KR101494453B1 - 전력변환장치의 고조파전류억제장치 및 고조파전류억제방법 - Google Patents

전력변환장치의 고조파전류억제장치 및 고조파전류억제방법 Download PDF

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Abstract

[과제] 시스템조건의 변화에 간단히 대응하는 고조파전류억제장치 제공.
[해결수단] 전력변환장치(10)의 인버터에 흐르는 전류의 d, q축 성분과 전류지령치의 편차를 구하고, 편차의 출력에 기초하여 상기 인버터를 제어하는 전류제어부(20); LCL필터(11)의 출력전류를 d, q축으로 변환하여 소정차수의 고조파를 직류값으로 검출하는 dq변환부(41)와 LPF(42d, 42q); 출력전류와, 고조파억제전류지령치에서 필터출력전류검출치로의 전달함수의 역함수로 정의되는 계수에 기초하여 고조파교란을 추정하는 교란옵저버(43); 상기 추정된 고조파교란과 교란을 억제하는 교란지령치의 편차를 구하여 d, q축 고조파억제전류지령치 (Ihdref, Ihqref)를 산출하는 고조파억제제어부(40)로 이루어지고, 상기 전류제어부(20)의 d, q축 전류지령치에, 상기 고조파억제전류지령치를 중첩시켜 고조파전류를 억제하는 고조파전류억제장치.

Description

전력변환장치의 고조파전류억제장치 및 고조파전류억제방법 {harmonic current suppression method and harmonic current suppression device of power conversion device}
본 발명은 시스템에 접속된 전력변환장치의 고조파전류억제와, 시스템의 조건변화에 관계없이 제어파라미터를 재설계할 필요 없는 시운전을 통해서 고조파억제제어를 행할 수 있는 고조파전류억제장치와 고조파전류억제방법에 관한 것이다.
전력변환장치는 시스템에 접속되면, 기본파주파수이외에 고조파전류를 출력한다. 이 고조파전류는 시스템에 접속된 역률개선용콘덴서를 과열시켜 절연파괴시키고, 변압기를 소손시키고, 전동기와 차단기의 오동작을 일으킬 수 있다. 따라서, 전력변환장치를 시스템에 접속시킬 때는 고조파유출에 대한 규제가 설치된다. 고조파전류의 출력을 억제하기 위해, 전력변환장치는 LC필터에 접속된다.
그러나, 상기 LC필터와 시스템내의 콘덴서, 변압기, 또는 부하간에 공진이 일어나, 특정차수의 고조파전류의 출력을 증가시킬 수 있다. 이 경우, 필터 콘덴서에 직렬로 저항을 추가하여 고조파전류를 저감시키는 방법이 있다. 전력변환장치에 댐핑(damping)제어를 적용하고, 인버터출력전류검출신호에 필터를 적용하여 고조파를 추출하고 위상을 조정하여 출력전압지령치에 가산시켜 고조파를 상쇄시킴으로써 고조파전류를 저감시킬 수 있다(특허문헌 1 참조).
나아가, 특허문헌 2의 명세서의 단락 0005와 단락 0006에, 공진억제제어 중에 시스템의 인덕턴스성분치가 변동하는 경우에도 왜곡전류저감효과를 유지하기 위해, LC필터의 출력부 전류의 피드백으로 인버터제어를 행하는 것이 기재되어 있다. 특허문헌 2에 개시된 내용에, 필터전류를 검출하여 고조파를 보상하는 방식이 있다. 이 제어에서, 고조파 추출에 사용되는 dq역변환에 위상 오프셋을 가산하여, 전류지령치에서 필터전류로의 위상의 전달특성을 고려한다.
또한, 고조파억제전류지령치에서 AC필터의 출력전류로의 전달함수를 측정하여 전력변환장치에서 출력되는 고조파전류를 저감시키는 방법이 있다.
특허문헌1: 일본국특허공개공보 제 2009-106131호 특허문헌2: 일본국특허공개공보 제 2001-16867호
상기 필터콘덴서에 직렬로 저항을 추가하는 방식에는 필터의 고조파억제기능이 저하되고 저항이 손실을 발생시킨다는 문제가 있다.
나아가, 특허문헌 1에 개시된 방식에서, 접속되는 각 시스템을 위해 댐핑제어의 제어파라미터를 설계하는 것이 필요하다. 시스템 조건의 변동으로 고조파전류의 주파수가 변하는 경우, 이 상황에 대응하는 것이 불가능하여, 파라미터의 재설계가 필요하다. 시스템조건을 미리 아는 경우에는 시뮬레이션에 기초한 설계가 가능하다. 그러나, 시스템의 모든 회로정수를 조사하는 것은 어렵다. 나아가, 고조파가 복수의 주파수로 구성되는 경우 필터 설계가 어렵다.
특허문헌 2에 개시된 방식은, 진폭에 관한 전달특성을 고려하지 않는다는 문제가 있다. 그에 따라, 시스템조건이 변화하면, 보상대상 고조파전류가 인버터로부터 출력될 때, 대부분이 필터콘덴서로 유입되어, 필터전류의 왜곡을 보상하기 위한 인버터출력전류가 부족해지고, 왜곡이 잔류하거나, 왜곡에 대한 보상 시간이 길어지는 문제가 발생할 수 있다. 나아가, 필터콘덴서와 시스템이 공진을 발생시킬 수 있다. 이 경우, 인버터출력전류보다 필터전류가 크기 때문에, 왜곡에 대한 보상이 오버슈트를 발생시켜, 제어를 불안정하게 만들 수 있다. 나아가, 시스템조건의 변동으로 인해 dq역변환에 사용되는 위상오프셋이 적절치에서 벗어나는 경우, 보상 시간이 길어지거나 제어가 불안정해지는 문제가 발생한다.
고조파억제전류지령치에서 AC필터 출력전류로의 전달함수를 측정하는 방법은, 전달함수 측정시 공진점의 수를 찾아 전달함수의 차수를 추정하고, 측정결과로부터 각 차수의 계수를 최소자승법 등으로 추정하는 복잡한 연산을 필요로 한다.
다른 제어법에서는 설계시 시스템의 모든 회로정수를 조사하는 것이 필요하다. 시스템조건이 변하는 경우 파라미터의 재설계가 필요하다.
미래에는, 자연에너지의 이용촉진으로 더 많은 전력변환장치가 접속되고, 공진점의 수가 증가하고, 시스템조건변화가 빈발하게 될 것으로 예상된다. 이러한 시스템을 위해 제어파라미터의 재설계가 필요 없이 시스템조건의 변화에 간단히 대응할 수 있는 고조파억제제어가 필요하다. 그러나, 상기된 바와 같이, 종래의 방식은, 제어파라미터의 재설계 없이 고조파억제제어가 시스템조건의 변화에 대응할 수 없다는 문제가 있다.
본 발명은 상기 과제의 해결을 목적으로 한다. 제어파라미터를 재설계할 필요 없이, 시스템조건 변화에 간단히 대응할 수 있는 전력변환장치를 위한 고조파전류억제장치와 고조파전류억제방법을 제공하는 것이 본 발명의 목적이다.
상기 과제를 해결하기 위한 제1 형태에 따르며, 교류전원의 시스템모선(system bus bar)이 일단에 접속되고 전력변환장치가 타단에 접속된 AC필터를 포함하는, 전력변환장치의 고조파전류억제장치는,
상기 전력변환장치에 흐르는 전류와 전력변환장치전류의 전류지령치의 편차를 구하고, 편차의 출력에 기초하여 상기 전력변환장치를 제어하는 전류제어수단; 및
상기 AC필터의 출력전류를 입력받아, 입력전류중 소정차수의 고조파를 직류값으로 출력하는 고조파검출부: 및 고조파억제전류지령치에서 상기 고조파검출부에 입력되는 전류치로의 전달함수의 역함수로 정의되고, 제어계의 전달특성을 측정함으로써 결정되는 계수를 사용하는 적산기에 상기 고조파검출부의 출력신호를 입력하여 고조파교란(disturbance of the harmonic)을 추정하는 교란옵저버:를 가지고, 상기 추정된 고조파교란과 교란억제를 위한 교란지령치의 편차를 계산하여 고조파억제전류지령치를 산출하는 고조파억제제어수단;을 구비하여 이루어지고,
상기 전류제어수단의 전류지령치에, 상기 고조파억제제어수단에 의해 산출되는 고조파억제전류지령치가 중첩되어 고조파전류를 억제하게 된다.
본 발명의 제 11 형태에 따르면, 전력변환장치의 고조파전류억제방법은, AC필터의 일단에 교류전원의 시스템모선이 접속되고 타단에 전력변환장치가 접속된 상태에서,
고조파억제제어수단의 고조파검출부에서, 상기 AC필터의 출력전류를 입력받아, 입력전류중 소정차수의 고조파를 직류값으로 출력하는 고조파검출스텝;
고조파억제제어수단의 교란옵저버에서, 고조파억제전류지령치에서 상기 고조파검출부에 입력되는 전류치로의 전달함수의 역함수로 정의되고, 제어계의 전달특성을 측정함으로써 결정되는 계수를 사용하는 적산기에 상기 고조파검출부 출력신호를 입력하여 고조파의 교란을 추정하는 교란추정스텝;
고조파억제제어수단에서, 상기 추정된 고조파교란과 교란억제를 위한 교란지령치의 편차를 계산하여 고조파억제전류지령치를 산출하는 고조파억제전류지령치산출스텝; 및
전류제어수단에서, 설정된 전류지령치에 상기 고조파억제제어수단에 의해 산출되는 고조파억제전류지령치가 중첩되어 생성되는 전류지령치와, 상기 전력변환장치에 흐르는 전류의 편차를 구하여서, 편차의 출력에 기초하여 상기 전력변환장치를 제어하는 스텝;을 구비하여 이루어진다.
상기 구성에 따르면, 고조파억제전류지령치에서 AC필터 출력전류검출치로의 전달특성을 상쇄하는 계수(전달함수의 역함수의 계수)에 기초하여 추정된 교란과 교란을 억제하기 위한 교란지령치의 편차를 구해 고조파억제전류지령치를 산출하는 기능은, AC필터와 시스템임피던스간의 공진으로 인해 전력변환장치로부터 유출되는 고조파전류를 억제한다.
나아가, AC필터와 시스템임피던스를 모르고, 공진점이 다수 존재하는 경우, 시운전을 통해 계수 Qam, Qbm을 측정함으로써 안정된 고조파억제가 가능하고, 제어파라미터의 설계는 불필요하다.
나아가, 종래에는 높은 차수의 고조파에서 제어지연에 따른 위상지연의 영향이 컸지만, 상기 제어지연을 포함하여 전달특성을 측정하여 상기 계수를 결정하는 본 발명에 따르면, 고조파의 차수가 높아도 안정된 고조파억제가 가능하다.
제 2 형태에 따르면, 제 1 형태의 전력변환장치의 고조파전류억제장치에 복수의 고조파차수에 해당하는 복수의 고조파억제제어수단이 병렬로 설치되고, 고조파억제제어수단에 의해 산출되는 고조파억제전류지령치가 가산되고; 가산된 전류지령치가 상기 전류제어수단의 전류지령치에 중첩되는 구성이 이루어진다.
제 12 형태에 따르면, 제 11 형태의 전력변환장치의 고조파전류억제방법에서, 복수의 고조파차수에 해당하는 복수의 고조파억제제어수단이 병렬 설치되고, 전류제어수단에서 상기 고조파억제제어수단에 의해 산출되는 고조파억제전류지령치를 가산하여 그 합을 상기 전류제어수단의 전류지령치에 중첩시키는 스텝을 구비하는 구성이 이루어진다.
상기 구성에 따르면, 고조파억제제어수단내의 고조파검출부의 연산은, 다른 차수의 고조파와의 간섭을 완전히 상쇄시켜, 복수 차수의 고조파억제를 가능케 한다.
제 3 형태에 따르면, 제 1 형태 또는 제 2 형태의 전력변환장치의 고조파전류억제장치에, 상기 고조파검출부가, 상기 AC필터의 출력전류 대신, 상기 시스템모선에 접속된 부하에 흐르는 부하전류와 상기 AC필터의 출력전류가 합해진 가산전류를 입력받아, 입력전류중 소정차수의 고조파를 직류값으로 출력하고; 상기 교란옵저버의 상기 계수가, 고조파억제전류지령치에서 상기 가산전류로의 전달함수의 역함수로 정의되는 구성이 이루어진다.
제 13 형태에 따르면, 제 11 형태 또는 제 12 형태의 전력변환장치의 고조파전류억제방법에, 상기 고조파검출스텝에서, 상기 AC필터의 출력전류 대신, 상기 시스템모선에 접속된 부하에 흐르는 부하전류와 상기 AC필터의 출력전류가 합해진 가산전류를 입력받아, 입력전류중 소정차수의 고조파를 직류값으로 출력하고; 상기 교란추정스텝의 상기 계수가, 고조파억제전류지령치에서 상기 가산전류로의 전달함수의 역함수로 정의되는 구성이 이루어진다.
상기 구성에 따르면, 시스템부하로부터 출력되는 고조파전류를 전력변환장치에서 흡수하여, 상위시스템으로 고조파전류가 출력되는 것을 방지하는 액티브필터기능을 제공할 수 있다.
제 4 형태에 따르면, 제 1 형태 또는 제 2 형태의 전력변환장치의 고조파전류억제장치에, 상기 고조파검출부가, 상기 AC필터의 출력전류 대신, 상기 시스템모선에 흐르는 시스템전류를 입력받아, 입력전류중 소정차수의 고조파를 직류값으로 출력하고; 상기 교란옵저버의 상기 계수가, 고조파억제전류지령치에서 상기 시스템전류로의 전달함수의 역함수로 정의되는 구성이 이루어진다.
제 14 형태에 따르면, 제 11 형태 또는 제 12 형태의 전력변환장치의 고조파전류억제방법에, 상기 고조파검출스텝에서, 상기 AC필터의 출력전류 대신, 상기 시스템모선에 흐르는 시스템전류를 입력받아, 입력전류중 소정차수의 고조파를 직류값으로 출력하고; 상기 교란추정스텝의 상기 계수가, 고조파억제전류지령치에서 상기 시스템전류로의 전달함수의 역함수로 정의되는 구성이 이루어진다.
상기 구성에 따르면, 시스템의 연계점이 고조파부하 또는 액티브필터 이외에 접속되는 경우에도, 시운전을 통해 계수를 측정함으로써 안정된 고조파억제가 가능하다. 나아가, 필터의 출력전류를 검출하는 전류검출기를 생략할 수 있다.
제 5 형태에 따르면, 제 1 형태에서 제 4 형태의 전력변환장치의 고조파전류억제장치에, 상기 고조파검출부에 의해 직류값으로 검출된 고조파의 차수가 n=-1이어서, 상기 고조파억제제어수단에 의해 산출된 고조파억제전류지령치가 기본파의 역상성분인 구성이 이루어진다.
제 15 형태에 따르면, 제 11 형태에서 제 14 형태의 전력변환장치의 고조파전류억제방법에, 상기 고조파검출스텝에서 직류값으로 검출된 고조파의 차수가 n=-1이어서, 상기 고조파억제제어수단에 의해 산출된 고조파억제전류지령치가 기본파의 역상성분인 구성이 이루어진다.
상기 구성에 따르면, 부하가 삼상불평형인 경우, 부하전류의 불평형성분을 보상하고, 시스템전류를 평형하게 하는 것이 가능하다.
