数Ｑｑｂｍとの減算信号Ｉｄｄｅｔを得る加算器４６ｄと、ｑ軸係数Ｑｑａｍとｄ軸係数Ｑｄｂｍとの加算信号Ｉｑｄｅｔを得る加算器４６ｑと、ｄ軸高調波抑制電流指令値Ｉｄｎおよびｑ軸高調波抑制電流指令値Ｉｑｎを各々個別に入力するｄ軸ＬＰＦ４７ｄ、ｑ軸ＬＰＦ４７ｑと、ｄ軸ＬＰＦ４７ｄの出力とＩｄｄｅｔとの偏差を求める加算器４８ｄと、ｑ軸ＬＰＦ４７ｑの出力とＩｑｄｅｔとの偏差を求める加算器４８ｑと、前記減算信号Ｉｄｄｉｓｔと外乱指令値との偏差を求める加算器４９ｄと、前記減算信号Ｉｑｄｉｓｔと外乱指令値との偏差を求める加算器４９ｑとによって構成される。
外乱オブザーバ４３ではｄ軸高調波抑制電流指令値Ｉｄｎおよびｑ軸高調波抑制電流指令値Ｉｑｎを出力し、さらにこの信号はＬＰＦ４７ｄ、４７ｑに入力され、外乱オブザーバ内部で使用される。
尚、前記係数Ｑｄａｍ、Ｑｑａｍ、Ｑｄｂｍ、Ｑｑｂｍは、後述するように、高調波抑制電流指令値からＡＣフィルタの出力電流の検出値までの伝達特性の逆関数であり、Ｑｄａｍ＝Ｑｑａｍ、Ｑｄｂｍ＝Ｑｑｂｍに設定される。
次に上記のように構成された装置の動作を説明する。図１（ｂ）に示す電流制御部では、電流検出器ＣＴ１により検出されたインバータ電流Ｉｉｎｖをｄｑ変換部２１によって回転座標上の値に変換する。変換されたｄ軸インバータ電流Ｉｉｎｖｄ、ｑ軸インバータ電流Ｉｉｎｖｑは前記加算器２３ｄ、２３ｑにおいて電流指令値と比較される。
この電流指令値は、後述する高調波抑制のための電流指令値Ｉｈｄｒｅｆ，Ｉｈｑｒｅｆと、装置の目的に応じた出力電流指令値Ｉｄｒｅｆ，Ｉｑｒｅｆとを加算器２２ｄ、２２ｑにて加算して生成される。
出力電流指令値Ｉｈｄｒｅｆ，Ｉｈｑｒｅｆの例としては直流コンデンサの電圧を一定に保つ制御や、系統に無効電力を供給する無効電力補償がある。また直流コンデンサをバッテリーに置き換え、系統に有効電力を供給することも考えられる。
ｄ軸インバータ電流Ｉｉｎｖｄ，ｑ軸インバータ電流Ｉｉｎｖｑと前記加算器２２ｄ、２２ｑから出力される電流指令値を比較して得られた偏差を、比例積分制御器２４ｄ、２４ｑにかけることで出力電圧指令Ｖｄｒｅｆ，Ｖｑｒｅｆを求める。
ｄ軸の比例積分制御器２４ｄの後の「基準電圧」の加算（加算器２５における加算）は、系統電圧の定格振幅の値を加算することを意味する。これは、その後のｄｑ逆変換と併せて連系点電圧Ｖｓの位相に同期した基準正弦波を加えることと等価になる。ｄｑ逆変換に用いる位相は連系点電圧Ｖｓを入力としたＰＬＬ制御器３１により求める。最後にｄｑ変換部２６の出力である３相の電圧指令値ＶｒｅｆをＰＷＭゲート信号作成部３０によってＰＷＭ変調することによりゲート信号Ｇａｔｅを生成し、インバータを駆動する。
図１（ｃ）に示す高調波抑制制御部４０では、まず、電流検出器ＣＴ２により検出された、高調波電流の抑制対象であるフィルタ出力電流Ｉｏｕｔがｄｑ変換部４１に入力される。
次に、抑制対象の高調波電流がｎ次の場合、図１（ｂ）のＰＬＬ制御器３１により求めた位相信号を積算器４１ｎによって周波数をｎ倍しｄｑ変換部４１にてｄｑ変換を行うことで、ｎ次高調波電流を直流信号に変換する。ｄｑ変換は、ここではＵ相の電流を基準に設定し、ｄ軸にとる。
ｎは整数であるが，中性線が無く平衡負荷のみで構成された一般的な三相交流回路では以下の特徴があるため、ｎ＝−５，７，−１１，１３，・・・などの値を設定する。
・偶数次の高調波は流れない
・三相三線回路では３の倍数の次数の高調波は流れない
・負荷が平衡ならば６ｍ−１次の高調波は逆相のみ流れる（ｍは整数）
・負荷が平衡ならば６ｍ＋１次の高調波は同相のみ流れる
これらの特徴は次式で説明することができる。
すなわち、３の倍数の高調波電流はｎ＝３ｍ（ｍは整数）とすると、
Figure 0005644396
と表すことができ、三相ですべて同位相の電流になるため流れない。６ｍ−１次の高調波電流はｎ＝６ｍ−１（ｎは整数）とすると、
Figure 0005644396
と表すことができ、Ｉｂ、Ｉｃでは２π／３の符号が反転する。これは逆相になることを示している。
次に、ｄｑ変換部４１の出力電流にｄ軸ＬＰＦ４２ｄ、ｑ軸ＬＰＦ４２ｑを適用し、ｄ軸フィルタ出力電流Ｉｄｏｕｔ、ｑ軸フィルタ出力電流Ｉｑｏｕｔを得る。ｄｑ軸変換部４１のそれぞれの出力信号には基本波周波数の信号や抽出する特定次数とは異なる次数の高調波が含まれ、これらは交流信号として重畳している。この交流信号を除去し、直流成分のみ抽出する。ここで使用するＬＰＦは、一次遅れや二次遅れの他移動平均を用いてもよい。また使用メモリを削減するため平均処理にしてもよい。
尚、これ以降の説明および図２以降の図面においては、ｄ軸係数Ｑｄａｍ又はｑ軸係数Ｑｑａｍを係数Ｑａｍとして取り扱い、ｄ軸係数Ｑｄｂｍ又はｑ軸係数Ｑｑｂｍを係数Ｑｂｍとして取り扱うものとする。
次に、積算器４５ｄａｍ，４５ｄｂｍ，４５ｑａｍ，４５ｑｂｍにおいて係数Ｑａｍ、Ｑｂｍとの積を取る。係数Ｑａｍ、Ｑｂｍは、高調波抑制電流指令値Ｉｈｄｒｅｆ，ＩｈｑｒｅｆからＡＣフィルタの出力電流Ｉｏｕｔの検出値までの伝達特性の逆関数であり、あらかじめ求めた値を用いる。これにより位相遅れなどの伝達特性を打ち消すことができる。
最後に外乱の推定を行う。外乱は、次の２つの信号の偏差をとることで求める。
（１）高調波抑制電流Ｉｄｎ、Ｉｑｎが実システムを通り、係数Ｑａｍ、Ｑｂｍとの積をかけて実システムの伝達特性を打ち消したもの。
（２）高調波抑制電流Ｉｄｎ、Ｉｑｎが実システムを通らず、検出用ＬＰＦ４７ｄ、４７ｑだけを適用したもの。
前記（１）は実システム上の外乱が重畳された信号、前記（２）は指令値（図示外乱指令値０）にＬＰＦ４７ｄ、４７ｑを適用しただけであり外乱を含まない信号である。この２つの信号の差分を加算器４８ｄ、４８ｑによってとることで、外乱を求めることができる。
そして次段の加算器４９ｄ、４９ｑにおいて、前記で求めた外乱と外乱指令値との偏差をとる。通常は外乱指令値を０とする。
尚、加算器４９ｄ、４９ｑにおいて、外乱をマイナス入力とする偏差を行なうために外乱指令値を「０」入力としている。外乱がマイナス入力であるため、外乱抑制となる。
この演算により高調波抑制のための電流指令値Ｉｄｎ、Ｉｑｎを求め、ｄｑ逆変換部４４によるｄｑ逆変換とｄｑ変換部５１によるｄｑ変換によって電流制御部の出力電流指令値Ｉｄｒｅｆ，Ｉｑｒｅｆに加算するための信号Ｉｈｄｒｅｆ，Ｉｈｑｒｅｆを作成する。また前記Ｉｄｎ、ＩｑｎはＬＰＦ処理を行い、Ｉｄｄｅｔ、Ｉｑｄｅｔと比較し外乱の推定に使用する。
本発明による制御を動作させるためには、係数Ｑａｍ、Ｑｂｍをあらかじめ求める必要がある。係数Ｑａｍ、Ｑｂｍの測定方法は、ガウス性ノイズ信号を入力し入出力のパワースペクトル密度の比から求めるなど、様々な方法がある。ここでは最も単純な方法を説明する。
まずｄ軸を実部、ｑ軸を虚部と定義する。これにより伝達特性である振幅変化と位相変化を複素数で表現する。
次に、図１（ｃ）の高調波抑制制御部を図６のように開ループに変更する。ｎ次高調波のｄ軸ｑ軸電流指令値を零に設定し（スイッチＳＷ３を下側にすることでｄｑ軸変換部４４に入力されるｄ軸、ｑ軸の電流指令値をともに零とする）、電力変換装置１０を動作させ、そのときのｄ軸ｑ軸のフィルタ出力電流Ｉｏｕｔのｎ次高調波検出値をそれぞれＩｏｕｔｄ０，Ｉｏｕｔｑ０とする。Ｉｏｕｔｄ０，Ｉｏｕｔｑ０の測定後、図６にあるスイッチＳＷ１〜ＳＷ３をすべて上側に切り替え、ｄ軸電流指令値をＩｈｄｒｅｆ１に変更し、ｄ軸ｑ軸のフィルタ出力電流Ｉｏｕｔのｎ次高調波Ｉｏｕｔｄ１，Ｉｏｕｔｑ１を測定する。以上の測定より、電流指令値から検出までの伝達特性Ｐａｍ＋ｊＰｂｍは次の式（３）で表すことができる。
Figure 0005644396
Ｐａｍは入力指令値に対して同位相の出力を、Ｐｂｍは入力指令値に対して９０ｄｅｇ位相進みの出力を表している。逆特性Ｑａｍ＋ｊＱｂｍは、次の式（４）のように伝達特性Ｐａｍ＋ｊＰｂｍの逆数になる。
Figure 0005644396
Ｉｏｕｔのｎ次高調波検出値がＩｏｕｔｄ，Ｉｏｕｔｑとき、以下の演算により伝達特性を打ち消すことができる。
Figure 0005644396
