JP6281367B2 - モータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、モータ制御装置に関する。

例えば、エアコン等の冷凍サイクルにおいて用いられる圧縮機は、吸入、圧縮、吐出の各行程での冷媒ガス圧変化が負荷トルクに作用することが知られている。圧縮部には電動機の軸が直結しているので、電動機の軸回転に同期した冷媒圧力の変化による周期的な負荷トルクの変動によりロータが脈動し、ロータの回転速度変動が発生する。このような電動機の軸回転に同期した周期的なロータの回転速度変動は、振動や騒音の要因となり、冷凍サイクルの配管の破損を招くおそれもあるため、特に、シングルロータリーコンプレッサでは、低回転領域での運転が著しく制限されることとなる。

従来、このような圧縮機の制振制御としては、負荷トルクの変動パターンをテーブル化しておき、電動機の回転子の回転角度に応じて電動機の出力トルクを変化させて振動を相殺するオープンループ型の制御手法が主流である。このようなオープンループ型の制振制御手法では、負荷や回転数に対応する負荷トルクの変動パターンを作成しておかねばならず、開発には多大な時間を要する。また、運転条件が変化すると、事前に作成した負荷トルクの変動パターンで最適に動作するとは限らず、状態によっては最適な制振効果が得られない場合がある。

非特許文献１には、例えば、軸誤差より脈動トルク成分を推定し、脈動トルク成分が零になるように脈動トルク抑制電流指令値を算出する構成が開示されている。具体的には、まず、推定座標軸の周期的な変動から周期的なトルク脈動成分を推定し、その推定したトルク脈動成分をフーリエ変換し、積分補償器を通してフーリエ逆変換したものを用いてトルク電流指令値を作成する。これにより、非特許文献１によれば、事前にトルクパターンを作成することなく、周期的なトルク変動を抑制できるとされている。

能登原保夫、他４名，「周期トルク外乱抑制制御の検討」，平成１６年電気学会産業応用部門大会，２００４年９月１４日，１−５７（Ｉ−３３７〜Ｉ−３４０）

しかしながら、非特許文献１に記載の技術では、フーリエ変換及びフーリエ逆変換が必要であるため、処理が複雑であり、多くのフィルタやメモリを要する。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、多大な開発工数を要することなく、より簡易な制御で、周期的な負荷脈動に伴う回転速度変動を抑制することができ、振動や騒音を低減できるモータ制御装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明の第１の側面にかかるモータ制御装置は、周期的に負荷トルクが変動する負荷を駆動する電動機において、前記電動機に流れる電流をｑ軸電流とｄ軸電流とに分解して前記電動機のベクトル制御を行うモータ制御装置であって、角速度指令と角速度との差分である速度差分に応じて、電流指令値を生成する速度制御器と、ｑ軸電流指令値とｑ軸電流検出値との差分であるｑ軸電流差分に応じて、ｑ軸電圧指令値を生成するｑ軸電流制御器と、ｄ軸電流指令値とｄ軸電流検出値との差分であるｄ軸電流差分に応じて、ｄ軸電圧指令値を生成するｄ軸電流制御器と、前記ｑ軸電流指令値を補正するｑ軸電流補正値を生成するｑ軸電流補正値演算処理部と、を備え、前記ｑ軸電流補正値演算処理部は、前記角速度に含まれる周期的な速度変動のうち、特定調波成分を演算により求めるｑ軸側変動成分演算部と、前記特定調波成分と前記電動機のロータの位置とに基づいて、周期的な速度変動を抑制する電流値として、前記ｑ軸電流補正値を生成するｑ軸側復調部と、を備え、前記ｑ軸側変動成分演算部は、前記角速度に応じた値を前記負荷トルクの周期的な変動の基本波成分の１周期に亘り積分して、前記特定調波成分を求めることを特徴とする。

また、本発明の第２の側面にかかるモータ制御装置は、本発明の第１の側面にかかるモータ制御装置において、前記ｑ軸側変動成分演算部は、前記角速度に応じた値をｑ軸及びｄ軸に直交する仮想軸とｑ軸とに直交分解して積分処理を行うことを特徴とする。

また、本発明の第３の側面にかかるモータ制御装置は、前記ｑ軸側復調部は、前記特定調波成分の位相をπ／２進角し、該進角した位相を反転させて、前記ｑ軸電流補正値の位相とすることを特徴とする。

また、本発明の第４の側面にかかるモータ制御装置は、本発明の第１から第３のいずれかの１つの側面にかかるモータ制御装置において、前記ｑ軸電流補正値演算処理部を、前記角速度に含まれる複数の調波成分に対応して多重化したことを特徴とする。

また、本発明の第５の側面にかかるモータ制御装置は、本発明の第１から第４のいずれかの１つの側面にかかるモータ制御装置において、前記ｄ軸電流指令値を補正するｄ軸電流補正値を生成するｄ軸電流補正値演算処理部をさらに備え、前記ｄ軸電流補正値演算処理部は、前記検出したｄ軸電流に含まれる周期的な変動成分のうち、特定調波成分を演算により求めるｄ軸側変動成分演算部と、前記特定調波成分と前記電動機のロータの位置とに基づいて、周期的な変動を抑制する電流値として、前記ｄ軸電流補正値を生成するｄ軸側復調部と、を備えたことを特徴とする。

また、本発明の第６の側面にかかるモータ制御装置は、本発明の第６の側面にかかるモータ制御装置において、前記ｄ軸側変動成分演算部は、前記検出されたｄ軸電流を前記変動成分の基本波成分の１周期に亘り積分して、前記特定調波成分を求めることを特徴とする。

また、本発明の第７の側面にかかるモータ制御装置は、本発明の第６の側面にかかるモータ制御装置において、前記ｄ軸側変動成分演算部は、前記検出されたｄ軸電流を前記変動成分の基本波成分の１周期に亘り積分して、前記特定調波成分を求めることを特徴とする。

また、本発明の第８の側面にかかるモータ制御装置は、本発明の第５から第７のいずれか１つの側面にかかるモータ制御装置において、前記ｄ軸側復調部は、前記特定調波成分の位相をπ／２遅角し、該進角した位相を反転させて、前記ｄ軸電流補正値の位相とすることを特徴とする。

また、本発明の第９の側面にかかるモータ制御装置は、本発明の第５から第８のいずれかの１つの側面にかかるモータ制御装置において、前記ｄ軸電流補正値演算処理部を、前記検出されたｄ軸電流に含まれる複数の調波成分に対応して多重化したことを特徴とする。

また、本発明の第１０の側面にかかるモータ制御装置は、周期的に負荷トルクが変動する負荷を駆動する電動機において、前記電動機に流れる電流をｑ軸電流とｄ軸電流とに分解して前記電動機のベクトル制御を行うモータ制御装置であって、角速度指令と角速度との差分である速度差分に応じて、電流指令値を生成する速度制御器と、ｑ軸電流指令値とｑ軸電流検出値との差分であるｑ軸電流差分に応じて、ｑ軸電圧指令値を生成するｑ軸電流制御器と、ｄ軸電流指令値とｄ軸電流検出値との差分であるｄ軸電流差分に応じて、ｄ軸電圧指令値を生成するｄ軸電流制御器と、前記ｑ軸電流指令値を補正するｑ軸電流補正値を生成するｑ軸電流補正値演算処理部と、を備え、前記ｑ軸電流補正値演算処理部は、前記角速度に含まれる周期的な速度変動のうち、特定調波成分を演算により求めるｑ軸側変動成分演算部と、前記特定調波成分と前記電動機のロータの位置とに基づいて、周期的な速度変動を抑制する電流値として、前記ｑ軸電流補正値を生成するｑ軸側復調部と、を備え、前記ｄ軸電流指令値を補正するｄ軸電流補正値を生成するｄ軸電流補正値演算処理部をさらに備え、前記ｄ軸電流補正値演算処理部は、前記検出したｄ軸電流に含まれる周期的な変動成分のうち、特定調波成分を演算により求めるｄ軸側変動成分演算部と、前記特定調波成分と前記電動機のロータの位置とに基づいて、周期的な変動を抑制する電流値として、前記ｄ軸電流補正値を生成するｄ軸側復調部と、を備え、前記ｄ軸側変動成分演算部は、前記検出されたｄ軸電流を前記変動成分の基本波成分の１周期に亘り積分して、前記特定調波成分を求め、前記ｄ軸側変動成分演算部は、前記検出されたｄ軸電流をｑ軸及びｄ軸に直交する仮想軸とｄ軸とに直交分解して積分処理を行うことを特徴とする。