제 6 형태에 따르면, 제 1 형태에서 제 5 형태의 전력변환장치의 고조파전류억제장치에, 상기 교란옵저버의 계수가, 제어계의 전달특성을 측정하거나 측정하지 않고 결정되고; 상기 고조파전류억제장치가, 상기 고조파검출부의 출력신호의 고조파검출치와 상기 출력신호의 1주기전 고조파검출치의 변화량을 구하고; 상기 출력신호의 1주기전 고조파검출치와 상기 변화량의 위상차를 상기 계수의 위상보정량으로 산출하고; 상기 출력신호의 1주기전 고조파검출치와 상기 변화량의 진폭차를 상기 계수의 진폭보정량으로 산출하는 계수보정량산출부; 및 상기 계수보정량산출부에 의해 산출된 위상보정량으로 상기 계수의 위상을 보정하고, 상기 계수보정량산출부에 의해 산출된 진폭보정량으로 상기 계수의 진폭을 보정하는 계수보정수단을 포함하는 구성이 이루어진다.
제 16 형태에 따르면, 제 11 형태에서 제 15 형태의 전력변환장치의 고조파전류억제방법에, 상기 교란옵저버의 계수가, 제어계의 전달특성을 측정하거나 측정하지 않고 결정되고; 상기 고조파전류억제방법이, 계수보정량산출부가 상기 고조파검출부의 출력신호의 고조파검출치와 상기 출력신호의 1주기전 고조파검출치의 변화량을 구하고; 상기 출력신호의 1주기전 고조파검출치와 상기 변화량의 위상차를 상기 계수의 위상보정량으로 산출하고; 상기 출력신호의 1주기전 고조파검출치와 상기 변화량의 진폭차를 상기 계수의 진폭보정량으로 산출하도록 하는 계수보정량산출스텝; 및 상기 계수보정량산출부에 의해 산출된 위상보정량으로 상기 계수의 위상을 보정하고, 상기 계수보정량산출부에 의해 산출된 진폭보정량으로 상기 계수의 진폭을 보정하는 계수보정스텝;을 포함하는 구성이 이루어진다.
상기 구성에 따르면, 부하변동 등의 시스템조건의 변화로 인해 제어가 불안정해지는 것을 방지하면서, 시스템조건의 변화에 대응하는 고조파억제가 가능하다. 상기 계수의 초기치를 신중히 결정하지 않아도 계수를 적절치로 설정할 수 있기 때문에, 시운전을 통한 계수 결정이 불필요하다.
제 7 형태에 따르면, 제 6 형태의 전력변환장치의 고조파전류억제장치에, 상기 계수보정수단이, 보정조건을 미리 설정하고, 검출된 고조파가 상기 보정조건에 일치하는지의 여부에 따라 상기 산출된 위상보정량과 진폭보정량을 조정하는 구성이 이루어진다.
제 17 형태에 따르면, 제 16 형태의 전력변환장치의 고조파전류억제방법에, 상기 계수보정스텝에서, 보정조건을 미리 설정하고, 검출된 고조파가 상기 보정조건에 일치하는지의 여부에 따라 상기 산출된 위상보정량과 진폭보정량을 조정하는 구성이 이루어진다.
상기 구성에 따르면, 예를 들어, 오버슈트의 발생을 억제하거나 진폭의 정확도를 향상시키는 등의 목적에 따라 보정조건을 설정하여, 목적에 따라 계수의 보정량을 조정하는 것이 가능하다.
제 8 형태에 따르면, 제 1 형태에서 제 7 형태의 전력변환장치의 고조파전류억제장치에, 상기 전류제어수단이, 전력변환장치에 흐르는 전류의 d축 성분과 전력변환장치전류의 d축 성분의 전류지령치의 편차와, 전력변환장치에 흐르는 전류의 q축 성분과 전력변환장치전류의 q축 성분의 전류지령치의 편차를 구하여, 편차출력에 기초하여 상기 전력변환장치를 제어하고; 상기 고조파억제제어수단의 고조파검출부가, 입력전류에 d, q축 변환을 행하고, 입력전류중 소정차수의 고조파를 직류값으로 출력하는 이산푸리에변환부; 및 d축, q축 각 성분의 고조파억제전류지령치에서 상기 고조파검출부의 입력전류치로의 전달함수의 역함수로 정의되고, 제어계의 전달특성을 측정함으로써 결정되는 계수를 사용하는 적산기에 상기 이산푸리에변환부의 출력신호를 입력하여 고조파의 d축 성분의 교란과 고조파의 q축 성분의 교란을 추정하는 교란옵저버;를 포함하고, 상기 추정된 교란과, 교란억제를 위한 교란지령치의 편차를 계산하여 d축, q축 고조파억제전류지령치를 산출하고, 상기 전류제어수단의 d, q축 전류지령치에, 상기 고조파억제제어수단에 의해 산출되는 d축, q축 고조파억제전류지령치가 중첩되어 고조파전류를 억제하는 구성이 이루어진다.
제 18 형태에 따르면, 제 11 형태 또는 제 17 형태의 전력변환장치의 고조파전류억제방법에, 상기 고조파검출스텝이, 이산푸리에변환부에서 입력전류에 d, q축 변환을 행하고, 입력전류중 소정차수의 고조파를 직류값으로 출력하는 스텝이고; 상기 교란추정스텝이, d축, q축 각 성분의 고조파억제전류지령치에서 상기 고조파검출부의 입력전류치로의 전달함수의 역함수로 정의되고, 제어계의 전달특성을 측정함으로써 결정되는 계수를 사용하는 적산기에 상기 이산푸리에변환부의 출력신호를 입력하여 고조파의 d축 성분의 교란과 고조파의 q축 성분의 교란을 추정하는 스텝이고; 상기 고조파억제전류지령치산출스텝이, 상기 추정된 교란과, 교란억제를 위한 교란지령치의 편차를 계산하여 d축, q축 고조파억제전류지령치를 산출하는 스텝이고; 상기 전력변환장치를 제어하는 스텝이, 전력변환장치에 흐르는 전류의 d축 성분과, 상기 고조파억제제어수단에 의해 산출된 d축 고조파억제전류전류지령치를 d축 전류지령치에 중첩시켜 얻어지는 전류지령치의 편차와, 전력변환장치에 흐르는 전류의 q축 성분과, 상기 고조파억제제어수단에 의해 산출된 q축 고조파억제전류전류지령치를 q축 전류지령치에 중첩시켜 얻어지는 전류지령치의 편차를 구하고, 편차의 출력에 기초하여 전력변환장치를 제어하는 스텝인 구성이 이루어진다.
상기 구성에 따르면, d, q축 각 성분의 고조파억제전류지령치에서 AC필터 출력전류검출치로의 전달특성을 상쇄하는 계수(전달함수의 역함수의 계수)에 기초하여 추정된 교란과 교란을 억제하기 위한 교란지령치의 편차를 구해 고조파억제전류지령치를 산출하는 기능은, AC필터와 시스템임피던스간의 공진으로 인해 3상 전력변환장치로부터 유출되는 고조파전류를 억제한다.
나아가, AC필터와 시스템임피던스를 모르고, 공진점이 다수 존재하는 경우, 시운전을 통해 계수 Qam, Qbm을 측정함으로써 안정된 고조파억제가 가능하고, 제어파라미터의 설계는 불필요하다.
나아가, 종래에는 높은 차수의 고조파에서 제어지연에 따른 위상지연의 영향이 컸지만, 상기 제어지연을 포함하여 전달특성을 측정하여 상기 계수를 결정하는 본 발명에 따르면, 고조파의 차수가 높아도 안정된 고조파억제가 가능하다.
제 9 형태에 따르면, 제 8 형태의 전력변환장치의 고조파전류억제장치에, 상기 교란옵저버가, 전류지령치에서 AC필터 출력전류검출치로의 전달특성 Pam + jPbm의 역특성 Qam + jQbm인 상기 계수를 사용하는 적산기를, Ioutd로 나타낸 상기 이산푸리에변환부의 d축 출력신호의 n차(n은 0이외 정수) 고조파검출치와 Ioutq로 나타낸 상기 이산푸리에변환부의 q축 출력신호의 n차 고조파검출치에 적용함으로써 (Ioutd·Qam - Ioutq·Qbm) + j(Ioutq·Qam + Ioutd·Qbm)을 연산하여 상기 교란을 추정하고; 상기 제어계의 전달특성이, 상기 이산푸리에변환부의 출력전류의 d축성분이 실수부로 정의되고, 상기 이산푸리에변환부의 출력전류의 q축성분이 허수부로 정의된 복소수로 표현되고; Pam은 d축, q축 각 성분의 고조파억제전류지령치와 동위상인 상기 이산푸리에변환부의 출력전류를 나타내고, Pbm은 d축, q축 각 성분의 고조파억제전류지령치에 대해 90도 나아간 위상을 갖는 상기 이산푸리에변환부의 출력전류를 나타내는 구성이 이루어진다.
제 19 형태에 따르면, 제 18 형태의 전력변환장치의 고조파전류억제방법에, 상기 교란추정스텝이, 전류지령치에서 AC필터 출력전류검출치로의 전달특성 Pam + jPbm의 역특성 Qam + jQbm인 상기 계수를 사용하는 적산기를, Ioutd로 나타낸 상기 이산푸리에변환부의 d축 출력신호의 n차(n은 0이외 정수) 고조파검출치와 Ioutq로 나타낸 상기 이산푸리에변환부의 q축 출력신호의 n차 고조파검출치에 적용함으로써 (Ioutd·Qam - Ioutq·Qbm) + j(Ioutq·Qam + Ioutd·Qbm)을 연산하여 상기 교란을 추정하는 스텝이고; 상기 제어계의 전달특성이, 상기 이산푸리에변환부의 출력전류의 d축성분이 실수부로 정의되고, 상기 이산푸리에변환부의 출력전류의 q축성분이 허수부로 정의된 복소수로 표현되고; Pam은 d축, q축 각 성분의 고조파억제전류지령치와 동위상인 상기 이산푸리에변환부의 출력전류를 나타내고, Pbm은 d축, q축 각 성분의 고조파억제전류지령치에 대해 90도 나아간 위상을 갖는 상기 이산푸리에변환부의 출력전류를 나타내는 구성이 이루어진다.
제 10 형태에 따르면, 제 1 형태에서 제 7 형태의 전력변환장치의 고조파전류억제장치에, 상기 전류제어수단이, 상기 전력변환장치에 흐르는 전류와 상기 전류지령치의 편차의 출력에 상기 시스템모선과 AC필터의 연계점전압과 위상이 동기화된 기준사인파가 더해져 생성되는 단상전압지령치에 기초하여 상기 전력변환장치를 제어하고; 상기 고조파억제제어수단의 고조파검출부가, 상기 입력전류와, 상기 시스템모선과 AC필터의 연계점전압의 위상에 억제대상고조파의 차수인 n배를 곱한 위상을 갖고 억제대상고조파와 같은 주파수를 갖는 사인파신호의 곱을 구한 후, 직류성분을 추출하여 n차 고조파와 위상이 같은 고조파검출신호를 생성하고, 상기 고조파억제제어수단의 고조파검출부가, 상기 입력전류와, 상기 시스템모선과 AC필터의 연계점전압의 위상에 억제대상고조파의 차수인 n배를 곱한 위상을 갖고 억제대상고조파와 같은 주파수를 갖는 코사인파신호의 곱을 구한 후, 직류성분을 추출하여 n차 고조파에 대해 90도 나아간 위상을 갖는 고조파검출신호를 생성하고, 상기 고조파억제제어수단의 교란옵저버가, n차 고조파와 위상이 같은 성분의 고조파억제전류지령치와 n차 고조파에 대해 90도 나아간 성분의 고조파억제전류지령치에서 상기 고조파검출부의 입력전류치로의 전달함수의 역함수로 정의되고, 제어계의 전달특성을 측정함으로써 결정되는 계수를 사용하는 적산기에 상기 고조파검출부의 출력신호를 입력하여 고조파 교란을 추정하는 구성이 이루어진다.
제 20 형태에 따르면, 제 11 형태에서 제 17 형태의 전력변환장치의 고조파전류억제방법에, 상기 전력변환장치를 제어하는 스텝이, 상기 전력변환장치에 흐르는 전류와 상기 전류지령치의 편차의 출력에 상기 시스템모선과 AC필터의 연계점전압과 위상이 동기화된 기준사인파가 더해져 생성되는 단상전압지령치에 기초하여 상기 전력변환장치를 제어하는 스텝이고; 상기 고조파검출스텝이, 상기 입력전류와, 상기 시스템모선과 AC필터의 연계점전압의 위상에 억제대상고조파의 차수인 n배를 곱한 위상을 갖고 억제대상고조파와 같은 주파수를 갖는 사인파신호의 곱을 구한 후, 직류성분을 추출하여 n차 고조파와 위상이 같은 고조파검출신호를 생성하는 스텝; 및 상기 입력전류와, 상기 시스템모선과 AC필터의 연계점전압의 위상에 억제대상고조파의 차수인 n배를 곱한 위상을 갖고 억제대상고조파와 같은 주파수를 갖는 코사인파신호의 곱을 구한 후, 직류성분을 추출하여 n차 고조파에 대해 90도 나아간 위상을 갖는 고조파검출신호를 생성하는 스텝;을 포함하고, 상기 교란추정스텝이, n차 고조파와 위상이 같은 성분의 고조파억제전류지령치와 n차 고조파에 대해 90도 나아간 성분의 고조파억제전류지령치에서 상기 고조파검출부의 입력전류치로의 전달함수의 역함수로 정의되고, 제어계의 전달특성을 측정함으로써 결정되는 계수를 사용하는 적산기에 상기 고조파검출부의 출력신호를 입력하여 고조파 교란을 추정하는 스텝인 구성이 이루어진다.
상기 구성에 따르면, 고조파억제전류지령치에서 AC필터 출력전류검출치로의 전달특성을 상쇄하는 계수(전달함수의 역함수의 계수)에 기초하여 추정된 교란과 교란을 억제하기 위한 교란지령치의 편차를 구해 고조파억제전류지령치를 산출하는 기능은, AC필터와 시스템임피던스간의 공진으로 인해 단상 전력변환장치로부터 유출되는 고조파전류를 억제한다.
나아가, AC필터와 시스템임피던스를 모르고, 공진점이 다수 존재하는 경우, 시운전을 통해 계수 Qam, Qbm을 측정함으로써 안정된 고조파억제가 가능하고, 제어파라미터의 설계는 불필요하다.
나아가, 종래에는 높은 차수의 고조파에서 제어지연에 따른 위상지연의 영향이 컸지만, 상기 제어지연을 포함하여 전달특성을 측정하여 상기 계수를 결정하는 본 발명에 따르면, 고조파의 차수가 높아도 안정된 고조파억제가 가능하다.
(1) 제 1~5 형태, 제 8~15 형태, 제 18~20 형태에 기재된 발명에 따르면, AC필터와 시스템의 임피던스간의 공진에 의해 전력변환장치로부터 유출되는 고조파전류를 억제할 수 있다.
나아가, AC필터와 시스템의 임피던스를 알지 못하고 공진점이 다수 존재하는 경우에도, 시운전을 통해 계수를 측정하여 안정된 고조파억제가 가능하고, 제어파라미터의 설계가 불필요해진다.
시스템조건에 생기는 변동이 작으면, 계수를 변경할 필요가 없이 안정된 고조파억제를 지속할 수 있다. 시스템조건에 큰 변동이 생기는 경우에도, 시운전을 통해 계수를 재측정함으로써 변동에 대응이 가능하다.
(2) 제 6, 7, 16, 17 형태에 기재된 발명에 따르면, 고조파억제전류지령치에서 AC필터 출력전류검출치로의 전달특성의 역함수인 계수의 보정을 자동적으로 행할 수 있다.