通常は制御フィードバックの位相遅れが１８０ｄｅｇに達するとポジティブフィードバックとなり、制御により高調波電流を拡大させてしまう。しかし、本発明の制御法は式（５）の演算により位相遅れを打ち消すことができるため、どのような系統条件であっても安定した高調波抑制が可能となる。また高い次数の高調波においては制御遅延による位相遅れの影響も大きくなり制御が不安定になりやすい。しかし本発明の制御法では制御遅延も含めた伝達特性を測定するため、高い次数であっても安定して高調波を抑制できる。
本発明の制御法では伝達関数を複素数で表現している。従来の伝達関数を測定する方法では、共振点の数を調べて伝達関数の次数を推定し、測定結果から各次数の係数を最小自乗法により推定、といった複雑な演算が必要である。しかし、伝達関数を複素数で表現することにより伝達特性を振幅変化と位相変化の２つに特定することができるため、上記のような単純な測定法と演算で伝達特性を求めることができる。
また、本発明以外の制御法では高調波抑制に適用するフィルタの周波数帯域や特性などの設計が必要になる。設計にはシミュレーションや実機でパラメータを試行錯誤的に変化させる、系統に接続されるすべての装置や負荷の特性を測定してパラメータを計算する、など複雑な手順が必要であった。しかし、本発明の制御法では必要なパラメータは振幅変化と位相変化の２つだけであり、さらに単純な測定だけで求めることができる。
また、本発明の制御には外乱オブザーバ４３による外乱オブザーバ補償があるため係数Ｑａｍ、Ｑｂｍは高い精度を必要としない。外乱オブザーバ４３により係数Ｑａｍ、Ｑｂｍの誤差を外乱として扱うことができ、誤差による影響は外乱オブザーバ内の偏差として現れ、補償される。
例えば位相が適正であれば、振幅は適正値より３倍大きくてもオーバーシュートが発生するが高調波を抑制できる。振幅が適正ならば位相に６０ｄｅｇの誤差があっても抑制に時間がかかるが動作する。そのため、ある程度の系統変動が発生しても安定動作が可能である。大きな条件変動が発生した場合は、一旦装置を停止し、Ｑａｍ、Ｑｂｍを再測定するだけで対応可能である。
図２に実施例２の高調波抑制制御部の構成を示す。実施例２では複数の次数の高調波抑制に対応した例である。図１（ｃ）に示す高調波抑制制御部を複数の高調波次数分設置した構成であり、その他の部分は実施例１と同一に構成されている。
図２において４０ｎ１〜４０ｎ３は図１（ｃ）と同一に各々構成された３つの高調波抑制制御部であり、それらの各出力であるｎ１次〜ｎ３次の各高調波抑制電流指令値を加算器６１で加算し、それをｄｑ変換部５１によってｄｑ変換して高調波抑制電流指令値Ｉｈｄｒｅｆ，Ｉｈｑｒｅｆを求め、該電流指令値を図１（ｂ）の電流制御部へ入力している。
尚、高調波抑制制御部４０ｎ１〜４０ｎ３の各部の符号は図示省略している。
実施例２では、ｄｑ変換部４４ｎ１〜４４ｎ３によるｄｑ逆変換後の各次数の高調波抑制電流指令値を加算器６１によって加算し、それをｄｑ変換して電流制御への指令値とする。ｄｑ変換部４１ｎ１〜４１ｎ３によりＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）演算を行うことによって異なる次数の高調波との干渉を完全に打ち消しているため、複数の次数の高調波の抑制を行うことができる。図２では３種類の周波数の高調波を抑制する回路であるが、ＣＰＵなど制御回路の演算能力に余裕があればさらに多くの次数の高調波を抑制できる。係数Ｑａｍ、Ｑｂｍは次数ごとに異なるため、あらかじめ測定する必要がある。また実施例２のように複数の高調波に対応した係数Ｑａｍ、Ｑｂｍを求める場合、異なる次数の高調波との干渉はないため一度に複数の次数の高調波を出力して指令値を入力して求めることができる。
図３に実施例３の構成を示す。実施例３では、実施例１の高調波抑制制御部（図１（ｃ）の高調波抑制制御部４０）に負荷電流Ｉｌｏａｄを入力するｄｑ変換部７１と、ｄｑ変換部７１で変換されたｄ軸およびｑ軸の負荷電流Ｉｄｌｏａｄ、Ｉｑｌｏａｄを各々個別に入力してｄ軸およびｑ軸の負荷電流Ｉｄｌｏａｄ、Ｉｑｌｏａｄの２乗を求めるｄ軸およびｑ軸の２乗演算器７２ｄ、７２ｑと、各２乗演算器７２ｄ、７２ｑから出力される負荷電流の２乗値Ｉｄｌｏａｄ2、Ｉｑｌｏａｄ2を加算する加算器７３と、加算器７３から出力される負荷電流の２乗値Ｉｄｌｏａｄ2＋Ｉｑｌｏａｄ2に基づき、あらかじめ負荷の大きさを変えて測定しておいた係数Ｑａｍ、Ｑｂｍから係数ＱａおよびＱｂを求めるテーブル７４ａ，７４ｂを追加した構成である。
このテーブル７４ａ，７４ｂはあらかじめ負荷の大きさを変えて測定しておいたＱａｍ、Ｑｂｍであり、負荷電流を検出して負荷の大きさにあった係数Ｑａｍ、Ｑｂｍをテーブル７４ａ，７４ｂから呼び出して積算器４５ｄａｍ，４５ｄｂｍ，４５ｑａｍ，４５ｑｂｍの係数とするので、負荷変動によるＱａｍ、Ｑｂｍの変化がある場合でも、その都度テーブルからＱａｍ、Ｑｂｍを呼び出すことで、常に安定して高調波を抑制することができる。
この実施例３によれば、系統条件の変動が大きくても既知の場合であれば、変動に対応した係数Ｑａｍ、Ｑｂｍのテーブル７４ａ，７４ｂを作成することで、試運転による係数Ｑａｍ、Ｑｂｍの再測定を省略することができる。
図４に実施例４の構成を示す。実施例４は、本発明をアクティブフィルタに応用した例である。電流制御部は実施例１と同じ構成であるため、ここでは図示省略している。実施例１と異なる点は、実施例１に対して負荷電流Ｉｌｏａｄを検出する電流検出器ＣＴ３を図４（ａ）のように追加し、高調波抑制制御部の入力をフィルタ出力電流Ｉｏｕｔのみから、図４（ｂ）に示すようにＩｌｏａｄ＋Ｉｏｕｔに変更した点にある。
尚本実施例４では、高調波抑制制御部の積算器４５ｄａｍ，４５ｄｂｍ，４５ｑａｍ，４５ｑｂｍの係数（Ｑａｍ、Ｑｂｍ）は、高調波抑制電流指令値からＩｌｏａｄ＋Ｉｏｕｔまでの伝達特性の逆関数に設定しておくものである。これによってＩｌｏａｄ＋Ｉｏｕｔの高調波電流を零に制御することができ、交流電源１３側への高調波電流流出を零にすることができる。
本発明の制御では特定次数の高調波を検出して抑制する方式であるため、アクティブフィルタに適用する場合は実施例２と組み合わせて複数の高調波抑制制御部を並列構成とすることで、複数の次数の高調波抑制が可能となる。例えば２〜２５次の高調波を抑制する場合、一般的な三相交流回路の特徴を利用すればｎ＝−５、７、−１１、１３、−１７、１９、−２３、２５の８種類の高調波抑制制御を並列にする構成とすればよい。また、特に高調波電流の多い次数のみを選択して高調波抑制制御を並列にする構成とすることもできる。
図５に実施例５の構成を示す。実施例５は、実施例４と同様に本発明をアクティブフィルタに応用した例であるが、実施例４に比べて、電流検出を負荷電流Ｉｌｏａｄ、出力電流Ｉｏｕｔから、電流検出器ＣＴ４による系統電流Ｉｓに変更している。また、電流制御部は実施例１と同じ構成であるため、ここでは図示省略している。
これにより、必要な電流検出器ＣＴの数を低減することができる。系統の連係点に高調波負荷やアクティプブィルタ以外のものが接続されている場合、他の負荷や装置へ流れる電流が系統電流Ｉｓに加わるためにＩｓ≠Ｉｌｏａｄ＋Ｉｏｕｔとなり係数Ｑａｍ、Ｑｂｍは実施例４の値とは異なる。したがって実施例５では、高調波抑制制御部の積算器４５ｄａｍ，４５ｄｂｍ，４５ｑａｍ，４５ｑｂｍの係数（Ｑａｍ、Ｑｂｍ）は、高調波抑制電流指令値からＩｓまでの伝達特性の逆関数に設定しておくものである。これによって系統電流Ｉｓの高調波電流を零に制御することができ、交流電源１３側への高調波電流流出を零にすることができる。
実施例５の場合も係数Ｑａｍ、Ｑｂｍを測定するだけで実施例４と同等の効果が得られる。
また実施例４と同様に、アクティブフィルタに適用する場合は実施例２と組み合わせて複数の高調波抑制制御部を並列構成とすることで、複数の次数の高調波抑制が可能となる。例えば２〜２５次の高調波を抑制する場合、一般的な三相交流回路の特徴を利用すればｎ＝−５、７、−１１、１３、−１７、１９、−２３、２５の８種類の高調波抑制制御を並列にする構成とすればよい。また、特に高調波電流の多い次数のみを選択して高調波抑制制御を並列にする構成とすることもできる。