本発明によれば、多大な開発工数を要することなく、より簡易な制御で、周期的な負荷脈動に伴う回転速度変動を抑制することができ、振動や騒音を低減することができる。

図１は、実施の形態１にかかるモータ制御装置の一構成例を示す図である。 図２は、座標軸の定義を示す図である。 図３は、変数名の定義を示す図である。 図４は、ＩＰＭモータの出力トルク発生ブロック、及び、出力トルクと負荷トルクとの差分と角速度との関係を示すブロック図である。 図５は、シングルロータリーコンプレッサの回転角度に対する負荷トルクの第１の変動例を示す図である。 図６は、実施の形態１にかかるモータ制御装置のｑ軸電流補正値演算処理部の一構成例を示す図である。 図７は、ｑ軸電流補正値演算処理部を多重化したブロック図である。 図８は、シングルロータリーコンプレッサの回転角度に対する負荷トルクの第２の変動例を示す図である。 図９は、負荷トルクの変動成分の基本波成分と第２調波成分との合成波形例を示す図である。 図１０は、実施の形態３にかかるモータ制御装置の一構成例を示す図である。 図１１は、実施の形態３にかかるモータ制御装置のｄ軸電流補正値演算処理部の一構成例を示す図である。 図１２は、ｄ軸電流補正値演算処理部を多重化したブロック図である。 図１３は、基本波成分と第２調波成分とを制御対象とし、ｑ軸電流補正とｄ軸電流補正とを実施した際の制振特性の一例を示す図である。

以下に、本発明にかかるモータ制御装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
実施の形態１にかかるモータ制御装置１の概略構成について、図１〜図３を参照して説明する。図１は、実施の形態１にかかるモータ制御装置の一構成例を示す図である。図２は、座標軸の定義を示す図である。図３は、変数名の定義を示す図である。

以下の説明に使用する座標軸では、図２に示すように、ｄ軸がロータの磁束軸（Ｎ極側が＋方向）であり、ｑ軸がｄ軸と直交する軸であり、θｅが電気角で表したロータの推定位置（Ｕ軸を基準とした推定角度）であり、ωｅが電気角で表したロータの推定角速度であるものとする。また、ｚ軸はｄ軸とｑ軸との双方に直交する仮想軸であるものとする。また、以下の説明に使用する主な変数名を図３に示す。

図１に示すように、実施の形態１にかかるモータ制御装置１は、駆動部１０、電流検出部５０、位相／角速度検出部２０、及び電圧指令生成部３０を備える。

電動機Ｍには、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の各相の巻線が巻回され、各相の巻線に交流電圧が印加される。駆動部１０は、電気角で１２０°ずつ位相がずれた交流電圧を各相の巻線に供給することにより、電動機Ｍを駆動する。駆動部１０の内部構成は、後述する。

電流検出部５０は、少なくとも２相の電流の振幅を検出（ピックアップ）する。具体的には、電流検出部５０は、電流センサ５１、及び電流センサ５２を含む。電流センサ５１は、Ｕ相の電流ｉ_Ｕの振幅を検出し位相／角速度検出部２０へ供給する。電流センサ５２は、Ｗ相の電流ｉ_Ｗの振幅を検出し位相／角速度検出部２０へ供給する。電流センサ５１、及び電流センサ５２は、それぞれ、電流値をＡＤ変換してデジタルコンピュータで制御可能な信号として位相／角速度検出部２０へ供給しても良い。なお、電流検出部５０は、例えば、ＣＴであってもよいし、シャント抵抗を用いる等、他の電流検出手段であってもよい。

位相／角速度検出部２０は、検出されたＵ相電流ｉｕ、Ｗ相電流ｉｗと、ｉｕ，ｉｗから算出されるＶ相電流ｉｖとを電流検出部５０から受け、電流ベクトル（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）に応じて、推定位置θｅ及び推定角速度ωｍを求める。

具体的には、位相／角速度検出部２０は、３相−２相変換器（ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ）２１、軸誤差演算処理部２２、ＰＬＬ制御器２３、及び変換器２５、及び積分器６１を含む。

３相−２相変換器（ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ）２１は、Ｕ相電流ｉｕの振幅の検出値を電流センサ５１から受け、Ｗ相電流ｉｗの振幅の検出値を電流センサ５２から受け、Ｖ相電流ｉｖを他の相の電流から算出し、推定位置θｅを積分器６１から受け、例えば、固定座標系（ＵＶＷ座標系）における電流ベクトル（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）を回転座標系（ｄ−ｑ座標系）における電流ベクトル（Ｉｄ，Ｉｑ）へ変換する。回転座標系（ｄ−ｑ座標系）は、互いに交差するｄ軸とｑ軸とを有する。

なお、電流ベクトル（Ｉｄ，Ｉｑ）における各成分は、検出された電流ベクトル（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）から変換されたものなので、検出値と見做すことができる。以下では、単にｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑと呼ぶことにする。

３相−２相変換器２１は、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑを電圧指令生成部３０及び軸誤差演算処理部２２へ出力する。

軸誤差演算処理部２２は、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑを３相−２相変換器２１から受け、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を電圧指令生成部３０から受け、ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑ、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊、及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊に応じて、ロータの実際の位置と推定位置とのズレである軸誤差Δθを求め、ＰＬＬ制御器２３へ出力する。

なお、ロータの回転位置は、以下では、センサレス方式で推定する場合について例示的に説明しているが、例えば、センサ（エンコーダ）による検出値を受けて認識する場合については、「推定角速度」を「実角速度」と読み替えれば、以下の説明をそのまま適用できる。

ＰＬＬ制御器２３は、軸誤差Δθに応じて、直前に推定した推定角速度ωｅを修正し、積分器６１及び変換器２５へ出力する。

積分器６１は、推定角速度ωｅを積分することにより、固定座標系（ＵＶＷ座標系）における推定位置θｅを算出し、駆動部１０及び電圧指令生成部３０へそれぞれ出力する。

変換器２５は、固定座標系（ＵＶＷ座標系）における推定角速度ωｅを極対数Ｐｎ（Ｐｎをモータ極対数とする）で割る（極対数の逆数１／Ｐｎをかける）ことにより、機械角で表したロータの推定角速度ωｍを求め、電圧指令生成部３０へ出力する。

電圧指令生成部３０は、ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑ、推定位置θｅ、及び推定角速度ωｍを位相／角速度検出部２０から受け、ｄ軸電流指令値Ｉｄ０＊及び角速度指令ωｍ＊を外部（例えば、図示しない上位のコントローラ）から受け、ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑ、推定位置θｅ、推定角速度ωｍ、及び角速度指令ωｍ＊に応じて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を生成して駆動部１０及び位相／角速度検出部２０へ出力する。なお、電圧指令生成部３０の詳細は、後述する。

駆動部１０は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊、及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を電圧指令生成部３０から受け、推定位置θｅを位相／角速度検出部２０から受け、電動機Ｍを駆動するための直流電圧Ｖｄｃを外部（例えば、図示しない上位のコントローラ）から受け、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊、推定位置θｅ、及び直流電圧Ｖｄｃに応じて、３相の交流電圧をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相の巻線を介して電動機Ｍへ供給することにより、電動機Ｍを駆動する。

具体的には、駆動部１０は、２相−３相変換器（ｄ−ｑ／ｕ，ｖ，ｗ）１１、ＰＷＭ変調器１２及びインテリジェントパワーモジュール（ＩＰＭ）１３を有する。

２相−３相変換器（ｄ−ｑ／ｕ，ｖ，ｗ）１１は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令Ｖｑ＊、すなわち回転座標系（ｄ−ｑ座標系）における電圧指令ベクトル（Ｖｄ＊，Ｖｑ＊）を電圧指令生成部３０から受け、推定位置θｅを積分器６１から受け、例えば、推定位置θｅに応じて、回転座標系（ｄ−ｑ座標系）における電圧指令ベクトル（Ｖｄ＊，Ｖｑ＊）を固定座標系（ＵＶＷ座標系）における電圧指令ベクトル（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）へ変換する。

ＰＷＭ変調器１２は、固定座標系（ＵＶＷ座標系）における電圧指令ベクトル（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）、すなわちＵ相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令Ｖｖ＊、Ｗ相電圧指令Ｖｗ＊を２相−３相変換器１１から受け、Ｕ相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令Ｖｖ＊、Ｗ相電圧指令Ｖｗ＊をＰＷＭ信号に変換してインテリジェントパワーモジュール１３へ供給する。これにより、ＰＷＭ変調器１２は、インテリジェントパワーモジュール１３を介して外部から供給される電圧（直流電圧Ｖｄｃ）を３相交流電圧に変換して電動機Ｍを駆動する。

インテリジェントパワーモジュール１３は、例えば図示しない複数のスイッチング素子を有し、ＰＷＭ信号をＰＷＭ変調器１２から受け、ＰＷＭ信号に従って複数のスイッチング素子を所定のタイミングでスイッチング動作させることで電力変換動作を行い、生成された３相の交流電圧を電動機Ｍへ供給することにより、電動機Ｍを駆動する。

電圧指令生成部３０は、減算器３２、速度制御器３３、ｑ軸電流補正値演算処理部１００、減算器３５、減算器４５、ｄ軸電流制御器３６、ｑ軸電流制御器４６、非干渉化制御器４１、減算器３７、加算器４７、及び加算器４３を備える。

減算器３２は、角速度指令ωｍ＊を外部から受け、推定角速度ωｍを演算部２０から受け、角速度指令ωｍ＊から推定角速度ωｍを減算し、減算結果を角速度差分Δωｍとして速度制御器３３及びｑ軸電流補正値演算処理部１００へ出力する。

