JPWO2019163588A1 - モータ制御システム、およびパワーステアリングシステム - Google Patents

Abstract

モータ制御システムは、モータを駆動させるインバータと、上記インバータをフィードバック制御する制御演算部と、を備え、上記制御演算部は、上記電流指令値と上記実電流検出値との電流偏差に基づいて、上記インバータから上記モータに印加させる電圧を示す電圧指令値を演算する電圧制御演算部と、上記電圧制御演算部を経る信号の流れにおける上流側の信号値に対し、上記モータにおけるトルクリップルを補償する補償値を加えるトルクリップル補償演算部と、を備え、上記トルクリップル補償演算部は、上記電圧制御演算部における補償値成分を、上記モータが回転する角速度を示す実角速度値に基づいて演算する位相補償部と、上記トルクリップルを補償する補償値成分を、上記フィードバック制御における一巡伝達関数の逆特性に基づいて演算する逆特性演算処理部と、を備える。

Description

本開示は、モータ制御システム、およびパワーステアリングシステムに関する。

従来、モータの制御技術として、制御装置が指令値を用いてモータをフィードバック制御する方法が知られる。例えば、トルクリップルとは逆位相となる電流指令値を制御装置がフィードバックして基本指令値に加算する構成が知られる。このような構成において、制御装置が基本指令値に電流値の高調波成分の電流指令値を重畳してトルクリップルの補償を行う手法が知られる（例えば、特許文献１）。

特許第４０１９８４２号

しかしながら、従来の構成におけるフィードバック制御は、電流制御器が十分な速さで応答する周波数領域では有効に機能するものの、電流制御器の応答に遅れを生じる高い周波数領域では機能しないという問題がある。一般的に、電流制御器の応答性は、実用上基本となる電流の基本波（正弦波）の取り得る周波数帯域に対して電流制御器が応答できる程度の応答性に設計される。また、一般的なトルクリップルは、基本となる電流の正弦波の高調波成分である。そのため、上述のように設計された電流制御器では、電流制御器の応答性が不十分であり、トルクリップル補償を十分に行うことができない。 そこで、本発明では、低作動音を実現させるモータ制御システムを提供することを目的の一つとする。

本発明の例示的なモータ制御システムは、３以上の相数ｎのモータを駆動するモータ制御システムであって、上記モータを駆動させるインバータと、上記インバータから上記モータに供給させる電流を示す電流指令値を、外部から上記モータの制御目標として与えられる目標電流指令値に基づいて演算し、上記インバータから上記モータに実際に供給された電流を示す実電流検出値を当該電流指令値に対してフィードバックして上記インバータをフィードバック制御する制御演算部と、を備え、上記制御演算部は、上記電流指令値と上記実電流検出値との電流偏差に基づいて、上記インバータから上記モータに印加させる電圧を示す電圧指令値を演算する電圧制御演算部と、上記電圧制御演算部を経る信号の流れにおける上流側の信号値に対し、上記モータにおけるトルクリップルを補償する補償値を加えるトルクリップル補償演算部と、を備え、上記トルクリップル補償演算部は、上記電圧制御演算部における補償値成分を、上記モータが回転する角速度を示す実角速度値に基づいて演算する位相補償部と、上記トルクリップルを補償する補償値成分を、上記フィードバック制御における一巡伝達関数の逆特性に基づいて演算する逆特性演算処理部と、を備える。

また、本発明の例示的なパワーステアリングシステムは、上記モータ制御システムと、上記モータ制御システムによって制御されるモータと、上記モータによって駆動されるパワーステアリング機構と、を備える。

本発明の例示的な実施形態によれば、低作動音を実現させるモータ制御方法を提供することができる。

図１は、第一実施形態のモータ制御システムの概略図である。 図２は、第一実施形態の制御演算部の概略図である。 図３は、本実施形態に係る第１のモータの平面図である。 図４は、本実施形態に係る第２のモータの平面図である。 図５は、電動パワーステアリング装置の概略図である。 図６は、トラクションモータを備えたモータユニットの概念図である。 図７は、モータユニットの側面模式図である。

以下、添付の図面を参照しながら、本開示のコントローラ、当該コントローラを有するモータ制御システム、および当該モータ制御システムを有する電動パワーステアリングシステムの実施形態を詳細に説明する。但し、以下の説明が不必要に冗長になるのを避け、当業者の理解を容易にするため、必要以上に詳細な説明は省略する場合がある。例えば、既によく知られた事項の詳細説明や実質的に同一の構成に対する重複説明を省略する場合がある。

＜第一実施形態＞

トルクリップル補償演算部の出力が「電流値」である第一実施形態にかかるモータ制御システムについて説明する。第一実施形態のモータ制御システムは、例えば３相ブラシレスモータを制御する制御システムである。以下、便宜上、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑが互いに正の場合、すなわち回転が一方向となる場合について説明を行う。本実施形態におけるモータ制御システムでは、主に、トルクリップルの低減を行うことができる。

