JP5226540B2 - インバータ制御回路、このインバータ制御回路を備えた系統連系インバータシステム - Google Patents

Description

本発明は、直流電力を交流電力に変換するインバータ回路をＰＷＭ制御するためのインバータ制御回路、このインバータ制御回路を備えた系統連系インバータシステム、このインバータ制御回路を実現するためのプログラム、及びこのプログラムを記録した記録媒体に関する。

従来、太陽電池などによって生成される直流電力を交流電力に変換して出力するインバータシステムが開発されている。

図６は、従来の系統連系インバータシステムを説明するためのブロック図である。系統連系インバータシステム１００は、太陽電池を備えた直流電源１１０により生成された直流電力を、インバータ回路１２０で交流電力に変換し、商用電力系統１５０に供給するものである。インバータ制御回路１６０は、インバータ回路１２０を制御するＰＷＭ信号を生成するものである。系統連系インバータシステム１００の電源容量は商用電力系統１５０の電源容量と比べて十分小さいものなので、系統連系インバータシステム１００の出力の規定内の電圧変動や周波数変動は商用電力系統１５０に影響を与えない。また、商用電力系統１５０での負荷変動は商用電力系統１５０内で補償されるため、系統連系インバータシステム１００が商用電力系統１５０の電圧制御や周波数制御を行う必要はない。したがって、インバータ制御回路１６０は、電流制御に関する補償のみを実施すればよいので、電流センサ１７０で計測した出力電流が目標電流となるように、フィードバック制御を行なっている。

近年、太陽光などの自然エネルギーを用いた分散型電源と負荷とを持つ小規模系統で、電源および熱源を一括管理し、既存の商用電力系統から独立して運転可能な電力供給システムである「マイクログリッド」という概念が注目されている。

図７は、小規模回転機形発電機系統に系統連系インバータを連系させた状態を説明するための図である。これは、マイクログリッドの自立状態や、離島などの小規模系統での電力供給システムを表している。小規模回転機形発電機系統は、複数の回転機形発電機ＤＧ（Diesel Generator）、複数の分散型電源ＤＰＳ(Dispersed-type Power Source)、および、複数の負荷Ｌを備えている。回転機形発電機ＤＧは、燃料の燃焼によりタービンを回転させて発電するものであり、例えば、ディーゼル発電機などである。分散型電源ＤＰＳは、太陽光や風力などの自然エネルギーを系統に供給可能な電力に変換するものであり、例えば、太陽電池を有する系統連系インバータシステムなどである。小規模回転機形発電機系統では、回転機形発電機ＤＧの負担を低減して燃料を節約するために分散型電源ＤＰＳが積極活用され、系統内の不足電力分を回転機形発電機ＤＧで補うような運用が行なわれる。

特開２０００‐８３３２４号公報

図７の小規模回転機形発電機系統において、分散型電源ＤＰＳとして系統連系インバータシステム１００（図６参照）を用いた場合、所定の目標電流に制御された交流電力が小規模回転機形発電機系統に供給される。したがって、直流電源１１０が生成する直流電力が変動すると、系統連系インバータシステム１００の供給電圧が変動する。系統連系インバータシステム１００の電源容量は、小規模回転機形発電機系統の電源容量と比較して十分小さいとはいえないので、系統連系インバータシステム１００の供給電圧の変動により、小規模回転機形発電機系統の電圧が変動する。また、回転機形発電機ＤＧが電圧制御および周波数制御を行うが、出力特性の応答が遅いため、系統内で負荷変動が生じた場合の変動抑制制御を充分にすることができない。したがって、系統に接続された負荷Ｌに過電圧が印加されたり、電圧不足となって、誤動作などを引き起こす場合がある。

また、小規模回転機形発電機系統において負荷が増加した場合、負荷変動時に応答速度の速い系統連系インバータシステム１００が多くの電力供給を行おうと動作する。これにより、系統連系インバータシステム１００が許容範囲を超えた電力供給を行うこととなって、保護機能により系統から解列される場合がある。１つのインバータシステムが解列されるとさらに電力供給バランスがくずれ、系統上のインバータシステムが次々と解列される系統擾乱が発生するという問題がある。

本発明は上記した事情のもとで考え出されたものであって、小規模回転機形発電機系統で使用された場合に、回転機形発電機ＤＧと協調して系統に安定した電力供給を行うことができるインバータシステムのインバータ制御回路を提供することをその目的としている。

上記課題を解決するため、本発明では、次の技術的手段を講じている。

本発明の第１の側面によって提供されるインバータ制御回路は、直流電源で生成される直流電力を交流電力に変換して電力系統に供給するインバータ回路をＰＷＭ制御するためのインバータ制御回路であって、前記直流電源の直流電圧とその目標電圧とから、前記インバータ回路の出力電圧信号の角周波数と前記電力系統の系統電圧信号の角周波数との必要な角周波数差を算出する角周波数差算出手段と、前記系統電圧信号の角周波数を検出する角周波数検出手段と、前記角周波数検出手段によって検出された角周波数に前記角周波数差を加算した修正角周波数から指令値信号を生成する指令値信号生成手段と、前記指令値信号に基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、を備えていることを特徴とする。

