JP5824580B2 - 電力制御器の設計方法、及び、電力制御器の製造方法 - Google Patents

電力制御器の設計方法、及び、電力制御器の製造方法 Download PDF

Info

Publication number
JP5824580B2
JP5824580B2 JP2014516642A JP2014516642A JP5824580B2 JP 5824580 B2 JP5824580 B2 JP 5824580B2 JP 2014516642 A JP2014516642 A JP 2014516642A JP 2014516642 A JP2014516642 A JP 2014516642A JP 5824580 B2 JP5824580 B2 JP 5824580B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
transfer function
output
power controller
control
controller
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
JP2014516642A
Other languages
English (en)
Other versions
JPWO2013175695A1 (ja
Inventor
工藤　貴弘
貴弘 工藤
達人 金城
達人 金城
誠也 宮崎
誠也 宮崎
山本　裕
裕 山本
正章 永原
正章 永原
林　直樹
直樹 林
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Panasonic Corp
Panasonic Holdings Corp
Original Assignee
Panasonic Corp
Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Panasonic Corp, Matsushita Electric Industrial Co Ltd filed Critical Panasonic Corp
Priority to JP2014516642A priority Critical patent/JP5824580B2/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP5824580B2 publication Critical patent/JP5824580B2/ja
Publication of JPWO2013175695A1 publication Critical patent/JPWO2013175695A1/ja
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M7/53873—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with digital control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0012—Control circuits using digital or numerical techniques
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/1566—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators with means for compensating against rapid load changes, e.g. with auxiliary current source, with dual mode control or with inductance variation