一般に、３相モータにおけるトルクの発生には、ｄ軸電流Ｉｄよりもｑ軸電流Ｉｑの影響が大きい。そのため、トルクリップルの低減には、ｑ軸電流Ｉｑが主に制御されて、本制御システムが適用されること好ましい。なお、誘起電圧（ＢＥＭＦ：Ｂａｃｋ Ｅｌｅｃｔｒｏｍｏｔｉｖｅ Ｆｏｒｃｅ）を低減する制御システムの場合にも、本発明と同様の構成によってフィードバック制御を行うこともできる。つまり、本発明の制御方法では、ｑ軸電流のみを指令値として利用しても良く、ｑ軸電流Ｉｑおよびｄ軸電流Ｉｄの両方を指令値として利用しても良い。なお、本明細書では、ｄ軸電流Ｉｄに関する制御方法の説明は省略する。

図１は、第一実施形態のモータ制御システムの概略図であり、図２は、第一実施形態の制御演算部の概略図である。図１に示すように、モータ制御システム５は、モータ回転角度センサ５１と、インバータ５２と、制御演算部５３と、を備える。制御演算部５３は、いわゆる電流制御器として機能する。図２に示すように、制御演算部５３は、トルクリップル補償演算部５３１、電流制限演算部５３２、電圧制御演算部５３３、誘起電圧補償演算部５３４、２軸／３相変換部５３５、デッドタイム補償演算部５３６、および、ＰＷＭ制御演算部５３７を備える。

モータ制御システム５は、インバータ５２を介してモータ１を制御する。モータ１は、ロータ３と、ステータ２と、モータ回転角度センサ５１と、を有する。モータ回転角度センサ５１は、モータ１のロータ３の回転角度を検出する。検出されたロータの回転角度は任意の角度単位で表され、機械角からモータ電気角θ、またはモータ電気角θから機械角に適宜に変換される。機械角とモータ電気角θとの関係は、モータ電気角θ＝機械角×（磁極数÷２）という関係式で表される。なお、モータの回転を検出するセンサとしては、回転角度センサに替えて例えば角速度センサが備えられてもよい。

本実施形態のモータ制御システム５は、インバータ５２に流れる電流値（実ｑ軸電流値ＩＱＲ）をフィードバックする制御を行う。また、図示していないが、本モータ制御システム５は、弱め界磁制御など公知の演算処理をさらに行うこともできる。本モータ制御システム５は、弱め界磁制御を行うことにより、モータ１のトルク変動を抑えることができる。

モータ制御システム５には、外部から目標ｑ軸電流Ｉｑ_ｔａｒｇｅｔが入力される。外部からは、目標ｑ軸電流Ｉｑ_ｔａｒｇｅｔの増減によってモータ出力の増減が指示される。本モータ制御システム５は、入力される目標ｑ軸電流Ｉｑ_ｔａｒｇｅｔに対して電流制限を行う。電流制限は、電流制限演算部５３２によって処理される。電流制限演算部５３２は、目標ｑ軸電流Ｉｑ_ｔａｒｇｅｔの入力を受けて適応制御を実行することで、目標ｑ軸電流Ｉｑ_ｔａｒｇｅｔ（出力値）を所定の電流値以下に制限する。

目標ｑ軸電流Ｉｑ_ｔａｒｇｅｔが制限されずに上記所定の電流値を越えた場合には、後述する処理の結果、モータ印加電圧が飽和する虞がある。このようにモータ印加電圧が飽和する場合、モータトルク変動を抑える補償電流を目標ｑ軸電流Ｉｑ_ｔａｒｇｅｔに加算する余地がなくなる。この結果、トルクリップルが急増し、作動音が発生するという問題が生じる。この問題の回避のためには、電流制限演算部５３２が目標ｑ軸電流Ｉｑ_ｔａｒｇｅｔを制限することによって補償電流の余地を残すことが有効である。モータ印加電圧の飽和は、モータ電流とモータ回転角速度との双方に依存して発生する。そのため、本実施形態の電流制限演算部５３２は、モータ回転角速度をパラメータとする関数を用いてモータ電流（目標ｑ軸電流Ｉｑ_ｔａｒｇｅｔ）を制限する。このような電流制限により、常時（電圧が飽和していない時）のトルクリップルに対する補償の余地が確保される。そのため、静かで滑らかなモータの回転が実現される。

より詳細には、電流制限演算部５３２による適応制御は、モータ回転角速度をパラメータとする関数でレンジの縮小を行う。この関数は、入力される目標ｑ軸電流Ｉｑ_ｔａｒｇｅｔに対して連続な関数である。即ち、電流制限演算部５３２は、例えば電流のピーク値カットなどという不連続な制限を行うのではなく、入力電流値が大きい程、大きく電流を制限する連続的なレンジ縮小を行う。なお、電流制限演算部５３２でレンジ縮小に用いられる関数は、線形縮小を表した関数でもよいし、非線形（かつ連続）な縮小を表した関数であってもよい。 レンジ縮小による縮小幅は、下記の不等式が満たされるように電流値ｉを縮小する縮小幅となる。