この構成によると、前記直流電源の直流電圧とその目標電圧とから算出された角周波数差に基づいて前記インバータ回路の出力電流が変化し、前記直流電源の直流電圧が前記目標電圧となるように制御される。したがって、前記直流電源の直流電圧が増加すると、前記インバータ回路の出力電圧信号の角周波数が上昇して、前記直流電源が出力する有効電力を積極的に前記電力系統に供給することができる。また、周波数制御を行うので、前記電力系統に接続された回転機形発電機と同様の特性を持つことになり、前記回転機形発電機と協調して前記電力系統に安定した電力供給を行うことができる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記角周波数差算出手段は、前記直流電源の直流電圧と前記目標電圧との偏差に基づいてフィードバック制御を行って直流電圧補正値を算出する直流電圧補正値算出手段と、前記直流電圧補正値算出手段によって算出された直流電圧補正値に所定値を乗じて前記角周波数差を算出する乗算手段と、を備えており、前記所定値は、前記目標電圧に乗算した積が前記系統電圧信号の角周波数と一致するように設定されている。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記角周波数差算出手段は、前記直流電圧補正値算出手段の制御の時定数を設定する時定数設定手段をさらに備えており、前記時定数設定手段は、負荷変動時や前記直流電源の出力変動時に、前記時定数を小さな値に設定する。

この構成によると、負荷変動時や前記直流電源の出力変動時に、制御の応答速度を速くすることができるので、変動に追従することができる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記時定数設定手段は、前記時定数として、前記インバータ回路の出力電流の微分値に応じた値を設定する。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記インバータ回路の出力電流から無効分電流を算出する無効分電流算出手段と、前記系統電圧信号と目標系統電圧との偏差から系統電圧補正値を算出する系統電圧補正値算出手段と、前記系統電圧補正値から修正補正値を算出して出力する算出手段と、前記算出手段から出力される修正補正値とゼロ出力とを切り替えて目標無効分電流として出力する目標切替手段と、前記無効分電流算出手段によって算出された無効分電流と前記目標切替手段によって出力された目標無効分電流との偏差から無効分電流補正値を算出する無効分電流補正値算出手段と、をさらに備えており、前記算出手段は、前記系統電圧補正値と前回の修正補正値との間の値を前記修正補正値として算出し、前記指令値信号生成手段は、前記修正角周波数と前記無効分電流補正値とから指令値信号を生成し、前記角周波数差算出手段は、前記直流電圧補正値算出手段の制御の時定数を２つの値で切り替える時定数切替手段をさらに備えており、前記目標切替手段が出力をゼロ出力に切り替え、前記時定数切替手段が前記時定数を小さい方の値に切り替えた第１の状態と、前記目標切替手段が出力を前記算出手段から出力される修正補正値に切り替え、前記時定数切替手段が前記時定数を大きい方の値に切り替えた第２の状態とを選択できる。

この構成によると、前記第１の状態と前記第２の状態とを切り替えることができるので、出力する無効電力をゼロとし積極的に有効電力を出力する必要がある小規模回転機形発電機系統にも、制御の応答速度を遅くする必要がある小規模単独系統にも連系することができる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記角周波数差算出手段は、前記時定数を設定する時定数設定手段をさらに備えており、前記第１の状態においては、前記時定数切替手段が前記時定数を小さい方の値に切り替える代わりに、前記時定数設定手段が時定数を設定する。

この構成によると、前記第１の状態に切り替えられているときに、負荷変動時や前記直流電源の出力変動時に、制御の応答速度を速くすることができるので、変動に追従することができる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記角周波数検出手段はＰＬＬ回路である。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記指令値信号生成手段は、前記修正角周波数を角周波数とする正弦波を生成する。

本発明の第２の側面によって提供される系統連系インバータシステムは、本発明の第１の側面によって提供されるインバータ制御回路を備えている。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記直流電源と前記インバータ回路との間にＤＣ/ＤＣコンバータ回路が設けられており、前記インバータ回路は、入力端に並列接続されたコンデンサを備えている。

この構成によると、前記コンデンサの容量に応じた慣性力を有する回転機形発電機と同様の特性を有する。また、前記ＤＣ/ＤＣコンバータ回路がコンバータ出力電流をインバータ入力電流に制御するので、コンデンサ容量、すなわち慣性力を制御することができる。

本発明の第３の側面によって提供されるプログラムは、コンピュータを、直流電源で生成される直流電力を交流電力に変換して電力系統に供給するインバータ回路をＰＷＭ制御するためのインバータ制御回路として機能させるためのプログラムであって、前記コンピュータを、前記直流電源の直流電圧とその目標電圧とから、前記インバータ回路の出力電圧信号の角周波数と前記電力系統の系統電圧信号の角周波数との必要な角周波数差を算出する角周波数差算出手段と、前記系統電圧信号の角周波数を検出する角周波数検出手段と、前記角周波数検出手段によって検出された角周波数に前記角周波数差を加算した修正角周波数から指令値信号を生成する指令値信号生成手段と、前記指令値信号に基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、して機能させる。

本発明の第４の側面によって提供される記録媒体は、本発明の第３の側面によって提供されるプログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体であることを特徴とする。

本発明のその他の特徴および利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。

本発明に係るインバータ制御回路を備えた系統連系インバータシステムの第１実施形態を説明するためのブロック図である。 ＰＬＬ回路の一例を説明するための図である。 本発明に係る系統連系インバータシステムの第２実施形態を説明するための回路構成例である。 小規模単独系統に系統連系インバータシステムを連系させた状態を説明するための図である。 本発明に係る系統連系インバータシステムの第３実施形態を説明するためのブロック図である。 従来の系統連系インバータシステムを説明するためのブロック図である。 小規模回転機形発電機系統に系統連系インバータシステムを連系させた状態を説明するための図である。

以下、本発明の好ましい実施の形態を、図面を参照して具体的に説明する。

図１は、本発明に係るインバータ制御回路を備えた系統連系インバータシステムの第１実施形態を説明するためのブロック図である。

系統連系インバータシステムＡは、直流電源Ａ１、インバータ回路Ａ２、フィルタ回路Ａ３、変圧回路Ａ４、インバータ制御回路Ａ５、直流電圧センサＡ６、電流センサＡ７、系統電圧センサＡ８を備えている。直流電源Ａ１は、インバータ回路Ａ２に接続している。インバータ回路Ａ２、フィルタ回路Ａ３、および変圧回路Ａ４は、この順で、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の出力電圧の出力ラインに直列に接続されている。インバータ回路Ａ２にはインバータ制御回路Ａ５が接続されている。系統連系インバータシステムＡは、直流電源Ａ１により生成された直流電力を、インバータ回路Ａ２で交流電力に変換し、小規模回転機形発電機系統Ｂ（以下、場合により「系統Ｂ」と省略する。）に供給するものである。

