JP2022159880A - インバータの連系方法 - Google Patents

Abstract

【課題】連系前に系統電圧の振幅と位相をフィルタ後の出力電圧の変動に対応してフィードフォワード補償するインバータの連系方法を提供する。【解決手段】平滑用のフィルタ後のインバータ出力電圧の位相および振幅をそれぞれ系統電圧の位相および振幅に徐々に近づけて調整した、系統電圧との位相差の目標値および前記振幅比の目標値を含む三角関数のパラメータを得ることにより、系統電圧のフィードフォワード補償を行う式を求め、このフィードフォワード補償によって、フィルタ後のインバータ出力電圧の位相および振幅を系統電圧の位相および振幅に一致させて、電力系統と連系し、連系した後に、フィードフォワード補償の前記目標値の調整量を徐々に減少させる。【選択図】図２

Description

本発明は、インバータを電力系統と連系する前に、フィードフォワード補償によりインバータ出力電圧と系統電圧の振幅および位相を一致させる、インバータの連系方法に関する。

従来から、太陽電池のような分散型の直流電源で発電された直流電力を、インバータにより商用の電力系統に合った交流電力に変換して、電力系統と連系することが知られている。この場合、系統連系インバータ（パワーコンディショナ）を系統から解列された状態から起動し、系統と連系するには、インバータ出力電圧と系統電圧の振幅、位相および周波数を一致させる必要がある。一致しない状態で連系させると、過電流（突入電流）が発生する場合がある。

図１に示すように、パワーコンディショナは、直流電源１、インバータ２と、平滑用のフィルタ３と、連系リレー４と、系統（交流電源）５、および制御部６を備える。連系リレー４は、インバータ２と系統５をリレーオンで連系し、リレーオフで非連系（解列）となる。系統５は例えば三相の交流電源を有する。インバータ２は、直流電力を交流電力に変換するが、出力される波形そのものは矩形波であるため、平滑用のフィルタ３で系統５の波形と同様の正弦波状に平滑する。連系するには、連系リレー４両側の電圧の振幅、位相および周波数を合わせる必要がある。

このため、連系前に、インバータ２の出力側の点Ｐ１の出力電圧と、連系リレー４の系統側の点Ｐ３の系統電圧との振幅、位相および周波数を一致させるように系統電圧を補償する、フィードフォワード補償を行うことが知られている。

ところが、インバータ２の出力側の点Ｐ１と連系リレー４のインバータ側の点Ｐ２の間に、平滑用のフィルタ３があるため、インバータ２の出力側の点Ｐ１と、連系リレー４のインバータ側の点Ｐ２とでは、フィルタ３の通過の前後で、出力波形の振幅および位相が異なる。

したがって、フィードフォワード補償を行う際に、点Ｐ２のフィルタ後のインバータ出力電圧と点Ｐ３の系統電圧の振幅および位相を一致させるように調整する必要がある。この方法には、例えば、座標変換を用いた方法やフィルタによるラプラス変換を用いた方法などが知られている。

図４は、従来のバンドパスフィルタを用いてフィードフォワード補償をする方法を示す。この方法は、制御部６（図１）内の二次伝達関数１４がフィルタ後のインバータ出力電圧と系統電圧とをバンドパスフィルタによって同期させる。その他の構成の詳細は後述する。二次伝達関数部１４の中に、フィルタ出力電圧と系統電圧Ｖｇｒｉｄの振幅および位相の差を補正するバンドパスフィルタが入っており、このバンドパスフィルタの伝達関数Ｇｖの式を以下に示す。

上記式では、ラプラス演算子ｓ、位相角調整用のパラメータａ、電圧実効値調整用のパラメータｋ、中心周波数ωｎ、Ｑ値（Ｑｕａｌｉｔｙ ｆａｃｔｏｒ)のＱの符号がそれぞれ付されている。

また、図５に示すように、ｄｑ変換およびｄｑ逆変換を用いてフィードフォワード補償をする方法も知られている（例えば、特許文献１）。この方法は、まず、制御部内で三相もしくは単相の系統電圧Ｖｇｒｉｄを系統の電圧位相を用いてｄｑ変換１５がされる。正弦波へｄｑ逆変換１６がされる際に調整したい位相Δθが加算される。振幅ΔＡの調整はゲイン１７で行われる。

特開２００８－２１１９１２号公報

しかし、従来のフィードフォワード補償におけるバンドパスフィルタを用いた手法では、前記伝達関数Ｇｖをもつフィルタであるので、連系後の運転においてこれを取り除くことが困難であり、またバンドパスフィルタを用いているので、インバータの出力デューティ比を算出する際のフィードバック制御における信号の応答性を悪化させる場合があった。