Ｖｓａｔ＞（Ｌｓ＋Ｒ）ｉ＋ｋｅω ・・・（１）

ここでＶｓａｔは飽和電圧、Ｌｓはモータのインダクタンス、Ｒはモータの抵抗、ｋｅωはモータの回転に伴う誘起電圧を示す。 また、電流制限演算部５３２による適応制御では、バッテリー電源による駆動時に、レンジ縮小による電流の制限値がバッテリー電圧Ｖｂａｔに応じた制限値となる。バッテリー電源は、オルタネータによる供給量に不足が生じた場合に用いられる。バッテリー電源には内部抵抗が存在するため、バッテリー電源の劣化などに伴って内部抵抗が変化して実効的な出力電圧が変化する。このため、バッテリー電圧Ｖｂａｔに応じた適応制御が行われる。

モータ制御システム５は、角速度ωに基づいてトルクリップル補償制御を行う。トルクリップル補償制御は、トルクリップル補償演算部５３１によって処理される。トルクリップル補償演算部５３１は、位相補償部５３１１と、逆特性演算処理部５３１２と、を有する。トルクリップル補償演算部５３１は、まず、位相補償部５３１１において、ロータの角速度ωに基づいて、電流の位相を調整する進角制御のための調整値を算出する。角速度ωは、モータ回転角度センサ５１が検出したロータ３の回転角度（モータ電気角θ）に基づいて算出される。さらに、トルクリップル補償演算部５３１は、逆特性演算処理部５３１２において、上記調整値に基づいて、モータ制御システム５におけるコントローラ要素Ｃ（Ｓ）およびプラント要素Ｐ（Ｓ）の線形要素に対して逆特性となる伝達関数（逆伝達関数）による演算を行い、トルクリップルを抑制するためのトルクリップル補償値を算出する。プラント要素Ｐ（Ｓ）は、モータ及びインバータの結合における伝達関数である。

詳細は後述するが、本実施形態では、ＰＩ制御、誘起電圧補償、２軸／３相変換、デッドタイム補償、ＰＷＭ制御などの各処理における伝達関数をすべてコントローラ要素Ｃ（Ｓ）に含んでもよく、フィードバック制御を行う主なブロックのみをコントローラ要素Ｃ（Ｓ）としてもよい。即ち、２軸／３相変換、ＰＷＭ制御などの各処理は、電圧の表現形式の変換処理であり、伝達関数という観点では、ＰＩ制御およびプラント要素Ｐ（Ｓ）に較べてほぼ恒等関数とみなされる。逆特性による演算処理については、後述にて説明を行う。

第一実施形態におけるプラント要素Ｐ（Ｓ）及びコントローラ要素Ｃ（Ｓ）は、電圧方程式Ｖ＝（Ｌｓ＋Ｒ）i＋ｋeωにおける誘起電圧ｋeωを外乱とみなして、以下の式（２）および式（３）により表される。ここで、Ｌｑはモータのｑ軸インダクタンス、Ｒｑはモータにおける抵抗のｑ軸成分を表す。

また、プラント要素Ｐ（Ｓ）とコントローラ要素Ｃ（Ｓ）の線形要素は、以下の式（４）で表される。

式（４）から明らかなように、本実施形態では、伝達関数Ｃ（Ｓ）と伝達関数Ｐ（Ｓ）とが直列結合される。また、本実施形態ではフィードバック制御が行われることから、式（４）はいわゆる一巡伝達関数を表している。式（４）で表されたプラント要素Ｐ（Ｓ）とコントローラ要素Ｃ（Ｓ）の線形要素の伝達関数に対する逆特性の伝達関数Ｇ（Ｓ）は、以下の式（５）で表される。

トルクリップル補償演算部５３１は、上記導出された関係式を基に逆特性演算処理部５３１２において、逆伝達関数Ｇ（Ｓ）からトルクリップル補償値を演算する。 なお、逆伝達関数Ｇ（Ｓ）は、例えば製品出荷前の個別計測によって得られた製品個々のプラント要素Ｐ（Ｓ）とコントローラ要素Ｃ（Ｓ）の伝達関数から求められてもよいし、設計値からのシミュレーションなどで得られたプラント要素Ｐ（Ｓ）とコントローラ要素Ｃ（Ｓ）の伝達関数から求められてもよい。あるいは、逆伝達関数Ｇ（Ｓ）としては、例えば同一種類のモータ１およびモータ制御システム５についてプラント要素Ｐ（Ｓ）とコントローラ要素Ｃ（Ｓ）の伝達特性が代表値や平均値として計測され、その伝達特性に基づいて算出された逆伝達関数Ｇ（Ｓ）が同一種類のモータ１について汎用されてもよい。あるいは、プラント要素Ｐ（Ｓ）およびコントローラ要素Ｃ（Ｓ）の伝達特性が互いに近似することが知られた複数種類のモータ１およびモータ制御システム５について汎用の逆伝達関数Ｇ（Ｓ）が採用されてもよい。 計測に基づく逆伝達関数Ｇ（Ｓ）の場合も計算に基づく逆伝達関数Ｇ（Ｓ）の場合も何らかの誤差や近似が配慮されて決定されても良い。また、適応制御などが用いられて補正されても良い。 逆伝達関数Ｇ（Ｓ）が用いられてトルクリップル補償値が演算される構成が採用されることにより、基板設計などといった製造時の設計が簡素化するという利点がある。