直流電源Ａ１は、直流電力を生成するものであり、太陽光エネルギーを電気エネルギーに変換する太陽電池を備えている。

インバータ回路Ａ２は、三相インバータであり、図示しない３組６個のスイッチング素子を備えたＰＷＭ制御型インバータ回路である。インバータ回路Ａ２は、インバータ制御回路Ａ５から入力されるＰＷＭ信号に基づいて各スイッチング素子をオンオフ動作させることで、直流電源Ａ１から入力される直流電力を交流電力に変換する。

フィルタ回路Ａ３は、リアクトルとキャパシタとを備えたローパスフィルタである。フィルタ回路Ａ３は、インバータ回路Ａ２から出力される交流電圧に含まれるスイッチングノイズを除去する。変圧回路Ａ４は、フィルタ回路Ａ３から出力される交流電圧を系統電圧とほぼ同一のレベルに昇圧または降圧する。

直流電圧センサＡ６は、直流電源Ａ１から出力される直流電圧を検出するものである。検出された直流電圧信号は、インバータ制御回路Ａ５に入力される。電流センサＡ７は、変圧回路Ａ４から出力される交流電流を検出するものである。検出された交流電流信号は、インバータ制御回路Ａ５に入力される。系統電圧センサＡ８は、系統Ｂの各相の電圧（以下、「系統電圧」という。）を検出するものである。検出された系統電圧信号は、インバータ制御回路Ａ５に入力される。

インバータ制御回路Ａ５は、インバータ回路Ａ２のスイッチング素子のオンオフ動作を制御するＰＷＭ信号を生成するものである。インバータ制御回路Ａ５は、直流電圧センサＡ６から直流電圧信号を入力され、電流センサＡ７から交流電流信号を入力され、系統電圧センサＡ８から系統電圧信号を入力され、これらの信号を用いてＰＷＭ信号を生成して、インバータ回路Ａ２に出力する。インバータ制御回路Ａ５は、ＰＩ制御回路１１、時定数設定回路１２、乗算器１３、ＰＬＬ（Phase-Locked Loop）回路１４、αβ変換回路２１、ｄｑ変換回路２２、ＰＩ制御回路２３、指令値信号生成回路３１、およびＰＷＭ信号生成回路３２を備えている。

ＰＩ制御回路１１は、直流電圧センサＡ６が検出した直流電圧Ｅiと予め設定されている目標直流電圧Ｅ^*との偏差に基づいてＰＩ制御を行い、補正値を乗算器１３に出力するものである。時定数設定回路１２は、電流センサＡ７が検出した交流電流信号に基づいて、ＰＩ制御回路１１の時定数を設定するものである。本実施形態においては、交流電流信号の微分値の絶対値に応じて、当該絶対値が大きい場合は時定数が小さな値となり、当該絶対値が小さい場合は時定数が大きな値となるように設定している。なお、負荷変動があったときや、直流電源Ａ１の生成電力が急変したときに、ＰＩ制御回路１１の時定数を小さくして応答速度を早くすることが目的なので、時定数の設定の方法はこれに限られない。たとえば、直流電圧センサＡ６が検出した直流電圧信号や、系統電圧センサＡ８が検出した系統電圧信号に基づいて時定数を設定するようにしてもよい。

乗算器１３は、ＰＩ制御回路１１から入力される補正値に所定の値Ｋを乗算することで、電力供給バランスに必要な、インバータ回路Ａ２の出力電圧信号の角周波数と系統電圧信号の角周波数との角周波数差Δωを擬似的に算出して出力するものである。所定の値Ｋは、目標直流電圧Ｅ^*に乗算した積（Ｋ・Ｅ^*）が系統電圧信号の角周波数ω₀と一致するように設定されている。

ＰＬＬ回路１４は、系統電圧センサＡ８より入力される系統電圧信号から、系統電圧信号の角周波数ω₀を検出するものである。検出された角周波数ω₀は、乗算器１３から出力された角周波数差Δωと加算される。

図２は、ＰＬＬ回路１４の一例を説明するための図である。ＰＬＬ回路１４は、αβ変換回路１４１、ｄｑ変換回路１４２、ＰＩ制御回路１４３、ＶＣＯ(Voltage Controlled Oscillator)回路１４４を備えている。αβ変換回路１４１は、系統電圧センサＡ８より入力される３相の電圧信号Ｖu、Ｖv、Ｖwを２相の電圧信号Ｖα、Ｖβに変換するものである。ｄｑ変換回路１４２は、αβ変換回路１４１から電圧信号Ｖα、Ｖβが入力され、ＶＣＯ回路１４４から位相θが入力される。ｄｑ変換回路１４２は、電圧信号Ｖα、Ｖβの位相θとの位相差成分Ｖdと同相成分Ｖqとを算出する。ＰＩ制御回路１４３は、位相差成分ＶdがゼロとなるようにＰＩ制御を行ない、補正値を出力する。この補正値を系統電圧信号の目標角周波数ω_s ^*に加算した角周波数ω₀が、ＶＣＯ回路１４４に出力される。ＶＣＯ回路１４４は、入力に応じた位相θをｄｑ変換回路１４２に出力する。このフィードバック制御により、位相差成分Ｖdがゼロになったところでロックされる。このとき、位相θが系統電圧の位相と一致する。したがって、ＰＬＬ回路１４から出力される角周波数ω₀は、系統電圧信号の角周波数と一致することになる。