速度制御器３３は、例えば、積分器及び比例器を有し、角速度差分Δωｍに応じて、積分器及び比例器を用いてｑ軸電流指令値Ｉｑ０＊を生成する。

ｑ軸電流補正値演算処理部１００は、角速度差分Δωｍを減算器３２から受け、推定位置θｅを位相／角速度検出部２０から受け、角速度差分Δωｍからｑ軸補正電流ΔＩｑの第ｋ調波成分ΔＩｑｋ（ｑ軸電流補正値）を算出し、加算器４３へ出力する。このｑ軸電流補正値演算処理部１００の詳細な構成及び動作については後述する。

加算器４３は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ０＊を速度制御器３３から受け、ｑ軸補正電流ΔＩｑの第ｋ調波成分ΔＩｑｋ（ｑ軸電流補正値）をｑ軸電流補正値演算処理部１００から受け、ｑ軸電流指令値Ｉｑ０＊とｑ軸補正電流ΔＩｑの第ｋ調波成分ΔＩｑｋ（ｑ軸電流補正値）とを加算し、その加算結果をｑ軸電流指令補正値Ｉｑ＊として減算器４５へ出力する。

減算器３５は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ０＊を外部から受け、ｄ軸電流検出値Ｉｄを位置／速度検出部２０から受け、ｄ軸電流指令値Ｉｄ０＊からｄ軸電流検出値Ｉｄを減算し、その減算結果をｄ軸電流制御器３６へ出力する。

減算器４５は、ｑ軸電流指令補正値Ｉｑ＊を加算器４３から受け、ｑ軸電流検出値Ｉｑを位置／速度検出部２０から受け、ｑ軸電流指令補正値Ｉｑ＊からｑ軸電流検出値Ｉｑを減算し、その減算結果をｑ軸電流制御器４６へ出力する。

ｄ軸電流制御器３６は、例えば、積分器及び比例器を有し、減算器３５からの出力に応じて、積分器及び比例器を用いてｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊＊を生成する。

ｑ軸電流制御器４６は、例えば、積分器及び比例器を有し、減算器４５からの出力に応じて、積分器及び比例器を用いてｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊＊を生成する。

非干渉化制御器４１は、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊＊とｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊＊とを非干渉化する。具体的には、非干渉化制御器４１は、ｄ軸電流検出値Ｉｄを位相／角速度検出部２０から受け、推定角速度ωｅを位相／角速度検出部２０から受け、ｄ軸電流検出値Ｉｄに応じて、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊＊を非干渉化するための非干渉化補正値Ｖｑａを求め、非干渉化補正値Ｖｑａを加算器４７へ出力する。また、非干渉化制御器４１は、ｑ軸電流検出値Ｉｑを位相／角速度検出部２０から受け、推定角速度ωｅを位相／角速度検出部２０から受け、ｑ軸電流検出値Ｉｑに応じて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊＊を非干渉化するための非干渉化補正値Ｖｄａを求め、非干渉化補正値Ｖｄａを減算器３７へ出力する。

減算器３７は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊＊をｄ軸電流制御器３６から受け、非干渉化補正値Ｖｄａを非干渉化制御器４１から受け、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊＊から非干渉化補正値Ｖｄａを減算し、その減算結果を非干渉化後のｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊として駆動部１０及び演算部２０へ出力する。

加算器４７は、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊＊をｑ軸電流制御器４６から受け、非干渉化補正値Ｖｑａを非干渉化制御器４１から受け、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊＊と非干渉化補正値Ｖｑａとを加算し、その加算結果を非干渉化後のｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊として駆動部１０及び演算部２０へ出力する。

つぎに、本実施の形態にかかる制振制御について、図４及び図５を参照して説明する。

モータ制御装置１により制御される電動機Ｍは、例えば、ＩＰＭ（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔｉｃ）モータであり、ＩＰＭモータの基本的な電圧電流方程式は、下記（１）式、（２）式により表される。

上記（１）式、（２）式において、ｐは微分演算子である。

また、このときのＩＰＭモータに発生する出力トルクＴＭは、下記（３）式により表される。

上記（３）式において、Ｐｎ×φｅ×Ｉｑの項がマグネットトルクを示し、Ｐｎ×（Ｌｄ−Ｌｑ）×Ｉｄ×Ｉｑの項がリラクタンストルクを示している。（３）式に表されるように、マグネットトルクは、ｑ軸電流Ｉｑに比例し、リラクタンストルクは、ｑ軸電流Ｉｑとｄ軸電流Ｉｄとの積に比例する。

図４は、ＩＰＭモータの出力トルク発生ブロック、及び、出力トルクと負荷トルクとの差分と角速度との関係を示すブロック図である。図４中のｓはラプラス平面を示している。また、図４では、ＩＰＭモータの干渉化電圧項の後ろから記述している。

図４から、ＩＰＭモータの出力トルクＴＭと負荷トルクＴＬとの差分（以下、「脈動トルク」という）と角速度ωｍとの関係は、定数Ｊを慣性モーメントとすると、下記（４）式により表される。

図５は、シングルロータリーコンプレッサの回転角度に対する負荷トルクの第１の変動例を示す図である。

上記（１）式、（２）式は、回転座標系においてＩＰＭモータが低負荷トルク時に一定速度で運転が行われている状態では、全ての項が直流値となるが、脈動トルクが発生する場合は、回転角速度の変動が発生する。

本実施の形態では、回転角速度の変動分から脈動トルクを相殺する電流成分を算出してｑ軸電流Ｉｑに重畳することで、周期的な負荷トルクの変動に伴う回転速度変動を抑制する。

負荷トルクの変動成分には、基本波成分に加えて、高調波成分も含まれている。図５に示す第１の変動例では、負荷トルクの変動成分の基本波成分の振幅を１００％とすると、高調波成分の振幅の割合は、第２調波成分の振幅は約２５％、第３調波成分の振幅は約８％である。

なお、図示はしていないが、例えば、ツインロータリーコンプレッサでは、負荷トルクの変動成分の基本波成分よりも第２調波成分の方が多く含むことが考えられる。従って、ツインロータリーコンプレッサの場合には、基本波成分よりも第２調波成分を抑制する方がより制振効果が高い。このように、ＩＰＭモータが適用される装置によって、負荷トルクの変動成分に多く含まれる調波成分が異なる。

従って、負荷トルクの変動成分により多く含まれる調波成分を相殺することで、高い制振効果を得ることができる。

電動機Ｍから出力される出力トルクＴＭと負荷トルクＴＬとの差分をΔＴとすると、このΔＴは、ロータの脈動を引き起こす脈動トルクである。脈動トルクΔＴは、下記（５）式により表される。

脈動トルクΔＴは、回転角θｍに対して特定の位置（回転角度）に応じて周期的に変動するので、その変動に伴う時間領域におけるロータの速度変化の空間高調波を下記（６）式で定義する。

上記（６）式において、ｋは高調波成分の次数を示している。Δωｍｋは変動速度のｋ調波成分を示し、ωｍｋはｋ調波成分の振幅を示し、θｍｋはｋ調波成分の回転角を示し、φｋはｋ調波成分の位相項を示している。ｋ＝１である場合には、脈動トルクの基本波における値を示し、ｋ＝２である場合には、脈動トルクの第２調波における値を示し、ｋ＝３である場合には、脈動トルクの第３調波における値を示している。また、ｋ＝０である場合には、直流値を示すものとする。以下の説明においても同様である。

（５）式のｓは時間微分を表すので、特定の第ｋ調波における脈動トルクΔＴｋは、下記（７）式により表すことができる。

ここで、脈動トルクΔＴを打ち消すように出力トルクをΔＴＭだけ補正することを考えた場合、補正後の出力トルク（ＴＭ＋ΔＴＭ）と負荷トルクＴＬとの関係は、下記（８）式となる。

上記（８）式に対し、特定の第ｋ調波成分を分離したとすると、下記（９）式が得られる。

上記（９）式の演算結果が０となれば、出力トルクの補正トルク成分ΔＴＭの第ｋ調波成分ΔＴＭｋにより脈動トルクΔＴの第ｋ調波成分ΔＴｋが相殺されることとなる。このとき、補正出力トルクΔＴＭの第ｋ調波成分を生成するｑ軸電流補正値ΔＩｑｋ、すなわち、ｑ軸補正電流ΔＩｑの第ｋ調波成分ΔＩｑｋ（ｑ軸電流補正値）の換算式は、下記（１０）式で表される。

上記（１０）式の位相項を０（Φ＝０）とすると、下記（１１）式、（１２）式が得られる。

上記（１０）式に示すｑ軸電流補正値ΔＩｑｋを生成して、ｑ軸電流指令値Ｉｑ０＊に重畳することにより、（１１）式に示すｑ軸電圧Ｖｑ’を生成することができる。

本実施の形態では、図１に示すように、位相／角速度検出部２０によりロータの推定位置θｍ及び推定角速度ωｍを求める構成としている。そこで、位相／角速度検出部２０により得られる推定位置θｅ及び推定角速度ωｍを用いて、脈動トルクに伴うロータの速度変動の特定の調波成分（ｋ調波）からｑ軸及びｑ軸と直交する軸上の成分、すなわち直交成分を抽出し、その直交成分を位相変換してｑ軸補正電流ΔＩｑの第ｋ調波成分ΔＩｑｋ（ｑ軸電流補正値）として生成するｑ軸電流補正値演算処理部１００を具備し、このｑ軸電流補正値演算処理部１００から出力されるｑ軸補正電流ΔＩｑの第ｋ調波成分ΔＩｑｋ（ｑ軸電流補正値）を速度制御器３３から出力されるｑ軸電流指令値Ｉｑ０＊に重畳する構成としている。