また、ｄｑ変換およびｄｑ逆変換を用いた手法では、これらｄｑ変換、ｄｑ逆変換を行うため、制御部における計算コストが増加するという問題があった。

さらに、フィードフォワード補償の方式は、元来、フィルタ後の出力電圧の変動を直接検出してこれを取り消すものであるので、フィードバックの方式と比べてその変動への対応が十分でない場合があった。

本発明は、連系前に系統電圧の振幅と位相をフィルタ後の出力電圧の変動に対応してフィードフォワード補償するとともに、容易に連系後のフィードフォワード補償の影響を取り除くことができるインバータの連系方法を提供することを目的としている。

上記目的を達成するために、本発明に係るインバータの連系方法は、直流電源の直流電力を交流電力に変換するインバータを、平滑用のフィルタを介して電力系統と連系するものであって、
前記フィルタ後のインバータ出力電圧の位相および振幅をそれぞれ系統電圧の位相および振幅に徐々に近づけて調整した、前記系統電圧との位相差の目標値および前記振幅比の目標値を含む三角関数のパラメータを得ることにより、系統電圧のフィードフォワード補償を行う式を求め、前記フィードフォワード補償によって、前記出力電圧の位相および振幅を系統電圧の位相および振幅に一致させて、前記電力系統と連系させる。

この構成によれば、フィルタ後のインバータ出力電圧の位相および振幅をそれぞれ系統電圧の位相および振幅の目標値に徐々に近づけて調整するので、フィードフォワード補償であってもフィルタ後のインバータ出力電圧の変動に可及的に対応することができる。これとともに、三角関数のパラメータをもつフィードフォワード補償により、フィルタ後の出力電圧の位相および振幅を系統電圧の位相および振幅に一致させて連系させるので、フィードフォワード補償により、インバータを容易に安定して連系させることができる。

好ましくは、前記連系した後に、フィードフォ-ワード補償の目標値の調整量を徐々に減少させる。この場合、制御信号を急変させることなく、インバータを安定した状態で、容易に連系後の運転にフィードフォワード補償の影響を取り除くことができる。

また好ましくは、前記系統電圧Ｖｇｒｉｄの実効値Ｖｒｍｓ_ｇｒｉｄに対する前記フィルタ後のインバータ出力電圧Ｖｉｎｖの実効値Ｖｒｍｓ_ｉｎｖを電圧振幅誤差とし、前記電圧振幅誤差に基づく調整値をＡｓｈｉｆｔと置き、系統電圧Ｖｇｒｉｄに対するフィルタ後のインバータ出力電圧Ｖｉｎｖの位相差の目標値をθｓｈｉｆｔと置いたとき、
前記系統電圧のフィードフォワード補償を行うＶｆｅｅｄｆｏｒｗａｒｄ（ｔ）は式（１）で表され、

式（１）におけるｓｉｎ（θｇｒｉｄ＋θｓｈｉｆｔ）を、式（２）の加法定理から求める。

したがって、目標値Ａｓｈｉｆｔおよびθｓｈｉｆｔを徐々に０にすることにより、安定した状態で、容易に連系後の運転にフィードフォワード補償の影響を取り除くことができる。

好ましくは、前記式（２）における各パラメータは、系統電圧の信号から取得し、変換関数を用いて算出される。したがって、各パラメータを容易に得ることができる。

好ましくは、前記式（２）におけるパラメータｓｉｎ（θｇｒｉｄ）は系統電圧の信号から取得し、このｓｉｎ(θｇｒｉｄ)からパラメータｃｏｓ(θｇｒｉｄ)を、前記フィルタ後の出力電圧の位相をシフトさせるためのオールパスフィルタの伝達関数の式（３）（ω0は系統角周波数）を用いて得る。

したがって、オールパスの伝達関数を用いているので、従来のバンドパスフィルタと比べて、インバータの出力デューティ比算出におけるフィードバック制御での信号の応答性を向上させることができる。

なお、上記式（１）～（３）に記載の数式は一例であって、これに限定されるものではなく、種々の数式を用いることが可能である。

また好ましくは、前記フィルタ後の出力電圧Ｖｉｎｖの位相および振幅をそれぞれ前記系統電圧Ｖｇｒｉｄの位相および振幅に徐々に近づけて調整するのに、積分器を用いる。したがって、容易にフィルタ後のインバータ出力電圧の位相および振幅をそれぞれ系統電圧の位相および振幅に徐々に近づけて調整することができる。