モータ制御システム５は、電流制限演算部５３２から出力されたｑ軸電流指令値に、トルクリップル補償部５３１が生成したトルクリップル補償値を加算する。この結果、ｑ軸電流値に基づいたトルクリップル補償が行われる。さらに、モータ制御システム５は、インバータ（またはモータ）内を流れる実ｑ軸電流値ＩＱＲをフィードバックし、上述のようにトルクリップル補償値が加算されたｑ軸電流の指令値から実ｑ軸電流値ＩＱＲを減算し、ｑ軸電流の電流偏差ＩＱ_ｅｒｒを算出する。すなわち、本モータ制御システム５は、電流偏差ＩＱ_ｅｒｒを算出するフィードバック制御を行う。

なお、上記説明ではトルクリップル補償値が電流制限後の目標ｑ軸電流Ｉｑ_ｔａｒｇｅｔに加算されるが、トルクリップル補償値は、電流制限前の目標ｑ軸電流Ｉｑ_ｔａｒｇｅｔに加算されてその後に電流制限が行われてもよく、あるいは、トルクリップル補償値は、目標ｑ軸電流Ｉｑ_ｔａｒｇｅｔと実ｑ軸電流値ＩＱＲとの電流偏差ＩＱ_ｅｒｒに加算されてもよい。

以上の通り、第一実施形態のモータ制御システム５は、電流制御器の応答性（伝達関数）をあらかじめ補償するトルクリップル補償を行う。つまり、モータ制御システム５は、フィードバック制御を用いるとともに、電流の位相補償を行い、位相補償された値に対してプラント要素Ｐ（Ｓ）とコントローラ要素Ｃ（Ｓ）の線形要素の逆特性の伝達関数を乗じて、トルクリップルの補償を行うトルクリップル補償値を求める。本実施形態では、当該逆特性の伝達関数は、一次遅れ要素である。求められたトルクリップル補償値は、目標ｑ軸電流ＩＱ_Ｔａｒｇｅｔに重畳される。これにより、モータにおいて発生するトルクリップルが低減されるとともに、作動音の悪化が防止される。さらに、モータ制御システムにおけるロバスト性も向上する。

なお、トルクリップル補償が行われる際には、位相補正が行われた値に対して逆特性の伝達関数が乗ぜられることから、センサノイズが増幅する虞がある。そのため、逆特性の伝達関数のブロックの前後にさらにノイズフィルタが配置され、ノイズフィルタを通った信号が逆特性の伝達関数に入力され、または、逆特性の伝達関数のブロックの出力値がノイズフィルタを通る構成が用いられてもよい。あるいはまた、逆特性の伝達関数のブロックに入力される前のｑ軸電流値に対して、信号の平滑化等の処理が行われてもよい。これにより、ノイズ値が低減され、より低作動音が実現される。

また、トルクリップル補償演算部５３１においては、位相補償の処理、および、コントローラ要素Ｃ（Ｓ）およびプラント要素Ｐ（Ｓ）の直列結合の伝達関数に対する逆伝達関数の処理に加えて、ルックアップテーブルなどを用いた他の補償値が演算され、出力されてもよい。例えば、トルクリップル補償演算部５３１は、目標ｑ軸電流指令値ＩＱ＿Ｔａｒｇｅｔおよび角速度ωの少なくともいずれか一方に基づいて所定の値を参照し出力するルックアップテーブルを有してもよい。ルックアップテーブルからは、例えば、トルクリップルの振幅を調整するゲインαが出力されてもよい。このゲインαと、ｑ軸電流の６次成分となる要素と、を利用した値、例えばαｓｉｎ６θ、が用いられて、逆特性演算処理部５３１２において他の補償値が演算されてもよく、あるいは、逆特性演算処理部５３１２の出力にさらに他の補償値が重畳されてもよく、あるいはまた、他の補償値が位相補償の際に利用されてもよい。すなわち、上述の逆伝達関数の中にすべての補償要素（進角、振幅など）が含まれてもよく、一部要素の補償のみが演算されてもよい。

上述の電流値の逆位相成分が用いられたトルクリップル補償の方法として、補償値がモータ電流指令値に加算される方法と補償値がモータ印加電圧指令値に加算される方法とが知られるが、本実施形態では補償値がモータの電流指令値に加算される。これにより、モータの特性変動にかかわらず、安定したトルク変動補正が行われる。