부하변동과 같이 시스템조건이 변하여 제어가 불안정해지는 것을 방지하면서 시스템조건의 변화에 따라 고조파억제를 행하는 것이 가능하다. 상기 계수의 초기치를 신중히 선택하지 않고서도 계수를 적절치로 정할 수 있기 때문에, 시운전을 통해 계수를 결정할 필요가 없다.
(3) 제 2, 12 형태에 기재된 발명에 따르면, 전력변환장치로부터 유출되는 고조파전류의 차수가 복수여도 고조파전류의 억제가 가능하다.
(4) 제 3, 13 형태에 기재된 발명에 따르면, 시스템 부하로부터 출력되는 고조파전류를 전력변환장치에서 흡수하여, 상위시스템으로 고조파전류가 출력되는 것을 방지하는 액티브필터기능을 제공할 수 있다.
또한, AC필터, 시스템 임피던스, 고조파부하 특성을 알지 못하고, 공진점이 다수 존재하는 경우에도, 시운전을 통한 계수 측정에 기초한 안정된 액티브필터동작이 가능하다. 나아가, 시스템조건에 큰 변동이 생기는 경우에도, 시운전을 통해 계수를 재측정하여 대응할 수 있다.
나아가, AC필터의 출력전류와 부하전류의 고조파를 일치시켜, 높은 고조파전류보상성능을 얻을 수 있다.
(5) 제 4, 14 형태에 기재된 발명에 따르면, 시스템의 연계점이 고조파부하 또는 액티브필터 이외에 접속되는 경우에도, 시운전을 통한 계수 측정에 기초한 안정된 고조파억제가 가능하다. 나아가, 필터의 출력전류를 검출하는 전류검출기를 생략할 수 있다.
(6) 제 5, 15 형태에 기재된 발명에 따르면, 불평형전류 보상기능을 실현할 수 있다. 나아가, 제 2, 12 형태와의 조합으로, 액티브필터에 기초한 고조파전류억제에 불평형전류 보상기능을 추가할 수 있다.
(7) 제 7, 17 형태에 기재된 발명에 따르면, 예를 들어 오버슈트의 발생을 억제하거나 진폭의 정확도를 증가시킬 목적에 따라 보정조건을 설정하여, 목적에 따라 보정량을 조정할 수 있다.
(8) 제 9, 19 형태에 기재된 발명에 따르면, 고조파억제전류지령치에서 AC필터의 출력전류검출치로의 전달함수가 복소수로 표현된다. 이 경우, 전달특성을 진폭변화와 위상변화를 통해 구하고, 복소수를 사용하여 (Ioutd·Qam - Ioutq·Qbm) + j (Ioutq·Qam + Ioutd·Qbm)의 단순한 연산으로 교란을 추정할 수 있다.
(9) 제 10, 20 형태에 기재된 발명에 따르면, AC필터와 시스템 임피던스간의 공진으로 인해 단상 전력변환장치로부터 유출되는 고조파전류를 억제시켜, 상기 (1)에서와 같은 효과를 얻을 수 있다.
도 1은 본 발명의 실시예 1에 따른 전력변환장치의 구성을 나타내며, 도1A는 주회로 블록도, 도 1B는 전류제어부 블록도, 도 1C는 고조파억제제어부블록도이다.
도 2는 본 발명의 실시예 2에 따른 전력변환장치의 고조파억제제어부의 구성도이다.
도 3은 본 발명의 실시예 3에 따른 전력변환장치의 고조파억제제어부의 구성도이다.
도 4는 본 발명의 실시예 4에 따른 전력변환장치의 고조파억제제어를 액티브필터에 적용한 예를 나타내는 구성도이다.
도 5는 본 발명의 실시예 5에 따른 전력변환장치의 고조파억제제어를 액티브필터에 적용한 예를 나타내는 구성도이다.
도 6은 본 발명의 실시예 1에 따른 고조파억제제어부 개방루프의 계수측정시의 구성도이다.
도 7은 본 발명의 실시예 7에 따른 전력변환장치의 구성도이다.
도 8은 최적조건에서 제어가 행해지는 조건 하에 고조파전류검출치가 변하는 상황을 나타내는 설명도이다.
도 9는 위상편차가 60도인 조건 하에 고조파전류검출치가 변하는 상황을나타내는 설명도이다.
도 10은 진폭편차가 2.5배, 위상편차가 10도인 조건 하에 고조파전류검출치가 변하는 상황을 나타내는 설명도이다.
도 11은 고조파억제제어부에서 보정기능을 제거하여 간략화한 본 발명의 실시예 7에 따른 제어블록도이다.
도 12는 도 11의 블록도를 변형한 제어블록도이다.
도 13은 본 발명의 실시예 7에서 Iout 교란으로부터 Iout 출력으로의 전달함수의 설명도이다.
도 14는 본 발명의 실시예 7에서 Iout 고조파검출치의 변화를 나타내는 설명도이다.
도 15는 본 발명의 실시예 7에서의 계수보정동작에 대한 플로우차트이다.
도 16은 본 발명의 실시예 8에 따른 전력변환장치의 구성을 나타내며, 도 16A는 주회로 블록도, 도 16B는 전류제어부 블록도, 도 16C는 고조파억제제어부 블록도이다.
도 17은 본 발명의 실시예 8에 따른 고조파억제제어부 개방루프의 계수측정시의 구성도이다.
도 18은 본 발명의 실시예 9에 따른 전력변환장치의 고조파억제제어부의 구성도이다.
이하에, 도면을 참조하여 본 발명의 실시형태에 대해 설명한다. 본 발명은 하기 실시형태에 한정되지 않는다. 이하의 실시예 1~7은, 전력변환장치로 3상 인버터를 사용한 예를 들어 설명하고, 실시예 8, 9는 전력변환장치로 단상 인버터를 사용한 예를 들어 설명한다.
[실시예 1]
도 1은 본 발명의 실시예 1에 따른 전력변환장치(10)의 구성을 나타내며, 도 1a는 전력변환장치(10)의 주회로, 도 1b는 전력변환장치(10)를 제어하는 전류제어부, 도 1c는 전력변환장치(10)를 제어하는 고조파억제제어부를 나타낸다.
도 1a에서, 전력변환장치(10)는, 반도체스위칭소자와 다이오드의 역병렬체(antiparallel unit)가 삼상브릿지접속된 인버터로 이루어진다. 인버터의 직류측은 콘덴서(C1)에 접속된다. 콘덴서(C1)에 저장된 전력은 전력변환장치(10)에 의해 교류로 변환된 후 시스템에 공급된다. 전력변환장치(10)의 교류측은 리액터(L1, L2)와 콘덴서(C2)로 이루어진 LCL필터(AC필터)(11)를 통해 시스템모선(12)에 접속된다. 시스템모선(12)과 교류전원(13)간에는 리액터(L3~L6)와 콘덴서(C3~C5)가 다수존재하여, 고조파억제를 위한 필터리액터, 변압기의 누설리액턴스, 케이블의 기생임피던스 및 부유용량(stray capacity), 역률개선용콘덴서를 모의적으로 나타내고, 다수의 공진점을 제공한다.
시스템모선(12)에는 부하(14)가 접속된다. 전류검출기(CT1)는 인버터전류 Iinv를 검출한다. 전류검출기(CT2)는 LCL필터(11)의 출력전류를 검출한다. 변압기(PT)는 시스템과 접속된 연계점의 전압을 검출한다.
전류제어부(20)의 구성을 나타내는 도 1b에서, dq변환부(21)는 도 1a의 전류검출기(CT1)에서 검출된 인버터전류 Iinv를 입력받아 d축과 q축으로 변환한다.
가산기(22d)는 d축출력전류지령치 Idref와 d축고조파억제전류지령치 Ihdref를 합한 신호 Idref + Ihdref를 생성한다. 가산기(22q)는 q축출력전류지령치 Iqref와 q축고조파억제전류지령치 Ihqref를 합한 신호 Iqref + Ihqref를 생성한다.
d축전류지령가산기(23d)는 상기 합(合)신호 Idref + Ihdref와 dq변환부(21)로부터 출력되는 d축인버터전류 Iinvd를 입력받아 편차신호를 생성한다.
q축전류지령가산기(23q)는 상기 합신호 Iqref + Ihqref와 dq변환부(21)로부터 출력되는 q축인버터전류 Iinvq를 입력받아 편차신호를 생성한다.
d축비례적분제어기(24d)는 상기 d축 편차신호를 입력받는다. q축비례적분제어기(24q)는 상기 q축 편차신호를 입력받는다. d축전압지령가산기(25)는 상기 d축비례적분제어기(24d)의 출력신호에 후술의 기준전압을 합한다.
dq역변환부(26)는, 상기 d축전압지령가산기(25)에서 출력되는 d축전압지령치 Vdref와 q축비례적분제어기(24q)에서 출력되는 q축전압지령치 Vqref를 입력받아 3상 전압지령치 Vref를 생성한다.
PWM게이트신호작성부(30)는 전류제어부(20)의 출력측에 설치되어 3상 전압지령치 Vref를 캐리어신호로 PWM변조시켜 전력변환장치(10)의 게이트신호를 생성한다.
PLL(위상동기회로) 제어기(31)는 도 1a의 변압기(PT)에 의해 검출된 연계점전압 Vs을 입력받아 dq변환부(21)와 dq역변환부(26)로 위상을 출력한다.
고조파억제제어부(40)의 구성을 나타내는 도 1c에서, dq변환부(41)는 도 1a의 전류검출기(CT2)에서 검출된 필터출력전류 Iout을 입력받아 d축, q축으로 변환한다.
d축 LPF(42d)는 dq변환부(41)에서 출력되는 신호를 입력받아 필터출력신호 Idout을 출력한다. Q축 LPF(42q)는 dq변환부(41)에서 출력되는 신호를 입력받아 필터출력신호 Iqout을 출력한다.
본 실시예 1에서, 상기 dq변환부(41), d축 LPF(42d) 및 q축 LPF(42q)는 본 발명의 이산푸리에변환부를 구성한다.
교란옵저버(43)는 상기 필터출력신호 Idout, Iqout을 입력받아 고조파교란을 추정하여 d축고조파억제전류지령치 Idn과 q축고조파억제전류지령치 Iqn을 출력한다.
dq역변환부(44)는 교란옵저버(43)에서 출력되는 d축고조파억제전류지령치 Idn과 q축고조파억제전류지령치 Iqn을 입력받아 dq역변환을 행한다.
dq역변환부(44)에서 출력되는 고조파억제전류지령은 dq변환부(51)에 의해 dq변환되어 도 1b의 d축출력전류지령치 Idref와 q축출력전류지령치 Iqref에 가산된다.
상기 dq변환부(41)와 dq역변환부(44)는 위상신호도 입력받는다. 도 1b의 PLL제어기(31)에서 출력되는 위상은 적산기(41n, 44n)에 의해 억제대상 고조파의 차수인 n배가 곱해져 dq변환부(41)와 dq역변환부(44)에 입력된다. 최후단의 dq변환부(51)는 적산기를 경유하지 않고 위상신호를 입력받는다. 이는 도 1b의 전류제어부에서, dq좌표로의 변환이 기본파 dq좌표상에서의 PI연산에 적용되기 때문이다.
다음에 교란옵저버(43)에 대해 상세히 설명한다. 교란옵저버(43)는, 적산기(45dam, 45dbm), 적산기(45qam, 45qbm), d축고조파억제전류지령가산기(46d), q축고조파억제전류지령가산기(46q), d축 LPF(47d), q축 LPF(47q), 가산기(48d), 가산기(48q), 가산기(49d), 가산기(49q)로 구성된다. d축계수 Qdam, Qdbm을 갖는 적산기(45dam, 45dbm)와 q축계수 Qqam, Qqbm을 갖는 적산기(45qam, 45qbm)는 상기 필터출력신호 Idout, Iqout을 입력받는다. d축고조파억제전류지령가산기(46d)는 d축계수 Qdam과 q축계수 Qqbm의 감산신호 Iddet를 생성하고, q축고조파억제전류지령가산기(46q)는 q축계수 Qqam과 d축계수 Qdbm의 가산신호 Iqdet를 생성한다. d축 LPF(47d)와 q축 LPF(47q)는 각각 d축고조파억제전류지령치 Idn과 q축고조파억제전류지령치 Iqn을 입력받는다. 가산기(48d)는 d축 LPF(47d)의 출력과 Iddet의 편차를 계산하고, 가산기(48q)는 q축 LPF(47q)의 출력과 Iqdet의 편차를 계산한다. 가산기(49d)는 상기 감산신호 Iddist와 교란지령치의 편차를 구하고, 가산기(49q)는 상기 감산신호 Iqdist와 교란지령치의 편차를 구한다.
교란옵저버(43)는 d축고조파억제전류지령치 Idn과 q축고조파억제전류지령치 Iqn을 출력한다. 이 신호는 LPF(47d, 47q)에 입력되어 교란옵저버 내부에서 사용된다.
상기 계수 Qdam, Qqam, Qdbm, Qqbm은, 고조파억제전류지령치에서 AC필터 출력전류검출치로의 전달특성의 역함수이고, Qdam=Qqam, Qdbm=Qqbm으로 설정된다.
다음에 상기 구성을 갖는 장치의 동작에 대해 설명한다. 도 1b에 나타난 전류제어부에서, 전류검출기(CT1)에 의해 검출된 인버터전류 Iinv가 dq변환부(21)에 의해 회전좌표상의 값으로 변환된다. 변환된 d축 인버터전류 Iinvd와 q축 인버터전류 Iinvq는 상기 가산기(23d, 23q)의 전류지령치와 비교된다.
상기 전류지령치는, 후술의 고조파억제를 위한 전류지령치 Ihdref, Ihqref를, 장치의 목적에 따라 출력전류지령치 Idref, Iqref에 가산기(22d, 22q)를 통해 가산함으로써 생성된다.
전류지령치 Ihdref, Ihqref는, 예를 들면, 직류콘덴서의 전압을 일정하게 유지하기 위한 제어 또는 시스템에 무효전력을 공급하는 무효전력보상을 위해 설정된다. 또한 직류콘덴서를 배터리로 치환하여 시스템에 유효전력을 공급하는 것을 생각해 볼 수 있다.
d축 인버터전류 Iinvd와 q축 인버터전류 Iinvq는 상기 가산기(22d, 22q)로부터 출력되는 전류지령치와 비교되어 편차를 생성하고, 그 편차가 비례적분제어기(24d, 24q)를 통과하여 출력전압지령 Vdref, Vqref가 생성된다.
d축 비례적분제어기(24d) 후에 기준전압을 가산(가산기(25)에 의한 가산)하는 것은, 시스템전압의 정격진폭치를 가산하는 것을 의미한다. 이와 이에 이어지는 dq역변환은 연계점전압 Vs의 위상과 동기화된 기준사인파를 가산하는 것과 동일하다. dq역변환에 사용되는 위상은 연계점전압 Vs를 입력받는 PLL제어기(31)에 의해 계산된다. 마지막으로, dq변환부(26)로부터 출력되는 3상 전압지령치 Vref가 PWM게이트신호작성부(30)에 의해 PWM변조되어 게이트신호 Gate를 생성하여 인버터를 구동시킨다.
도 1c에 나타난 고조파억제제어부(40)에서, 전류검출기(CT2)에 의해 검출되고 억제대상 고조파전류를 갖는 필터출력전류 Iout이 dq변환부(41)에 입력된다.