本発明に係る分散型電源システムは、前記インバータの連系方法を行うものであって、前記直流電源が分散型電源である。この構成によれば、安定した状態で、容易に連系後の運転にフィードフォワード補償の影響を取り除くことができる分散型電源システムが得られる。

本発明では、フィルタ後のインバータ出力電圧の位相および振幅をそれぞれ系統電圧の位相および振幅の目標値に徐々に近づけて調整するので、フィードフォワード補償であってもフィルタ後のインバータ出力電圧の変動に可及的に対応することができるとともに、三角関数のパラメータをもつフィードフォワード補償により、フィルタ後の出力電圧の位相および振幅を系統電圧の位相および振幅に一致させて連系した後に、フィードフォワード補償の目標値の調整量を徐々に減少させるので、制御信号を急変させることなく、インバータを安定した状態で、容易に連系後の運転にフィードフォワード補償の影響を取り除くことができる。

本発明の一実施形態に係るインバータの連系方法に用いられるパワーコンディショナを示す全体構成図である。 本インバータの連系方法を示す制御ブロック図である。 制御部内のシンクロナイザに含まれる計算ブロック図である。 従来のインバータの連系方法を示す制御ブロック図である。 従来のインバータの連系方法を示す制御ブロック図である。

図１は、本発明の一実施形態に係るインバータの連系方法に用いられるパワーコンディショナ（ＰＣＳ）を示す全体構成図である。このパワーコンディショナは、分散型電源である太陽電池のような直流電源１の直流電力を交流電力に変換して商用の電力系統へ連系するものである。この全体構成図は、従来図と共通するが、後述する図２の制御部６内のシンクロナイザ１０の構成が異なる。

図１のように、パワーコンディショナは、直流電源１、インバータ２、平滑用のフィルタ３、連系リレー４、系統（交流電源）５、および制御部６を備える。連系リレー４は、インバータ２と系統５をリレーオンで連系し、リレーオフで非連系（解列）となる。系統５は例えば三相の交流電源を有するが、単相の交流電源でもよい。

インバータ２は、例えば４個のスイッチング素子を有し、スイッチングにより直流電力を交流電力に変換するブリッジ回路を有する。平滑用のフィルタ３は、インバータ２から出力される矩形波を系統電圧と同様の正弦波状に平滑する。このフィルタ３によってインバータ出力の振幅および位相が変化する。連系リレー４は、フィルタ３と交流電源５との間に設けられ、電力系統との連系を切り替えるもので、リレーオン（導通）とリレーオフ（遮断）を行う。

制御部６は、例えば、マイクロコンピュータを用いて構成されており、主としてインバータ２の動作を制御する。フィルタ後の出力電圧Ｖｉｎｖ、系統電圧Ｖｇｒｉｄの振幅および位相は、例えばＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）アルゴリズムで検出される（図示省略）。

図２は、制御部６の制御ブロック図を示している。図２では、主として、系統電圧ｖｇｒｉｄに基づいたフィードフォワード補正に関する制御ブロックを示している。

図２において、ＤＣバスでのＤＣ電圧制御、ＡＣ出力のＡＣ電圧制御および電力制御、これらの制御に基づく外部制御ループにより、系統電流の指令値i*gridは系統電流i gridが電流フィードバックされて設定・出力され、電流制御部７で電流補償される。その後モード選択スイッチ８で、準備モードでは「０」側に設定され、系統連系モードでは「１」側に切り替えられる。

ＰＷＭ出力制御部は、出力電流制御部から受けた出力デューティ比に基づいて、これに対応するパルス幅のＰＷＭ信号を生成する。そして、ＰＷＭ信号に基づいて、インバータ２におけるブリッジ回路の各スイッチング素子を駆動制御する。

図３は、フィードフォワード補償を行う、制御部６内のシンクロナイザ１０における、インバータ２の出力フィルタ後の出力電圧を系統電圧と同期させるための計算ブロック図を示す。インバータ２の出力フィルタ後の電圧の位相および振幅をそれぞれ系統電圧の位相および振幅に徐々に近づけて調整した、前記系統電圧との位相差の目標値および前記振幅比の目標値を含む三角関数のパラメータを得ることにより、系統電圧の信号をフィードフォワード補償する式を求める。

系統電圧Ｖｇｒｉｄの実効値Ｖｒｍｓ_ｇｒｉｄに対する前記フィルタ後のインバータ出力電圧Ｖｉｎｖの実効値Ｖｒｍｓ_ｉｎｖを電圧振幅誤差とし、前記電圧振幅誤差に基づく調整値をＡｓｈｉｆｔと置き、系統電圧Ｖｇｒｉｄに対するフィルタ後のインバータ出力電圧Ｖｉｎｖの位相差に基づく調整値をθｓｈｉｆｔと置いたとき、
系統電圧のフィードフォワード補償を行うＶｆｅｅｄｆｏｒｗａｒｄ（ｔ）は式（１）で表される。