ｑ軸電流補正値演算処理部１００の構成及び動作について、図１、図２、及び図６を参照して説明する。図６は、実施の形態１にかかるモータ制御装置のｑ軸電流補正値演算処理部の一構成例を示す図である。

本実施の形態では、図２に示すように、ｄ−ｑ座標系に直交する仮想的な軸（ｚ軸）を導入しており、ｑ軸電流補正値演算処理部１００では、角速度指令ωｍ＊と推定角速度ωｍとの差分である角速度差分Δωｍに含まれる速度変動のｋ調波成分をｚ軸成分ωｚｋ及びｑ軸成分ωｑｋに直交分解して脈動トルクの基本周期毎に逐次推定する。これら推定値（ωｑｋ，ωｚｋ）をｑ軸へ写像（位相変換）することで、脈動トルクに基づくｑ軸上の速度変動を抑制するｑ軸電流を補正値ΔＩｑｋとして算出する。すなわち、ｑ軸電流補正値演算処理部１００による制御がｄ軸に影響しない構成としている。

ｑ軸電流補正値演算処理部１００は、図６に示すように、ｑ軸側変動成分演算部１０１及びｑ軸側復調部１０２を備えている。

ｑ軸側変動成分演算部１０１は、ｚ軸相関処理部１０１ａ及びｑ軸相関処理部１０１ｂを含み構成され、ｚ軸相関処理部１０１ａは、ｚ軸周波数分離器１０３及びｚ軸繰り返し制御器１０５を備え、ｑ軸相関処理部１０１ｂは、ｑ軸周波数分離器１０４及びｑ軸繰り返し制御器１０６を備えている。

ｑ軸側復調部１０２は、位相変換器１０７、及び補正ゲイン１０８を備えている。

まず、ｑ軸側変動成分演算部１０１の動作について説明する。

ｚ軸周波数分離器１０３は、減算器３２から出力される角速度差分Δωｍのｚ軸成分の第ｋ調波成分を分離する。

ｑ軸周波数分離器１０４は、減算器３２から出力される角速度差分Δωｍのｑ軸成分の第ｋ調波成分を分離する。

角速度差分Δωｍは、電動機Ｍにおけるロータの機械角での角速度指令ωｍ＊と推定角速度ωｍとの差分であり、この脈動トルクに伴うロータの脈動（ロータの回転角度に応じた周期的な変動）を抑制する制振制御では、時間高調波ではなく空間高調波を制御することとなる。このため、ｚ軸周波数分離器１０３及びｑ軸周波数分離器１０４は、バンドパスフィルタではなく相関器で構成され、相関演算処理が行われる。

ｚ軸周波数分離器１０３及びｑ軸周波数分離器１０４は、ロータの速度変動の基本波成分の１周期で相関演算処理を行う。ｚ軸側の相関演算処理式を下記（１３）式に示し、ｑ軸側の相関演算処理式を下記（１４）式に示す。

上記（１３）式、（１４）式において、機械角で表したロータの推定位置θｍは、位相／角速度検出部２０から入力される電気角で表したロータの推定位置θｅから得ることができる。以下の説明においても同様である。

上記（１３）式、（１４）式において、ｋ＝１の場合、すなわち、ロータの速度変動の基本波成分を制振制御対象とする場合には、ロータの速度変動の基本波周期における０〜２πまでの区間を相関処理演算区間とする。また、例えば、ｋ＝３の場合、すなわち、ロータの速度変動の第３調波成分を制振制御対象とする場合には、ロータの速度変動の第３調波周期における０〜６πまでの区間を相関処理演算区間とする。つまり、本実施の形態では、制振制御対象とする調波成分に依らず、ロータの速度変動の基本波成分の１周期、つまり、例えばシングルロータリーコンプレッサでも、ツインロータリーコンプレッサでも、ロータの機械角における１回転周期で相関演算処理を行う。

上記（１３）式、（１４）式をサンプリング周期ｔｓで離散演算処理する離散式とすると、それぞれ下記（１５）式、（１６）式となる。

上記（１５）式、（１６）式において、ｎは相関処理演算の基点である０から２ｋπまでの区間におけるサンプリング点を示している。

上記（１５）式、（１６）式の二乗項が（１０）式の二乗項に相当する。これら（１５）式、（１６）式により、時間高調波が空間高調波に変換され、空間高調波における単一の第ｋ調波成分に分離される。

なお、図１、図６、及び上記（１３）式〜（１６）式では、角速度指令ωｍ＊と推定角速度ωｍとの差分である角速度差分Δωｍをｑ軸電流補正値演算処理部１００の入力とした例を示したが、角速度差分Δωｍに代えて、推定角速度ωｍをｑ軸電流補正値演算処理部１００の入力としてもよい。この場合には、上記（１３）式〜（１６）式は下記（１７）式〜（２０）式にそれぞれ置き換えられる。

なお、推定角速度ωｍをｑ軸電流補正値演算処理部１００の入力とする場合には、ダイナミックレンジが大きくなることや、加減速時に速度制御の影響を受け易いことから、角速度差分Δωｍをｑ軸電流補正値演算処理部１００の入力とするのが好ましい。

本実施の形態では、上記（１５）式あるいは上記（１９）式をｚ軸周波数分離器１０３における演算式とし、上記（１６）式あるいは上記（２０）式をｑ軸周波数分離器１０４における演算式とする。

ｚ軸繰り返し制御器１０５は、ｚ軸周波数分離器１０３の出力に対し、時間Ｌ（秒）毎に補正量を加算して誤差修正を行う。本実施の形態では、この時間Ｌを脈動トルク成分の基本波周期とする。具体的には、ｚ軸繰り返し制御器１０５は、ｚ軸周波数分離器１０３の出力に対し、脈動トルク成分の基本波周期の１周期前における出力値（ｚ軸成分（ωｚｋ））を修正誤差量として加算して出力する。

また、同様に、ｑ軸繰り返し制御器１０６は、ｑ軸周波数分離器１０４の出力に対し、脈動トルク成分の基本波周期毎に補正量を加算して誤差修正を行う。具体的には、ｑ軸繰り返し制御器１０６は、ｑ軸周波数分離器１０４の出力に対し、脈動トルク成分の基本波周期の１周期前における出力値（ｑ軸成分（ωｑｋ））を修正誤差量として加算して出力する。

このプロセスを繰り返すことにより、ｚ軸周波数分離器１０３及びｑ軸周波数分離器１０４の演算結果が０になるように帰還ループが形成され、脈動トルクに伴うロータの速度変動の振幅及び位相が逐次修正される。

上述のように、本実施の形態では、ロータの速度変動の基本波周期で相関処理演算及び誤差修正を行うようにしている。このため、演算処理に必要なメモリを節約することができる。

なお、ｑ軸側変動成分演算部１０１では、ベクトル制御と同様に、ロータの回転位相（θｍ）に同期して演算処理が行われるので、相関処理演算の基点から時間Ｌが経過した時点（すなわち、脈動トルク成分の基本波周期における０〜２πまで経過した時点）で、脈動トルクに伴うロータの速度変動のθｍ＝０におけるｚ軸成分及びｑ軸成分である第ｋ調波の直交成分（ωｑｋ，ωｚｋ）の推定位相が確定する。この直交成分（ωｑｋ，ωｚｋ）は、ｋ調波のθｍ＝０におけるｑ軸成分とｚ軸成分である。従って、この直交成分を用いると、（６）式の初期位相φは、φ＝ｔａｎ^−１（ωｑｋ）／（ωｚｋ）と表せる。脈動トルクに伴うロータの速度変動の第ｋ調波の位相は、初期位相φとロータの推定位置θｍとの加算値となる。

つぎに、ｑ軸側復調部１０２の動作について説明する。

ロータの速度変動を相殺する制振電流は、ｄ−ｑ座標上の電流ｉ、すなわち、ｉｄ，ｉｑとして扱うこととなるので、ロータの回転に応じて変動する電流値とする必要がある。

ｑ軸側復調部１０２は、ｑ軸側変動成分演算部１０１から出力される直交成分（ωｑｋ，ωｚｋ）を後述するように位相変換して、ｑ軸補正電流ΔＩｑの第ｋ調波成分ΔＩｑｋを生成する。

まず、直交成分（ωｑｋ，ωｚｋ）をθだけ回転する回転行列の一般式を下記（２１）式に示す。

ここで、脈動トルクに伴うロータの速度変動と、脈動トルクを相殺する相殺トルクとの関係について述べる。

一般に、トルクは、加速度に比例する。また、（６）式、（７）式から分かるように、ロータの速度変動成分を表す角速度差分Δωｍは、加速度に比例する脈動トルクΔＴよりπ／２だけ位相が遅れる。従って、ロータの速度変動を生み出す脈動トルクの位相は、ロータの推定位置θｍよりπ／２進角する。