上述のようにｑ軸電流の電流偏差ＩＱ_ｅｒｒを求めた後、モータ制御システム５は、ｑ軸電流の電流偏差ＩＱ_ｅｒｒに基づいてモータ印加電圧指令値を演算する電圧制御を行う。電圧制御は、電圧制御演算部５３３によって行われる。本実施形態では、電圧制御としてＰＩ制御が用いられる。なお、電圧制御としては、ＰＩ制御に限られず、ＰＩＤ制御など他の制御方法が採用されてもよい。電圧制御演算部５３３は、ｑ軸電流の電流偏差ＩＱ_ｅｒｒに基づいてｑ軸ＰＩ制御部５３３１でｑ軸電圧指令値ＶＱ１を算出し、これに非干渉処理部５３３２から出力される非干渉要素ＣＯＲ_Ｑを加算して、ｑ軸電圧指令値ＶＱ２を算出する。非干渉要素ＣＯＲ_Ｑは、例えば、ｄ軸電流（電圧）とｑ軸電流（電圧）とが互いに干渉することを避けるために加えられる電流要素である。

そして、モータ制御システム５は、ｑ軸電圧指令値ＶＱ２に対して誘起電圧補償を行う。誘起電圧補償は、誘起電圧補償演算部５３４によって行われる。モータの駆動時には、モータに流れる電流以外にもモータの誘起電圧の影響が考慮された上でモータが制御される。誘起電圧補償演算部５３４では、モータで生じる誘起電圧（ＢＥＭＦ）の逆数に基づいた進角制御が行われて誘起電圧（ＢＥＭＦ）が補償される。

すなわち、誘起電圧補償演算部５３４は、モータで生じる誘起電圧（ＢＥＭＦ）の逆数を求めて、その逆数に基づいて、電圧（または電流）の進角を調整する補償（進角補償）を行うための補償値を算出する。本実施形態では、誘起電圧補償演算部５３４において、誘起電圧補償のための補償値がｑ軸電圧指令値ＶＱ２に加算され、ｑ軸電圧指令値ＶＱ３が算出される。なお、誘起電圧モデルの逆数に基づいた補償値が用いられるのであれば、その補償値はｑ軸電圧指令値ＶＱ２に対して、加算されるのではなく減算されてもよい。また、この補償値は、２軸／３相変換後の各相の電圧値に加算されてもよい。

さらに、モータ制御システム５は、ｑ軸電圧指令値ＶＱ３に対して２軸／３相変換を行う。２軸／３相変換は、モータ電気角θに基づき、２軸／３相変換演算部５３５によって行われる。２軸３相変換演算部５３５は、ｑ軸電圧指令値ＶＱ３に基づいて、対応するｑ軸電圧とｄ軸電圧を算出し、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の各相における３相の電圧指令値に変換する。

その後、モータ制御システムは、２軸／３相変換演算部５３５から出力された各相の電圧指令値に基づいて、デッドタイム補償を行う。デッドタイム補償は、デッドタイム補償演算部５３６によって行われる。まず、デッドタイム補償演算部５３６は中点変調部５３６３で、電圧の基本波のｎ倍である高次高調波（例えば、３次の高調波）を重畳する中点変調による演算を行う。ｎは正の整数である。中点変調が行われることにより、電圧の波形は、正弦波状の波形から台形状の波形に近づく。これにより、インバータ５２における有効電圧率が向上する。

次に、デッドタイム補償演算部５３６は、デッドタイムの補償を行う。中点変調部５３６３までは、上述した電流偏差ＩＱ_ｅｒｒに対する処理が行われ、電流偏差ＩＱ_ｅｒｒを減少させる電圧成分が算出される。これに対し、目標ＩＱ２軸／３相変換部５３６２には目標ｑ軸電流Ｉｑ_ｔａｒｇｅｔが入力され、目標ｑ軸電流Ｉｑ_ｔａｒｇｅｔに相当する電圧指令値に対して２軸／３相変換が行われる。即ち、目標ＩＱ２軸／３相変換部５３６２は、目標ｑ軸電流Ｉｑ_ｔａｒｇｅｔに対応するｑ軸電圧とｄ軸電圧を算出し、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の各相における３相の電圧指令値に変換する。

２軸／３相変換演算部５３５における２軸／３相変換と同様に、目標ＩＱ２軸／３相変換部５３６２における２軸／３相変換でもモータ電気角が演算に用いられる。但し、本実施形態のモータ制御システム５では、目標ＩＱ２軸／３相変換部５３６２に入力されるモータ電気角として、センサで検出されたモータ電気角θが位相補償されたモータ電気角θ２が用いられる。この位相補償は補正位相補償部５３６１で行われ、この位相補償により、モータの回転に伴う電圧の位相ずれが補償される。

最後に、モータ制御システムは、デッドタイム補償演算部５３６から出力された電圧指令値に基づいて、ＰＷＭ制御を行う。ＰＷＭ制御の指令値は、ＰＷＭ制御演算部５３７によって演算される。ＰＷＭ制御演算部５３７は、演算した指令値に基づいてインバータ５２の電圧を制御する。このＰＷＭ制御により、上述した電流指令値に相当する電流がモータ１へ流れる。なお、上述したとおり、インバータ５２内を流れる実ｑ軸電流値ＩＱＲは、フィードバックされる。