다음으로, 억제대상 고조파전류가 n차인 경우, 도 1b의 PLL제어기(31)에 의해 계산된 위상신호의 주파수가 적산기(41n)에 의해 n배 곱해지고, dq변환부(41)에 의해 변환되어, n차고조파전류가 직류신호로 변환된다. dq변환은 U상 전류를 기준으로 설정해, 이 실시예에서는 d축으로 취한다.
n은 정수이고, 중성도체가 없는 평형부하로만 구성된 일반적인 삼상교류회로는 이하의 특징을 갖기 때문에, n은 -5, 7, -11, 13 등의 값으로 설정한다.
- 짝수차 고조파류가 없고,
- 삼상삼선회로에 3의 배수의 차수를 갖는 고조파류가 없고,
- 부하가 평형이면 6m-1차인 고조파류는 역상 성분만 있으며(m은 정수),
- 부하가 평형이면 6m+1차인 고조파류는 동상 성분만 있다.
이러한 특징은 다음 식들을 통해 설명할 수 있다.
즉, 3의 배수의 차수를 갖는 고조파전류에서 n=3m(m은 정수)이라 하면,
Figure 112013019356259-pct00001
따라서, 삼상이 모두 동위상이기 때문에 전류가 흐르지 않는다. 6m-1차인 고조파전류에서 n=6m-1(m은 정수)이라 하면,
Figure 112013019356259-pct00002
Ib와 Ic에서, 2π/3의 부호가 반대이다. 이는 Ib와 Ic의 위상이 반대임을 나타낸다.
다음으로, dq변환부(41)의 출력전류가 d축 LPF(42d)와 q축 LPF(42q)에 적용되어, d축 필터출력신호 Idout와 q축 필터출력신호 Iqout가 생성된다. dq축변환부(41)의 각 출력신호는 기본파주파수의 신호나 추출할 특정차수와는 다른 차수의 고조파를 포함하는데, 이 고조파는 교류신호로 합성되어 있다. 이 교류신호는 제거되어, 직류성분만이 추출된다. 사용되는 LPF는 일차지연 또는 이차지연을 갖는 타이동평균으로 구현될 수 있다. 그 대신에, 사용메모리를 삭감하기 위해 평균처리가 사용될 수 있다.
이하의 설명과 도 2 및 이하의 도면에서, d축계수 Qdam 또는 q축계수 Qqam을 계수 Qam으로 취급하고, d축계수 Qdbm 또는 q축계수 Qqbm을 계수 Qbm으로 취급한다.
다음으로, 적산기(45dam, 45dbm, 45qam, 45qbm)에서, 계수 Qam과 Qbm에 의한 곱셈을 계산한다. 계수 Qam, Qbm은 고조파억제전류지령치 Ihdref, Ihqref에서 AC필터 출력전류 Iout의 검출치로의 전달특성의 역함수이다. 이는 위상지연 등과 같은 전달특성을 상쇄하기 위해 사용된다.
마지막으로, 교란추정을 행한다. 교란은 다음의 두 신호의 편차로써 구해진다.
(1) 실시스템을 통과하여, 실시스템의 전달특성을 상쇄하기 위해 계수 Qam, Qbm이 곱해진 고조파억제전류 Idn, Iqn.
(2) 실시스템을 통과하지 않고 검출용 LPF(47d, 47q)만 적용된 고조파억제전류 Idn, Iqn.
상기 (1)은 실시스템상의 교란이 합성된 신호이고, 상기 (2)는 지령치(교란지령치0)에 LPF(47d, 47q)만 적용되고, 교란은 포함하지 않는 신호이다. 두 신호의 차는 가산기(48d, 48q)에 의해 생성되어 교란을 계산한다.
다음 단계에서, 가산기(49d, 49q)는 상기 계산된 교란과 교란지령치의 편차를 생성한다. 통상 교란지령치는 0으로 설정된다.
가산기(49d, 49q)에서, 교란을 마이너스로 입력하여 편차를 계산하기 위해 교란지령치는 0으로 설정한다. 교란이 마이너스로 입력됨으로써 교란이 억제된다.
이 연산으로, 고조파억제를 위한 전류지령치 Idn, Iqn이 계산된다. dq역변환부(44)에 의한 dq역변환과 dq변환부(51)에 의한 dq변환을 통해 전류제어부의 출력전류지령치 Idref, Iqref에 가산될 신호 Ihdref, Ihqref가 생성된다.
본 발명에 따른 제어를 가능하게 하기 위해, 계수 Qam, Qbm을 구할 필요가 있다. 계수 Qam, Qbm은 예를 들어 가우스 노이즈신호를 입력받는 조건 하에 입출력의 파워스펙트럼밀도의 비율로써 구하는 등 다양한 방법으로 측정된다. 다음에 그 중 가장 단순한 방법에 대해 설명한다.
먼저, d축은 실수부, q축은 허수부로 정의된다. 이를 통해, 전달특성을 정하는 진폭변화와 위상변화가 복소수로 표현된다.
도 6은 도 1c의 고조파억제제어부를 개방루프로 변경한 것이다. 도 6은 계수 Qam, Qbm 측정시 고조파전류억제제어부(40)의 개방루프 구성을 나타낸다. n차 고조파의 d축, q축 전류지령치를 0으로 설정(스위치(SW3)를 하측으로 하여 dq역변환부(44)에 입력되는 d축, q축 전류지령치를 0으로 설정)하고, 전력변환장치(10)를 동작시킨다. 이 때, 필터출력전류 Iout의 d축, q축 n차고조파검출치를 Ioutd0, Ioutq0으로 나타낸다. Ioutd0, Ioutq0 측정후, 도 6의 모든 스위치(SW1~SW3)를 상측으로 하여, d축전류지령치를 Ihdref1로 변경하고, 필터출력전류 Iout의 d축, q축 n차고조파 Ioutd1, Ioutq1을 측정한다. 이상의 측정을 통해, 전류지령치에서 검출로의 전달특성 Pam + jPbm을 다음 식 (3)으로 나타낼 수 있다.
Figure 112013019356259-pct00003
Pam은 입력지령치와 동위상의 출력을 나타내고, Pbm은 입력지령치보다 90도 나아간 위상의 출력을 나타낸다. 역특성 Qam + jQbm은, 다음 식 (4)에서와 같이, 전달특성 Pam + jPbm의 역수이다.
Figure 112013019356259-pct00004
Iout의 n차고조파검출치가 Ioutd, Ioutq일 때, 다음 연산을 통해 전달특성을 상쇄할 수 있다.
Figure 112013019356259-pct00005
통상적으로 제어피드백의 위상지연이 180도에 도달하면 포지티브피드백이 되어, 제어를 통해 원치않게 고조파전류를 확대시킬 수 있다. 그에 반해, 본 발명에 따른 제어법으로는 식 (5)의 연산을 통해 위상지연을 상쇄할 수 있어, 어떠한 시스템조건 하에서도 안정된 고조파억제가 가능하다. 고조파의 차수가 큰 경우, 제어지연에 따른 위상지연의 영향이 커져 제어가 불안정해질 수 있다. 그에 반해, 본 발명에 따른 제어법에서는 제어지연을 포함하는 전달특성을 측정하기에, 고조파의 차수가 큰 경우에도 안정된 고조파 억제가 가능하다.
본 발명에 따른 제어법에서, 전달함수가 복소수로 표현된다. 종래의 전달함수 측정방법에서는, 공진점의 수를 조사하여 전달함수의 차수를 추정하고, 측정결과로부터 각 차수의 계수를 최소자승법 등으로 추정하는 복잡한 연산이 필요하다. 그에 반해, 전달함수를 복소수로 표현한다는 특징은 전달특성을 진폭변화와 위상변화를 통해 찾을 수 있고, 단순한 측정법과 연산으로 전달특성을 구할 수 있도록 한다.
나아가, 본 발명 이외의 제어법은 고조파억제에 적용할 필터의 주파수대역과 특성을 설계할 필요가 있다. 이 설계를 위해서는 시뮬레이션 또는 실제기기를 통해 파라미터를 시행착오를 거치며 변화시키고, 시스템에 접속된 모든 장치와 부하의 특성을 측정한 것에 기초하여 파라미터를 계산하는 복잡한 수순이 필요하다. 그에 반해, 본 발명에 따른 제어법은 두가지 파라미터, 즉, 진폭변화와 위상변화만을 필요로 하고, 이 파라미터는 단순한 측정으로 구할 수 있다.
나아가, 본 발명의 제어는 교란옵저버(43)에 의한 교란옵저버보상을 포함하기 때문에 계수 Qam, Qbm의 정확도가 높을 필요가 없다. 계수 Qam, Qbm의 오차는 교란옵저버(43)에 의해 교란으로 취급되어, 오차가 교란옵저버 내의 편차에 반영되어, 보상된다.
예를 들어, 위상이 적정값을 가지면, 진폭이 적정치의 3배여도 오버슈트는 발생하지만 고조파는 억제할 수 있다. 진폭이 적정값을 가지면, 위상이 60도의 오차를 가져도 억제 시간은 더 걸리지만 억제는 가능하다. 따라서, 어느 정도의 시스템변동이 발생해도 안정동작이 가능하다. 큰 조건변동이 발생하는 경우에도, 일단 장치를 정지시키고, Qam, Qbm을 재측정함으로써 대응이 가능하다.
[실시예 2]
도 2는 실시예 2에 따른 고조파억제제어부의 구성을 나타낸다. 실시예 2는 복수 차수의 고조파억제에 대응하기 위한 발명이다. 도 1c에 나타난 고조파억제제어부가 복수의 고조파차수에 대해 설치된다. 다른 부분은 실시예 1과 동일한 구성을 갖는다.
도 2에서, 세 개의 고조파억제제어부(40n1~40n3)는 도 1c과 동일하게 구성되고, 그 출력 n1차~n3차 고조파억제전류지령치는 가산기(61)에서 가산되고, dq변환부(51)에 의해 dq변환되어 고조파억제전류지령치 Ihdref, Ihqref를 생성하고, 이 신호는 도 1b의 전류제어부에 입력된다.
고조파억제제어부(40n1~40n3)의 일부의 부호는 도시를 생략한다.
실시예 2에서, dq변환부(44n1~44n3)에 의한 dq역변환을 거친 각 차수의 고조파억제전류지령치는 가산기(61)에 의해 가산되고, dq변환되어 전류제어를 위한 지령치로 변환된다. dq변환부(41n1~41n3)가 DFT(Discrete Fourier Transform) 연산을 행하여 다른 차수의 고조파의 간섭을 완전히 상쇄하는 기능을 통해 복수 차수의 고조파가 억제된다. 도 2의 회로는 3종류의 주파수에 대한 고조파를 억제하지만, CPU 또는 제어회로의 연산능력에 여유가 있다면 더 많은 차수의 고조파를 억제할 수 있다. 계수 Qam, Qbm은 각 차수마다 다르기 때문에, 미리 측정할 필요가 있다. 실시예 2에서와 같이 복수 차수의 고조파에 대해 계수 Qam, Qbm을 계산하는 경우, 다른 차수의 고조파간에는 간섭이 없기 때문에, 동시에 복수 차수의 고조파를 출력하고 지령치를 입력함으로써 계수를 구할 수 있다.
[실시예 3]
도 3은 실시예 3의 구성을 나타낸다. 실시예 3은, dq변환부(71), 2승연산기(72d, 72q), 가산기(73), 테이블(74a, 74b)의 추가로 이루어진다. dq변환부(71)는 실시예 1의 고조파억제제어부(도 1C의 고조파억제제어부(40))에 부하전류 Iload를 입력시킨다. 2승연산기(72d, 72q)는 dq변환부(71)에 의한 변환을 거친 d축 부하전류 Idload와 q축 부하전류 Iqload를 각각 입력받아, d축 부하전류 Idload와 q축 부하전류 Iqload의 2승을 계산한다. 가산기(73)는 2승연산기(72d, 72q)에서 출력되는 2승값 Idload2, Iqload2을 합한다. 테이블(74a, 74b)은 가산기(73)에서 출력되는 2승값 Idload2 + Iqload2에 기초하여, 부하의 변화에 대하여 미리 측정된 계수 Qam, Qbm으로부터 계수 Qa와 Qb를 구한다.
테이블(74a, 74b)은 부하의 변화에 대해 미리 측정된 Qam, Qbm을 제공한다. 적산기(45dam, 45dbm, 45qam, 45qbm)의 계수는 부하전류를 검출하여 부하전류에 대응하는 계수 Qam, Qbm을 테이블(74a, 74b)로부터 읽어오는 것을 통해 계산된다. 따라서, 부하변동이 계수 Qam, Qbm을 변화시키는 경우에도, 상황에 따라 테이블에서 Qam, Qbm을 읽어옴으로써, 항상 안정적으로 고조파를 억제할 수 있다.
실시예 3에 따르면, 시스템조건의 변동이 크더라도, 시스템조건을 미리 아는 경우, 변동 범위를 포함하는 테이블(74a, 74b)을 제공함으로써, 시운전을 통한 계수 Qam, Qbm의 재측정을 생략할 수 있다.
[실시예 4]
도 4는 실시예 4의 구성을 나타낸다. 실시예 4에서, 본 발명이 액티브필터에 적용된다. 전류제어부는 실시예 1에서와 동일한 구성을 갖기에, 도시를 생략한다. 실시예 4가 실시예 1과 다른 점은, 부하전류 Iload를 검출하기 위한 전류검출기(CT3)가 주회로를 나타내는 도 4a에 나타난 바와 같이 추가되고, 고조파억제제어부의 입력이 필터출력전류 Iout 뿐만 아니라, 고조파억제제어부를 나타내는 도 4b에 나타난 바와 같이 Iload + Iout으로 변경된 점이다.
본 실시예 4에서, 고조파억제제어부의 적산기(45dam, 45dbm, 45qam, 45qbm)의 계수(Qam, Qbm)는, 고조파억제전류지령치에서 Iload + Iout으로의 전달특성의 역함수로 설정된다. 이로써 Iload + Iout의 고조파전류를 0으로 제어할 수 있고, 교류전원(13)측으로의 고조파전류유출을 0으로 할 수 있다.
본 발명의 제어는 특정차수의 고조파를 검출하고 억제하는 방식이기 때문에, 액티브필터에 적용하는 경우에는, 실시예 2와의 조합에 기초하여 복수의 고조파억제제어부를 병렬로 구성함으로써, 복수 차수의 고조파억제가 가능하다. 예를 들어, 2~25차의 고조파를 억제하는 경우에는, 일반적인 삼상교류회로의 특징을 이용하여 n=-5, 7, -11, 13, -17, 19, -23, 25의 8종류의 고조파억제제어를 병렬로 구성하는 것으로 충분하다. 전류가 큰 차수의 고조파를 선택하여 해당하는 고조파억제제어를 병렬로 구성할 수 있다.
[실시예 5]
도 5는 실시예 5의 구성을 나타낸다. 실시예 5는, 실시예 4에서와 같이 본 발명을 액티브필터에 응용한 예이다. 실시예 4와 비교하면, 실시예 5는 전류검출의 대상이 부하전류 Iload와 출력전류 Iout에서 전류검출기(CT4)에 의해 검출되는 시스템전류 Is로 변경된 구조를 갖는다. 전류제어부는 실시예 1과 동일한 구성을 가지므로, 도시를 생략한다. 도 5a는 주회로를 나타내고, 도 5b는 고조파억제제어부를 나타낸다.