Description

本発明は、負荷機器に対して交流電力を供給する電源装置に用いられる電力制御装置、電力制御器、及び電力制御器の設計方法に関する。
近年、太陽光発電装置や、燃料電池、蓄電池などの、所謂分散型電源装置が普及している。これらの電源装置は、インバータを有する電力制御装置を介して直流電力を交流電力に変換し、商用電力の系統に連系して、電流源として電力を供給することができる。
また、これら電源装置の中には、ＵＰＳ（無停電電源装置）と同様に、電圧源として動作可能な自立運転機能を備えているものもある。自立運転機能を備えた電源装置は、停電や災害などで、商用系統からの電力供給が停止した場合でも、商用系統から独立して電力を供給することが可能である。
特開２００６−１４６５２５号公報
Ｄｏｙｌｅ、 Ｊｏｈｎ Ｃ． ａｎｄ Ｇｌｏｖｅｒ、 Ｋｅｉｔｈ ａｎｄ Ｋｈａｒｇｏｎｅｋａｒ、 Ｐｒａｍｏｄ Ｐ． ａｎｄ Ｆｒａｎｃｉｓ、 Ｂｒｕｃｅ Ａ．著、"Ｓｔａｔｅ−ｓｐａｃｅ ｓｏｌｕｔｉｏｎｓ ｔｏ ｓｔａｎｄａｒｄ Ｈ２ ａｎｄ Ｈ∞ ｃｏｎｔｒｏｌ ｐｒｏｂｌｅｍｓ"、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｃｏｎｔｒｏｌ、１９８９年、第３４巻、第８号、ｐ．８３１−８４７
一般に、ＵＰＳや分散型電源装置は、オフィスや商用施設、集合住宅、あるいは戸建て住宅など、商用系統と比べて小規模な、すなわち配電線や接続される負荷のインピーダンスが小さい配電系統に接続されることが多い。ここで配電系統とは、所謂電力会社が保有する、配電所から電力の需要家までの配電網のことではなく、戸建て住宅や集合住宅、商業施設などにおいて宅内や施設内の配電線により構成される系統のことを表す。
このため、このような配電系統に接続される電源装置が、電圧源として動作する場合、電源装置に接続される機器のインピーダンスの変化によって、電源装置の出力の電圧波形に歪みや、電圧降下などが生じ、接続される機器が正常に動作しない場合がある。
本発明は、上記課題を解決するもので、電源装置に接続される配電線や負荷のインピーダンスが正確に特定できない場合でも、安定して電圧源として動作する電力制御器の設計方法を提供することである。
上記の課題を解決するために、本発明の一態様に係る電力制御器の設計方法は、インバータを含む制御対象から出力される出力電圧値が電圧参照値に適合するように、前記電圧参照値と前記出力電圧値との差分を入力として、前記制御対象に対して制御出力を出力する電力制御器の設計方法であって、前記制御対象のインピーダンスの変動量に基づいて重み関数を設定する重み関数設定ステップと、前記電圧参照値をラプラス変換することによって得られる内部モデル伝達関数と、前記内部モデル伝達関数の出力を入力として前記制御出力を出力する部分制御器伝達関数とからなる、前記電力制御器の伝達関数を決定する伝達関数決定ステップとを含み、前記伝達関数決定ステップにおいては、前記制御出力に前記重み関数を乗じて得られる第１の制御量と、前記内部モデル伝達関数の出力である第２の制御量とが小さくなるように、Ｈ∞制御理論によって前記部分制御器伝達関数を決定し、決定した前記部分制御器伝達関数と前記内部モデル伝達関数との積である前記電力制御器の伝達関数を決定する。
なお、これらの包括的または具体的な態様は、システム、方法、集積回路、コンピュータプログラムまたは記録媒体で実現されてもよく、システム、方法、集積回路、コンピュータプログラム及び記録媒体の任意な組み合わせで実現されてもよい。
本発明に係る電力制御器の設計方法で設計された電力制御器、及び電力制御装置によれば、配電線や負荷のインピーダンスを正確に特定できない場合であっても、歪みの少ない電圧を出力することが可能であり、負荷機器を安定して動作させることができる。
図１は、従来の電力制御装置の制御ブロックを示す図である。 図２は、本実施の形態に係る電力制御装置を有する電源装置の全体のシステム構成を表す図である。 図３は、本実施の形態に係る電力制御装置の機能構成を示すブロック図である。 図４は、本実施の形態に係る電力制御器の機能構成を示すブロック図である。 図５は、負荷機器が消費する電流波形の一例を示す図である。 図６は、電力制御器をＨ∞制御器として設計する際に使用される電力制御装置のモデルの構成例を示すブロック図である。 図７は、本実施の形態に係る電力制御装置の制御対象のブロック図である。 図８は、負荷機器が消費する有効電力、無効電力の一例を示す図である。 図９は、本実施の形態に係る電力制御器の設計方法のフローチャートである。 図１０は、本実施の形態に係る重み関数ＷＴ（ｓ）のボード線図である。 図１１は、本実施の形態に係る電力制御装置の制御器設計時の、制御対象モデルパラメータの一例である。 図１２は、図６に示すブロック図を、一般化プラントＧ（ｓ）を用いて等価変換を行ったブロック図である。 図１３は、本実施の形態に係る電力制御器のゲイン線図である。 図１４は、本実施の形態に係る電力制御器を用いた電力制御装置の出力のシミュレーション結果を示す図である。