実施例６では、図４や図５の構成において、高調波電流抑制制御部４０のｄｑ変換部４１における高調波の次数ｎをｎ＝−１に設定し、高調波電流抑制制御部４０が算出する高調波抑制電流指令値を基本波逆相成分とすることで、負荷電流の基本波逆相成分を補償するように構成した。
負荷が三相不平衡の場合、ｎ＝−１とすることで負荷電流の不平衡成分が補償され、系統電流を平衡にすることができる。尚、ｎ＝−１と設定しただけでは実施例４や実施例５のようなアクティブフィルタ動作は行わず、不平衡補償のみ行う。アクティブフィルタ動作を加えるには、実施例２のようにｎ＝−５、７、…に設定した高調波電流抑制制御部のブロックを並列に追加する必要がある。
すなわち、例えば図２の高調波抑制制御部４０ｎ１，４０ｎ２，４０ｎ３の各高調波抑制次数ｎが、ｎ＝−５，ｎ＝７，ｎ＝−１１であり、３種類の高調波補償を行なっているアクティブフィルタであるとする。
この構成において、高調波抑制制御部４０ｎ１の高調波抑制次数ｎをｎ＝−１とすることにより、高調波抑制制御部４０ｎ１による不平衡補償、高調波抑制制御部４０ｎ２，４０ｎ３による７次の逆相成分高調波補償、１１次高調波補償が各々行なわれる。
また、前記構成において、高調波抑制制御部４０ｎ２の高調波抑制次数ｎをｎ＝−１とすることにより、高調波抑制制御部４０ｎ１による５次高調波補償、高調波抑制制御部４０ｎ２による不平衡補償、高調波抑制制御部４０ｎ３による１１次高調波補償が各々行なわれる。
ＡＣフィルタの系統内のコンデンサやトランス、負荷との間の共振条件の変化は頻繁に発生する。ＬＣフィルタを搭載した電力変換装置の追加や力率改善用コンデンサの投入・遮断の他、負荷変動だけでも発生する。負荷にＬやＣがあれば共振周波数も大きく変化し、そのたびに装置の停止・試運転が必要となってしまう。変動条件が既知であればテーブル作成により対応する方法もあるが、変動条件が多岐にわたる場合はテーブルが大規模になり、測定条件が増加し試運転に時間がかかってしまう。さらに未知の系統変動には対応できない。また非線形負荷の場合、電力変換装置の出力電流が変化するだけで特性が変化することがあり、このような負荷に対しては適用が困難である。
また、特許文献２に記載の方法でも、系統条件の変動が発生すると逆ｄｑ変換の位相オフセットの再調整が必要となる。頻繁に系統条件が変動する場合、そのたびに装置を停止し適切な位相オフセットの測定を行う必要が生じてしまう。
そこで本実施例７では、図７に示すように、高調波電流抑制制御部に、高調波抑制電流指令値から出力電流検出値までの伝達関数の逆関数である前記係数を補正する機能を追加した。
尚本実施例７においては、高調波抑制制御部４０の外乱オブザーバ４３で設定する係数Ｑｄａｍ，Ｑｑａｍ又はＱａｍをＱａ、Ｑｄｂｍ，Ｑｑｂｍ又はＱｂｍをＱｂとして取り扱うものとする。
また、補正動作をわかりやすくするため、係数Ｑａ，Ｑｂを極座標変換して入力するように変更している。
図７は本実施例７の構成を示しており、主回路および電流制御部は図１（ａ），（ｂ）と同様であるので図示省略している。また、図１と同一部分は同一符号をもって示している。
図７において、ｄｑ変換部４１の出力側にはフィルタによる平均処理を行う平均処理部１４１ｄ、１４１ｑが設けられ、これらによってＤＦＴ演算部１４１を構成している。
尚、本実施例７では、ＤＦＴ演算部１４１が本発明の離散フーリエ変換部を構成している。
このＤＦＴ演算部１４１の出力である高調波検出分は、ＬＰＦ４２ｄ、４２ｑに入力されるとともに係数補正量算出部１００に入力される。
前記ＬＰＦ４２ｄ、４２ｑは、本例では時定数２０ｍｓの一次遅れフィルタを用いている。
２０１は、係数補正量算出部１００で算出された係数の振幅補正量ＱａｃとＺ-1演算器２０２ａで算出された１周期前の補正量とを乗算する乗算器である。この乗算器２０１の出力は乗算器２０３において、係数（振幅）の初期値Ｑａｉと乗算される。
２０４は、係数補正量算出部１００で算出された係数の位相補正量ＱｐｃとＺ-1演算器２０２ｐで算出された１周期前の補正量とを加算する加算器である。この加算器２０４の出力は加算器２０５において、係数（位相）の初期値Ｑｐｉと加算される。
２０６は、乗算器２０３および加算器２０５の出力を入力とし、それらを極座標変換して係数Ｑａ，Ｑｂを出力する極座標変換部である。
１４５ｄａはＬＰＦ４２ｄの出力と前記係数Ｑａを乗算する乗算器、１４５ｄｂはＬＰＦ４２ｄの出力と前記係数Ｑｂを乗算する乗算器、１４５ｑａはＬＰＦ４２ｑの出力と前記係数Ｑａを乗算する乗算器、１４５ｑｂはＬＰＦ４２ｑの出力と前記係数Ｑｂを乗算する乗算器、
前記各乗算器１４５ｄ，１４５ｄｂ，１４５ｑａ，１４５ｑｂの出力は、図１（ｃ）と同様に各加算器４６ｄ、４６ｑに各々入力される。
またｄ軸高調波抑制電流指令値Ｉｄｎ、ｑ軸高調波抑制電流指令値ＩｑｎをフィードバックするためのＬＰＦ４７ｄ、４７ｑの各入力側には、前記ＬＰＦ４２ｄ、４２ｑの場合と同様に平均処理部１４７ｄ、１４７ｑが設けられている。
係数補正量算出部１００において、１０１ｄは、ＤＦＴ演算部１４１から出力されるｄ軸の現在の高調波検出値Ｉｈｄと、該ＩｈｄをＺ-1演算器１０２により演算して求めた１周期前の高調波検出値との偏差をとる加算器である。
１０１ｑは、ＤＦＴ演算部１４１から出力されるｑ軸の現在の高調波検出値Ｉｈｑと、該ＩｈｑをＺ-1演算器１０３により演算して求めた１周期前の高調波検出値との偏差をとる加算器である。
１０４，１０５は前記高調波検出値Ｉｈｄ，Ｉｈｑの１周期前の高調波検出値を各々求めるＺ-1演算器である。
前記加算器１０１ｄ、１０１ｑの出力は、高調波成分の１周期前と現時点の変化量であり、Ｚ-1演算器１０４，１０５の出力は１周期前の高調波検出値であり、これら変化量と１周期前の高調波検出値を極座標変換部１０６，１０７によって各々極座標変換した後それらを加算器１０８〜１１０において各々比較する。
すなわち加算器１０８では、極座標変換部１０６の出力をプラス入力とし、極座標変換部１０７の出力を乗算器１１１により０．９倍したものをマイナス入力として高調波ベクトルの振幅を比較している。
また加算器１０９では、極座標変換部１０６の出力をプラス入力とし、極座標変換部１０７の出力を乗算器１１２により０．２倍したものをマイナス入力として高調波ベクトルの振幅を比較している。
また加算器１１０では、極座標変換部１０６の出力をプラス入力とし、極座標変換部１０７の出力をマイナス入力とし、さらにπをプラス入力として高調波ベクトルの位相を比較している。
１１３は、前記加算器１０９の出力が零未満か否か（後述する振幅の変化量が９０％を超えたか否か）を判定する判定器であり、零未満である場合は振幅補正量切換スイッチＳＷ１１４を２倍側に切り換える。
１１５は、前記加算器１０８の出力が零を超えたか否か（後述する振幅の変化量が２０％未満であるか否か）を判定する判定器であり、零を超えた場合は振幅補正量切換スイッチＳＷ１１６を０．５倍側に切り換える。
１１７は、前記加算器１１０の出力である位相ずれφの１周期前の成分を求めるＺ-1演算器、１１８はＺ-1演算器１１７の出力の１周期前の成分を求めるＺ-1演算器である。
１１９は加算器１１０の出力である位相ずれφの３周期分の和を求める加算器である。
１２０は加算器１１９の出力の位相ずれφの３周期分の移動平均を求める平均処理部である。
１２１は、平均処理部１２０の出力である移動平均のばらつきがπ／６以内であるか否かを判定する判定器であり、ばらつきがπ／６以内であれば位相補正量切換スイッチＳＷ１２２を平均処理部１２０側に切り換える。
１２３は、極座標変換部１０７の出力（高調波）が０．５％以内であるか否かを判定する判定器であり、０．５％以内である場合は、振幅補正量切換スイッチＳＷ１２４を１倍側に、位相補正量切換スイッチＳＷ１２５を零側に各々切り換える。
前記切換スイッチＳＷ１１４，ＳＷ１１６，ＳＷ１２４によって切り換えられた（セットされた）補正量が、係数の振幅補正量Ｑａｃとして前記乗算器２０１に入力される。