図１に戻って、αβ変換回路２１は、電流センサＡ７より入力される３相の電流信号Ｉu、Ｉv、Ｉwを２相の電流信号Ｉα、Ｉβに変換するものである。ｄｑ変換回路２２は、αβ変換回路２１から電流信号Ｉα、Ｉβが入力され、ＶＣＯ回路１４４から位相θが入力される。ｄｑ変換回路２２は、電流信号Ｉα、Ｉβの位相θとの位相差成分Ｉdと同相成分Ｉqとを算出する。この位相差成分Ｉdは、インバータ回路Ａ２の出力電流のうちの出力電圧と位相が異なる電流成分であり、無効電力となるものなので、以下、無効分電流という。ＰＩ制御回路２３は、無効分電流Ｉdと目標無効分電流との偏差に基づいてＰＩ制御を行い、補正値を指令値信号生成回路３１に出力するものである。

本実施形態では、目標無効分電流をゼロとしている。これは、小規模回転機形発電機系統Ｂには回転機形発電機が接続されているので、無効電力を回転機形発電機に供給させ、系統連系インバータシステムＡが出力電力をすべて有効電力として出力できるようにするためである。

指令値信号生成回路３１は、ＰＬＬ回路１４が検出する系統電圧信号の角周波数ω₀に乗算器１３から出力される角周波数差Δωを加算した修正角周波数（ω₀＋Δω）、およびＰＩ制御回路２３が出力する補正値が入力され、指令値信号を生成するものである。具体的には、指令値信号生成回路３１は、入力される修正角周波数（ω₀＋Δω）を時間ｔで積分したものを位相とし、入力される補正値に基づいて振幅を変化された正弦波を生成する。指令値信号生成回路３１は、この正弦波をＵ相の指令値信号として、ＰＷＭ信号生成回路３２に出力する。また、指令値信号生成回路３１は、Ｕ相の指令値信号より位相が（１/３）π遅れた正弦波をＶ相の指令値信号として、（２/３）π遅れた正弦波をＷ相の指令値信号として、ＰＷＭ信号生成回路３２に出力する。

ＰＷＭ信号生成回路３２は、指令値信号生成回路３１より入力されるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の指令値信号と予め設定されているキャリア信号との差分に基づいて、デッドタイムを付加したＵ相、Ｖ相、Ｗ相のパルス信号をそれぞれ生成する。ＰＷＭ信号生成回路３２は、生成されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相のパルス信号をそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相のＰＷＭ信号としてインバータ回路Ａ２に出力する。インバータ回路Ａ２のＵ相、Ｖ相、Ｗ相のスイッチング素子は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相のＰＷＭ信号に基づいてオンオフ動作する。なお、ＰＷＭ信号生成回路３２は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のパルス信号を反転したパルス信号も生成し、逆相のＰＷＭ信号としてインバータ回路Ａ２に出力する。インバータ回路Ａ２のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各スイッチング素子に直列接続されているスイッチング素子は、それぞれ逆相のＰＷＭ信号に基づいて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各スイッチング素子とは反対にオンオフ動作する。

次に、系統連系インバータシステムＡの動作について説明する。

インバータ回路Ａ２は、直流電源Ａ１が出力する直流電力を交流電力に変換する。フィルタ回路Ａ３は、インバータ回路Ａ２が出力する交流電圧のスイッチングノイズを除去する。変圧回路Ａ４は、フィルタ回路Ａ３が出力する交流電圧を変圧して、系統Ｂに供給する。インバータ制御回路Ａ５は、直流電圧センサＡ６が検出した直流電圧信号、電流センサＡ７が検出した交流電流信号、および系統電圧センサＡ８が検出した系統電圧信号に基づいてＰＷＭ信号を生成し、インバータ回路Ａ２に出力する。

例えば日射強度が増加するなどして、直流電源Ａ１の出力する直流電圧Ｅiが目標直流電圧Ｅ^*より大きくなった場合、直流電圧の増加量がＰＩ制御回路１１に入力され、プラスの値の補正値が出力される。乗算器１３は、この補正値に対応するプラスの角周波数差Δωを出力する。したがって、指令値信号生成回路３１が出力する正弦波は、この角周波数差Δωの分だけ角周波数が大きいものとなる。インバータ制御回路Ａ５は、出力するＰＷＭ信号を変化させて、インバータ回路Ａ２の出力電圧信号の角周波数を指令値信号生成回路３１が出力する正弦波に応じて大きくする。これにより、インバータ回路Ａ２が出力する電流が増加されて、直流電源Ａ１の出力する直流電圧Ｅiが減少する。一方、インバータ回路Ａ２の出力電圧信号の角周波数の増加による系統電圧信号の角周波数ω₀の増加は、系統Ｂで吸収されて、目標角周波数ω_s ^*に制御される。

逆に、直流電圧Ｅiが目標直流電圧Ｅ^*より小さくなった場合、指令値信号生成回路３１が出力する正弦波は、角周波数が小さいものとなる。インバータ制御回路Ａ５は、インバータ回路Ａ２の出力電圧信号の角周波数を指令値信号生成回路３１が出力する正弦波に応じて小さくする。これにより、インバータ回路Ａ２が出力する電流が減少されて、直流電圧Ｅiが増加する。一方、インバータ回路Ａ２の出力電圧信号の角周波数の減少による系統電圧信号の角周波数ω₀の減少は、系統Ｂで吸収されて、目標角周波数ω_s ^*に制御される。