式（１）におけるｓｉｎ（θｇｒｉｄ＋θｓｈｉｆｔ）を、式（２）の加法定理から求める。

以下、図３の計算ブロック図について説明する。この例で用いられるオールパスフィルタはどのような周波数の入力でも振幅を変えることなく通過させるものである。系統電圧Ｖｇｒｉｄは、このオールパスフィルタの伝達関数Ｇａｐ（ｓ）２０の式（３）により、フィルタ後の出力電圧Ｖｉｎｖの位相をシフトさせる。すなわち、平滑用のフィルタ３により出力の位相遅れが生じるので、その分位相を進ませることができる。なお、ω0は系統角周波数である。

上記式（１）～（３）に記載の数式は、本発明の技術を実現させる処理に関する数式の一例に過ぎず、種々の数式を用いることができる。例えば式（３）は、ｓｉｎをｃｏｓへ変換するモデル式であるが、これに限らず、時間の遅延、三相のシステムではα―β変換する演算方法などに置き換えることができる。

図１における、系統電圧の実効値Ｖｒｍｓ_ｇｒｉｄ（Ｐ３）に対して調整するインバータ出力実効値Ｖｒｍｓ_ｉｎｖ（Ｐ２）の振幅誤差比ΔＡは次の式（４）で表される。

図３における、系統電圧Ｖｇｒｉｄの位相に対して調整するフィルタ後のインバータ出力電圧Ｖｉｎｖの位相差Δθは次の式（５）で表される。

位相差Δθは、「積分器Ｋ１／ｓ」２１を通して、位相差に基づく調整値θｓｈｉｆｔとなる。

得られた位相差に基づく調整値θｓｈｉｆｔから、図３の「ｓｉｎ（θｓｈｉｆｔ）」２３、「ｃｏｓ（θｓｈｉｆｔ）」２４が得られる。「ｓｉｎ（θｓｈｉｆｔ）」は、「Ｇａｐ（ｓ）」２０の出力と乗算器２５で乗算され、「ｃｏｓ（θｓｈｉｆｔ）」はＶｇｒｉｄと乗算器２６で乗算されて、加算器２８で加算される。

こうして、式（２）の加法定理から式（１）におけるｓｉｎ（θｇｒｉｄ＋θｓｈｉｆｔ）が得られる。

前記式（２）におけるパラメータｓｉｎ（θｇｒｉｄ）は系統電圧の信号から取得し、このｓｉｎ（θｇｒｉｄ）からパラメータｃｏｓ（θｇｒｉｄ）を、前記オールパスフィルタの伝達関数Ｇａｐ（ｓ）の式（３）を用いて得ることができる。すなわち、式（３）を用いて入力信号の位相を９０°進めた信号を出力させるとき、ｓｉｎ（ωｔ＋θ）の入力によりｃｏｓ（ωｔ＋θ）が出力される。

振幅誤差比ΔＡは、図３の「積分器Ｋ２／ｓ」２２を通して電圧振幅誤差に基づく調整値Ａｓｈｉｆｔとなり、これと「１．０」とが加算器２９で加算される。

上記ΔAとΔθは、その演算プロセスの性質上、Aシフト・θシフトなる要素を基礎として積分演算を用いて各々演算される。それ故、ΔAとΔθは、各々が必要量の要素の集積によって結果値が最適化・安定化される。その結果、系統電圧に関して連系時のリレー前後における位相・振幅調整が適正化される。

加算器２８の出力と加算器２９の出力が乗算器２７で乗算されて、Ｖｆｅｅｄｆｏｒｗａｒｄが計算される。こうして、前記したフィードフォワード補償を行うＶｆｅｅｄｆｏｒｗａｒｄ（ｔ）の式（１）が得られる。

このフィードフォワード補償によって、前記出力電圧の位相および振幅を系統電圧の位相および振幅に一致させて、連系リレー４がリレーオンして系統５と連系する。

前記連系した後に、フィードフォワード補償の振幅比の目標値Ａｓｈｉｆｔおよび位相差の目標値θｓｈｉｆｔの調整量を徐々に減少させて０にすることにより、制御信号を急変させることなく、インバータを安定した状態で、容易に連系後の運転にフィードフォワード補償の影響を取り除くことが可能となる。