前記切換スイッチＳＷ１２２，ＳＷ１２５によって切り換えられた（セットされた）補正量が、係数の位相補正量Ｑｐｃとして前記加算器２０４に入力される。
次に上記のように構成された装置の動作を説明する。まず、係数の入力部分の説明を記述する。係数の初期値をＱａｉ，Ｑｐｉとして設定する。この初期値は例えば実施例１と同様に高調波を入力して応答を測定するなどで求める。
Ｑａｃ，Ｑｐｃは係数の補正量であるが、制御の動作前は初期値を変更せずそのまま制御に適用するため、それぞれ１，０である（前記切換スイッチＳＷ１２４が１側、切換スイッチＳＷ１２５が０側）。そのため初期値がそのまま極座標変換部２０６に入力される。
極座標変換部２０６では、以下の演算を行い係数Ｑａ，Ｑｂを求める。
Ｑａ＝ＱａｉｃｏｓＱｐｉ，Ｑｂ＝ＱａｉｓｉｎＱｐｉ
このＱａ，Ｑｂを用いて伝達特性を打ち消し、高調波抑制を行う。
次に係数Ｑａ，Ｑｂの補正機能を説明する。ＤＦＴ演算部１４１により直流信号に変換した高調波べクトルを極座標変換部１０６，１０７によって極座標変換することで複素平面上に展開する。高調波ベクトルは以下の２種類を用いる。
・１周期前の高調波検出値
・１周期前と現時点での高調波検出値の変化量
この２つのベクトルの振幅と位相を加算器１０８〜１１０によって各々比較することによりＱａ，Ｑｂの振幅と位相の補正量を求め、Ｑａｃ，Ｑｐｃに設定する。
セットされた値は図示省略のバッファに蓄えられ、位相補正量Ｑｐｃは加算器２０５において初期値Ｑｐｉに加算されＱａ，Ｑｂの位相の補正を行う。振幅補正量Ｑａｃは、乗算器２０３において初期値Ｑａｉとの積を取ることでＱａ，Ｑｂの振幅を補正する。
次に、高調波抑制制御部の動作について詳細に説明する。
係数Ｑａ，Ｑｂの値が最適の条件で制御を有効にした場合、フィルタ出力電流ＩｏｕｔのＤＦＴによる高調波検出値が変化する様子を図８に示す。制御開始直前のＩｏｕｔのｄ軸、ｑ軸高調波検出値をそれぞれＩｈｄ０，Ｉｈｑ０、制御開始後ｎ周期後の検出値をＩｈｄｎ，Ｉｈｑｎとおき、複素平面上にプロットした。係数Ｑａ，Ｑｂが最適であれば、検出した高調波の軌跡は直線的に原点に向かい、高調波が抑制されていく。
次に、係数Ｑａ，Ｑｂの振幅は最適であるが、位相が最適値よりも＋６０ｄｅｇずれている時の高調波検出値が変化する様子を図９に示す。この図９では、制御による補償量を示すベクトル（Ｉｈｄ１−Ｉｈｑ０，Ｉｈｑ１−Ｉｈｑ０）が、原点と（Ｉｈｑ０，Ｉｈｑ０）間の線分に対して角度φずれて、曲線の軌跡を描き時間をかけて収束する。このφが係数Ｑａ，Ｑｂの位相ずれに相当し、この例では＋６０ｄｅｇとなる。そのため、補償動作中の角度φを検出することで、係数Ｑａ，Ｑｂの位相ずれを求めることができる。
位相ずれφの算出には、以下のベクトルが必要となる。
・１周期前の高調波検出値（Ｉｈｄ０，Ｉｈｑ０）（極座標変換部１０７の出力）
・１周期前と現時点での高調波検出値の変化量（Ｉｈｄ１−Ｉｈｄ０，Ｉｈｑ１−Ｉｈｑ０）（極座標変換部１０６の出力）
φは次の式（６）で求めることができる。
Figure 0005644396
ただし、ａｒｇ：複素平面の偏角を表す記号。
以上はベクトル（Ｉｈｄ１−Ｉｈｄ０，Ｉｈｑ１−Ｉｈｑ０）に相当する高調波の変化が制御の補償動作によるものと仮定した場合である。
しかし、実際には負荷変動による高調波の変化など、外乱も含まれる。この外乱の影響を取り除く必要がある。
外乱を除去する方法として、まず検出したφに対して３周期分の移動平均をとる（平均処理部１２０による）。
次に３周期分のφのばらつきを確認する（判定器１２１による）。ばらつきが大きければφに外乱による誤差が含まれると考え、位相補正を行わない（位相補正量切換スイッチＳＷ１２２を零に切り換える）。これが条件１であり、図７ではばらつきを±π／６以内としている。
また、高調波が定格の０．５％以内の場合（判定器１２３の判定による）も位相補正を行わない（位相補正量切換スイッチＳＷ１２５を零側に切り換える）。これは、以下の２つの理由による。
・０．５％以内であれば高調波抑制が正常に動作し、係数Ｑａ，Ｑｂも適切であると考えられるため
・振幅が小さいと極座標変換の精度が低下するため
以上により求めた位相ずれφを（＆にセットし、位相補正を行う。
今度は係数Ｑａ，Ｑｂの位相が最適値よりも−１０ｄｅｇずれ、さらに振幅が最適値の２．５倍に設定されている時の高調波検出値が変化する様子を図１０に示す。この図１０では、制御による補償量を示すベクトル（Ｉｈｄ１−Ｉｈｄ０，Ｉｈｑ１−Ｉｈｑ０）の振幅が、（Ｉｈｄ０，Ｉｈｑ０）の振幅よりも長くなり、補償動作にオーバーシュートが生じている。このように補償量が検出値を上回ることを検出することにより、係数Ｑａ，Ｑｂの振幅が過剰であることを検出することができる。同様に、補償量が検出値に対して極端に小さい場合は係数Ｑａ，Ｑｂの振幅が不足していることを意味する。
この高調波検出値が変化する様子は、ＤＦＴ演算部１４１に使用している一次遅れフィルタ（ＬＰＦ４２ｄ、４２ｑ）、または平均処理部１４１ｄ、１４１ｑのフィルタにより変化する。図７では平均処理と時定数２０ｍｓの一次遅れフィルタ（ＬＰＦ４２ｄ、４２ｑ）を用いている。そのため係数Ｑａ，Ｑｂが適切ならば、図８のように収束動作は一次遅れフィルタの特性に近くなる。時定数２０ｍｓでは（Ｉｈｄ１−Ｉｈｄ０，Ｉｈｑ１−Ｉｈｑ０）の振幅は（Ｉｈｄ０，Ｉｈｑ０）に対して約６０％となる。これは係数Ｑａ、Ｑｂの位相にずれがある場合も同様である。
このため、図７では（Ｉｈｄ１−Ｉｈｄ０，Ｉｈｑ１−Ｉｈｑ０）の振幅が（Ｉｈｄ０，Ｉｈｑ０）に対して９０％を超えていたら振幅過剰と判断し（判定器１１５による）、振幅を０．５倍している（振幅補正量切換スイッチＳＷ１１６を０．５側に切り換える）。同様に２０％未満であれば振幅不足として（判定器１１３による）、振幅を２倍する（振幅補正量切換スイッチＳＷ１１４を２側に切り換える）。これにより振幅を適正値に近づけることができる。
ここまでの補正動作を図１５のフローチャートに示す。
ステップＳ１：ＤＦＴ演算部１４１により高調波が検出される。
ステップＳ２：極座標変換部１０６，１０７により補償量が検出される。
ステップＳ３：判定器１２３により高調波が定格の０．５％以上かが判定される。
ステップＳ４：ステップＳ３の判定結果がＮＯの場合、前記スイッチＳＷ１２４を１側に切り換えて振幅補正量Ｑａｃに１をセットする。
ステップＳ５：ステップＳ３の判定結果がＹＥＳの場合、判定器１１５によって、（Ｉｈｄ１−Ｉｈｄ０，Ｉｈｑ１−Ｉｈｑ０）の振幅が（Ｉｈｄ０，Ｉｈｑ０）に対して９０％を超えているかが判定される。
ステップＳ６：ステップＳ５の判定結果がＹＥＳの場合、前記スイッチＳＷ１１６を０．５側に切り換えて振幅補正量Ｑａｃに０．５をセットする。
ステップＳ７：ステップＳ５の判定結果がＮＯの場合、判定器１１３によって、（Ｉｈｄ１−Ｉｈｄ０，Ｉｈｑ１−Ｉｈｑ０）の振幅が（Ｉｈｄ０，Ｉｈｑ０）に対して２０％未満であるかが判定される。その判定結果がＮＯの場合はステップＳ４を実行する。
ステップＳ８：ステップＳ７の判定結果がＹＥＳの場合、前記スイッチＳＷ１１４を２側に切り換えて振幅補正量Ｑａｃに２をセットする。
ステップＳ９：加算器１１０による加算動作によって位相ずれφが測定される。
ステップＳ１０：平均処理部１２０によって位相ずれφの３周期分の平均が演算される。
ステップＳ１１：判定器１２１によって位相ずれφの３周期分の平均のばらつきが演算される。
ステップＳ１２：判定器１２１によって前記φのばらつきがπ／６以内かが判定される。
ステップＳ１３：ステップＳ１２の判定結果がＹＥＳの場合、判定器１２３により高調波が定格の０．５％以上かが判定される。
ステップＳ１４：ステップＳ３の判定結果がＹＥＳの場合、前記切換スイッチＳＷ１２２，ＳＷ１２５を零と反対側（平均処理部１２０側）に切り換えて位相補正量Ｑｐｃにφをセットする。
ステップＳ１５：ステップＳ１２、Ｓ１３の判定結果がＮＯの場合、前記切換スイッチＳＷ１２２，ＳＷ１２５を零に切り換えて位相補正量Ｑｐｃに零をセットする。
また、上記補正動作は目的に応じて変更することができる。