負荷の変動により系統Ｂで有効電力の需要が増加した場合、系統電圧信号の角周波数が減少するので、ＰＬＬ回路１４が出力する系統電圧信号の角周波数ω₀が減少する。すると、指令値信号生成回路３１が出力する正弦波は、角周波数ω₀の減少分だけ角周波数が小さいものとなり、インバータ回路Ａ２の出力電圧の角周波数も小さくなる。これにより、インバータ回路Ａ２が出力する電流が減少されて、直流電圧Ｅiが増加する。直流電圧Ｅiの増加により、乗算器１３が出力する角周波数差Δωが増加し、インバータ回路Ａ２の出力電圧信号の角周波数が大きくなって、有効電力が系統Ｂに供給される。

逆に、有効電力の需要が減少した場合、系統電圧信号の角周波数が増加するので、ＰＬＬ回路１４が出力する系統電圧信号の角周波数ω₀が増加する。すると、指令値信号生成回路３１が出力する正弦波は、角周波数ω₀の増加分だけ角周波数が大きいものとなり、インバータ回路Ａ２の出力電圧信号の角周波数も大きくなる。これにより、インバータ回路Ａ２が出力する電流が増加されて、直流電圧Ｅiが減少する。直流電圧Ｅiの減少により、乗算器１３が出力する角周波数差Δωが減少し、インバータ回路Ａ２の出力電圧信号の角周波数が小さくなって、系統Ｂへの有効電力の供給が抑制される。

負荷の変動により系統Ｂで無効電力の需要が増加した場合でも、インバータ制御回路Ａ５は出力する無効電力をゼロにする制御を行なっているので、系統連系インバータシステムＡは無効電力の供給を行わない。具体的には、電流センサＡ７により検出された交流電流信号から、αβ変換回路２１およびｄｑ変換回路２２により、無効分電流Ｉdが算出される。無効分電流Ｉdがプラスの場合、ＰＩ制御回路２３はマイナスの補正値を出力する。これにより、指令値信号生成回路３１から出力される正弦波の振幅が小さくなる。インバータ制御回路Ａ５は、出力するＰＷＭ信号を変化させて、インバータ回路Ａ２の出力電圧の振幅を指令値信号生成回路３１が出力する正弦波に応じて小さくする。これにより、インバータ回路Ａ２が出力する無効分電流が減少する。

逆に、無効分電流Ｉdがマイナスの場合、ＰＩ制御回路２３はプラスの補正値を出力し、指令値信号生成回路３１から出力される正弦波の振幅が大きくなる。インバータ制御回路Ａ５は、インバータ回路Ａ２の出力電圧の振幅を指令値信号生成回路３１が出力する正弦波に応じて大きくする。これにより、インバータ回路Ａ２が出力するマイナスの無効分電流が減少する。なお、無効電力は、系統Ｂに接続されている回転機形発電機ＤＧが供給する。

次に、系統連系インバータシステムＡの作用について説明する。

本実施形態において、系統連系インバータシステムＡのインバータ制御回路Ａ５は、直流電源Ａ１の出力電圧Ｅiを用いて周波数制御を行なう。これにより、系統連系インバータシステムＡは、回転機形発電機ＤＧと同様の特性を持つことになり、回転機形発電機ＤＧと協調して小規模回転機形発電機系統Ｂに安定した電力供給を行うことができる。

また、インバータ制御回路Ａ５は、直流電源Ａ１の出力電圧Ｅiが目標直流電圧Ｅ^*より大きくなったときに、インバータ回路Ａ２の出力電圧信号の角周波数を上昇させるように制御するので、直流電源Ａ１が出力する有効電力を積極的に小規模回転機形発電機系統Ｂに供給することができる。また、インバータ制御回路Ａ５は、無効電力の出力をゼロにするように制御するので、直流電源Ａ１の生成した電力がすべて有効電力として出力される。したがって、回転機形発電機ＤＧが出力すべき有効電力は抑制されて、必要な燃料を抑制することができる。

また、インバータ回路Ａ２のスイッチング素子に流れる無効分電流が抑制されるので、過電流に対する保護機能によりインバータ回路Ａ２が停止されることを抑制することができる。

本実施形態において、時定数設定回路１２は、インバータ回路Ａ２の出力電流が急変した場合にその変化率に応じて、ＰＩ制御回路１１の時定数を小さな値に設定する。したがって、負荷変動や直流電源Ａ１の出力変動があったときには、ＰＩ制御回路１１の応答速度が速くなり、変動に追従することができる。なお、時定数設定回路１２を設けずに、時定数を充分小さな固定値としてもよい。この場合は、出力電流の変化率に応じて応答速度を変更することはできないが、応答速度の速い制御をすることができる。

上記第１実施形態において、系統連系インバータシステムＡは周波数制御で電力授受を実現している。この制御系は回転機形発電機ＤＧと共通しているので、系統連系インバータシステムＡは、小規模回転機形発電機系統Ｂにおいて、回転機形発電機ＤＧと同様に考えることができる。ところで、回転機形発電機ＤＧの特性、特にロバスト性は、回転子の慣性力によって大きく左右される。そこで、系統連系インバータシステムＡを回転機形発電機ＤＧと同様に考えた場合の回転機特性を左右する要因を以下に検討する。

回転機形発電機ＤＧの運動方程式は、下記（１）式のように表される。

一方、系統連系インバータシステムＡの特性方程式が、以下により導き出せる。

図１に示す乗算器１３は、インバータ回路Ａ２に入力される直流電圧Ｅiと目標直流電圧Ｅ^*との偏差から、下記(２)式により、角周波数差Δωを算出する。(２)式の両辺を時間ｔで微分すると、下記(３)式が導き出される。

次に、キルヒホフの法則から、下記(４)式が導き出される。なお、Ｃはインバータ回路Ａ２の入力端に並列に設けられた図示しないコンデンサの容量であり、ＩcおよびＩiは当該コンデンサを流れる電流およびインバータ回路Ａ２に流れる電流であり、ＥsおよびＲsは直流電源Ａ１が生成した直流電圧および直流電源Ａ１の抵抗である。