따라서, 필요한 전류검출기(CT)의 수를 줄일 수 있다. 시스템의 연계점이 고조파부하와 액티브필터 이외에 접속된 경우, 다른 부하 또는 장치로 흐르는 전류가 시스템전류 Is에 더해져, Is ≠ Iload + Iout이 되어, 계수 Qam, Qbm이 실시예 4와 다른 값을 갖게 된다. 따라서, 실시예 5에서, 고조파억제제어부의 적산기(45dam, 45dbm, 45qam, 45qbm)의 계수(Qam, Qbm)는, 고조파억제전류지령치에서 Is로의 전달특성의 역함수로 설정된다. 이로써 시스템전류 Is의 고조파전류를 0으로 제어할 수 있고, 교류전원(13)측으로의 고조파전류유출을 0으로 할 수 있다.
또한, 실시예 5에서, 계수 Qam, Qbm의 측정만을 통해 실시예 4에서와 동등한 효과를 얻을 수 있다.
실시예 4에서와 같이, 액티브필터에 적용하는 경우에, 실시예 2와의 조합에 기초하여 복수의 고조파억제제어부를 병렬로 구성함으로써, 복수 차수의 고조파억제가 가능하다. 예를 들어, 2~25차의 고조파를 억제하는 경우, 일반적인 삼상교류회로의 특징을 이용하여 n = -5, 7, -11, 13, -17, 19, -23, 25의 8종류의 고조파억제제어를 병렬로 구성하는 것으로 충분하다. 특히 전류가 큰 차수의 고조파를 선택하여 해당하는 고조파억제제어를 병렬로 구성할 수 있다.
[실시예 6]
실시예 6에서, 도 4와 도 5의 구성을 변경하여, 고조파전류억제제어부(40)의 dq변환부(41)의 고조파의 차수 n을 n=-1로 설정하고, 고조파전류억제제어부(40)에 의해 산출되는 고조파억제전류지령치가 기본파의 역상성분이 되고, 부하전류의 기본파의 역상성분이 보상된다.
부하가 삼상불평형인 경우, n=-1로 설정함을 통해 부하전류의 불평형성분을 보상할 수 있고, 시스템전류를 평형상태로 만들 수 있다. n=-1로 설정하는 것은, 실시예 4와 실시예 5에서와 같이 액티브필터동작이 있지 않은 경우, 불평형보상만을 행한다. 액티브필터동작을 추가하기 위해, 실시예 2에서와 같이 n=-5, 7 등으로 설정하고, 고조파전류억제제어부의 블록을 병렬로 추가하는 것이 필요하다.
구체적으로, 예를 들어, 고조파억제제어부(40n1, 40n2, 40n3)의 각 차수 n을, n=-5, n=7, n=-11로 가정하고, 3종류의 억제보상을 위한 액티브필터라고 가정한다.
이 구성에서, 고조파억제제어부(40n1)의 고조파억제차수 n을 n=-1로 설정함을 통해, 고조파억제제어부(40n1)는 불평형보상을 행하고, 고조파억제제어부(40n2)는 7차고조파 역상성분 보상을 행하고 고조파억제제어부(40n3)는 11차 고조파보상을 행한다.
그 대신에, 상기 구성에서, 고조파억제제어부(40n2)의 고조파억제차수 n을 n=-1로 설정함을 통해, 고조파억제제어부(40n1)는 5차 고조파보상을 행하고, 고조파억제제어부(40n2)는 불평형보상, 고조파억제제어부(40n3)는 11차 고조파보상을 각각 행한다.
[실시예 7]
AC필터 시스템 내의 콘덴서, 변압기, 부하간 공진조건의 변화는 빈번히 발생한다. 이는 LC필터를 탑재한 전력변환장치를 추가하거나 역률개선용콘덴서를 투입/차단하거나 부하가 변동함에 의해 발생할 수 있다. 부하가 L 또는 C를 포함하는 경우, 공진주파수에 큰 변화가 생겨, 장치를 정지시키고 시운전을 행할 필요가 있다. 변동조건을 아는 경우, 테이블 작성을 통해 시스템변동에 대응할 수 있다. 그러나, 변동조건이 복잡한 경우, 테이블의 크기가 커지고, 측정조건이 증가하여, 시운전에 오랜 시간이 걸리게 된다. 게다가, 미지의 시스템변동에는 대응할 수가 없다. 부하가 비선형부하인 경우, 전력변환장치의 단순한 출력전류변화에 의해 특성이 변할 수 있다. 따라서, 이와 같은 부하에 대한 적용이 곤란하다.
특허문헌 2에 기재된 방법을 사용하더라도, 시스템조건이 변하면, 역dq변환의 위상오프셋을 재조정할 필요가 있다. 시스템조건의 변동이 빈번하게 일어날 경우, 그 때마다 장치를 정지시키고 적절한 위상오프셋을 측정할 필요가 생긴다.
본 실시예 7에서, 도 7에 나타난 바와 같이, 고조파전류억제제어부에, 고조파억제전류지령치에서 출력전류검출치로의 전달함수의 역함수인 상기 계수를 보정하는 기능이 추가된다.
본 실시예 7에서, 고조파억제제어부(40)의 교란옵저버(43)에 의해 설정되는 계수 Qdam, Qqam, Qam은 Qa로 취급되고, Qdbm, Qqbm, Qbm은 Qb로 취급된다.
보정동작을 알기 쉽게 하기 위해, 계수 Qa, Qb가 극좌표변환되어 입력된다.
도 7은 본 실시예 7의 구성을 나타낸다. 주회로와 전류제어부는 도 1a, 1b와 같으므로 도시를 생략한다. 실시예 1과 실시예 7에서 동일한 부분은 동일한 부호를 부여한다.
도 7에서, dq변환부(41)의 출력측에 필터링에 기초하여 평균처리를 행하기 위한 평균처리부(141d, 141q)가 설치되어, DFT연산부(141)를 구성한다.
본 실시예 7에서, DFT연산부(141)는 본 발명의 이산푸리에변환부를 구성한다.
DFT연산부(141)에 의해 출력되는 고조파검출분은 LPF(42d, 42q)와 계수보정량산출부(100)에 입력된다.
상기 LPF(42d, 42q)는, 본 예에서, 시정수가 20ms인 일차지연필터로 이루어진다.
승산기(201)는 계수보정량산출부(100)에 의해 산출되는 계수진폭보정량 Qac에 Z- 1연산기(202a)에 의해 산출되는 1주기전의 보정량을 곱한다. 승산기(201)의 출력에는 승산기(203)에 의해 계수(진폭) 초기치 Qai가 곱해진다.
가산기(204)는, 계수보정량산출부(100)에 의해 산출되는 계수위상보정량 Qpc에 Z- 1연산기(202p)에 의해 산출되는 1주기전의 보정량을 가산한다. 가산기(204)의 출력에는 가산기(205)에 의해 계수(위상) 초기치 Qpi가 더해진다.
극좌표변환부(206)는 승산기(203)와 가산기(205)의 출력을 입력받아 극좌표변환을 행하여 계수 Qa, Qb를 출력한다.
승산기(145da)는 LPF(42d)의 출력에 상기 계수 Qa를 곱한다. 승산기(145db)는 LPF(42d)의 출력에 상기 계수 Qb를 곱한다. 승산기(145qa)는 LPF(42q)의 출력에 상기 계수 Qa를 곱한다. 승산기(145qb)는 LPF(42q)의 출력에 상기 계수 Qb를 곱한다. 상기 승산기(145da, 145db, 145qa, 145qb)의 출력은 도 1c에서와 같이 가산기(46d, 46q)에 입력된다.
d축고조파억제전류지령치 Idn과 q축고조파억제전류지령치 Iqn을 피드백하기 위한 LPF(47d, 47q)의 각 입력측에, 상기 LPF(42d, 42q)의 경우와 같이 평균처리부(147d, 147q)가 설치된다.
계수보정량산출부(100)에서, 가산기(101d)는 DFT연산부(141)에 의해 출력되는 d축 현재 고조파검출치 Ihd와, Ihd로부터 Z- 1연산기(102)에 의해 구해지는 1주기전 고조파검출치의 편차를 계산한다.
가산기(101q)는 DFT연산부(141)에 의해 출력되는 q축 현재 고조파검출치 Ihq와, Ihq로부터 Z- 1연산기(103)에 의해 구해지는 1주기전 고조파검출치의 편차를 계산한다.
Z- 1연산기(104)는 상기 d축 고조파검출치 Ihd의 1주기전 고조파검출치를 구하고, Z- 1연산기(105)는 상기 q축 고조파검출치 Ihq의 1주기전 고조파검출치를 구한다.
상기 가산기(101d, 101q)의 출력은, 고조파성분의 1주기전에서 현시점까지의 변화량이다. Z- 1연산기(104, 105)의 출력은 1주기전 고조파검출치이다. 변화량과 1주기전 고조파검출치는 극좌표변환부(106, 107)에 의해 극좌표변환된 후 가산기(108~110)에 의해 비교된다.
구체적으로, 가산기(108)에서, 극좌표변환부(106)의 출력은 플러스입력, 극좌표변환부(107)의 출력은 승산기(111)에 의해 0.9배가 된 후 마이너스입력이 되어, 고조파 벡터의 진폭이 비교된다.
가산기(109)에서, 극좌표변환부(106)의 출력은 플러스입력, 극좌표변환부(107)의 출력은 승산기(112)에 의해 0.2배가 된 후 마이너스입력이 되어, 고조파 벡터의 진폭이 비교된다.
가산기(110)에서, 극좌표변환부(106)의 출력은 플러스입력, 극좌표변환부(107)의 출력은 마이너스입력이 되고, 추가로 π가 플러스입력이 되어, 고조파벡터의 위상이 비교된다.
판정기(113)는 상기 가산기(109)의 출력이 0미만인지(후술의 진폭 변화량이 90%를 초과하는지)를 판정한다. 상기 가산기(109)의 출력이 0미만인 경우 진폭보정량전환스위치(SW116)가 2배측으로 전환된다.
판정기(115)는 상기 가산기(108)의 출력이 0을 초과하는지(후술의 진폭 변화량이 20% 미만인지)를 판정한다. 상기 가산기(108)의 출력이 0을 초과하는 경우 진폭보정량전환스위치(SW126)가 0.5배측으로 전환된다.
Z- 1연산기(117)는 상기 가산기(110)에서 출력되는 위상편차 파이(φ)의 1주기전 성분을 구한다. Z- 1연산기(118)는 Z- 1연산기(117)의 출력의 1주기전 성분을 구한다.
가산기(119)는 가산기(110)에서 출력되는 위상편차 파이(φ)의 3주기분 합을 구한다.
평균처리부(120)는 가산기(119)에서 출력되는 위상편차 파이(φ)의 3주기분 이동평균을 구한다.
판정기(121)는 평균처리부(120)에서 출력되는 이동평균의 격차가 π/6이내인지 판정한다. 격차가 π/6이내이면 위상보정량전환스위치(SW122)가 평균처리부(120)측으로 전환된다.
판정기(123)는 극좌표변환부(107)의 출력(고조파)이 0.5%이내인지 판정한다. 0.5%이내인 경우, 진폭보정량전환스위치(SW124)가 1배측으로 전환되고, 위상보정량전환스위치(SW125)가 0측으로 전환된다.
상기 전환스위치(SW114, SW116, SW124)에 의해 결정된 보정량은 계수진폭보정량 Qac로 상기 승산기(201)에 입력된다.
상기 전환스위치(SW122, SW125)에 의해 결정된 보정량은 계수위상보정량 Qpc로 상기 가산기(204)에 입력된다.
다음에 상기 구성을 갖는 장치의 동작에 대해 설명한다. 먼저, 계수의 입력부분에 대해 설명한다. 계수의 초기치는 Qai, Qpi로 설정된다. 초기치는, 예를 들어, 실시예 1에서와 같이 고조파의 입력에 대한 응답 측정을 통해 구해진다.
Qac, Qpc는 계수보정량으로, 제어동작전에 초기치로부터 변경되지 않은 상태에서 적용되어, Qac와 Qpc의 값이 각각 1, 0(상기 전환스위치(SW124)는 1측, 상기 전환스위치(SW125)는 0측)이다. 따라서, 초기치가 변하지 않고 극좌표변환부(206)에 입력된다.
극좌표변환부(206)는 이하 연산을 통해 계수 Qa, Qb를 구한다.
Qa=Qai·cos(Qpi), Qb=Qai·sin(Qpi)
Qa, Qb는 전달특성을 상쇄하여 고조파억제를 행하기 위해 사용된다.
다음에 계수 Qa, Qb의 보정기능에 대해 설명한다. DFT연산부(141)에 의해 직류신호로 변환된 고조파벡터는 극좌표변환부(106, 107)에 의해 극좌표변환되어 복소평면상에 전개된다. 고조파벡터는 이하 2종류를 사용한다.
- 1주기전 고조파검출치
- 1주기전에서 현시점까지의 고조파검출치의 변화량
두 벡터의 진폭과 위상은 가산기(108~110)에서 각각 비교되어 Qa, Qb의 진폭, 위상보정량을 구하고, 그 값이 Qac, Qpc로 설정된다.
설정된 값은 도시생략의 버퍼에 저장되고, 위상보정량 Qpc는 가산기(205)에서 초기치 Qpi에 합해져 Qa, Qb의 위상을 보정한다. 진폭보정량 Qac는, 승산기(203)에서 초기치 Qai에 곱해져 Qa, Qb의 진폭을 보정한다.
다음에, 고조파억제제어부의 동작에 대해 상세히 설명한다.
도 8은 계수 Qa, Qb가 최적인 조건에서 제어를 유효하게 한 경우에, DFT에 의해 필터출력전류 Iout으로부터 생성되는 고조파검출치의 변화를 나타낸다. 제어개시직전의 필터출력전류 Iout의 d축, q축 고조파검출치는 Ihd0, Ihq0으로, 제어개시 n주기후의 필터출력전류 Iout의 고조파검출치는 각각 Ihdn, Ihqn으로 복소평면상에 나타낸다. 계수 Qa, Qb가 최적일 때, 검출되는 고조파는 직선을 따라 원점을 향하여, 고조파가 억제된다.
도 9는 계수 Qa, Qb의 진폭은 최적이지만, 위상이 최적치에서 +60도 벗어난 경우의 고조파검출치의 변화를 나타낸다. 도 9에서, 제어에 의한 보상량을 나타내는 벡터(Ihd1-Ihd0, Ihq1-Ihq0)는 원점과 점(Ihd0, Ihq0)간 선분에 대해 위상편차( φ)를 가지면서, 곡선을 그리며 긴 시간에 걸쳐 수렴한다. φ는 계수 Qa, Qb의 위상편차에 해당하며, 본 예에서는 +60도이다. 이 방법으로 보상동작중 φ의 검출을 통해 계수 Qa, Qb의 위상편차를 구할 수 있다.
위상편차 파이(φ)를 산출하기위해, 다음 벡터가 필요하다.
- 1주기전 고조파검출치(Ihd0, Ihq0)(극좌표변환부(107)에서 출력) 및
- 1주기전의 값에서 현시점까지의 고조파검출치의 변화량(Ihd1-Ihd0, Ihq1-Ihq0)(극좌표변환부(106)에서 출력)
위상편차 파이(φ)는 다음 식 (6)을 통해 구할 수 있다.
Figure 112013019356259-pct00006
arg는 복소평면상에서 편차각도를 나타내는 기호이다.
이상은 벡터(Ihd1-Ihd0, Ihq1-Ihq0)에 해당하는 고조파의 변화는 보정동작에 의해 일어난다는 가정에 기초한다.
그러나, 실제로는 부하변동 및 고조파변화 등의 교란을 포함한다. 이러한 교란에 의한 영향을 제거하는 것이 필요하다.
교란을 제거하기 위해, 먼저, 검출된 각도 φ에 대한 3주기분 이동평균이 평균처리부(120)에 의해 산출된다.