例えばオーバーシュートの発生を抑制したい場合は、ある一定の周期すべてで振幅不足を検出することを振幅増加の条件に設定し、さらに振幅増加量を１．５倍などと小さくする方法がある。
また、高調波抑制の応答を高速にするなどＱａ、Ｑｂの振幅の精度を上げる必要がある場合は、振幅過不足の条件として８０％以上、５０％未満など条件を緩く設定し、さらに振幅調整量を１．１倍、０．９倍などに小さく設定することで実現できる。
以上はＤＦＴ演算部１４１のフィルタに５０Ｈｚ平均処理とＬＰＦを組み合わせた場合である。前記フィルタが異なれば高調波抑制動作も変化する。例えば前記フィルタに５０Ｈｚ移動平均を選択した場合、係数Ｑａ、Ｑｂが適切ならば（Ｉｈｄ１−Ｉｈｄ０，Ｉｈｑ１−Ｉｈｑ０）と（Ｉｈｄ０，Ｉｈｑ０）の振幅は一致する。そのため、（Ｉｈｄ１−Ｉｈｄ０，Ｉｈｑ１−Ｉｈｑ０）の振幅が（Ｉｈｄ０，Ｉｈｑ０）に対して１２０％を超えていたら振幅過剰と判断し振幅を０．５倍、５０％未満であれば振幅不足として振幅を２倍、などのように振幅補正の条件を変更する必要がある。
以上の補正機能を適用すれば、振幅の初期値Ｑａｉ，位相の初期値Ｑｐｉがいい加減な値でも自動的にＱａ，Ｑｂの補正を行い安定した高調波抑制を実現できる。
万一、位相ずれがπ／２以上の場合、制御開始後の数周期は逆に高調波を増大させてしまうが、この時も補償動作中の角度φを検出することで係数Ｑａ、Ｑｂの位相ずれを補正することができ、高調波の抑制動作に切り替わる．そのため、どのような状態であっても、最終的に高調波を抑制するので、試運転を省略することもできる。
この係数Ｑａ、Ｑｂの補正機能は、基本波１周期間で１回動作させることを想定している。この理由を以下に示す。
・ＤＦＴ演算に平均処理を使用しており、検出値の更新に基本波１周期分の時間がかかるため
・高調波検出値の変化量を求めるにはある程度の時間経過が必要であるため
・係数Ｑａ、Ｑｂの推定に使用する極座標変換は演算負荷が高く、間隔を開けることで演算負荷を低減するため
しかし、高調波抑制までの時間を早めたい場合や演算負荷をさらに低減する場合など、目的に応じて補正間隔を変更することができる。
この実施例７では抑制する高調波は１つのみであるが、実施例２のように複数の高調波抑制制御部を設けた場合にもすべての高調波抑制制御部に補正機能を追加することができる。また、高調波抑制制御部の入力Ｉｏｕｔに負荷電流Ｉｌｏａｄを加算する（実施例４）、系統電流に変更する（実施例５）といった方法によりアクティブフィルタとして動作させることもできる。
最後に、本発明の制御法が理論的にも正しいことを検討する。検討を簡単にするため、ＤＦＴ演算に使用する平均処理を省略し、ＬＰＦを一次遅れとする。簡略化した高調波抑制制御の制御ブロックは図１１となる。図１１において図１と同一部分は同一符号をもって示している。
図１１における実システムには指令値の入力からＡＣＲ（図１（ｂ）の電流制御部）、ＰＷＭによるゲート信号生成（ＰＷＭゲート信号作成部３０）、インバータを駆動しフィルタ出力電流Ｉｏｕｔ信号を検出するまでが含まれている。ここで、システム同定結果の（Ｑａ＋ｊＱｂ）-1に振幅誤差ａ、位相誤差φがあるとし、実システムの逆数と同定誤差に分離し、次の式（７）で表す。
Figure 0005644396
この結果より、図１１の制御ブロックを変形すると、図１２が得られる。外乱はフィルタ出力電流Ｉｏｕｔ以外にも実システム内部のＩｉｎｖやＰＷＭなどでの入力も考えられるが、図１２では代表してＩｏｕｔ外乱としている。図１２の制御ブロックを整理すると、Ｉｏｕｔ外乱入力からＩｏｕｔ出力までの伝達関数は図１３に示すように、次の式（８）となる。
Figure 0005644396
次に、この伝達関数のステップ応答を求める。入力をステップ関数の１／ｓとし、ラプラス逆変換により時間関数を求めると、以下の式（９）となる。
Figure 0005644396
実部に対しては、
Figure 0005644396
同様に虚部の時間関数は、
Figure 0005644396
となる。これを極座標で表すと、
Figure 0005644396
となる。今、Ｉｏｕｔ高調波が制御により微小時間ｄｔ間で図１４に示す矢印のように変化したとする。この時、矢印の長さｌは次の式(１４)で表される。
Figure 0005644396
となる。ここで、Ｔは一次遅れフィルタの時定数で既知である。よって、Ｉｏｕｔ高調波検出値ｒｉ（ｔ）と矢印の長さｌを検出することにより、実システムと同定結果の振幅誤差ａを検出することができる。また、原点に対する高調波変化量の角度ψは、次の式（１６）で表される。
Figure 0005644396
よって、実システムと同定結果の位相誤差φを求めるためには、角度ψを検出するだけでよいことがわかる。
本発明の制御ではＤＦＴの演算に平均処理を行うため、振幅誤差ａや位相誤差φが正確な値とならない可能性がある。しかし、外乱オブザーバにより係数Ｑａ、Ｑｂはもともと高い精度を必要としないため、補正動作には影響を及ぼさない。
図１６は、本発明を単相インバータのアクティブフィルタに応用した実施例８における電力変換装置の構成を表し、（ａ）は電力変換装置３１０の主回路、（ｂ）、（ｃ）は電力変換装置３１０の制御を行う電流制御部、高調波抑制制御部を各々示している。
図１６では実施例４の構成（図４（ａ），図１（ｂ），図４（ｂ））を単相構成に変更しており、図４（ａ），図１（ｂ），図４（ｂ）と同一部分は同一符号をもって示している。
主回路を示す図１６（ａ）において、図４（ａ）と異なる点は、交流電源１３が単相電源３１３に変更され、電力変換装置１０が、半導体スイッチング素子とダイオードの逆並列体を単相ブリッジ接続した単相インバータを備えた電力変換装置３１０に変更されたことにある。
電流制御部３２０の構成を示す図１６（ｂ）において、３２２は、出力電流指令値Ｉｒｅｆと高調波抑制電流指令値Ｉｈｒｅｆとの和信号Ｉｒｅｆ＋Ｉｈｒｅｆを得る加算器である。
３２３は、インバータ電流Ｉｉｎｖを入力し、前記加算器３２２の和信号Ｉｒｅｆ＋Ｉｈｒｅｆとの偏差信号を得る電流指令加算器である。
３２４は、前記加算器３２３の偏差信号を入力する比例制御器（比例積分制御器を用いることもある）である。
３２５は、前記比例制御器３２４の出力信号と後述の「基準電圧」を加算し単相電圧指令値を得る電圧指令加算器である。
３０は、電流制御部３２０の出力側に設けられ、前記単相電圧指令値とキャリア信号を比較しＰＷＭ変調によりゲート信号を得るＰＷＭゲート信号作成器である。
３１は、図１６（ａ）の変圧器ＰＴにより検出された連系点電圧Ｖｓを入力し位相を出力するＰＬＬ（位相同期回路）制御器である。
３２７ｓは、前記ＰＬＬ制御器３１の出力位相からＶｓに同期した正弦波（基準電圧）を得る正弦波発振器であり、この正弦波発振器３２７ｓで得られた正弦波が基準電圧として前記電圧指令加算器３２５に入力される。
高調波抑制制御部３４０の構成を示す図１６（ｃ）において、３４１ｎは、図１６（ｂ）のＰＬＬ制御器３１から出力された位相信号を抑制対象の高調波の次数にあわせてｎ倍する積算器である。
３５０ｓ、３５０ｃは、積算器３４１ｎにより得られたｎ次高調波位相信号から対応した正弦波、余弦波を各々出力する正弦波発振器、余弦波発振器である。
８１は、フィルタ出力電流Ｉｏｕｔと負荷電流Ｉｌｏａｄを加算し高調波抑制制御部３４０に入力する加算器である。
３４１ｄはＩｏｕｔ＋Ｉｌｏａｄと正弦波発振器３５０ｓの正弦波との積算をとる積算器、３４１ｑはＩｏｕｔ＋Ｉｌｏａｄと余弦波発振器３５０ｃの余弦波との積算をとる積算器である。
３４１ｂｄ、３４１ｂｑは、積算器３４１ｄ、３４１ｑの出力を２倍する２倍演算器である。
３４２ｄは、２倍演算器３４１ｂｄのゲイン出力から直流信号を抽出して、ｎ次高調波位相信号と同位相の高調波検出信号Ｉｄｏｕｔを出力するＬＰＦである。
３４２ｑは、２倍演算器３４１ｂｑのゲイン出力から直流信号を抽出して、ｎ次高調波位相信号に対し９０度進みの高調波検出信号Ｉｑｏｕｔを出力するＬＰＦである。