なお、本システムにおいて、上述したＰＩ制御、誘起電圧補償、２軸／３相変換、デッドタイム補償、ＰＷＭ制御
などの各処理としては、上述した例に限らず公知の技術が適用されても良い。また、本システムでは、必要に応じて、これらの補償および制御は行われなくても良い。また、上述したとおり、これらの要素（すなわち、上述したＰＩ制御、誘起電圧補償、２軸／３相変換、デッドタイム補償、ＰＷＭ制御などの各処理）の結合がコントローラ要素Ｃ（Ｓ）である。なお、モータ及びインバータの結合が、プラント要素Ｐ（Ｓ）である。

＜他の実施形態＞

ここで、上述の実施形態により制御され得るモータの概略について説明を行う。図３は、本実施形態に係る第１のモータの平面図であり、図４は、本実施形態に係る第２のモータの平面図である。図３および図４に示すモータ１は、ステータ２と、ロータ３と、を有する。図３および図４に示す通り、モータ１は、インナーロータである。なお、モータ１として、インナーロータ以外に、アウターロータ構造が採用されてもよい。図３に示す第１のモータ１はＩＰＭ（Interior Permanent Magnet）モータであり、図４に示す第２のモータ１はＳＰＭ（Surface Permanent Magnet）モータである。

ステータ２は、軸方向に延びる円筒形状の外形を有する。ステータ２は、ロータ３の径方向外側に、ロータ３に対して所定の隙間を設けて配置される。ステータ２は、ステータコア２１と、インシュレータ２２と、コイル２３と、を有する。ステータコア２１は、軸方向に延びる筒形状の部材である。ステータコア２１は、複数枚の磁性鋼板が軸方向に積層されて形成される。ステータコア２１は、コアバック２１ａと、ティース（図示略）と、を有する。コアバック２１ａは、円環形状の部分である。ティースは、コアバック２１ａの内周面から径方向内側に延びる。ティースは、複数が周方向に所定間隔で並べて設けられる。また、隣り合うティース間の空隙はスロットＳと称される。図３および図４に示すモータ１では、スロットＳは例えば１２個設けられる。

ロータ３は、軸方向に延びる円筒形状の外形を有する。ロータ３は、ステータ２の径方向内側に、ステータ２に対して所定の隙間を設けて配置される。ロータ３は、シャフト３１と、ロータコア４０と、マグネット３２を有する。ロータ３は、上下方向（図３および図４の紙面に垂直な方向）に延びるシャフト３１を中心に回転する。ロータコア４０は、軸方向に延びる円筒形状の部材である。ロータコア４０の径方向中心部に位置する孔部４１ｄに、シャフト３１が挿入される。ロータコア４０は、複数枚の磁性鋼板が軸方向に積層されて構成される。マグネット３２は、図３に示す第１のモータ１ではロータコア４０の内部に配置され、図４に示す第２のモータ１ではロータコア４０の表面に取り付けられる。マグネット３２は、複数が周方向に所定の間隔で並べて配置される。図３および図４に示すモータ１では、マグネット３２は例えば８個設けられる。すなわち、図３および図４に示すモータ１では、ポール数Ｐは８である。

上述したポール数Ｐとスロット数Ｓによって、モータの磁気特性は異なる。ここで、作動音の発生要因として、主にラジアル力やトルクリップルなどが挙げられる。ポール数Ｐが８、スロット数Ｓが１２である８Ｐ１２Ｓのモータの場合、ロータとステータとの間において生じる電磁力の径方向の成分であるラジアル力は互いに相殺されるため、トルクリップルが主な作動音の原因となる。つまり、上述のモータ制御システムによりトルクリップルのみが補償されることで、８Ｐ１２Ｓのモータは作動音が効率的に低減される。したがって、本発明のモータ制御システムは、８Ｐ１２Ｓのモータにおいて特に有用である。

ラジアル力の相殺は特にＳＰＭモータで効果的であるため本発明のモータ制御システムはＳＰＭモータにおいて特に有用である。より詳細に述べると、ＳＰＭモータにおいて、リラクタンストルクは生じず、マグネットトルクのみが寄与する。そのため、本発明が採用されることによりマグネットトルクのみ補償されることで振動低減が実現される。逆に、ラジアル力の相殺は、ＳＰＭモータおよび８Ｐ１２Ｓのモータで限定的に生じる作用では無く、ＩＰＭモータ、あるいは例えば１０Ｐ１２Ｓモータでも生じる作用であるため、本発明のモータ制御システムは、ＩＰＭモータでも有用であり、あるいは例えば１０Ｐ１２Ｓモータでも有用である。