(３)式の両辺にＣをかけて、(４)式を代入すると下記(５)式が導き出される。

(２)式を変形して、(５)式に代入すると、下記(６)式が導き出される。

ここで、系統電圧とインバータ回路Ａ２の出力電圧の位相差をδとすると、下記(７)式となる。(７)式の両辺を時間ｔで微分すると、下記(８)式が導き出される。(７)、(８)式を(６)式に代入して変形すると、下記(９)式が導き出される。

回転機形発電機ＤＧの運動方程式である（１）式と、系統連系インバータシステムＡの特性方程式である（９）式とを比較すると、回転機形発電機ＤＧの慣性定数Ｊsおよび制動係数Ｄsは、それぞれ系統連系インバータシステムＡのＣおよび１／Ｒsに対応する。すなわち、系統連系インバータシステムＡが慣性力の大きな回転機形発電機ＤＧと同様の振る舞いをするためには、容量の大きなコンデンサが必要となる。また、系統連系インバータシステムＡの安定性を向上させるためには慣性力を増減することが必要である。インバータ回路２の入力端に高速応答が可能なＤＣ／ＤＣコンバータ回路を設置し、コンバータ出力電流をインバータ入力電流に制御することにより、当該制御の際の位相遅れがコンデンサ容量、すなわち慣性力を制御することになる。

図３は、本発明に係る系統連系インバータシステムの第２実施形態の一例を説明するための回路構成例である。なお、同図において、上記第１実施形態と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。系統連系インバータシステムＡ’は、直流電源Ａ１とインバータ回路Ａ２との間にＤＣ／ＤＣコンバータ回路Ａ９を設けた点と、インバータ回路Ａ２の入力端に並列に接続されたコンデンサの容量を充分な大きさのものとした点で、第１実施形態とは異なる。

本実施形態においては、インバータ回路２に設けられたコンデンサの容量Ｃが大きいので、系統連系インバータシステムＡ’は慣性力の大きな回転機形発電機ＤＧと同様の振る舞いをする。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路Ａ９がコンバータ出力電流Ｉdcをインバータ入力電流Ｉiに制御することにより、コンデンサ容量が制御されるので、系統連系インバータシステムＡ’の慣性力が制御されることになる。

図４は、系統連系インバータシステムを小規模単独系統に連系させた状態を説明するための図である。小規模単独系統は、複数の分散型電源ＤＰＳ、および、複数の負荷Ｌを備えている。分散型電源ＤＰＳは、太陽光や風力などの自然エネルギーを系統に供給可能な電力に変換するものであり、例えば、太陽電池を有する系統連系インバータシステムなどである。各分散型電源ＤＰＳは、電力蓄積装置ＢＡＴを併設しているので、電力蓄積装置ＢＡＴに電力を蓄積し電力蓄積装置ＢＡＴから電力を放出することで、生成した電力の変動を補正することができる。

小規模単独系統では、電源が全て分散型電源ＤＰＳなので、無効電力も分散型電源ＤＰＳが供給する必要がある。したがって、各分散型電源ＤＰＳは無効電力を制御するために電圧制御を行なう必要がある。小規模単独系統に複数の電圧制御を行う分散型電源ＤＰＳが存在する場合、負荷Ｌから各分散型電源ＤＰＳまでの線路インピーダンスおよび各分散型電源ＤＰＳの機器インピーダンスにより、各分散型電源ＤＰＳが供給する電力は異なる。供給電力に偏りがあると、各電力蓄積装置ＢＡＴの蓄電量に偏りが生じる。また、供給電力が過負荷耐量を超えると、分散型電源ＤＰＳが系統から解列してしまい系統擾乱が発生する場合がある。したがって、各分散型電源ＤＰＳが供給する電力に偏りがないようにする必要がある。

以下、このような小規模単独系統に連系させることができる系統連系インバータシステムについて説明する。

図５は、本発明に係るインバータ制御回路を備えた系統連系インバータシステムの第３実施形態を説明するためのブロック図である。なお、同図において、上記第１実施形態と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。系統連系インバータシステムＡ”は、小規模単独系統Ｂ’に連系させることができる点で、第１実施形態とは異なる。具体的には、インバータ制御回路Ａ５’において、時定数設定回路１２が時定数切替回路１５に変更された点と、系統電圧抽出回路４１、ＰＩ制御回路４２、遅延回路４３、目標切替回路４４が設けられた点とが、第１実施形態のインバータ制御回路Ａ５とは異なる。

時定数切替回路１５は、ＰＩ制御回路１１の時定数を予め設定されている大きい値と小さい値とで切り替えるものである。なお、時定数設定回路１２をさらに設けて、時定数切替回路１５が時定数を小さい値に切り替える代わりに、時定数設定回路１２が時定数を設定するようにしてもよい。

系統電圧抽出回路４１は、系統電圧センサＡ８より入力される系統電圧信号から、例えばＵ相の正相電圧信号を抽出して出力するものである。系統電圧抽出回路４１は、図示しないαβ変換回路およびｄｑ変換回路により、不平衡電圧から正相分を抽出する。

ＰＩ制御回路４２は、系統電圧抽出回路４１から出力される系統電圧信号と、目標系統電圧との偏差に基づいてＰＩ制御を行い、補正値を出力するものである。遅延回路４３は、ＰＩ制御回路４２より出力される補正値から修正補正値を算出して出力するものである。遅延回路４３は、いわゆるリファレンスガバナであり、例えば、ローパスフィルタで構成されている。すなわち、遅延回路４３は、ＰＩ制御回路４２より入力される補正値と前回の修正補正値との間の値であり、前回の修正補正値に最も近い修正補正値を最適化計算により算出し、この修正補正値を出力する。したがって、ＰＩ制御回路４２より入力される補正値が急変しても、遅延回路４３から出力される修正補正値は、ゆっくり変化することになる。なお、特許請求の範囲における算出手段は、遅延回路４３を示している。目標切替回路４４は、遅延回路４３から入力される修正補正値とゼロ出力とを切り替えて、目標無効分電流として出力するものである。