４３は、前記フィルタ出力信号Ｉｄｏｕｔ、Ｉｑｏｕｔ（高調波検出信号）を入力し、高調波の外乱を推定して高調波抑制信号Ｉｄｎ、Ｉｑｎを出力する外乱オブザーバ（図１（ｃ）、図４（ｂ）の外乱オブザーバ４３と同一構成）である。
３４４ｄは、前記高調波抑制信号Ｉｄｎを直流から交流に変換するため、Ｉｄｎと正弦波発振器３５０ｓの正弦波との積算をとる積算器であり、３４４ｑは、前記高調波抑制信号Ｉｑｎを直流から交流に変換するため、Ｉｑｎと余弦波発振器３５０ｃの余弦波との積算をとる積算器である。
３５１は、前記積算器３４４ｄと３４４ｑの出力の和をとり、高調波抑制電流指令値Ｉｈｒｅｆを得る加算器である。
次に上記のように構成された装置の動作を説明する。図１６（ｂ）に示す電流制御部では、図１６（ａ）の電流検出器ＣＴ１によりインバータ電流Ｉｉｎｖを検出し、前記電流指令加算器３２３において電流指令値との比較を行う。
この電流指令値は、後述する高調波抑制のための電流指令値Ｉｈｒｅｆと、装置の目的に応じた出力電流指令値Ｉｒｅｆとを加算器３２２にて加算して生成される。
出力電流指令値Ｉｈｒｅｆの例としては直流コンデンサの電圧を一定に保つ制御や、系統に無効電力を供給する無効電力補償がある。また直流コンデンサをバッテリーに置き換え、系統に有効電力を供給することも考えられる。
インバータ電流Ｉｉｎｖと前記加算器３２２から出力される電流指令値を比較して得られた偏差を、比例制御器３２４にかけることで出力電圧指令を求める。
この比例制御器３２４から出力される出力電圧指令は、加算器３２５において、正弦波発振器３２７ｓから得られたＡＣフィルタの連系点電圧の位相に同期した基準正弦波（基準電圧）と加算され、これによって単相電圧指令値Ｖｒｅｆが得られる。
最後に加算器３２５の出力である単相電圧指令値ＶｒｅｆをＰＷＭゲート信号作成部３０によってＰＷＭ変調することによりゲート信号Ｇａｔｅを生成し、インバータを駆動する。
図１６（ｃ）に示す高調波抑制制御部３４０では、まず、図１６（ａ）の電流検出器ＣＴ２により検出された、高調波電流の抑制対象であるフィルタ出力電流Ｉｏｕｔと負荷電流Ｉｌｏａｄの和を加算器８１により検出する。次に、抑制対象の高調波電流がｎ次の場合、前記ＰＬＬ制御器３１により求めた位相に積算器３４１ｎによって周波数をｎ倍し、さらに高調波に等しい周波数の正弦波、余弦波を正弦波発振器３５０ｓ、余弦波発振器３５０ｃにより求める。ｎ次高調波電流を直流信号に変換するには、次に示すフーリエ級数展開の式(１７)、（１８）を用いる。
Figure 0005644396
この式（１７）、（１８）では積分を用いて時刻０からＴまでの平均を求めている。図１６（ｃ）では積分の代わりにＬＰＦ３４２ｄ，３４２ｑだけで直流成分を抽出しているが、この式(１７)、（１８）の通り平均処理と組み合わせてもよい。この場合、外乱オブザーバ４３内のＬＰＦ４７ｄ、４７ｑにも平均処理を加えて検出遅延をあわせる必要がある。
求めた高調波電流の直流信号（高調波検出信号Ｉｄｏｕｔ，Ｉｑｏｕｔ）を外乱オブザーバ４３に入力し、高調波抑制信号Ｉｄｎ，Ｉｑｎを得る。Ｉｄｎ，Ｉｑｎも直流信号であるため、正弦波や余弦波との積を積算器３４４ｄ、３４４ｑでとり、それらを加算器３５１で足しあわせることで高調波抑制電流指令値Ｉｈｒｅｆを求める。
尚、外乱オブザーバ４３の動作は実施例１（図１（ｃ））で述べた動作と同様である。
本発明による制御を動作させるためには、係数Ｑａｍ、Ｑｂｍをあらかじめ求める必要がある。係数Ｑａｍ、Ｑｂｍの測定方法は、実施例１と同様にガウス性ノイズ信号を入力し入出力のパワースペクトル密度の比から求めてもよく、また図１７のように高調波抑制制御部３４０を開ループに変更して求めてもよい。
すなわち図１７において、まずｄ軸を実部、ｑ軸を虚部と定義し、ｎ次高調波のｄ軸ｑ軸電流指令値を零に設定し（スイッチＳＷ３を下側にすることで積算器３４４ｄ、３４４ｑに入力されるｄ軸、ｑ軸の電流指令値（高調波抑制信号）をともに零とする）、電力変換装置３１０を動作させ、そのときのｄ軸ｑ軸のフィルタ出力電流Ｉｏｕｔのｎ次高調波検出値をそれぞれＩｏｕｔｄ０，Ｉｏｕｔｑ０とする。Ｉｏｕｔｄ０，Ｉｏｕｔｑ０の測定後、図１７にあるスイッチＳＷ１〜ＳＷ３をすべて上側に切り替え、ｄ軸電流指令値をＩｈｄｒｅｆ１に変更し、ｄ軸ｑ軸のフィルタ出力電流Ｉｏｕｔのｎ次高調波Ｉｏｕｔｄ１，Ｉｏｕｔｑ１を測定する。
係数Ｑａｍ，Ｑｂｍは単相においても高い精度を必要としないため、ある程度の系統変動が発生しても安定動作が可能である。
ｎは整数であるが、一般的な単相交流回路では奇数次の高調波のみ発生するため、ｎ＝３， ５， ７， ９， ・・・などの値を設定する。本実施例８の構成では高調波抑制制御１ブロックに付き１つの特定次数の高調波のみ抑制する。抑制対象の高調波が複数存在する場合は、実施例２のように高調波抑制制御を複数ブロック並列に組み合わせることで抑制可能となる。ＣＰＵなど制御回路の演算能力に余裕があれば多くの次数の高調波を抑制できる。
また、実施例１のように高調波抑制制御部３４０の入力をフィルタ出力電流Ｉｏｕｔのみに変更し、装置から流出する高調波電流を抑制することも可能である。
また、実施例３と組み合わせ、あらかじめ負荷変動に対応した係数Ｑａｍ，Ｑｂｍのテーブルを作成し、負荷電流Ｉｌｏａｄの振幅に応じて係数Ｑａｍ，Ｑｂｍを変更することもできる。
また、実施例５と組み合わせ、高調波抑制制御部３４０の入力を系統電流Ｉｓに変更してアクティブフィルタの効果はそのままで必要な電流検出器ＣＴを低減することもできる。
以上のように実施例８によれば、単相インバータにおいても安定したアクティブフィルタ機能を提供することができる。また、装置から流出する高調波電流を抑制、複数次数の高調波電流に対するアクティブフィルタ、必要なＣＴの低減、といった効果も得られる。
本実施例９では、実施例８の単相インバータのアクティブフィルタにおける高調波電流抑制制御部３４０に、実施例７で説明した高調波抑制電流指令値から出力電流検出値までの伝達関数の逆関数である前記係数（Ｑｄａｍ，Ｑｑａｍ，Ｑｄｂｍ，Ｑｑｂｍ）を補正する機能を追加した。
図１８は本実施例９の構成を示しており、主回路および電流制御部は図１（ａ），（ｂ）と同様であるので図示省略している。また、前記係数を補正する機能を３相の電力変換装置に適用した実施例７を表す図７と同一部分は同一符号をもって示している。
尚本実施例９においては、高調波抑制制御部３４０の外乱オブザーバ４３で設定する係数Ｑｄａｍ，Ｑｑａｍ又はＱａｍをＱａ、Ｑｄｂｍ，Ｑｑｂｍ又はＱｂｍをＱｂとして取り扱うものとする。
また、補正動作をわかりやすくするため、係数Ｑａ，Ｑｂを極座標変換して入力するように変更している。
図１８において図７と異なる点は、高調波抑制制御部の入力側において、図７に示すように、Ｉｏｕｔを積算器４１ｎおよびｄｑ変換部４１によってｄｑ変換する代わりに、図１８のように、フィルタ出力電流Ｉｏｕｔと負荷電流Ｉｌｏａｄの和から、積算器３４１ｄ、３４１ｑ、２倍演算器３４１ｂｄ、３４１ｂｑ、積算器３４１ｎ、正弦波発振器３５０ｓ、余弦波発振器３５０ｃによってｎ次高調波を直流信号に変換し、高調波抑制制御部の出力側において、図７に示すように、積算器４４ｎ、ｄｑ変換部４４、ｄｑ変換部５１によってｄｑ逆変換およびｄｑ変換を行う代わりに、図１８のように、積算器３４１ｎ、正弦波発振器３５０ｓ、余弦波発振器３５０ｃ、積算器３４４ｄ、３４４ｑ、加算器３５１によって高調波抑制電流指令値Ｉｈｒｅｆを求め、係数補正量算出部１００への入力を、図７のｄ軸、ｑ軸の高調波検出値Ｉｈｄ，Ｉｈｑの代わりに、図１８のｎ次高調波位相信号と同位相の高調波検出信号Ｉｄｏｕｔ（平均処理部１４１ｄの出力）およびｎ次高調波位相信号に対して９０度進みの高調波検出信号Ｉｑｏｕｔ（平均処理部１４１ｑの出力）とした点にある。
その他の高調波抑制制御部および係数補正量算出部１００の構成は図７と同一である。
図１８の構成においても前記図７と同様の動作がなされ、前記係数の補正が行われる。
尚、図１８の回路では、抑制する高調波は１つのみであるが、実施例２のように複数の高調波抑制制御部を設けた場合にもすべての高調波抑制制御部に補正機能を追加することができる。また、高調波抑制制御部の入力を実施例１のようにＩｏｕｔのみにして装置から流出する高調波電流の抑制を行うこともできる。