この脈動トルクを相殺するためには、脈動トルクの位相に対して位相反転した相殺トルクを発生させる必要がある。従って、相殺トルクは、上述した脈動トルクの位相を反転（つまり、位相を１８０°（±π）ずらす）させればよい。

また、（３）式に示すように、トルクと電流とは比例関係にある。以上から、相殺トルク発生電流（ｑ軸補正電流ΔＩｑ）の位相は、脈動トルクに伴うロータの速度変動成分の初期位相に対して、ロータの推定位置θｍからπ／２−πあるいはπ／２＋πだけずれた位相となる。従って、ｑ軸側復調部１０２の位相変換器１０７での位相変換は、上記（２１）式の回転行列を用いて表すと、下記（２２）式のように表現できる。

本実施の形態では、ｑ軸側補正交流成分ｑｒを得るため、下記（２３）式を位相変換器１０７における演算式とする。

上記（２３）式で得られたｑ軸側補正交流成分ｑｒに対し、補正ゲイン１０８を適用することで、ｑ軸補正電流ΔＩｑの第ｋ調波成分ΔＩｑｋ（ｑ軸電流補正値）が生成される。

補正ゲイン１０８は、繰り返し制御において逐次推定される値を収束させる修正量を決定するものであり、収束値と収束速度とを決定する機能を有している。

補正ゲイン１０８の演算式は、（１０）式から下記（２４）式で与えられる。なお、（１０）式では負値表記であるが、この負号は脈動トルクのｑ軸電流変動成分に対して位相反転していることを示すものであり上記（２２）式において導入しているので、（２４）式では正値表記となる。

上記（２４）式において、Ｉｄ０はリラクタンストルクを発生するための負電流であり変数であるが、ロータの脈動を抑制する制振制御を行う必要がある低回転領域では、ｄ軸電流の変化はｑ軸電流の変化に対して小さく、例えば、エアコンのコンプレッサ等に適用する場合の加減速では制振制御の収束速度の違いによる影響も小さいので、下記（２５）式に示す定数値ｋＲに置き換え、逐次修正処理として扱ってもよい。つまり、補正ゲイン１０８は、繰り返し制御における安定性を補償するためのゲインを兼ね、発振しない程度で任意の値とできる。

このとき、ｑ軸補正電流ΔＩｑの第ｋ調波成分ΔＩｑｋ（ｑ軸電流補正値）は、下記（２６）式で表せる。

上記（２６）式のように生成されたｑ軸補正電流ΔＩｑの第ｋ調波成分ΔＩｑｋ（ｑ軸電流補正値）を、図１に示す加算器４３においてｑ軸電流指令値Ｉｑ０＊に加算することで、脈動トルクの速度変動の第ｋ調波成分を抑制することができ、周期的な負荷トルクの変動に伴う回転速度変動を抑制することができる。

以上のように、実施の形態１では、位相／角速度検出部２０により得られる推定位置θｅ（θｍ）及び推定角速度ωｍを用いて、脈動トルクに伴うロータの速度変動の特定の調波を抽出し、その特定調波（第ｋ調波）を位相変換してｑ軸補正電流ΔＩｑの第ｋ調波成分ΔＩｑｋをｑ軸電流補正値として生成するｑ軸電流補正値演算処理部１００を具備し、このｑ軸電流補正値演算処理部１００から出力されるｑ軸電流補正値ΔＩｑｋを速度制御器３３から出力されるｑ軸電流指令値Ｉｑ０＊に重畳する構成とし、ｑ軸側変動成分演算部１０１において、推定角速度ωｍあるいは角速度指令ωｍ＊と推定角速度ωｍとの差分である角速度差分Δωｍを、脈動トルクに伴うロータの速度変動の基本波成分の１周期に亘り積分して相関処理演算及び誤差修正を行い、ｑ軸側復調部１０２において、ｑ軸側変動成分演算部１０１の出力である脈動トルクに伴うロータの速度変動に基づく復調処理を行い、ｑ軸電流補正値ΔＩｑｋを生成する。従って、事前にトルクパターンを作成する必要はなく、また、フーリエ変換やフーリエ逆変換等の複雑な処理や、多くのフィルタやメモリ等も不要である。すなわち、多大な開発工数を要することなく、より簡易な制御で、周期的な負荷脈動に伴う回転速度変動を抑制することができ、振動や騒音を低減することができる。

また、実施の形態１では、ｄ軸及びｑ軸の双方に直交する仮想軸としてｚ軸を導入し、推定角速度ωｍあるいは角速度指令ωｍ＊と推定角速度ωｍとの差分である角速度差分Δωｍに含まれるｋ調波の速度変動をｚ軸成分ωｚｋ及びｑ軸成分ωｑｋに直交分解して脈動トルクの基本波周期毎に逐次推定し、これら推定値をｑ軸へ写像（位相変換）することで、脈動トルクに基づくｑ軸上の速度変動を抑制するｑ軸電流を補正値ΔＩｑｋとして算出する。このため、ｑ軸電流補正値演算処理部１００における制御がｄ軸に影響することを防ぐことができる。

実施の形態２．
実施の形態１では、負荷トルクの変動成分に含まれる特定の調波成分を相殺することにより、脈動トルクに伴うロータの速度変動を抑制する構成について説明したが、本実施の形態では、ｑ軸電流補正値演算処理部を多重化した構成について説明する。

図７は、ｑ軸電流補正値演算処理部を多重化したブロック図である。図７に示す例では、脈動トルクの速度変動の基本波成分を制御対象としたｑ軸電流補正値演算処理部１００−１、第２調波成分を制御対象としたｑ軸電流補正値演算処理部１００−２、及び、第Ｎ調波成分を制御対象としたｑ軸電流補正値演算処理部１００−Ｎが並列接続された例を示している。

図８は、シングルロータリーコンプレッサの回転角度に対する負荷トルクの第２の変動例を示す図である。

実施の形態１において説明した図５に示す第１の変動例とは異なるものの、図８に示す変動例においても、負荷トルクの変動成分の基本波成分の振幅を１００％とすると、第２次調波成分の振幅は約２２％、第３次調波成分の振幅は約１８％である。

この図８に示す第２の変動例では、図５に示す第１の変動例よりも第３調波成分が多く含まれ、同じシングルロータリーコンプレッサでも負荷トルクの変動成分に含まれる調波成分の比率が異なっていることがわかる。

また、図５に示す第１の変動例、及び、図８に示す第２の変動例の何れも負荷トルクの変動曲線の頂点部が鋭角になっている。

図９は、負荷トルクの変動成分の基本波成分と第２調波成分との合成波形例を示す図である。図９に示す例では、負荷トルクの変動成分の基本波成分の振幅を１００％としたとき、第２調波成分の振幅が５０％である場合の例を示している。

図５に示す第１の変動例、及び、図８に示す第２の変動例では、負荷トルクの変動曲線は、上部が鋭角になり、下部は平坦になるようなカーブを描いている。ここで、負荷トルクの変動成分の基本波成分及び第２調波成分の位相を図９に示すような関係とすると、基本波成分と第２調波成分との合成波形は、図５に示す第１の変動例、及び、図８に示す第２の変動例と同様のカーブを描く。従って、負荷トルクの変動曲線が、図５に示す第１の変動例、及び、図８に示す第２の変動例のように、上部が鋭角になり、下部は平坦になるようなカーブを描く場合には、脈動トルクの速度変動の基本波成分に加えて、第２調波成分を制振制御対象とすると、より制振効果を高めることができる。

このように、脈動トルクの速度変動に含まれる複数の調波成分を制御対象とし、図７に示すように、ｑ軸電流補正値演算処理部１００を多重化することにより、更なる制振効果の向上が期待できる。

また、本実施の形態では、図７に示すｑ軸電流補正値演算処理部１００−１，１００−２，１００−Ｎは、何れも脈動トルクの速度変動の基本波成分の１周期で相関処理演算及び誤差修正を行うので、ある特定の次数の調波成分の制御結果が他の次数の調波成分の制御に影響することなく、安定した制振制御を行うことができる。

なお、脈動トルクの速度変動の高次高調波成分まで制御対象とするのは、制御の安定性の面において得策とは言えず、また、処理速度を考えると、制振制御に用いるマイコン等の制御手段のコスト面においても不利である。また、図５に示す第１の変動例、及び図８に示す第２の変動例を考慮すれば、高次高調波成分による影響は小さいと考えられる。従って、負荷トルクの変動への影響が大きい低次数の調波成分を制御対象とするようにすればよい。

以上のように、実施の形態２では、脈動トルクの速度変動に含まれる複数の調波成分を制御対象とし、ｑ軸電流補正値演算処理部１００を多重化した構成としているので、更なる制振効果の向上が期待できる。

また、実施の形態２では、ｑ軸電流補正値演算処理部１００−１，１００−２，１００−Ｎは、何れも脈動トルクの速度変動の基本波成分の１周期で相関処理演算及び誤差修正を行うので、ある特定の次数の調波成分の制御結果が他の次数の調波成分の制御に影響することなく、安定した制振制御を行うことができる。

実施の形態３．
実施の形態１では、ｑ軸電流を制御することにより、脈動トルクに伴うロータの速度変動を抑制する構成について説明したが、本実施の形態では、ｑ軸電流に加えて、ｄ軸電流を制御することにより、周期的な負荷トルクの脈動に伴う回転速度変動の抑制効果を高める構成について説明する。