系統連系インバータシステムＡ”が小規模回転機形発電機系統Ｂに連系される場合、時定数切替回路１５はＰＩ制御回路１１の時定数を予め設定されている小さい値に切り替え、目標切替回路４４は目標無効分電流をゼロ出力に切り替える。この場合、インバータ制御回路Ａ５’は上記第１実施形態のインバータ制御回路Ａ５と同様の構成となる。したがって、系統連系インバータシステムＡ”の動作および作用効果は上記第１実施形態の系統連系インバータシステムＡと同様となるので、説明を省略する。

一方、系統連系インバータシステムＡ”が小規模単独系統Ｂ’ （以下、場合により「系統Ｂ’」と省略する。）に連系される場合、時定数切替回路１５はＰＩ制御回路１１の時定数を予め設定されている大きい値に切り替え、目標切替回路４４は目標無効分電流を遅延回路４３から入力される修正補正値に切り替える。この場合の系統連系インバータシステムＡ”の動作および作用効果について、上記第１実施形態の系統連系インバータシステムＡと異なる点について、以下に説明する。なお、時定数切替回路１５および目標切替回路４４の切り替えは、連系する系統に応じて取り付け時に切り替えるようにしてもよいし、連系した系統に応じて自動的に切り替わる構成としてもよい。

負荷の変動により系統Ｂ’の系統電圧が変化した場合、系統連系インバータシステムＡ”は、系統電圧を目標系統電圧とするように制御する。具体的には、系統電圧が低下した場合、系統電圧センサＡ８から入力される系統電圧と目標系統電圧との偏差がプラスになる。したがって、ＰＩ制御回路４２から出力される補正値が大きくなり、遅延回路４３を介して目標切替回路４４から出力される目標無効分電流が大きくなる。そうすると、ｄｑ変換回路２２から出力される無効分電流Ｉdと目標無効分電流との偏差は大きくなり、ＰＩ制御回路２３が出力する補正値が大きくなる。したがって、指令値信号生成回路３１から出力される正弦波の振幅が大きくなり、インバータ回路Ａ２の出力電圧の振幅が大きくなる。これにより、インバータ回路Ａ２が出力する無効分電流が増加し、無効電力が系統に供給されて、系統電圧が上昇する。

逆に、系統電圧が上昇した場合、系統電圧センサＡ８から入力される系統電圧と目標系統電圧との偏差がマイナスになる。したがって、ＰＩ制御回路４２から出力される補正値が小さくなり、遅延回路４３を介して目標切替回路４４から出力される目標無効分電流が小さくなる。そうすると、ｄｑ変換回路２２から出力される無効分電流Ｉdと目標無効分電流との偏差は小さくなり、ＰＩ制御回路２３が出力する補正値が小さくなる。したがって、指令値信号生成回路３１から出力される正弦波の振幅が小さくなり、インバータ回路Ａ２の出力電圧の振幅が小さくなる。これにより、インバータ回路Ａ２が出力する無効分電流が減少し、系統に供給される無効電力が減少されて、系統電圧が低下する。

時定数切替回路１５がＰＩ制御回路１１の時定数を大きい値に切り替えているので、ＰＩ制御回路１１の応答速度が遅くなる。したがって、系統Ｂ’に連系された系統連系インバータシステムＡ”の機器インピーダンスおよび負荷Ｌ（図４参照）までの線路インピーダンスが小さい場合でも、負荷変動時に有効電力供給を行うタイミングが遅れることにより、他の分散型電源ＤＰＳと有効電力供給のバランスをとることができる。また、遅延回路４３により目標無効分電流の変化をゆっくりとした変化にすることができるので、無効電力の供給の偏りも少なくなる。これにより、特定の系統連系インバータシステムＡ”に電力供給の負担が集中して解列してしまうことを抑制することができる。

また、上記のように、系統連系インバータシステムＡ”は、ＰＩ制御回路１１における時定数を時定数切替回路１５により切り替え、目標無効分電流を目標切替回路４４により切り替えることにより、小規模回転機形発電機系統Ｂにも小規模単独系統Ｂ’にも連系することができる。また、系統連系インバータシステムＡ”は、商用電力系統に連系することもできる。この場合、系統連系インバータシステムＡ”は周波数制御および電圧制御を行っているので、負荷変動に高い耐性を有し、不要解列を低減することができる。

なお、上記実施形態では、系統連系インバータシステムに本発明のインバータ制御回路を用いた場合について説明したが、従来のインバータ制御回路に上述した方法でＰＷＭ制御を行なわせるプログラムをコンピュータ読み取り可能に記録したＲＯＭなどの記録媒体からコンピュータに読み込んで、そのプログラムを実行させることにより、本発明のインバータ制御回路を実現してもよい。