以上のように実施例９によれば、単相インバータにおいても係数Ｑａ、Ｑｂの補正を自動的に行なうことができ、安定した高調波抑制を行なうことができる。
１０，３１０…電力変換装置
１１…ＬＣＬフィルタ
１２…系統母線
１３…交流電源
１４…負荷
２０，３２０…電流制御部
２１，４１，５１，７１…ｄｑ変換部
２２ｄ，２２ｑ，２５，４８ｄ，４８ｑ，４９ｄ，４９ｑ，６１，７３，８１，１０ｄ，１０１ｑ，１０８〜１１０，１１９，２０４，２０５，３２２，３２５，３５１…加算器
２３ｄ…ｄ軸電流指令加算器
２３ｑ…ｑ軸電流指令加算器
２４ｄ…ｄ軸比例積分制御器
２４ｑ…ｑ軸比例積分制御器
２６，４４…ｄｑ逆変換部
３０…ＰＷＭゲート信号作成部
３１…ＰＬＬ制御器
４０…高調波抑制制御部
４１ｎ，４４ｎ，４５ｄａｍ，４５ｄｂｍ，４５ｑａｍ，４５ｑｂｍ，１４５ｄａ，４５ｄｂ，１４５ｑａ，１４５ｑｂ，３４１ｄ，３４１ｑ，３４１ｎ，３４４ｄ，３４４ｑ…積算器
４２ｄ、４２ｑ、４７ｄ、４７ｑ、３４２ｄ、３４２ｑ…ＬＰＦ
４３…外乱オブザーバ
４６ｄ…ｄ軸高調波抑制電流指令加算器
４６ｑ…ｑ軸高調波抑制電流指令加算器
１００…係数補正量算出部
１０６，１０７，２０６…極座標変換部
１１３，１１５，１２１，１２３…判定器
１２０…平均処理部
２０１，２０３…乗算器
３１３…単相電源
３２３…電流指令加算器
３２４…比例制御器
３４１ｂｄ、３４１ｂｑ…２倍演算器
３５０ｓ、３７７ｓ…正弦波発振器
３５０ｃ…余弦波発振器

Claims (20)

  1. 交流電源の系統母線に一端が接続されたＡＣフィルタおよび該ＡＣフィルタの他端に接続された電力変換装置の高調波抑制装置であって、
    前記電力変換装置に流れる電流と電力変換装置電流の電流指令値との偏差をとり、該偏差出力に基づいて前記電力変換装置を制御する電流制御手段と、
    前記ＡＣフィルタの出力電流を入力とし、該入力電流中の所定次数の高調波を直流値として出力する高調波検出部と、制御系の伝達特性を測定して決定された高調波抑制電流指令値から前記高調波検出部に入力される電流値までの伝達関数の逆関数として定義された係数を用いた積算器で前記高調波検出部の出力信号を掛けて高調波の外乱を推定する外乱オブザーバとを有し、前記外乱オブザーバによって推定された高調波の外乱と、外乱を抑制する外乱指令値との偏差をとって高調波抑制電流指令値を算出する高調波抑制制御手段とを備え、
    前記電流制御手段の電流指令値に、前記高調波抑制制御手段で算出された高調波抑制電流指令値を重畳して高調波電流を抑制することを特徴とする電力変換装置の高調波電流抑制装置。
  2. 前記高調波抑制制御手段を複数の高調波次数分並列に設け、該各高調波抑制制御手段で算出された高調波抑制電流指令値を加算し、該加算された指令値を前記電流制御手段の電流指令値に重畳することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置の高調波電流抑制装置。
  3. 前記高調波検出部は、前記ＡＣフィルタの出力電流に代えて、前記系統母線に接続された負荷に流れる負荷電流と前記ＡＣフィルタの出力電流との加算電流を入力とし、該入力電流中の所定次数の高調波を直流値として出力し、
    前記外乱オブザーバの前記係数は、高調波抑制電流指令値から前記加算電流までの伝達関数の逆関数として定義されていることを特徴とする請求項１又は２に記載の電力変換装置の高調波電流抑制装置。
  4. 前記高調波検出部は、前記ＡＣフィルタの出力電流に代えて、前記系統母線に流れる系統電流を入力とし、該入力電流中の所定次数の高調波を直流値として出力し、
    前記外乱オブザーバの前記係数は、高調波抑制電流指令値から前記系統電流までの伝達関数の逆関数として定義されていることを特徴とする請求項１又は２に記載の電力変換装置の高調波電流抑制装置。
  5. 前記高調波検出部が直流値として検出する高調波の次数ｎはｎ＝−１であり、前記高調波抑制制御手段が算出する高調波抑制電流指令値は基本波逆相成分であることを特徴とする請求項１ないし４のいずれか１項に記載の電力変換装置の高調波電流抑制装置。
  6. 前記外乱オブザーバにおける係数は、制御系の伝達特性を測定するか、又は測定せずに決定されており、
    前記高調波検出部の出力信号の高調波検出値と前記出力信号の１周期前の高調波検出値との変化量を求めて、前記高調波検出部の出力信号の１周期前の高調波検出値と前記変化量との位相差を前記係数の位相補正量として算出し、前記高調波検出部の出力信号の１周期前の高調波検出値と前記変化量との振幅の差を前記係数の振幅補正量として算出する係数補正量算出部を有し、
    前記係数補正量算出部により算出された位相補正量、振幅補正量によって前記係数の位相、振幅を各々補正する係数補正手段を備えたことを特徴とする請求項１ないし５のいずれか１項に記載の電力変換装置の高調波電流抑制装置。
  7. 前記係数補正手段は、予め補正条件を設定し、検出された高調波が前記補正条件に合致するか否かに応じて、前記算出された位相補正量、振幅補正量を調整することを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置の高調波電流抑制装置。
  8. 前記電流制御手段は、電力変換装置に流れる電流のｄ、ｑ軸の各成分と電力変換装置電流のｄ、ｑ軸の各成分の電流指令値との偏差をとり、該偏差出力に基づいて前記電力変換装置を制御し、
    前記高調波抑制制御手段の高調波検出部は、入力される電流をｄ、ｑ軸に変換し、該入力電流中の所定次数の高調波を直流値として出力する離散フーリエ変換部を有し、制御系の伝達特性を測定して決定されｄ、ｑ軸の各成分の高調波抑制電流指令値から前記高調波検出部の入力電流値までの伝達関数の逆関数として定義された係数を用いた積算器で前記離散フーリエ変換部の出力信号を掛けて高調波のｄ、ｑ軸各成分の外乱を推定する外乱オブザーバとを有し、前記外乱オブザーバによって推定された高調波の外乱と、外乱を抑制する外乱指令値との偏差をとってｄ、ｑ軸の高調波抑制電流指令値を算出し、前記電流制御手段のｄ、ｑ軸電流指令値に、前記高調波抑制制御手段で算出されたｄ、ｑ軸の高調波抑制電流指令値を重畳して高調波電流を抑制する
    ことを特徴とする請求項１ないし７のいずれか１項に記載の電力変換装置の高調波電流抑制装置。
  9. 前記外乱オブザーバは、前記制御系の伝達特性を、前記離散フーリエ変換部の出力電流のｄ軸を実部、ｑ軸を虚部と定義して複素数で表現し、ｄ、ｑ軸の各成分の高調波抑制電流指令値に対して同位相の前記離散フーリエ変換部の出力電流をＰａｍ、ｄ、ｑ軸の各成分の高調波抑制電流指令値に対して９０度位相が進んだ前記離散フーリエ変換部の出力電流をＰｂｍとしたときの電流指令値からＡＣフィルタ出力電流の検出値までの伝達特性Ｐａｍ＋ｊＰｂｍの逆特性Ｑａｍ＋ｊＱｂｍを前記係数とし、該係数を用いた積算器で前記離散フーリエ変換部のｄ軸出力信号のｎ次（ｎは零以外の整数）高調波検出値Ｉｏｕｔｄおよび前記離散フーリエ変換部のｑ軸出力信号のｎ次高調波検出値Ｉｏｕｔｑを掛けて、（ＩｏｕｔｄＱａｍ−ＩｏｕｔｑＱｂｍ）＋ｊ（ＩｏｕｔｑＱａｍ＋ＩｏｕｔｄＱｂｍ）を演算し、前記外乱を推定することを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置の高調波電流抑制装置。
  10. 前記電流制御手段は、前記電力変換装置に流れる電流と前記電流指令値との偏差出力に、前記系統母線とＡＣフィルタの連系点電圧の位相に同期した基準正弦波を加算して得た単相電圧指令値に基づいて前記電力変換装置を制御し、
    前記高調波抑制制御手段の高調波検出部は、前記入力電流と、前記系統母線およびＡＣフィルタの連系点電圧の位相を抑制対象高調波の次数ｎ倍にした高調波に等しい周波数の正弦波信号とを積算し、その直流成分を抽出してｎ次高調波と同位相の高調波検出信号を得、