次に、電動パワーステアリング装置の概略について説明を行う。図５に示す通り、本実施形態において、コラムタイプの電動パワーステアリング装置について例示する。電動パワーステアリング装置９は、自動車の車輪の操舵機構に搭載される。電動パワーステアリング装置９は、モータ１の動力により操舵力を直接的に軽減するコラム式のパワーステアリング装置である。電動パワーステアリング装置９は、モータ１と、操舵軸９１４と、車軸９１３と、を備える。

操舵軸９１４は、ステアリング９１１からの入力を、車輪９１２を有する車軸９１３に伝える。モータ１の動力は、ボールねじを介して、車軸９１３に伝えられる。コラム式の電動パワーステアリング装置９に採用されるモータ１は、エンジンルーム（図示せず）の内部に設けられる。なお、図５に示す電動パワーステアリング装置９は、一例としてコラム式であるが、本発明のパワーステアリング装置はラック式であってもよい。

ここで、電動パワーステアリング装置９のように低トルクリップルと低作動音が求められるアプリケーションでは、上述したモータ制御システム５によってモータ１が制御されることでその両立が図れるという効果がある。その理由として、電流制御の応答性を超えた周波数のトルクリップルに対し、ノイズを増幅するハイパスフィルタが用いられずに電流制御器の応答性が補償され、トルクリップル補償の効果が創出されるためである。そのため、本発明はパワーステアリング装置において特に有用である。

本発明はパワーステアリング装置以外のアプリケーションについても有用である。例えばトラクションモータ（走行用モータ）、コンプレッサ用のモータ、オイルポンプ用のモータなどといった作動音の低減が求められるモータについて本発明は有用である。 以下、トラクションモータを備えたモータユニットについて説明する。

以下の説明において特に断りのない限り、モータ１０２のモータ軸Ｊ２に平行な方向を単に「軸方向」と呼び、モータ軸Ｊ２を中心とする径方向を単に「径方向」と呼び、モータ軸Ｊ２を中心とする周方向、すなわち、モータ軸Ｊ２の軸周りを単に「周方向」と呼ぶ。ただし、上記の「平行な方向」は、略平行な方向も含む。 図６は、トラクションモータを備えたモータユニット１００の概念図であり、図７は、モータユニット１００の側面模式図である。

モータユニット１００は、ハイブリッド自動車（ＨＥＶ）、プラグインハイブリッド自動車（ＰＨＶ）、電気自動車（ＥＶ）等、モータを動力源とする車両に搭載され、動力源として使用される。 本実施形態のモータユニット１００は、モータ（メインモータ）１０２と、ギヤ部１０３と、ハウジング１０６と、モータ制御システム５と、を備える。

図６に示すように、モータ１０２は、水平方向に延びるモータ軸Ｊ２を中心として回転するロータ１２０と、ロータ１２０の径方向外側に位置するステータ１３０と、を備える。ハウジング１０６の内部には、モータ１０２およびギヤ部１０３を収容する収容空間１８０が設けられる。収容空間１８０は、モータ１０２を収容するモータ室１８１と、ギヤ部１０３を収容するギヤ室１８２と、に区画される。

モータ１０２は、ハウジング１０６のモータ室１８１に収容される。モータ１０２は、ロータ１２０と、ロータ１２０の径方向外側に位置するステータ１３０と、を備える。モータ１０２は、ステータ１３０と、ステータ１３０の内側に回転自在に配置されるロータ１２０と、を備えるインナーロータ型モータである。

ロータ１２０は、図示が省略されたバッテリからモータ制御システム５を介してステータ１３０に電力が供給されることで回転する。ロータ１２０は、シャフト（モータシャフト）１２１と、ロータコア１２４と、ロータマグネット（図示略）と、を有する。ロータ１２０（すなわち、シャフト１２１、ロータコア１２４およびロータマグネット）は、水平方向に延びるモータ軸Ｊ２を中心として回転する。ロータ１２０のトルクは、ギヤ部１０３に伝達される。 シャフト１２１は、水平方向かつ車両の幅方向に延びるモータ軸Ｊ２を中心として延びる。シャフト１２１は、モータ軸Ｊ２を中心として回転する。

シャフト１２１は、ハウジング１０６のモータ室１８１とギヤ室１８２とを跨いで延びる。シャフト１２１の一方の端部は、ギヤ室１８２側に突出する。ギヤ室１８２に突出するシャフト１２１の端部には、第１のギヤ１４１が固定される。

ロータコア１２４は、珪素鋼板（磁性鋼板）が積層されて構成される。ロータコア１２４は、軸方向に沿って延びる円柱体である。ロータコア１２４には、複数のロータマグネットが固定される。

ステータ１３０は、ロータ１２０を径方向外側から囲む。図１１において、ステータ１３０は、ステータコア１３２と、コイル１３１とを有する。ステータ１３０は、ハウジング１０６に保持される。ステータコア１３２は、図示を省略するが、円環状のヨークの内周面から径方向内方に複数の磁極歯を有する。磁極歯の間には、コイル線（図示略）が掛けまわされてコイル３１が構成される。