図１０は、実施の形態３にかかるモータ制御装置の一構成例を示す図である。また、図１１は、実施の形態３にかかるモータ制御装置のｄ軸電流補正値演算処理部の一構成例を示す図である。なお、実施の形態１と同一または同等の構成部には同一符号を付して、その詳細な説明は省略する。

図１０に示すように、実施の形態３にかかるモータ制御装置１ａは、図１に示す実施の形態１の構成に加えて、ｄ軸電流補正値演算処理部２００及び加算器４２を電圧指令生成部３０の構成要素として備えている。

ｄ軸電流補正値演算処理部２００は、ｄ軸電流検出値Ｉｄ及び推定位置θｅを位相／角速度検出部２０から受け、ｄ軸電流検出値Ｉｄからｄ軸補正電流ΔＩｄの第ｋ調波成分ΔＩｄｋ（ｄ軸電流補正値）を算出し、加算器４２へ出力する。

加算器４２は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ０＊を外部から受け、ｄ軸補正電流ΔＩｄの第ｋ調波成分ΔＩｄｋをｄ軸電流補正値演算処理部２００から受け、ｄ軸電流指令値Ｉｄ０＊とｄ軸補正電流ΔＩｄの第ｋ調波成分ΔＩｄｋ（ｄ軸電流補正値）とを加算し、その加算結果をｄ軸電流指令補正値Ｉｄ＊として減算器３５ａへ出力する。

減算器３５ａは、ｄ軸電流指令補正値Ｉｄ＊を加算器４２から受け、ｄ軸電流検出値Ｉｄを位置／速度検出部２０から受け、ｄ軸電流指令補正値Ｉｄ＊からｄ軸電流検出値Ｉｄを減算し、その減算結果をｄ軸電流制御器３６へ出力する。

実施の形態１において説明したように、脈動トルクに伴うロータの速度変動を抑制するｑ軸補正電流ΔＩｑの第ｋ調波成分ΔＩｑｋ（ｑ軸電流補正値）をｑ軸電流指令値Ｉｑ０＊に重畳すると、干渉化によりｄ軸側に回転に伴う誘起電圧が発生する。このｑ軸電流の補正制御に伴ってｄ軸側に発生する誘起電圧により、ｄ軸電流の脈動が発生する。

実施の形態１において説明した（１２）式の第３項を相殺するようにｄ軸電圧を制御することにより、ｑ軸電流指令値Ｉｑ０＊へのｑ軸補正電流ΔＩｑの第ｋ調波成分ΔＩｑｋ（ｑ軸電流補正値）の重畳によるｄ軸電流の脈動を抑制することができるものと考えられるが、実施の形態１のようにして得たｑ軸補正電流ΔＩｑの第ｋ調波成分ΔＩｑｋ（ｑ軸電流補正値）は、位相／角速度検出部２０やｑ軸電流補正値演算処理部１００の制御遅れによる誤差を含んでいるため、このｑ軸補正電流ΔＩｑの第ｋ調波成分ΔＩｑｋ（ｑ軸電流補正値）をｑ軸電流指令値Ｉｑ０＊に注入することで、ｄ軸電流に与える影響が大きくなることが考えられる。

従って、本実施の形態では、図１０に示すように、３相−２相変換器２１から出力されるｄ軸電流検出値Ｉｄ及び位相／角速度検出部２０により得られる推定位置θｅを用いて、ｄ軸上での電流変動の特定の調波（ｋ調波）からｄ軸及びｄ軸と直交する軸上の成分、すなわち直交成分を抽出し、その直交成分を位相変換してｄ軸補正電流ΔＩｄの第ｋ調波成分ΔＩｄｋ（ｄ軸電流補正値）として生成するｄ軸電流補正値演算処理部２００を具備し、このｄ軸電流補正値演算処理部２００から出力されるｄ軸補正電流ΔＩｄの第ｋ調波成分ΔＩｄｋ（ｄ軸電流補正値）をｄ軸電流指令値Ｉｄ０＊に重畳する構成としている。

ｄ軸電流補正値演算処理部２００の構成及び動作について、図１０及び図１１を参照して説明する。

本実施の形態では、実施の形態１と同様に、ｄ−ｑ座標系に直交する仮想的な軸（ｚ軸）を導入しており、ｄ軸電流補正値演算処理部２００では、ｄ軸電流検出値Ｉｄに含まれるｄ軸電流変動のｋ調波成分をｄ軸成分ωｄｋ及びｚ軸成分ωｚｋに直交分解（Ｉｄｄｋ，Ｉｄｚｋ）してｄ軸上での電流変動の基本周期毎に逐次推定する。これら推定値（ωｄｋ，ωｚｋ）をｄ軸へ写像（位相変換）することで、ｄ軸上での電流変動を抑制するｄ軸電流を補正値ΔＩｄｋとして算出する。すなわち、ｄ軸電流補正値演算処理部２００による制御がｑ軸に影響しない構成としている。

ｄ軸電流補正値演算処理部２００は、図１１に示すように、ｄ軸側変動成分演算部２０１及びｄ軸側復調部２０２を備えている。

ｄ軸側変動成分演算部２０１は、ｄ軸相関処理部２０１ａ及びｚ軸相関処理部２０１ｂを含み構成され、ｄ軸相関処理部２０１ａは、ｄ軸周波数分離器２０３及びｄ軸繰り返し制御器２０５を備え、ｚ軸相関処理部２０１ｂは、ｚ軸周波数分離器２０４及びｚ軸繰り返し制御器２０６を備えている。

ｄ軸側復調部２０２は、位相変換器２０７、及び補正ゲイン２０８を備えている。

まず、ｄ軸側変動成分演算部２０１の動作について説明する。

ｄ軸周波数分離器２０３は、３相−２相変換器２１から出力されるｄ軸電流検出値Ｉｄのｄ軸成分の第ｋ調波成分を分離する。

ｚ軸周波数分離器２０４は、３相−２相変換器２１から出力されるｄ軸電流検出値Ｉｄのｚ軸成分の第ｋ調波成分を分離する。

これらｄ軸周波数分離器２０３及びｚ軸周波数分離器２０４も、実施の形態１において説明したｚ軸周波数分離器１０３及びｑ軸周波数分離器１０４と同様に、バンドパスフィルタではなく相関器で構成され、相関演算処理が行われる。

ｄ軸周波数分離器２０３及びｚ軸周波数分離器２０４は、ｄ軸上での電流変動の基本波成分の１周期で相関演算処理を行う。ｄ軸側の相関演算処理式を下記（２７）式に示し、ｚ軸側の相関演算処理式を下記（２８）式に示す。

上記（２７）式、（２８）式において、ｋ＝１の場合、すなわち、ｄ軸上での電流変動の基本波成分を制振制御対象とする場合には、ｄ軸上での電流変動の基本波周期における０〜２πまでの区間を相関処理演算区間とする。また、例えば、ｋ＝３の場合、すなわち、ｄ軸上での電流変動の第３調波成分を制振制御対象とする場合には、ｄ軸上での電流変動の第３調波周期における０〜６πまでの区間を相関処理演算区間とする。つまり、本実施の形態においても、実施の形態１と同様に、制振制御対象とする調波成分に依らず、ｄ軸上での電流変動の基本波成分の１周期で相関演算処理を行う。

上記（２７）式、（２８）式をサンプリング周期ｔｓで離散演算処理する離散式とすると、それぞれ下記（２９）式、（３０）式となる。

上記（２９）式、（３０）式において、ｎは相関処理演算の基点である０から２ｋπまでの区間におけるサンプリング点を示している。これら（２９）式、（３０）式により、時間高調波が空間高調波に変換され、空間高調波における単一の第ｋ調波成分に分離される。

本実施の形態では、上記（２９）式をｄ軸周波数分離器２０３における演算式とし、上記（３０）式をｚ軸周波数分離器２０４における演算式とする。

ｄ軸繰り返し制御器２０５は、ｄ軸周波数分離器２０３の出力に対し、時間Ｌ（秒）（脈動電流成分の基本波周期）毎に補正量を加算して誤差修正を行う。具体的には、ｄ軸繰り返し制御器２０５は、ｄ軸周波数分離器２０３の出力に対し、脈動電流成分の基本波周期の１周期前における出力値（ｄ軸成分（Ｉｄｄｋ））を修正誤差量として加算して出力する。

また、同様に、ｚ軸繰り返し制御器２０６は、ｚ軸周波数分離器２０４の出力に対し、ｄ軸上での電流変動の基本波周期毎に補正量を加算して誤差修正を行う。具体的には、ｚ軸繰り返し制御器２０６は、ｚ軸周波数分離器２０４の出力に対し、ｄ軸上での電流変動の基本波周期の１周期前における出力値（ｚ軸成分（Ｉｄｚｋ））を修正誤差量として加算して出力する。

このプロセスを繰り返すことにより、ｄ軸周波数分離器２０３及びｚ軸周波数分離器２０４の演算結果が０になるように帰還ループが形成され、ｄ軸上での電流変動の振幅及び位相が逐次修正される。