    前記入力電流と、前記系統母線およびＡＣフィルタの連系点電圧の位相を抑制対象高調波の次数ｎ倍にした高調波に等しい周波数の余弦波信号とを積算し、その直流成分を抽出してｎ次高調波に対して９０度進みの高調波検出信号を得、
    前記高調波抑制制御手段の外乱オブザーバは、制御系の伝達特性を測定して決定され、ｎ次高調波と同位相成分およびｎ次高調波に対し９０度進んだ成分の各高調波抑制電流指令値から前記高調波検出部の入力電流値までの伝達関数の逆関数として定義された係数を用いた積算器で前記高調波検出部の出力信号を掛けて高調波の外乱を推定することを特徴とする請求項１ないし７のいずれか１項に記載の電力変換装置の高調波電流抑制装置。
  11. 交流電源の系統母線に一端が接続されたＡＣフィルタおよび該ＡＣフィルタの他端に接続された電力変換装置の高調波抑制方法であって、
    高調波抑制制御手段の高調波検出部が、前記ＡＣフィルタの出力電流を入力とし、該入力電流中の所定次数の高調波を直流値として出力する高調波検出ステップと、
    高調波抑制手段の外乱オブザーバが、前記高調波検出部の出力信号を、制御系の伝達特性を測定して決定された高調波抑制電流指令値から前記高調波検出部に入力される電流値までの伝達関数の逆関数として定義された係数による積算器で掛けて高調波の外乱を推定する外乱推定ステップと、
    高調波抑制制御手段が、前記外乱オブザーバによって推定された高調波の外乱と、外乱を抑制する外乱指令値との偏差をとって高調波抑制電流指令値を算出する高調波抑制電流指令値算出ステップと、
    電流制御手段が、設定された電流指令値に、前記高調波抑制制御手段により算出された高調波抑制電流指令値を重畳した電流指令値と、前記電力変換装置に流れる電流との偏差をとり、該偏差出力に基づいて前記電力変換装置を制御するステップと、
    を備えたことを特徴とする電力変換装置の高調波電流抑制方法。
  12. 前記高調波抑制制御手段は複数の高調波次数分並列に設けられ、電流制御手段が、前記各高調波抑制制御手段で算出された高調波抑制電流指令値を加算した指令値を前記設定された電流指令値に重畳するステップを備えたことを特徴とする請求項１１に記載の電力変換装置の高調波電流抑制方法。
  13. 前記高調波検出ステップは、前記ＡＣフィルタの出力電流に代えて、前記系統母線に接続された負荷に流れる負荷電流と前記ＡＣフィルタの出力電流との加算電流を入力とし、該入力電流中の所定次数の高調波を直流値として出力し、
    前記外乱推定ステップにおける前記係数は、高調波抑制電流指令値から前記加算電流までの伝達関数の逆関数として定義されていることを特徴とする請求項１１又は１２に記載の電力変換装置の高調波電流抑制方法。
  14. 前記高調波検出ステップは、前記ＡＣフィルタの出力電流に代えて、前記系統母線に流れる系統電流を入力とし、該入力電流中の所定次数の高調波を直流値として出力し、
    前記外乱推定ステップにおける前記係数は、高調波抑制電流指令値から前記系統電流までの伝達関数の逆関数として定義されていることを特徴とする請求項１１又は１２に記載の電力変換装置の高調波電流抑制方法。
  15. 前記高調波検出ステップにおいて、前記高調波検出部が直流値として検出する高調波の次数ｎはｎ＝−１であり、
    前記高調波抑制電流指令値算出ステップが算出する高調波抑制電流指令値は基本波逆相成分であることを特徴とする請求項１１ないし１４のいずれか１項に記載の電力変換装置の高調波電流抑制方法。
  16. 前記外乱オブザーバにおける係数は、制御系の伝達特性を測定するか、又は測定せずに決定されており、
    係数補正手段の係数補正量算出部が、前記高調波検出部の出力信号の高調波検出値と前記出力信号の１周期前の高調波検出値との変化量を求めて、前記高調波検出部の出力信号の１周期前の高調波検出値と前記変化量との位相差を前記係数の位相補正量として算出し、前記高調波検出部の出力信号の１周期前の高調波検出値と前記変化量との振幅の差を前記係数の振幅補正量として算出する係数補正量算出ステップと、
    係数補正手段が、前記係数補正量算出部により算出された位相補正量、振幅補正量によって前記係数の位相、振幅を各々補正する係数補正ステップと、を備えたことを特徴とする請求項１１ないし１５のいずれか１項に記載の電力変換装置の高調波電流抑制方法。
  17. 前記係数補正ステップは、検出された高調波が、予め設定した補正条件に合致するか否かに応じて、前記係数補正量算出部によって算出された位相補正量、振幅補正量を調整することを特徴とする請求項１６に記載の電力変換装置の高調波電流抑制方法。
  18. 前記高調波検出ステップは、離散フーリエ変換部が、前記高調波検出部の入力電流をｄ、ｑ軸に変換した電流中の所定次数の高調波を直流値として出力し、
    前記外乱推定ステップは、制御系の伝達特性を測定して決定されｄ、ｑ軸の各成分の高調波抑制電流指令値から前記高調波検出部に入力される電流値までの伝達関数の逆関数として定義された係数を用いた積算器で前記離散フーリエ変換部の出力信号を掛けて高調波のｄ、ｑ軸各成分の外乱を推定し、
    前記高調波抑制電流指令値算出ステップは、前記外乱オブザーバによって推定された高調波の外乱と、外乱を抑制する外乱指令値との偏差をとってｄ、ｑ軸の高調波抑制電流指令値を算出し、
    前記電力変換装置を制御するステップは、前記電流制御手段のｄ、ｑ軸電流指令値に、前記高調波抑制制御手段で算出されたｄ、ｑ軸の高調波抑制電流指令値を重畳した電流指令ちと、前記電力変換装置に流れる電流のｄ、ｑ軸の各成分との偏差をとり、該偏差出力に基づいて前記電力変換装置を制御することを特徴とする請求項１１ないし１７のいずれか１項に記載の電力変換装置の高調波電流抑制方法。
  19. 前記外乱推定ステップは、前記制御系の伝達特性を、前記離散フーリエ変換部の出力電流のｄ軸を実部、ｑ軸を虚部と定義して複素数で表現し、ｄ、ｑ軸の各成分の高調波抑制電流指令値に対して同位相の前記離散フーリエ変換部の出力電流をＰａｍ、ｄ、ｑ軸の各成分の高調波抑制電流指令値に対して９０度位相が進んだ前記離散フーリエ変換部の出力電流をＰｂｍとしたときの電流指令値からＡＣフィルタの出力電流の検出値までの伝達特性Ｐａｍ＋ｊＰｂｍの逆特性Ｑａｍ＋ｊＱｂｍを前記係数とし、該係数を用いた積算器で前記離散フーリエ変換部のｄ軸出力信号のｎ次（ｎは零以外の整数）高調波検出値Ｉｏｕｔｄおよび前記離散フーリエ変換部のｑ軸出力信号のｎ次高調波検出値を掛けて、（ＩｏｕｔｄＱａｍ−ＩｏｕｔｑＱｂｍ）＋ｊ（ＩｏｕｔｑＱａｍ＋ＩｏｕｔｄＱｂｍ）を演算し、前記外乱を推定することを特徴とする請求項１８に記載の電力変換装置の高調波電流抑制方法。
  20. 前記電力変換装置を制御するステップは、前記電力変換装置に流れる電流と前記電流指令値との偏差出力に、前記系統母線とＡＣフィルタの連系点電圧の位相に同期した基準正弦波を加算して得た単相電圧指令値に基づいて前記電力変換装置を制御し、
    前記高調波検出ステップは、前記高調波検出部の入力電流と、前記系統母線およびＡＣフィルタの連系点電圧の位相を抑制対象高調波の次数ｎ倍にした高調波に等しい周波数の正弦波信号とを積算し、その直流成分を抽出してｎ次高調波と同位相の高調波検出信号を得、
    前記高調波検出部の入力電流と、前記系統母線およびＡＣフィルタの連系点電圧の位相を抑制対象高調波の次数ｎ倍にした高調波に等しい周波数の余弦波信号とを積算し、その直流成分を抽出してｎ次高調波に対して９０度進みの高調波検出信号を得、
    前記外乱推定ステップは、制御系の伝達特性を測定して決定され、ｎ次高調波と同位相成分およびｎ次高調波に対し９０度進んだ成分の各高調波抑制電流指令値から前記高調波検出部の入力電流値までの伝達関数の逆関数として定義された係数を用いた積算器で前記高調波検出部の出力信号を掛けて高調波の外乱を推定することを特徴とする請求項１１ないし１７のいずれか１項に記載の電力変換装置の高調波電流抑制方法。
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