ギヤ部１０３は、ハウジング１０６のギヤ室１８２に収容される。ギヤ部１０３は、モータ軸Ｊ２の軸方向一方側においてシャフト１２１に接続される。ギヤ部１０３は、減速装置１０４と差動装置１０５とを有する。モータ１０２から出力されるトルクは、減速装置１０４を介して差動装置１０５に伝達される。

減速装置１０４は、モータ１０２のロータ１２０に接続される。減速装置１０４は、モータ１０２の回転速度を減じて、モータ１０２から出力されるトルクを減速比に応じて増大させる機能を有する。減速装置１０４は、モータ１０２から出力されるトルクを差動装置１０５へ伝達する。

減速装置１０４は、第１のギヤ（中間ドライブギヤ）１４１と、第２のギヤ（中間ギヤ）１４２と、第３のギヤ（ファイルナルドライブギヤ）１４３と、中間シャフト１４５と、を有する。モータ１０２から出力されるトルクは、モータ１０２のシャフト１２１、第１のギヤ１４１、第２のギヤ１４２、中間シャフト１４５および第３のギヤ１４３を介して差動装置１０５のリングギヤ（ギヤ）１５１へ伝達される。

差動装置１０５は、減速装置１０４を介しモータ１０２に接続される。差動装置１０５は、モータ１０２から出力されるトルクを車両の車輪に伝達するための装置である。差動装置１０５は、車両の旋回時に、左右の車輪の速度差を吸収しつつ、左右両輪の車軸１５５に同トルクを伝える機能を有する。

モータ制御システム５は、モータ１０２と電気的に接続される。モータ制御システム５はインバータでモータ１０２に電力を供給する。モータ制御システム５は、モータ２に供給される電流を制御する。モータ制御システム５によってトルクリップルが補償されることでモータ１０２の作動音が低減される。

以上に、本発明の実施形態および変形例を説明したが、実施形態および変形例における各構成およびそれらの組み合わせ等は一例であり、本発明の趣旨から逸脱しない範囲内で、構成の付加、省略、置換およびその他の変更が可能である。また、本発明は実施形態によって限定されることはない。

本開示の実施形態は、掃除機、ドライヤ、シーリングファン、洗濯機、冷蔵庫およびパワーステアリング装置などの、各種モータを備える多様な機器に幅広く利用され得る。

１・・モータ、２・・ステータ、３・・ロータ、５・・モータ制御システム、３１・・シャフト３１、３２・・マグネット、４０・・ロータコア、５１・・モータ回転角度センサ、５２・・インバータ、５３・・制御演算部、５３１・・トルクリップル補償演算部、５３１２・・逆特性演算処理部、５３２・・電流制限演算部、５３３・・電圧制御演算部、５３４・・誘起電圧補償演算部、５３５・・２軸／３相変換部、５３６・・デッドタイム補償演算部、５３７・・ＰＷＭ制御演算部、９・・電動パワ
ーステアリング装置、１００・・モータユニット

Claims (5)

1. ３以上の相数ｎのモータを駆動するモータ制御システムであって、
   
   
   
   前記モータを駆動させるインバータと、
   
   
   
   前記インバータから前記モータに供給させる電流を示す電流指令値を、外部から前記モータの制御目標として与えられる目標電流指令値に基づいて演算し、前記インバータから前記モータに供給された電流を示す実電流検出値を当該電流指令値に対してフィードバックして前記インバータをフィードバック制御する制御演算部と、
   
   
   
   を備え、
   
   
   
   前記制御演算部は、
   
   
   
   前記電流指令値と前記実電流検出値との電流偏差に基づいて、前記インバータから前記モータに印加させる電圧を示す電圧指令値を演算する電圧制御演算部と、
   
   
   
   前記電圧制御演算部を経る信号の流れにおける上流側の信号値に対し、前記モータにおけるトルクリップルを補償する補償値を加えるトルクリップル補償演算部と、
   
   
   
   を備え、
   
   
   
   前記トルクリップル補償演算部は、
   
   
   
   前記電圧制御演算部における補償値成分を、前記モータが回転する角速度を示す実角速度値に基づいて演算する位相補償部と、
   
   
   
   前記トルクリップルを補償する補償値成分を、前記フィードバック制御における一巡伝達関数の逆特性に基づいて演算する逆特性演算処理部と、
   
   
   
   を備えるモータ制御システム。
2. 前記モータ制御システムは、８Ｐ１２Ｓのモータを駆動させる請求項１に記載のモータ制御システム。
3. 前記モータ制御システムは、ロータの表面に磁石が配備されたＳＰＭモータを駆動させる請求項１または２に記載のモータ制御システム。
4. 前記モータ制御システムは、車両走行用のモータを駆動させる請求項１から３のいずれかに記載のモータ制御システム。
5. 請求項１から３のいずれかに記載のモータ制御システムと、
   
   
   
   前記モータ制御システムによって制御されるモータと、
   
   
   
   前記モータによって駆動されるパワーステアリング機構と、
   
   
   
   を備えるパワーステアリングシステム。

Images