다음으로, 검출된 φ의 3주기분 편차가 판정기(121)에 의해 확인된다. 편차가 큰 경우 각도 φ가 교란으로 인한 오차를 포함하는 것으로 간주되어, 위상보정을 행하지 않는다(위상보정량절환스위치(SW122)가 0측으로 절환된다). 이상이 조건1이고, 도 7에서 편차가 ±π/6이내인 조건으로 판정된다.
나아가, 고조파가 정격의 0.5%이내인 경우(판정기(123)에 의해 판정), 다음의 두가지 이유로 위상보정을 행하지 않는다(위상보정량절환스위치(SW125)가 0측으로 절환된다).
- 고조파가 정격의 0.5%이내인 경우, 고조파억제가 정상적으로 동작할 수 있으며 계수 Qa, Qb가 적절하다고 볼 수 있다.
- 진폭이 작은 경우, 극좌표변환의 정확도가 저하된다.
산출된 위상편차 φ는 계수위상보정량 Qpc로 설정되어, 위상보정이 행해진다.
반면, 도 10은 계수 Qa, Qb의 위상이 최적치에서 -10도 벗어나고, 진폭이 최적치의 2.5배로 설정된 경우의 고조파검출치의 변화를 나타낸다. 도 10에서, 제어에 의한 보상량을 나타내는 벡터(Ihd1-Ihd0, Ihq1-Ihq0)의 진폭이 (Ihd0, Ihq0)의 진폭보다 크고, 보상동작중 오버슈트가 발생한다. 이 방법으로, 보상량이 검출치를 상회하는 것을 검출함으로써, 계수 Qa, Qb의 진폭이 과한 것을 검출할 수 있다. 유사하게, 보상량이 검출치에 대해 극단적으로 작은 경우는 계수 Qa, Qb의 진폭이 부족하다는 것을 의미한다.
고조파검출치의 변화양상은, DFT연산부(141)에서 사용되는 일차지연필터(LPF 42d, 42q) 또는 평균처리부(141d, 141q)의 필터링에 의해 변화된다. 도 7에서, 시정수가 20ms인 일차지연필터(LPF 42d, 42q)가 사용된다. 따라서, 계수 Qa, Qb가 적절한 경우, 도 8에 나타난 것과 같이 수렴동작이 일차지연필터의 특성에 가깝다. 시정수가 20ms인 경우, (Ihd1-Ihd0, Ihq1-Ihq0)의 진폭이 (Ihd0, Ihq0)의 진폭에 대해 약 60%이다. 이는 계수 Qa, Qb의 위상에 편차가 있는 경우에도 해당된다.
따라서, 도 7에서, (Ihd1-Ihd0, Ihq1-Ihq0)의 진폭이 (Ihd0, Ihq0)의 진폭의 90%를 초과하는 경우, (판정기(115)에 의해) 진폭이 과한 것으로 판단되어, 진폭에 0.5가 곱해진다(진폭보정량절환스위치(SW116)가 0.5측으로 절환된다). 유사하게, (Ihd1-Ihd0, Ihq1-Ihq0)의 진폭이 (Ihd0, Ihq0)의 진폭의 20% 미만인 경우, (판정기(113)에 의해) 진폭이 부족한 것으로 판단되어, 진폭에 2가 곱해진다(진폭보정량절환스위치(SW114)가 2측으로 절환된다). 이를 통해 진폭이 적절치에 가까워 진다.
이상의 보정동작이 도 15의 플로우차트에 나타나 있다.
스텝 S1에서, DFT연산부(141)에 의해 고조파가 검출된다.
스텝 S2에서, 극좌표변환부(106, 107)에 의해 보상량이 검출된다.
스텝 S3에서, 판정기(123)에 의해 고조파가 정격의 0.5%이상인지 판정된다.
스텝 S4에서, 스텝 S3의 판정결과가 NO인 경우, 상기 스위치(SW124)가 1측으로 절환되어 계수진폭보정량 Qac를 1로 설정한다.
스텝 S5에서, 스텝 S3의 판정결과가 YES인 경우, 판정기(115)에 의해, (Ihd1-Ihd0, Ihq1-Ihq0)의 진폭이 (Ihd0, Ihq0)의 진폭의 90%를 초과하는지가 판정된다.
스텝 S6에서, 스텝 S5의 판정결과가 YES인 경우, 상기 스위치(SW116)가 0.5측으로 절환되어 진폭보정량 Qac를 0.5로 설정한다.
스텝 S7에서, 스텝 S5의 판정결과가 NO인 경우, 판정기(113)에 의해, (Ihd1-Ihd0, Ihq1-Ihq0)의 진폭이 (Ihd0, Ihq0)의 진폭의 20% 미만인지가 판정된다. 스텝 S7의 판정결과가 NO인 경우, 스텝 S4가 실행된다.
스텝 S8에서, 스텝 S7의 판정결과가 YES인 경우, 상기 스위치(SW114)가 2측으로 절환되어 진폭보정량 Qac를 2로 설정한다.
스텝 S9에서, 가산기(110)의 가산동작에 의해 위상편차 φ가 측정된다.
스텝 S10에서, 평균처리부(120)에 의해 위상편차 φ의 3주기분 이동평균이 연산된다.
스텝 S11에서, 판정기(121)에 의해 위상편차 φ의 3주기분 이동평균의 편차가 연산된다.
스텝 S12에서, 판정기(121)에 의해 상기 φ의 편차가 π/6이내인지가 판정된다.
스텝 S13에서, 스텝 S12의 판정결과가 YES인 경우, 판정기(123)에 의해 고조파가 정격치의 0.5%이상인지가 판정된다.
스텝 S14에서, 스텝 S3의 판정결과가 YES인 경우, 상기 절환스위치(SW122, SW125)가 0의 반대측(평균처리부(120)측)으로 절환되어 위상보정량 Qpc가 φ로 설정된다.
스텝 S15에서, 스텝 S12, S13의 판정결과가 NO인 경우, 상기 절환스위치(SW122, SW125)가 0으로 절환되어 위상보정량 Qpc가 0으로 설정된다.
상기 보정동작은 목적에 따라 변경될 수 있다. 예를 들어, 오버슈트의 발생을 억제하는 것이 목적인 경우, 일정기간내 모든 주기에 진폭부족이 검출되는 것을 진폭증가의 조건으로 설정하고, 진폭증가량을 1.5배로 하는 방법이 있다.
고조파억제의 응답을 고속으로 하는 등의 방법으로 계수 Qa, Qb의 진폭의 정확도를 높이는 것이 필요한 경우, 진폭의 과부족 조건을 80%이상, 50%이하로 완화하고, 진폭조정량을 1.1, 0.9로 작게 설정할 수 있다.
이상은 DFT연산부(141)의 필터링에 50Hz 평균처리와 LPF가 조합된 경우이다. 상기 필터가 다른 경우, 고조파억제동작도 변한다. 예를 들어, 상기 필터로 50Hz 이동평균이 선택되는 경우, 계수 Qa, Qb가 적절하면, (Ihd1-Ihd0, Ihq1-Ihq0)와 (Ihd0, Ihq0)의 진폭이 일치하게 된다. 따라서, (Ihd1-Ihd0, Ihq1-Ihq0)의 진폭이 (Ihd0, Ihq0)의 진폭의 120%를 초과하는 경우를 진폭이 과한 것으로 판단하여 진폭에 0.5를 곱하고, (Ihd1-Ihd0, Ihq1-Ihq0)의 진폭이 (Ihd0, Ihq0)의 진폭의 50% 미만인 경우를 진폭이 부족한 것으로 판단하여 진폭에 2를 곱하는 등, 진폭보정조건을 변경하는 것이 필요하다.
이상의 보정기능을 적용함으로써, 진폭초기치 Qai와 위상초기치 Qpi가 정확히 설정되지 않더라도 자동적으로 Qa, Qb를 보정하여 안정된 고조파억제를 행하는 것이 가능하다.
위상편차가 π/2이상인 경우, 제어개시후 수주기동안 원치 않게 고조파가 증대된다. 그러나, 이 경우에도, 보상동작중에 위상편차 φ를 검출하여 계수 Qa, Qb의 위상을 보정할 수 있고, 고조파억제동작으로 절환된다. 따라서, 어떤 조건에서도, 최종적으로는 고조파를 억제하는 것이 가능하고, 그에 따라 시운전을 생략할 수 있다.
계수 Qa, Qb의 보정기능은 다음의 이유로, 기본파의 1주기동안 1회동작하는 것으로 가정한다.
- DFT 연산은 평균처리를 사용하고, 검출치 갱신을 위해 기본파 1주기분의 시간이 필요하다.
- 고조파검출치의 변화량을 구하는 데 어느 정도의 시간이 필요하다.
- 계수 Qa, Qb를 추정하는데 사용되는 극좌표변환은 연산부하가 크다. 연산간격을 늘려 연산부하를 줄인다.
그러나, 고조파억제를 완료하는 시간을 줄여야 하는 경우나 연산부하를 더 줄여야 하는 경우, 그 목적에 따라 보정간격을 변경할 수 있다.
실시예 7에서는 단수의 고조파를 억제하는 경우이다. 그러나, 실시예 2에서와 같이 복수의 고조파억제제어부를 설치하는 경우, 모든 고조파억제제어부에 보정기능을 추가할 수 있다. 나아가, 실시예 4에서와 같이 고조파억제제어부의 입력 Iout에 부하전류 Iload가 더해질 수 있고, 실시예 5에서와 같이 고조파억제제어부의 입력 Iout이 시스템전류로 변경되어, 액티브필터로 동작하도록 할 수 있다.
마지막으로, 다음에 본 발명의 제어법이 이론적으로 옳은지 검토한다. 검토를 간단히 하기 위해, DFT연산에 사용되는 평균처리를 생략하고, LPF는 일차지연인 것으로 한다. 도 1의 고조파억제제어부에서 보정기능이 제거되고, 도 11은 간략화된 제어블록도를 나타낸다. 도 11에서, 도 11과 도 1에서 동일한 부분은 동일부호로 나타낸다.
도 11의 실시스템은 지령치 입력, ACR(도 1B의 전류제어부), PWM에 의한 신호생성(PWM게이트신호작성부(30)), 인버터 구동을 통한 필터출력전류 Iout 검출을 포함한다. 시스템검증결과 (Qa + jQb)-1은 진폭오차 "a" 위상편차 파이(φ)를 포함하는 것으로 가정하고, 실시스템의 역수와 검증오차는 분리해, 다음 식 (7)으로 표현한다.
Figure 112013019356259-pct00007
이 결과로부터, 도 11을 변형시켜, 도 12의 고조파억제제어부의 제어블록으로 나타낸다. 도 12에서, 필터출력전류 Iout 이외에 실시스템내부의 Iinv 또는 PWM으로부터 교란이 입력될 수 있음에도, Iout의 교란이 입력된다. 도 12의 제어블록을 정리하면, Iout 교란입력으로부터 Iout 출력으로의 전달함수를 도 13에 나타난 것과 같이, 다음 식 (8)로 표현할 수 있다.
Figure 112013019356259-pct00008
다음으로, 이 함수의 스텝응답을 구한다. 입력을 스텝함수 1/s로 설정하고, 라플라스역변환을 통해 시간에 대한 함수를 구하면, 이하 식 (9)를 얻을 수 있다.
Figure 112013019356259-pct00009
실수부는,
Figure 112013019356259-pct00010
유사하게, 허수부의 시간에 대한 함수는 다음과 같다.
Figure 112013019356259-pct00011
이를 극좌표로 나타내면,
Figure 112013019356259-pct00012
여기서, Iout의 고조파는 제어하에, 미소시간 dt동안 도 14의 화살표와 같이 변한다. 이 때, 화살표의 길이 "l"은 다음 식 (14)로 표현된다.
Figure 112013019356259-pct00013
Iout 고조파검출치 ri(t)에 대한 화살표의 길이 "l"은 다음 식 (15)로 표현된다.
Figure 112013019356259-pct00014
여기서, T는 일차지연필터의 시정수를 나타내며, 미리 주어진다. 따라서, Iout 고조파검출치 ri(t)와 화살표의 길이 "l"을 검출함으로써, 실시스템과 검증결과의 진폭오차 "a"를 검출할 수 있다. 원점에 대한 고조파변화량의 각도 ψ는 다음 식 (16)으로 표현된다.
Figure 112013026604602-pct00041
따라서, 실시스템과 검증결과의 위상편차 파이(φ)는 단순히 각도 ψ를 검출하는 것으로써 얻을 수 있다.
본 발명의 제어에서, DFT 연산에서 평균처리가 사용되기 때문에, 진폭오차 "a"와 위상편차 파이(φ)는 정확하지 않을 가능성이 있다. 그러나, 교란옵저버의 설치로 계수 Qa, Qb를 정확하게 결정할 필요가 없기 때문에, 보정동작에는 영향을 미치지 않는다.
[실시예 8]
도 16은 본 발명이 단상인버터의 액티브필터에 응용된 실시예 8에 따른 전력변환장치의 구성을 나타내며, 도 16a는 전력변환장치(310)의 주회로를 나타내고, 도 16b는 전력변환장치(310)를 제어하기 위한 전류제어부를 나타내고, 도 16c는 전력변환장치(310)를 제어하기 위한 고조파억제제어부를 나타낸다.
도 16에서, 도 4a, 도 1b, 도 4b에 나타난 실시예 4의 구성이 단상구성으로 변경되었고, 도 4a, 도 1b, 도 4b와 도 16에서 동일한 부분은 동일부호로 나타낸다.
주회로를 나타내는 도 16a에서 도 4a와 다른 점은, 교류전원(13)이 단상전원(313)으로 변경되고, 전력변환장치(10)가, 반도체스위칭소자와 다이오드의 역병렬체가 단상브릿지접속된 단상인버터로 이루어진 전력변환장치(310)로 변경된 것이다.
전류제어부(320)의 구성을 나타내는 도 16b에서, 가산기(322)는 출력전류지령치 Iref와 고조파억제전류지령치 Ihref를 더한 신호 Iref + Ihref를 생성한다.
전류지령가산기(323)는 인버터전류 Iinv를 입력받아, 상기 가산기(322)의 합신호 Iref + Ihref와 인버터전류 Iinv의 편차신호를 생성한다.
비례제어기(또는, 비례적분제어기)(324)는 상기 가산기(323)의 편차신호를 입력받는다.
전압지령가산기(325)는 상기 비례제어기(324)의 출력신호를 후술의 기준전압에 더하여 단상전압지령치를 생성한다.
PWM게이트신호작성기(30)는 전류제어부(320)의 출력측에 설치되어, 상기 단상전압지령치를 캐리어신호와 비교하여, PWM변조를 통해 게이트신호를 생성한다.
PLL(위상동기회로)제어기(31)는 변압기(PT)에 의해 검출된 연계점전압 Vs를 입력받아 위상을 출력한다.
사인파발진기(327s)는 상기 PLL제어기(31)의 출력위상을 토대로 Vs와 동기화된 사인파(기준전압)을 생성한다. 사인파발진기(327s)에 의해 얻어진 사인파는 상기 전압지령가산기(325)에 기준전압으로 입력된다.
고조파억제제어부의 구성을 나타내는 도 16c에서, 적산기(341n)는 PLL제어기(31)에서 출력되는 위상신호에 억제대상 고조파의 차수인 n을 곱한다.
사인파발진기(350s)와 코사인파발진기(350c)는, 적산기(341n)에서 얻은 n차 고조파위상신호로부터 각각 사인파와 코사인파를 생성한다.
가산기(81)는, 필터출력전류 Iout과 부하전류 Iload를 합하여 고조파억제제어부에 입력한다.