上述のように、本実施の形態では、ｄ軸上での電流変動の基本波成分の１周期で相関処理演算及び誤差修正を行うようにしている。このため、演算処理に必要なメモリを節約することができる。

なお、ｄ軸側変動成分演算部２０１では、ベクトル制御と同様に、ロータの回転位相θｍに同期して演算処理が行われるので、相関処理演算の基点から時間Ｌが経過した時点（すなわち、ｄ軸上での電流変動の基本波周期における０〜２πまで経過した時点）で、ｄ軸上での電流変動の第ｋ調波のθｍ＝０におけるｄ軸成分とｚ軸成分である直交成分（Ｉｄｄｋ，Ｉｄｚｋ）が確定する。この直交成分（Ｉｄｄｋ，Ｉｄｚｋ）は、ｋ調波のθｍ＝０におけるｄ軸成分とｚ軸成分である。従って、この直交成分を用いると、（６）式の初期位相φは、φ＝ｔａｎ−１（Ｉｄｚｋ）／（Ｉｄｄｋ）と表せる。ｄ軸上での電流変動の第ｋ調波位相は、初期位相φとロータの推定位置θｍとの加算値となる。

つぎに、ｄ軸側復調部２０２の動作について説明する。

ｄ軸上での電流変動を相殺する制振電流は、ｄ−ｑ座標上の電流ｉ、すなわち、Ｉｄ，Ｉｑとして扱うこととなるので、ロータの回転に応じて変動する電流値とする必要がある。

ｄ軸側復調部２０２は、ｄ軸側変動成分演算部２０１から出力される直交成分（Ｉｄｄｋ，Ｉｄｚｋ）を後述するように位相変換して、ｄ軸補正電流ΔＩｄの第ｋ調波成分ΔＩｄｋを生成する。

まず、直交成分（Ｉｄｄｋ，Ｉｄｚｋ）をθだけ回転する回転行列の一般式を下記（３１）式に示す。

ｄ軸補正電流の第ｋ調波成分ΔＩｄｋは、実施の形態１において説明した（１２）式の第３項を相殺する電流であるので、この（１２）式の第３項が余弦関数であることから、ｄ軸上での電流変動の位相は、ｄ軸に対してπ／２だけ遅角していることがわかる。また、ｄ軸上での電流変動を相殺する制振電流、すなわちｄ軸補正電流ΔＩｄは、ｄ軸上での電流変動に対して位相反転した関係となる。

すなわち、ｄ軸補正電流ΔＩｄの位相は、ｄ軸上での電流変動の初期位相に対して、ロータの推定位置θｍから−π／２−πあるいは−π／２＋πだけずれた位相となる。従って、ｄ軸側復調部２０２の位相変換器２０７での位相変換は、上記（３１）式の回転行列を用いて表すと、下記（３２）式のように表現できる。

本実施の形態では、ｄ軸側補正交流成分ｄｒを得るため、下記（３３）式を位相変換器２０７における演算式とする。

上記（３３）式で得られたｄ軸側補正交流成分ｄｒに対し、補正ゲイン２０８を適用することで、ｄ軸補正電流ΔＩｄの第ｋ調波成分ΔＩｄｋ（ｄ軸電流補正値）が生成される。

ｄ軸電流補正値演算処理部２００は、入力電流に対し電流を出力する構成であるため、変換係数は１となる。従って、補正ゲイン２０８は、繰り返し制御における逐次修正の安定性を補償するためのステップゲインとする。あるいは、繰り返し制御の安定性に問題がなければ、定数値ｋＲ’として扱ってもよい。

このとき、ｄ軸補正電流ΔＩｄの第ｋ調波成分ΔＩｄｋ（ｄ軸電流補正値）は、下記（３４）式で表せる。

上記のように生成されたｄ軸補正電流ΔＩｄの第ｋ調波成分ΔＩｄｋ（ｄ軸電流補正値）を、図１０に示す加算器４２においてｄ軸電流指令値Ｉｄ０＊に加算することで、実施の形態１において説明したｑ軸電流の補正制御に伴ってｄ軸側に発生する誘起電圧により発生するｄ軸上での電流変動の第ｋ調波成分を抑制することができ、周期的な負荷トルクの変動に伴う回転速度変動の抑制効果を高めることができる。

さらに、ｄ軸電流補正値演算処理部２００を多重化した構成も考えられる。図１２は、ｄ軸電流補正値演算処理部を多重化したブロック図である。

図１２に示す例では、ｄ軸上での電流変動の基本波成分を制御対象としたｄ軸電流補正値演算処理部２００−１、第２調波成分を制御対象としたｄ軸電流補正値演算処理部２００−２、及び、第Ｎ調波成分を制御対象としたｄ軸電流補正値演算処理部２００−Ｎが並列接続された例を示している。

実施の形態２において説明したｑ軸電流補正値演算処理部１００の多重化に加え、図１２に示すように、ｄ軸電流補正値演算処理部２００を多重化し、ｄ軸上での電流変動に含まれる複数の調波成分を制御対象とすることにより、更なる制振効果の向上が期待できる。

また、本実施の形態では、図１２に示すｄ軸電流補正値演算処理部２００−１，２００−２，２００−Ｎは、何れもｄ軸上での電流変動の基本波成分の１周期で相関処理演算及び誤差修正を行うので、ある特定の次数の調波成分の制御結果が他の次数の調波成分の制御に影響することなく、安定した制振制御を行うことができる。

図１３は、基本波成分と第２調波成分とを制御対象とし、ｑ軸電流補正とｄ軸電流補正とを実施した際の制振特性の一例を示す図である。図１３において、横軸はコンプレッサの差圧を示し、縦軸はコンプレッサの差圧に対する振動振幅を示している。また、図１３において、実線で示すグラフは、制振制御を行っていない場合の特性例を示し、破線で示すグラフは、制振制御を行った場合の特性例を示している。

図１３に示すように、制振制御を行った場合には、回転数が２２（ｒｐｓ）、３５（ｒｐｓ）の何れの場合においても極めて高い制振効果が得られており、特に、回転数が２２（ｒｐｓ）の低回転領域における効果が際立っている。

以上のように、実施の形態３では、３相−２相変換器２１から出力されるｄ軸電流検出値Ｉｄ及び位相／角速度検出部２０により得られる推定位置θｅ（θｍ）を用いて、ｄ軸上での電流変動の特定の調波を抽出し、その特定調波（第ｋ調波）を位相変換してｄ軸補正電流ΔＩｄの第ｋ調波成分ΔＩｄｋをｄ軸電流補正値として生成するｄ軸電流補正値演算処理部２００を具備し、このｄ軸電流補正値演算処理部２００から出力されるｄ軸電流補正値ΔＩｄｋをｄ軸電流指令値Ｉｄ０＊に重畳する構成とし、ｄ軸側変動成分演算部２０１において、ｄ軸電流検出値Ｉｄを、ｄ軸上での電流変動の基本波成分の１周期に亘り積分して相関処理演算及び誤差修正を行い、ｄ軸側復調部２０２において、ｄ軸側変動成分演算部２０１の出力であるｄ軸上での電流変動に基づく復調処理を行い、ｄ軸電流補正値ΔＩｄｋを生成する。従って、実施の形態１において説明したｑ軸電流の補正制御に伴ってｄ軸側に発生する誘起電圧により発生するｄ軸上での電流変動の第ｋ調波成分を抑制することができ、周期的な負荷トルクの変動に伴う回転速度変動の抑制効果を高めることができる。

また、実施の形態３では、実施の形態１と同様に、ｄ及びｑ軸の双方に直交する仮想軸としてｚ軸を導入し、ｄ軸電流検出値Ｉｄに含まれるｋ調波のｄ軸上での電流変動をｄ軸成分Ｉｄｄｋ及びｚ軸成分Ｉｄｚｋに直交分解してｄ軸上での電流変動の基本波周期毎に逐次推定し、これら推定値をｄ軸へ写像（位相変換）することで、ｄ軸上での電流変動を抑制するｄ軸電流を補正値ΔＩｄｋとして算出する。このため、ｄ軸電流補正値演算処理部２００における制御がｑ軸に影響することを防ぐことができる。

また、実施の形態３では、ｄ軸上での電流変動に含まれる複数の調波成分を制御対象とし、ｄ軸電流補正値演算処理部２００を多重化した構成とすることにより、更なる制振効果の向上が期待できる。

また、実施の形態３では、ｄ軸電流補正値演算処理部２００−１，２００−２，２００−Ｎは、何れもｄ軸上での電流変動の基本波成分の１周期で相関処理演算及び誤差修正を行うので、ある特定の次数の調波成分の制御結果が他の次数の調波成分の制御に影響することなく、安定した制振制御を行うことができる。

なお、上述した実施の形態では、シングルロータリーコンプレッサやツインロータリーコンプレッサ等の圧縮機に用いるＩＰＭモータを対象としており、モータに流れる電流から角速度と回転角度とを所謂センサレス方式で推定する構成としたが、ロータの回転位置をセンサ（エンコーダ）で直接検出する構成であっても適用可能であり、実施の形態において説明した制振制御を行うことにより、周期的な回転速度変動を抑制することが可能である。

また、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の構成の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもない。