本発明に係るインバータ制御回路は、上述した実施形態に限定されるものではない。本発明に係るインバータ制御回路の各部の具体的な構成は、種々に設計変更自在である。

Ａ，Ａ’，Ａ” 系統連系インバータシステム
Ａ１ 直流電源
Ａ２ インバータ回路
Ａ３ フィルタ回路
Ａ４ 変圧回路
Ａ５，Ａ５’ インバータ制御回路
１１ ＰＩ制御回路（角周波数差算出手段、直流電圧補正値算出手段）
１２ 時定数設定回路
１３ 乗算器（角周波数差算出手段、乗算手段）
１４ ＰＬＬ回路（角周波数検出手段）
１４１ αβ変換回路
１４２ ｄｑ変換回路
１４３ ＰＩ制御回路
１４４ ＶＣＯ回路
１５ 時定数切替回路
２１ αβ変換回路（無効分電流算出手段）
２２ ｄｑ変換回路（無効分電流算出手段）
２３ ＰＩ制御回路（無効分電流補正値算出手段）
３１ 指令値信号生成回路
３２ ＰＷＭ信号生成回路
４１ 系統電圧抽出回路
４２ ＰＩ制御回路（系統電圧補正値算出手段）
４３ 遅延回路
４４ 目標切替回路
Ａ６ 直流電圧センサ
Ａ７ 電流センサ
Ａ８ 系統電圧センサ
Ａ９ ＤＣ／ＤＣコンバータ回路
Ｂ 小規模回転機形発電機系統
Ｂ’ 小規模単独系統

Claims (12)

1. 直流電源で生成される直流電力を交流電力に変換して電力系統に供給するインバータ回路をＰＷＭ制御するためのインバータ制御回路であって、
   前記直流電源の直流電圧とその目標電圧とから、前記インバータ回路の出力電圧信号の角周波数と前記電力系統の系統電圧信号の角周波数との必要な角周波数差を算出する角周波数差算出手段と、
   前記系統電圧信号の角周波数を検出する角周波数検出手段と、
   前記角周波数検出手段によって検出された角周波数に前記角周波数差を加算した修正角周波数から指令値信号を生成する指令値信号生成手段と、
   前記指令値信号に基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、
   を備えていることを特徴とするインバータ制御回路。
2. 前記角周波数差算出手段は、
   前記直流電源の直流電圧と前記目標電圧との偏差に基づいてフィードバック制御を行って直流電圧補正値を算出する直流電圧補正値算出手段と、
   前記直流電圧補正値算出手段によって算出された直流電圧補正値に所定値を乗じて前記角周波数差を算出する乗算手段と、
   を備えており、
   前記所定値は、前記目標電圧に乗算した積が前記系統電圧信号の角周波数と一致するように設定されている、
   請求項１に記載のインバータ制御回路。
3. 前記角周波数差算出手段は、前記直流電圧補正値算出手段の制御の時定数を設定する時定数設定手段をさらに備えており、
   前記時定数設定手段は、負荷変動時や前記直流電源の出力変動時に、前記時定数を小さな値に設定する、
   請求項２に記載のインバータ制御回路。
4. 前記時定数設定手段は、前記時定数として、前記インバータ回路の出力電流の微分値に応じた値を設定する、
   請求項３に記載のインバータ制御回路。
5. 前記インバータ回路の出力電流から無効分電流を算出する無効分電流算出手段と、
   前記系統電圧信号と目標系統電圧との偏差から系統電圧補正値を算出する系統電圧補正値算出手段と、
   前記系統電圧補正値から修正補正値を算出して出力する算出手段と、
   前記算出手段から出力される修正補正値とゼロ出力とを切り替えて目標無効分電流として出力する目標切替手段と、
   前記無効分電流算出手段によって算出された無効分電流と前記目標切替手段によって出力された目標無効分電流との偏差から無効分電流補正値を算出する無効分電流補正値算出手段と、
   をさらに備えており、
   前記算出手段は、前記系統電圧補正値と前回の修正補正値との間の値を前記修正補正値として算出し、
   前記指令値信号生成手段は、前記修正角周波数と前記無効分電流補正値とから指令値信号を生成し、
   前記角周波数差算出手段は、前記直流電圧補正値算出手段の制御の時定数を２つの値で切り替える時定数切替手段をさらに備えており、
   前記目標切替手段が出力をゼロ出力に切り替え、前記時定数切替手段が前記時定数を小さい方の値に切り替えた第１の状態と、前記目標切替手段が出力を前記算出手段から出力される修正補正値に切り替え、前記時定数切替手段が前記時定数を大きい方の値に切り替えた第２の状態とを選択できる、
   請求項２に記載のインバータ制御回路。
6. 前記角周波数差算出手段は、前記時定数を設定する時定数設定手段をさらに備えており、
   前記第１の状態においては、前記時定数切替手段が前記時定数を小さい方の値に切り替える代わりに、前記時定数設定手段が時定数を設定する、
   請求項５に記載のインバータ制御回路。
7. 前記角周波数検出手段はＰＬＬ回路である、請求項１ないし６のいずれかに記載のインバータ制御回路。
8. 前記指令値信号生成手段は、前記修正角周波数を角周波数とする正弦波を生成する、請求項１ないし７のいずれかに記載のインバータ制御回路。
9. 請求項１ないし８のいずれかに記載のインバータ制御回路を備えている系統連系インバータシステム。
10. 前記直流電源と前記インバータ回路との間にＤＣ/ＤＣコンバータ回路が設けられており、
    前記インバータ回路は、入力端に並列接続されたコンデンサを備えている、
    請求項９に記載の系統連系インバータシステム。
11. コンピュータを、
    直流電源で生成される直流電力を交流電力に変換して電力系統に供給するインバータ回路をＰＷＭ制御するためのインバータ制御回路として機能させるためのプログラムであって、
    前記コンピュータを、
    前記直流電源の直流電圧とその目標電圧とから、前記インバータ回路の出力電圧信号の角周波数と前記電力系統の系統電圧信号の角周波数との必要な角周波数差を算出する角周波数差算出手段と、
    前記系統電圧信号の角周波数を検出する角周波数検出手段と、
    前記角周波数検出手段によって検出された角周波数に前記角周波数差を加算した修正角周波数から指令値信号を生成する指令値信号生成手段と、
    前記指令値信号に基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、
    して機能させるためのプログラム。
12. 請求項１１に記載のプログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体。

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