적산기(341d)는 Iout + Iload에 사인파발진기(350s)의 사인파를 곱한다. 적산기(341q)는 Iout + Iload에 코사인파발진기(350c)의 코사인파를 곱한다.
2배연산기(341bd)는 적산기(341d)의 출력을 2배로 만들고, 2배연산기(341bq)는 적산기(341q)의 출력을 2배로 만든다.
LPF(342d)는 2배연산기(341bd)의 게인출력으로부터 직류신호를 추출하고, n차 고조파위상신호와 동위상의 고조파검출신호 Idout을 출력한다.
LPF(342q)는 2배연산기(341bq)의 게인출력으로부터 직류신호를 추출하고, n차 고조파위상신호에 대해 90도 나아간 고조파검출신호 Iqout을 출력한다.
교란옵저버(43)는 도 1c, 도 4b의 교란옵저버(43)와 동일한 것으로, 상기 필터출력신호 Idout, Iqout(고조파검출신호)을 입력받아, 고조파 교란을 추정하고, 고조파억제신호 Idn, Iqn을 출력한다.
적산기(344d)는 상기 고조파억제신호 Idn을 직류에서 교류로 변환하기 위해, 고조파억제신호 Idn에 사인파발진기(350s)의 사인파를 곱한다. 적산기(344q)는 상기 고조파억제신호 Iqn을 직류에서 교류로 변환하기 위해, 고조파억제신호 Iqn에 코사인파발진기(350c)의 코사인파를 곱한다.
가산기(351)는 상기 적산기(344d)의 출력과 상기 적산기(344q)의 출력을 합하여, 고조파억제전류지령치 Ihref를 생성한다.
다음에 상기 구성을 갖는 장치의 동작에 대해 설명한다. 도 16b에 나타난 전류제어부에서, 도 16a의 전류검출기(CT1)에 의해 인버터전류 Iinv가 검출되고, 상기 전류지령가산기(323)에 의해 전류지령치와 비교된다.
이 전류지령치는, 후술의 고조파억제전류지령치 Ihref와 장치 목적에 따른 출력전류지령치 Iref가 가산기(322)에 의해 합해져 생성된다.
출력전류지령치 Ihref는, 예를 들어, 직류콘덴서의 전압을 일정하게 유지하기 위한 제어 또는 시스템에 무효전력을 공급하는 무효전력보상을 위해 설정된다. 직류콘덴서를 배터리로 치환하여 시스템에 유효전력을 공급하는 것을 생각해 볼 수 있다.
인버터전류 Iinv는 상기 가산기(322)로부터 출력되는 전류지령치와 비교되어 편차를 생성하고, 그 편차가 비례제어기(324)를 통과하여 출력전압지령이 생성된다.
비례제어기(324)로부터 출력되는 출력전압지령은, 가산기(325)에 의해, 사인파발진기(327s)로부터 얻어지는 AC필터의 연계점전압의 위상과 동기화된 기준사인파(기준전압)에 더해져, 단상전압지령치 Vref을 생성한다.
마지막으로, 가산기(325)로부터 출력되는 단상전압지령치 Vref가 PWM게이트신호작성부(30)에 의해 PWM변조되어 게이트신호 Gate를 생성하여 인버터를 구동시킨다.
도 16c에 나타난 고조파억제제어부(340)에서, 먼저, 전류검출기(CT2)에 의해 검출되고 억제대상 고조파전류를 갖는 필터출력전류 Iout과 부하전류 Iload의 합이 가산기(81)에 의해 생성된다. 다음으로, 억제대상 고조파전류가 n차인 경우, 상기 PLL제어기(31)에 의해 계산된 위상의 주파수가 적산기(341n)에 의해 n배 곱해지고, 고조파와 같은 주파수의 사인파, 코사인파가 사인파발진기(350s), 코사인파발진기(350c)에 의해 얻어진다. n차 고조파전류를 직류신호로 변환시키기 위해, 다음에 나타난 푸리에급수전개식 (17), (18)이 사용된다.
Figure 112013019356259-pct00016
이 식 (17), (18)은 적분을 사용하여 시각 0부터 T까지의 평균을 구한다. 도 16C에서, 적분 대신 LPF(342d, 342q)로만 직류성분을 추출하고 있지만, 이 식 (17), (18)에서와 같이 평균처리와 조합할 수 있다. 이 경우, 교란옵저버(43)내의 LPF(47d, 47q)에 평균처리를 더해 검출지연에 대응할 필요가 있다.
구해진 고조파전류의 직류신호(고조파검출신호 Idout, Iqout)는 교란옵저버(43)에 입력되어, 고조파억제신호 Idn, Iqn를 생성한다. 고조파억제신호 Idn, Iqn이 직류신호이기에, 고조파억제신호 Idn, Iqn에 사인파와 코사인파가 적산기(344d, 344q)에 의해 곱해지고, 가산기(351)에서 서로 더해져 고조파억제전류지령치 Ihref가 생성된다.
교란옵저버(43)는 실시예 1(도 1c)에서와 같이 동작한다.
본 발명의 제어를 가능하게 하기 위해, 계수 Qam, Qbm을 사전에 구할 필요가 있다. 계수 Qam, Qbm은 실시예 1에서와 같이 가우스 노이즈신호를 입력받는 조건 하에 입출력의 파워스펙트럼밀도의 비율로써 구하거나, 도 17에 나타난 것과 같이 고조파억제제어부(340)를 개방루프로 변경하여 구할 수 있다. 도 17은 계수 Qam, Qbm 측정시 고조파전류억제제어부(340)의 개방루프 구성을 나타낸다.
구체적으로, 도 17에서, 먼저, d축은 실수부, q축은 허수부로 정의했을 때, n차 고조파의 d축, q축 전류지령치를 0으로 설정(스위치(SW3)를 하측으로 절환시킴으로써 적산기(344d, 344q)에 입력되는 d축, q축 전류지령치(고조파억제신호)를 0으로 설정)하여, 전력변환장치(310)를 동작시킨다. 이 때, 필터출력전류 Iout의 d축, q축 n차 고조파검출치를 Ioutd0, Ioutq0으로 나타낸다. Ioutd0, Ioutq0를 측정한 후, 도 17의 모든 스위치(SW1~SW3)가 상측으로 절환되어, d축 전류지령치가 Ihdref1로 변경되고, 필터출력전류 Iout의 d축, q축 n차 고조파 Ioutd1, Ioutq1이 측정된다.
또한, 단상의 경우, 계수 Qam, Qbm에 높은 정확도가 필요하지 않다. 따라서, 어느 정도의 시스템변동이 발생하더라도 안정된 동작이 가능하다.
n은 정수이고, 일반적으로 단상교류회로에서는 홀수차의 고조파만 발생하므로, n=3, 5, 7, 9 등으로 설정된다. 본 실시예 8의 구성에서, 각 고조파억제제어는 특정차수의 고조파를 억제한다. 억제대상 고조파가 복수개 존재하는 경우, 실시예 2에서와 같이 복수의 고조파억제제어블록을 병렬로 구성하여 억제가능하다. 제어회로의 CPU 등의 연산능력이 충분하다면 많은 차수의 고조파의 억제가 가능하다.
실시예 1에서와 같이 고조파억제제어부(340)의 입력이 필터출력전류 Iout으로만 이루어지도록 변경되어, 장치로부터 유출되는 고조파전류를 억제하는 것이 가능하다.
실시예 3과 조합하여, 부하변동에 대응하기 위한 계수 Qam, Qbm의 테이블을 작성하고, 부하전류 Iload의 진폭에 따라 계수 Qam, Qbm을 변경할 수 있다.
실시예 5와 조합하여, 고조파억제제어부(340)의 입력을 시스템전류 Is로 변경하고, 액티브필터 효과를 유지하면서 필요한 전류검출기(CT)의 수를 줄일 수 있다.
상기된 바와 같이, 실시예 8에 따르면, 단상인버터에 대해서도 안정된 액티브필터기능을 제공할 수 있다. 나아가, 장치로부터 유출되는 고조파전류를 억제하고, 복수차수의 고조파전류를 액티브필터링하고, 필요한 CT의 수를 저감하는 효과를 얻을 수 있다.
[실시예 9]
본 실시예 9에서, 실시예 8의 단상인버터의 액티브필터의 고조파전류억제제어부(340)에, 실시예 7에 설명된 고조파억제전류지령치에서 출력전류검출치로의 전달함수의 역함수인 상기 계수(Qdam, Qqam, Qdbm, Qqbm)를 보정하는 기능이 추가된다.
도 18은 본 실시예 9의 구성을 나타내며, 주회로와 전류제어부는 도 1A, 도 1B에서와 같으므로 도시를 생략한다. 도 18에서, 상기 계수보정기능이 3상전력변환장치에 적용된 실시예 7을 나타내는 도 7과의 동일부분은 동일부호로 나타낸다.
본 실시예 9에서, 고조파억제제어부(340)의 교란옵저버(43)에 의해 설정되는 계수 Qdam, Qqam, Qam은 Qa로 취급하고, 고조파억제제어부(340)의 교란옵저버(43)에 의해 설정되는 계수 Qdbm, Qqbm, Qbm은 Qb로 취급한다.
보정동작의 이해를 돕기 위해, 계수 Qa, Qb는 극좌표변환 후에 입력되는 것으로 변경한다.
도 18과 도 7의 다른 점은 다음과 같다. Iout이 적산기(41n)와 dq변환부(41)에 의해 dq변환되는 도 7과 달리, 도 18에서는 필터출력전류 Iout과 부하전류 Iload의 합의 n차 고조파전류가 적산기(341d, 341q), 2배연산기(341bd, 341bq), 적산기(341n), 사인파발진기(350s), 코사인파발진기(350c)에 의해 직류신호로 변환된다. 고조파억제제어부의 출력측에서는, 적산기(44n), dq변환부(44), dq변환부(51)에서 dq역변환과 dq변환이 행해지는 도 7에서와 달리, 도 18에서는 적산기(341n), 사인파발진기(350s), 코사인파발진기(350c), 적산기(344d, 344q), 가산기(351)에 의해 고조파억제전류지령치 Ihref가 산출된다. 계수보정량산출부(100)의 입력이 d축, q축 고조파검출치 Ihd, Ihq인 도 7에서와 달리, 도 18에서는 입력이 (평균처리부(141d)에서 출력되는) n차고조파위상신호와 동위상의 고조파검출신호 Idout과, (평균처리부(141q)에서 출력되는) n차고조파위상신호에 대해 90도 나아간 위상을 갖는 고조파검출신호 Iqout이다.
이외의 고조파억제제어부와 계수보정량산출부(100)의 구성은 도 7에서와 동일하다.
도 18의 구성은 상기 도 7과 동일하게 동작하여 상기 계수를 보정한다.
도 18의 회로는 단수의 고조파를 억제하지만, 실시예 2에서와 같이 복수의 고조파억제제어부를 설치하는 경우에는 각 고조파억제제어부에 보정기능을 추가할 수 있다. 고조파억제제어부의 입력은, 실시예 1에서와 같이 Iout으로만 설정되어, 장치로부터 유출되는 고조파전류를 억제할 수 있다.
상기된 바와 같이, 실시예 9에 따르면, 단상인버터에 대해서도 계수 Qa, Qb를 자동적으로 보정하여 안정되게 고조파를 억제하는 것이 가능하다.
1 0, 310 : 전력변환장치 (Power Conversion Device)
11 : LCL필터 (LCL Filter)
12 : 시스템모선 (System Bus Bar)
13 : 교류전원 (Alternating Current Power Supply)
14 : 부하 (Load)
20, 320 : 전류제어부 (Current Control Section)
21, 41, 51, 71 : dq변환부 (dq Transformation Part)
22d, 22q, 25, 48d, 48q, 49d, 49q, 61, 73, 81, 101d, 101q, 108~110, 119, 204, 205, 322, 325, 351 : 가산기 (Adder)
23d : d축전류지령가산기 (d-Axis Current Command Adder)
23q : q축전류지령가산기 (q-Axis Current Command Adder)
24d : d축비례적분제어기 (d-Axis Proportional-Integral Controller)
24q : q축비례적분제어기 (q-Axis Proportional-Integral Controller)
26, 44 : dq역변환부 (Inverse dq Transformation Part)
30 : PWM게이트신호작성부 (PWM Gate Signal Generator)
31 : PLL제어기 (PLL Controller)
40 : 고조파억제제어부 (Harmonic Suppression Control Section)
41n, 44n, 45dam, 45dbm, 45qam, 45qbm, 145da, 45db, 145qa, 145qb, 341d, 341q, 341n, 344d, 344q : 적산기 (Multiplier)
42d, 42q, 47d, 47q, 342d, 342q : LPF
43 : 교란옵저버 (Disturbance Observer)
46d : d축고조파억제전류지령가산기 (d-Axis Harmonic Suppression Current Command Adder)
46q : q축고조파억제전류지령가산기 (q-Axis Harmonic Suppression Current Command Adder)
100 : 계수보정량산출부 (Coefficient Correction Amount Calculation Section)
106, 107, 206 : 극좌표변환부 (Polar Coordinate Transformation Part)
113, 115, 121, 123 : 판정기 (Evaluator)
120 : 평균처리부 (Average Processing Part)
201, 203 : 승산기 (Multiplier)
313 : 단상전원 (Single-Phase Power Supply)
323 : 전류지령가산기 (Current Command Adder)
324 : 비례제어기 (Propertional Controller)
341bd, 341bq : 2배연산기 (Doubler)
350s, 377s : 사인파발진기 (Sine Wave Oscillator)
350c : 코사인파발진기 (Cosine Wave Oscillator)

Claims (20)

  1. 교류전원의 시스템모선이 일단에 접속되고 전력변환장치가 타단에 접속된 AC필터를 포함하는 전력변환장치의 고조파전류억제장치에 있어서,
    상기 전력변환장치에 흐르는 전류와 전력변환장치전류의 전류지령치의 편차를 구하고, 편차의 출력에 기초하여 상기 전력변환장치를 제어하는 전류제어수단; 및
    상기 AC필터의 출력전류를 입력받아, 입력전류중 소정차수의 고조파를 직류값으로 출력하는 고조파검출부: 및 고조파억제전류지령치에서 상기 고조파검출부에 입력되는 전류치로의 전달함수의 역함수로 정의되고, 제어계의 전달특성을 측정함으로써 결정되는 계수를 사용하는 적산기에 상기 고조파검출부의 출력신호를 입력하여 고조파교란을 추정하는 교란옵저버:를 포함하고, 상기 추정된 고조파교란과 교란억제를 위한 교란지령치의 편차를 계산하여 고조파억제전류지령치를 산출하는 고조파억제제어수단;을 구비하여 이루어지고,
    상기 전류제어수단의 전류지령치에, 상기 고조파억제제어수단에 의해 산출되는 고조파억제전류지령치를 중첩시켜 고조파전류를 억제하는 전력변환장치의 고조파전류억제장치.
  2. 제1항에 있어서,
    복수의 고조파차수에 해당하는 복수의 고조파억제제어수단이 병렬로 설치되고,
    고조파억제제어수단에 의해 산출되는 고조파억제전류지령치가 가산되고;
    가산된 전류지령치가 상기 전류제어수단의 전류지령치에 중첩되는 것을 특징으로 하는 전력변환장치의 고조파전류억제장치.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 고조파검출부가, 상기 AC필터의 출력전류 대신, 상기 시스템모선에 접속된 부하에 흐르는 부하전류와 상기 AC필터의 출력전류의 가산전류를 입력받아, 입력전류중 소정차수의 고조파를 직류값으로 출력하고;
    상기 교란옵저버의 상기 계수가, 고조파억제전류지령치에서 상기 가산전류로의 전달함수의 역함수로 정의되는 것을 특징으로 하는 전력변환장치의 고조파전류억제장치.