以上のように、本発明にかかるモータ制御装置は、モータの制御に有用である。

１，１ａ モータ制御装置
１０ 駆動部
１１ ２相−３相変換器
１２ ＰＷＭ変調器
１３ インテリジェントパワーモジュール
２０ 位相／角速度検出部
２１ ３相−２相変換器
２２ 軸誤差演算処理部
２３ ＰＬＬ制御器
２５ 変換器
３０ 電圧指令生成部
３２ 減算器
３３ 速度制御器
３５，３５ａ 減算器
３６ ｄ軸電流制御器
３７ 減算器
４１ 非干渉化制御器
４５ 減算器
４６ ｑ軸電流制御器
４７ 加算器
５０ 電流検出部
５１，５２ 電流センサ
６１ 積分器
１００，１００−１，１００−２，１００−Ｎ ｑ軸電流補正値演算処理部
１０１ ｑ軸側変動成分演算部
１０１ａ ｚ軸相関処理部
１０１ｂ ｑ軸相関処理部
１０２ ｑ軸側復調部
１０３ ｚ軸周波数分離器
１０４ ｑ軸周波数分離器
１０５ ｚ軸繰り返し制御器
１０６ ｑ軸繰り返し制御器
１０７ 位相変換器
１０８ 補正ゲイン
２００，２００−１，２００−２，２００−Ｎ ｄ軸電流補正値演算処理部
２０１ ｄ軸側変動成分演算部
２０１ａ ｄ軸相関処理部
２０１ｂ ｚ軸相関処理部
２０２ ｄ軸側復調部
２０３ ｄ軸周波数分離器
２０４ ｚ軸周波数分離器
２０５ ｄ軸繰り返し制御器
２０６ ｚ軸繰り返し制御器
２０７ 位相変換器
２０８ 補正ゲイン

Claims (11)

1. 周期的に負荷トルクが変動する負荷を駆動する電動機において、前記電動機に流れる電流をｑ軸電流とｄ軸電流とに分解して前記電動機のベクトル制御を行うモータ制御装置であって、
   角速度指令と角速度との差分である速度差分に応じて、電流指令値を生成する速度制御器と、
   ｑ軸電流指令値とｑ軸電流検出値との差分であるｑ軸電流差分に応じて、ｑ軸電圧指令値を生成するｑ軸電流制御器と、
   ｄ軸電流指令値とｄ軸電流検出値との差分であるｄ軸電流差分に応じて、ｄ軸電圧指令値を生成するｄ軸電流制御器と、
   前記ｑ軸電流指令値を補正するｑ軸電流補正値を生成するｑ軸電流補正値演算処理部と、
   を備え、
   前記ｑ軸電流補正値演算処理部は、
   前記角速度に含まれる周期的な速度変動のうち、特定調波成分を演算により求めるｑ軸側変動成分演算部と、
   前記特定調波成分と前記電動機のロータの位置とに基づいて、周期的な速度変動を抑制する電流値として、前記ｑ軸電流補正値を生成するｑ軸側復調部と、
   を備え、
   前記ｑ軸側変動成分演算部は、前記角速度に応じた値を前記負荷トルクの周期的な変動の基本波成分の１周期に亘り積分して、前記特定調波成分を求める
   ことを特徴とするモータ制御装置。
2. 前記ｑ軸側変動成分演算部は、前記角速度に応じた値をｑ軸及びｄ軸に直交する仮想軸とｑ軸とに直交分解して積分処理を行うことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記ｑ軸側復調部は、前記特定調波成分の位相をπ／２進角し、該進角した位相を反転させて、前記ｑ軸電流補正値の位相とすることを特徴とする請求項１又は２に記載のモータ制御装置。
4. 前記ｑ軸電流補正値演算処理部を、前記角速度に含まれる複数の調波成分に対応して多重化したことを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
5. 前記ｄ軸電流指令値を補正するｄ軸電流補正値を生成するｄ軸電流補正値演算処理部をさらに備え、
   前記ｄ軸電流補正値演算処理部は、
   前記検出したｄ軸電流に含まれる周期的な変動成分のうち、特定調波成分を演算により求めるｄ軸側変動成分演算部と、
   前記特定調波成分と前記電動機のロータの位置とに基づいて、周期的な変動を抑制する電流値として、前記ｄ軸電流補正値を生成するｄ軸側復調部と、
   を備えたことを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
6. 前記ｄ軸側変動成分演算部は、前記検出されたｄ軸電流を前記変動成分の基本波成分の１周期に亘り積分して、前記特定調波成分を求めることを特徴とする請求項５に記載のモータ制御装置。
7. 前記ｄ軸側変動成分演算部は、前記検出されたｄ軸電流をｑ軸及びｄ軸に直交する仮想軸とｄ軸とに直交分解して積分処理を行うことを特徴とする請求項６に記載のモータ制御装置。
8. 前記ｄ軸側復調部は、前記特定調波成分の位相をπ／２遅角し、該進角した位相を反転させて、前記ｄ軸電流補正値の位相とすることを特徴とする請求項５から７のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
9. 前記ｄ軸電流補正値演算処理部を、前記検出されたｄ軸電流に含まれる複数の調波成分に対応して多重化したことを特徴とする請求項５から８のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
10. 周期的に負荷トルクが変動する負荷を駆動する電動機において、前記電動機に流れる電流をｑ軸電流とｄ軸電流とに分解して前記電動機のベクトル制御を行うモータ制御装置であって、
    角速度指令と角速度との差分である速度差分に応じて、電流指令値を生成する速度制御器と、
    ｑ軸電流指令値とｑ軸電流検出値との差分であるｑ軸電流差分に応じて、ｑ軸電圧指令値を生成するｑ軸電流制御器と、
    ｄ軸電流指令値とｄ軸電流検出値との差分であるｄ軸電流差分に応じて、ｄ軸電圧指令値を生成するｄ軸電流制御器と、
    前記ｑ軸電流指令値を補正するｑ軸電流補正値を生成するｑ軸電流補正値演算処理部と、
    を備え、
    前記ｑ軸電流補正値演算処理部は、
    前記角速度に含まれる周期的な速度変動のうち、特定調波成分を演算により求めるｑ軸側変動成分演算部と、
    前記特定調波成分と前記電動機のロータの位置とに基づいて、周期的な速度変動を抑制する電流値として、前記ｑ軸電流補正値を生成するｑ軸側復調部と、
    を備え、
    前記ｄ軸電流指令値を補正するｄ軸電流補正値を生成するｄ軸電流補正値演算処理部をさらに備え、
    前記ｄ軸電流補正値演算処理部は、
    前記検出したｄ軸電流に含まれる周期的な変動成分のうち、特定調波成分を演算により求めるｄ軸側変動成分演算部と、
    前記特定調波成分と前記電動機のロータの位置とに基づいて、周期的な変動を抑制する電流値として、前記ｄ軸電流補正値を生成するｄ軸側復調部と、
    を備え、
    前記ｄ軸側変動成分演算部は、前記検出されたｄ軸電流を前記変動成分の基本波成分の１周期に亘り積分して、前記特定調波成分を求め、
    前記ｄ軸側変動成分演算部は、前記検出されたｄ軸電流をｑ軸及びｄ軸に直交する仮想軸とｄ軸とに直交分解して積分処理を行う
    ことを特徴とするモータ制御装置。
11. 周期的に負荷トルクが変動する負荷を駆動する電動機において、前記電動機に流れる電流をｑ軸電流とｄ軸電流とに分解して前記電動機のベクトル制御を行うモータ制御装置であって、
    角速度指令と角速度との差分である速度差分に応じて、電流指令値を生成する速度制御器と、
    ｑ軸電流指令値とｑ軸電流検出値との差分であるｑ軸電流差分に応じて、ｑ軸電圧指令値を生成するｑ軸電流制御器と、
    ｄ軸電流指令値とｄ軸電流検出値との差分であるｄ軸電流差分に応じて、ｄ軸電圧指令値を生成するｄ軸電流制御器と、
    前記ｑ軸電流指令値を補正するｑ軸電流補正値を生成するｑ軸電流補正値演算処理部と、
    を備え、
    前記ｑ軸電流補正値演算処理部は、
    前記角速度に含まれる周期的な速度変動のうち、特定調波成分を演算により求めるｑ軸側変動成分演算部と、
    前記特定調波成分と前記電動機のロータの位置とに基づいて、周期的な速度変動を抑制する電流値として、前記ｑ軸電流補正値を生成するｑ軸側復調部と、
    を備え、
    前記ｄ軸電流指令値を補正するｄ軸電流補正値を生成するｄ軸電流補正値演算処理部をさらに備え、
    前記ｄ軸電流補正値演算処理部は、
    前記検出したｄ軸電流に含まれる周期的な変動成分のうち、特定調波成分を演算により求めるｄ軸側変動成分演算部と、
    前記特定調波成分と前記電動機のロータの位置とに基づいて、周期的な変動を抑制する電流値として、前記ｄ軸電流補正値を生成するｄ軸側復調部と、
    を備え、
    前記ｄ軸側復調部は、前記特定調波成分の位相をπ／２遅角し、該進角した位相を反転させて、前記ｄ軸電流補正値の位相とする
    ことを特徴とするモータ制御装置。

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