このように、フィルタ後のインバータ出力電圧の位相および振幅をそれぞれ系統電圧の位相および振幅の目標値に徐々に近づけて調整するので、フィードフォワード補償であってもフィルタ後のインバータ出力電圧の変動に可及的に対応することができる。これとともに、三角関数のパラメータをもつフィードフォワード補償により、フィルタ後の出力電圧の位相および振幅を系統電圧の位相および振幅に一致させて連系した後に、フィードフォワード補償の目標値の調整量を徐々に減少させるので、制御信号を急変させることなく、インバータを安定した状態で、容易に連系後の運転にフィードフォワード補償の影響を取り除くことができる。

なお、上記各実施形態では、分散型電源として太陽電池を使用しているが、燃料電池等を使用してもよい。

なお、この実施形態では、オールパスフィルタを用いてフィルタ後の出力電圧の位相をシフトさせているが、これに何ら限定されることなく、例えば、三相のαβ変換や、ヒルベルト変換などを用いて位相をシフトさせるようにしてもよい。

なお、この方法では系統電圧の三相のうち一相分の信号から補償に必要な値が計算できる。また、この例では、系統電圧およびフィルタ後の出力電圧の位相をＰＬＬにより検出しているが、これに何ら限定されることなく、例えばゼロクロス検出などでもよい。

なお、この方法はインバータだけでなく、マトリクスコンバータのような変換器に応用してもよい。

本発明は、以上の実施形態に限定されるものでなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で、種々の追加、変更または削除が可能である。したがって、そのようなものも本発明の範囲内に含まれる。

１：直流電源
２：インバータ
３：フィルタ
４：連系リレー
５：系統（交流電源）
６：制御部
１０：シンクロナイザ
２０：オールパスフィルタ
２１：積分器
２２：積分器

Claims (7)

1. 直流電源の直流電力を交流電力に変換するインバータを、平滑用のフィルタを介して電力系統と連系するインバータの連系方法であって、
   前記フィルタ後のインバータ出力電圧の位相および振幅をそれぞれ系統電圧の位相および振幅に徐々に近づけて調整した、前記系統電圧との位相差に関する目標値および前記振幅差に関する目標値を含む三角関数のパラメータを得ることにより、系統電圧のフィードフォワード補償を行う式を求め、
   前記フィードフォワード補償によって、前記出力電圧の位相および振幅を系統電圧の位相および振幅に一致させて、前記電力系統と連系させる、インバータの連系方法。
2. 請求項１において、
   前記連系した後に、フィードフォワード補償の前記目標値の調整量を徐々に減少させる、インバータの連系方法。
3. 請求項１において、
   前記系統電圧Ｖｇｒｉｄの実効値Ｖｒｍｓ_ｇｒｉｄに対する前記フィルタ後のインバータ出力電圧Ｖｉｎｖの実効値Ｖｒｍｓ_ｉｎｖを電圧振幅誤差とし、
   前記電圧振幅誤差に基づく調整値をＡｓｈｉｆｔと置き、
   前記系統電圧Ｖｇｒｉｄに対する前記フィルタ後のインバータ出力電圧Ｖｉｎｖの位相差に基づく調整値をθｓｈｉｆｔと置いたとき、
   前記系統電圧のフィードフォワード補償を行うＶｆｅｅｄｆｏｒｗａｒｄ（ｔ）は式（１）であり、
   

   

   式（１）におけるｓｉｎ（θｇｒｉｄ＋θｓｈｉｆｔ）を、式（２）の加法定理から求める、インバータの連系方法。
   

   
4. 請求項３において、
   前記式（２）における各パラメータは、系統電圧の信号から取得し、変換関数を用いて算出されることを特徴とするインバータの連系方法。
5. 請求項３において、
   前記式（２）におけるパラメータｓｉｎ（θｇｒｉｄ）は系統電圧の信号から取得し、このｓｉｎ（θｇｒｉｄ）からパラメータｃｏｓ（θｇｒｉｄ）を、前記フィルタ後の出力電圧Ｖｉｎｖの位相をシフトさせるためのオールパスフィルタの伝達関数Ｇａｐの式（３）（ω0は系統角周波数）を用いて得る、インバータの連系方法。
   

   
6. 請求項３において、
   前記フィルタ後の出力電圧Ｖｉｎｖの位相および振幅をそれぞれ前記系統電圧Ｖｇｒｉｄの位相および振幅に徐々に近づけて調整するのに、積分器を用いる、インバータの連系方法。
7. 請求項１から６のいずれか１項に記載のインバータの連系方法を行うものであって、前記直流電源が分散型電源である、分散型電源システム。

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