  4. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 고조파검출부가, 상기 AC필터의 출력전류 대신, 상기 시스템모선에 흐르는 시스템전류를 입력받아, 입력전류중 소정차수의 고조파를 직류값으로 출력하고;
    상기 교란옵저버의 상기 계수가, 고조파억제전류지령치에서 상기 시스템전류로의 전달함수의 역함수로 정의되는 것을 특징으로 하는 전력변환장치의 고조파전류억제장치.
  5. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 고조파검출부에 의해 직류값으로 검출된 고조파의 차수가 n=-1이어서, 상기 고조파억제제어수단에 의해 산출된 고조파억제전류지령치가 기본파의 역상성분인 것을 특징으로 하는 전력변환장치의 고조파전류억제장치.
  6. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 교란옵저버의 계수가, 제어계의 전달특성을 측정하거나 측정하지 않고 결정되고;
    상기 고조파억제제어수단이,
    상기 고조파검출부의 출력신호의 고조파검출치와 상기 출력신호의 1주기전 고조파검출치의 변화량을 구하고;
    상기 출력신호의 1주기전 고조파검출치와 상기 변화량의 위상차를 상기 계수의 위상보정량으로 산출하고;
    상기 출력신호의 1주기전 고조파검출치와 상기 변화량의 진폭차를 상기 계수의 진폭보정량으로 산출하는 계수보정량산출부; 및
    상기 계수보정량산출부에 의해 산출된 위상보정량으로 상기 계수의 위상을 보정하고, 상기 계수보정량산출부에 의해 산출된 진폭보정량으로 상기 계수의 진폭을 보정하는 계수보정수단을 구비하여 이루어진 것을 특징으로 하는 전력변환장치의 고조파전류억제장치.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 계수보정수단이, 보정조건을 미리 설정하고, 검출된 고조파가 상기 보정조건에 일치하는지의 여부에 따라 상기 산출된 위상보정량과 진폭보정량을 조정하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치의 고조파전류억제장치.
  8. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 전류제어수단이, 전력변환장치에 흐르는 전류의 d축 성분과 전력변환장치전류의 d축 성분의 전류지령치의 편차와, 전력변환장치에 흐르는 전류의 q축 성분과 전력변환장치전류의 q축 성분의 전류지령치의 편차를 구하여, 편차출력에 기초하여 상기 전력변환장치를 제어하고;
    상기 고조파억제제어수단의 고조파검출부가,
    입력전류에 d, q축 변환을 행하고, 입력전류중 소정차수의 고조파를 직류값으로 출력하는 이산푸리에변환부; 및
    d축, q축 각 성분의 고조파억제전류지령치에서 상기 고조파검출부의 입력전류치로의 전달함수의 역함수로 정의되고, 제어계의 전달특성을 측정함으로써 결정되는 계수를 사용하는 적산기에 상기 이산푸리에변환부의 출력신호를 입력하여 고조파의 d축 성분의 교란과 고조파의 q축 성분의 교란을 추정하는 교란옵저버;를 구비하여 이루어지고,
    상기 추정된 교란과, 교란억제를 위한 교란지령치의 편차를 계산하여 d축, q축 고조파억제전류지령치를 산출하고,
    상기 전류제어수단의 d, q축 전류지령치에, 상기 고조파억제제어수단에 의해 산출되는 d축, q축 고조파억제전류지령치가 중첩되어 고조파전류를 억제하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치의 고조파전류억제장치.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 교란옵저버가, 전류지령치에서 AC필터 출력전류검출치로의 전달특성 Pam + jPbm의 역특성 Qam + jQbm인 상기 계수를 사용하는 적산기를, Ioutd로 나타낸 상기 이산푸리에변환부의 d축 출력신호의 n차(n은 0이외 정수) 고조파검출치와 Ioutq로 나타낸 상기 이산푸리에변환부의 q축 출력신호의 n차 고조파검출치에 적용함으로써 (Ioutd·Qam - Ioutq·Qbm) + j(Ioutq·Qam + Ioutd·Qbm)을 연산하여 상기 교란을 추정하고;
    상기 제어계의 전달특성이, 상기 이산푸리에변환부의 출력전류의 d축성분이 실수부로 정의되고, 상기 이산푸리에변환부의 출력전류의 q축성분이 허수부로 정의된 복소수로 표현되고;
    Pam은 d축, q축 각 성분의 고조파억제전류지령치와 동위상인 상기 이산푸리에변환부의 출력전류를 나타내고, Pbm은 d축, q축 각 성분의 고조파억제전류지령치에 대해 90도 나아간 위상을 갖는 상기 이산푸리에변환부의 출력전류를 나타내는 것을 특징으로 하는 전력변환장치의 고조파전류억제장치.
  10. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 전류제어수단이, 상기 전력변환장치에 흐르는 전류와 상기 전류지령치의 편차의 출력에 상기 시스템모선과 AC필터의 연계점전압과 위상이 동기화된 기준사인파가 더해져 생성되는 단상전압지령치에 기초하여 상기 전력변환장치를 제어하고;
    상기 고조파억제제어수단의 고조파검출부가, 상기 입력전류와, 상기 시스템모선과 AC필터의 연계점전압의 위상에 억제대상고조파의 차수인 n배를 곱한 위상을 갖고 억제대상고조파와 같은 주파수를 갖는 사인파신호의 곱을 구한 후, 직류성분을 추출하여 n차 고조파와 위상이 같은 고조파검출신호를 생성하고,
    상기 고조파억제제어수단의 고조파검출부가, 상기 입력전류와, 상기 시스템모선과 AC필터의 연계점전압의 위상에 억제대상고조파의 차수인 n배를 곱한 위상을 갖고 억제대상고조파와 같은 주파수를 갖는 코사인파신호의 곱을 구한 후, 직류성분을 추출하여 n차 고조파에 대해 90도 나아간 위상을 갖는 고조파검출신호를 생성하고,
    상기 고조파억제제어수단의 교란옵저버가, n차 고조파와 위상이 같은 성분의 고조파억제전류지령치와 n차 고조파에 대해 90도 나아간 성분의 고조파억제전류지령치에서 상기 고조파검출부의 입력전류치로의 전달함수의 역함수로 정의되고, 제어계의 전달특성을 측정함으로써 결정되는 계수를 사용하는 적산기에 상기 고조파검출부의 출력신호를 입력하여 고조파 교란을 추정하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치의 고조파전류억제장치.
  11. AC필터 일단에 교류전원의 시스템모선이 접속되고 타단에 전력변환장치가 접속된 상태에서,
    고조파억제제어수단의 고조파검출부에서, 상기 AC필터의 출력전류를 입력받아, 입력전류중 소정차수의 고조파를 직류값으로 출력하는 고조파검출스텝;
    상기 고조파억제제어수단의 교란옵저버에서, 고조파억제전류지령치에서 상기 고조파검출부에 입력되는 전류치로의 전달함수의 역함수로 정의되고, 제어계의 전달특성을 측정함으로써 결정되는 계수를 사용하는 적산기에 상기 고조파검출부 출력신호를 입력하여 고조파의 교란을 추정하는 교란추정스텝;
    상기 고조파억제제어수단에서, 상기 추정된 고조파교란과 교란억제를 위한 교란지령치의 편차를 계산하여 고조파억제전류지령치를 산출하는 고조파억제전류지령치산출스텝; 및
    전류제어수단에서, 설정된 전류지령치에 상기 고조파억제제어수단에 의해 산출되는 고조파억제전류지령치가 중첩되어 생성되는 전류지령치와, 상기 전력변환장치에 흐르는 전류의 편차를 구하여서, 편차의 출력에 기초하여 상기 전력변환장치를 제어하는 스텝;을 구비하여 이루어진 것을 특징으로 하는 전력변환장치의 고조파전류억제방법.
  12. 제11항에 있어서,
    복수의 고조파차수에 해당하는 복수의 고조파억제제어수단이 병렬로 설치된 상태에서,
    전류제어수단에서 상기 고조파억제제어수단에 의해 산출되는 고조파억제전류지령치를 가산하여 그 합을 상기 전류제어수단의 전류지령치에 중첩시키는 스텝으로 이루어진 것을 특징으로 하는 전력변환장치의 고조파전류억제방법.
  13. 제11항 또는 제12항에 있어서,
    상기 고조파검출스텝에서, 상기 AC필터의 출력전류 대신, 상기 시스템모선에 접속된 부하에 흐르는 부하전류와 상기 AC필터의 출력전류의 가산전류를 입력받아, 입력전류중 소정차수의 고조파를 직류값으로 출력하고;
    상기 교란추정스텝의 상기 계수가, 고조파억제전류지령치에서 상기 가산전류로의 전달함수의 역함수로 정의되는 것을 특징으로 하는 전력변환장치의 고조파전류억제방법.
  14. 제11항 또는 제12항에 있어서,
    상기 고조파검출스텝에서, 상기 AC필터의 출력전류 대신, 상기 시스템모선에 흐르는 시스템전류를 입력받아, 입력전류중 소정차수의 고조파를 직류값으로 출력하고;
    상기 교란추정스텝의 상기 계수가, 고조파억제전류지령치에서 상기 시스템전류로의 전달함수의 역함수로 정의되는 것을 특징으로 하는 전력변환장치의 고조파전류억제방법.
  15. 제11항 또는 제12항에 있어서,
    상기 고조파검출스텝에서 직류값으로 검출된 고조파의 차수가 n=-1이어서, 상기 고조파억제제어수단에 의해 산출된 고조파억제전류지령치가 기본파의 역상성분인 것을 특징으로 하는 전력변환장치의 고조파전류억제방법.
  16. 제11항 또는 제12항에 있어서,
    상기 교란옵저버의 계수가, 제어계의 전달특성을 측정하거나 측정하지 않고 결정되고;
    상기 고조파억제제어수단이, 계수보정량산출부가
    상기 고조파검출부의 출력신호의 고조파검출치와 상기 출력신호의 1주기전 고조파검출치의 변화량을 구하고;
    상기 출력신호의 1주기전 고조파검출치와 상기 변화량의 위상차를 상기 계수의 위상보정량으로 산출하고;
    상기 출력신호의 1주기전 고조파검출치와 상기 변화량의 진폭차를 상기 계수의 진폭보정량으로 산출하도록 하는 계수보정량산출스텝; 및
    상기 계수보정량산출부에 의해 산출된 위상보정량으로 상기 계수의 위상을 보정하고, 상기 계수보정량산출부에 의해 산출된 진폭보정량으로 상기 계수의 진폭을 보정하는 계수보정스텝;을 구비하여 이루어진 것을 특징으로 하는 전력변환장치의 고조파전류억제방법.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 계수보정스텝에서, 보정조건을 미리 설정하고, 검출된 고조파가 상기 보정조건에 일치하는지의 여부에 따라 상기 산출된 위상보정량과 진폭보정량을 조정하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치의 고조파전류억제방법.
  18. 제11항 또는 제12항에 있어서,
    상기 고조파검출스텝이, 이산푸리에변환부에서 입력전류에 d, q축 변환을 행하고, 입력전류중 소정차수의 고조파를 직류값으로 출력하는 스텝이고;
    상기 교란추정스텝이, d축, q축 각 성분의 고조파억제전류지령치에서 상기 고조파검출부의 입력전류치로의 전달함수의 역함수로 정의되고, 제어계의 전달특성을 측정함으로써 결정되는 계수를 사용하는 적산기에 상기 이산푸리에변환부의 출력신호를 입력하여 고조파의 d축 성분의 교란과 고조파의 q축 성분의 교란을 추정하는 스텝이고;
    상기 고조파억제전류지령치산출스텝이, 상기 추정된 교란과, 교란억제를 위한 교란지령치의 편차를 계산하여 d축, q축 고조파억제전류지령치를 산출하는 스텝이고;
    상기 전력변환장치를 제어하는 스텝이, 전력변환장치에 흐르는 전류의 d축 성분과, 상기 고조파억제제어수단에 의해 산출된 d축 고조파억제전류전류지령치를 d축 전류지령치에 중첩시켜 얻어지는 전류지령치의 편차와, 전력변환장치에 흐르는 전류의 q축 성분과, 상기 고조파억제제어수단에 의해 산출된 q축 고조파억제전류전류지령치를 q축 전류지령치에 중첩시켜 얻어지는 전류지령치의 편차를 구하고, 편차의 출력에 기초하여 전력변환장치를 제어하는 스텝인 것을 특징으로 하는 전력변환장치의 고조파전류억제방법.
  19. 제18항에 있어서,
    상기 교란추정스텝이, 전류지령치에서 AC필터 출력전류검출치로의 전달특성 Pam + jPbm의 역특성 Qam + jQbm인 상기 계수를 사용하는 적산기를, Ioutd로 나타낸 상기 이산푸리에변환부의 d축 출력신호의 n차(n은 0이외 정수) 고조파검출치와 Ioutq로 나타낸 상기 이산푸리에변환부의 q축 출력신호의 n차 고조파검출치에 적용함으로써 (Ioutd·Qam - Ioutq·Qbm) + j(Ioutq·Qam + Ioutd·Qbm)을 연산하여 상기 교란을 추정하는 스텝이고;
    상기 제어계의 전달특성이, 상기 이산푸리에변환부의 출력전류의 d축성분이 실수부로 정의되고, 상기 이산푸리에변환부의 출력전류의 q축성분이 허수부로 정의된 복소수로 표현되고;
    Pam은 d축, q축 각 성분의 고조파억제전류지령치와 동위상인 상기 이산푸리에변환부의 출력전류를 나타내고, Pbm은 d축, q축 각 성분의 고조파억제전류지령치에 대해 90도 나아간 위상을 갖는 상기 이산푸리에변환부의 출력전류를 나타내는 것을 특징으로 하는 전력변환장치의 고조파전류억제방법.
  20. 제11항 또는 제12항에 있어서,
    상기 전력변환장치를 제어하는 스텝이, 상기 전력변환장치에 흐르는 전류와 상기 전류지령치의 편차의 출력에 상기 시스템모선과 AC필터의 연계점전압과 위상이 동기화된 기준사인파가 더해져 생성되는 단상전압지령치에 기초하여 상기 전력변환장치를 제어하는 스텝이고;
    상기 고조파검출스텝이, 상기 입력전류와, 상기 시스템모선과 AC필터의 연계점전압의 위상에 억제대상고조파의 차수인 n배를 곱한 위상을 갖고 억제대상고조파와 같은 주파수를 갖는 사인파신호의 곱을 구한 후, 직류성분을 추출하여 n차 고조파와 위상이 같은 고조파검출신호를 생성하는 스텝; 및
    상기 입력전류와, 상기 시스템모선과 AC필터의 연계점전압의 위상에 억제대상고조파의 차수인 n배를 곱한 위상을 갖고 억제대상고조파와 같은 주파수를 갖는 코사인파신호의 곱을 구한 후, 직류성분을 추출하여 n차 고조파에 대해 90도 나아간 위상을 갖는 고조파검출신호를 생성하는 스텝;을 포함하고,
    상기 교란추정스텝이, n차 고조파와 위상이 같은 성분의 고조파억제전류지령치와 n차 고조파에 대해 90도 나아간 성분의 고조파억제전류지령치에서 상기 고조파검출부의 입력전류치로의 전달함수의 역함수로 정의되고, 제어계의 전달특성을 측정함으로써 결정되는 계수를 사용하는 적산기에 상기 고조파검출부의 출력신호를 입력하여 고조파 교란을 추정하는 스텝인 것을 특징으로 하는 전력변환장치의 고조파전류억제방법.
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