（本発明の基礎となった知見）
商用系統よりも小規模な配電系統に接続される電源装置が電圧源として動作する場合、電源装置に接続される機器のインピーダンスの変化によって、電源装置の出力の電圧波形に歪みや、電圧降下などが生じる。このような電圧波形の歪みや、電圧降下は、電源装置に接続される機器の動作不具合の原因となるおそれがあることが課題である。
このような課題に対し、特許文献１では、図１に示すインバータ装置の制御技術が開示されている。図中に示される電圧変動補償ブロック１５０１は、電圧源１を制御する制御器に、電流センサ７から得られる電流値をフィードバックする。これにより、電圧変動補償ブロック１５０１は、インバータ装置に接続される配電線や負荷機器のインピーダンスによる電圧変動分を補償する。本制御技術によれば、配電線や負荷機器のインピーダンス及び電流値から電圧降下量を算出し、それを負荷電圧検出に基づく電圧指令値に加算することで、電圧降下を防ぐことが可能となる。
このような制御技術では、制御ブロックにおいて配電線及び負荷のインピーダンス値を設定する必要がある。このため、制御器の設計時に配電線及び負荷のインピーダンスを正確に算出しておく必要がある。しかしながら、電源装置が接続される系統の配電線インピーダンスを事前に知ることや、接続される負荷を特定することは困難である。このため、正確なインピーダンス値を制御ブロックに設定することができず、電圧降下を完全に補償することはできない。
また、特許文献１にはインピーダンスの変化や誤差はフィードバック方式により補正可能であると記載されているが、内部モデル原理に基づけば、本方式だけでは不十分である。すなわち、電源装置が正弦波の電圧を出力するためには、制御ブロックは、正弦波をラプラス変換した分母に（ｓ２＋ω２）の項を含む伝達関数を有しなければ追従性が補償されない。
さらに、特許文献１に記載の技術のように単にフィードバック構造を持たせるだけでは、モデル化誤差（想定しないインピーダンスの変化や誤差）や外乱に対するロバスト安定性を保証できない。したがって、電源装置に整流器負荷などが接続された場合、高調波電流に起因する波形の歪みが重畳した電圧波形が生成されることになる。
このように電源装置の出力電圧に電圧降下や、高調波による歪みが存在する場合、負荷機器が正常に動作しないことがある。また、電源装置の出力電圧の電圧降下、及び高調波による歪みは、負荷機器の発熱、及び故障の原因となる。
本発明は、このような課題を解決するもので、接続される配電線や負荷のインピーダンスが正確に特定できない場合でも、ロバスト安定性と追従性を備える電源装置の電力制御器ものである。
本発明の一態様に係る電力制御器の設計方法は、インバータを含む制御対象から出力される出力電圧値が電圧参照値に適合するように、前記電圧参照値と前記出力電圧値との差分を入力として、前記制御対象に対して制御出力を出力する電力制御器の設計方法であって、前記制御対象のインピーダンスの変動量に基づいて重み関数を設定する重み関数設定ステップと、前記電圧参照値をラプラス変換することによって得られる内部モデル伝達関数と、前記内部モデル伝達関数の出力を入力として前記制御出力を出力する部分制御器伝達関数とからなる、前記電力制御器の伝達関数を決定する伝達関数決定ステップとを含み、前記伝達関数決定ステップにおいては、前記制御出力に前記重み関数を乗じて得られる第１の制御量と、前記内部モデル伝達関数の出力である第２の制御量とが小さくなるように、Ｈ∞制御理論によって前記部分制御器伝達関数を決定し、決定した前記部分制御器伝達関数と前記内部モデル伝達関数との積である前記電力制御器の伝達関数を決定する。
このような電力制御器の設計方法によれば、配電線や負荷のインピーダンスを特定できない場合であっても、その変動に対してロバスト安定と負荷追従性を補償し、歪みの少ない電圧を出力することが可能な電力制御器を実現することができる。つまり、このような電力制御器を用いた電源装置は、負荷機器を安定して動作させることができる。
また、前記電圧参照値はｓｉｎ関数で表され、前記内部モデル伝達関数は、ｓｉｎ関数をラプラス変換することによって得られてもよい。
このように、内部モデル伝達関数が、分母に（ｓ２＋ω２）の項を含むことで、内部モデル原理に基づいて出力電圧の追従性が補償される。
また、前記制御対象には、前記インバータの出力に接続される、フィルタ、配電線、及び負荷機器のうち少なくとも１つが含まれてもよい。
また、前記重み関数設定ステップでは、前記制御対象の想定される最小のインピーダンスと、前記制御対象の想定される最大のインピーダンスとの差分である前記変動量に基づいて前記重み関数を設定してもよい。
また、前記制御対象には、前記インバータの出力に接続される、フィルタ、配電線、及び負荷機器が含まれ、前記重み関数設定ステップでは、前記インバータの出力に接続されるフィルタのインピーダンス、及び配電線のインピーダンスをノミナルモデルとした場合に、前記インバータの出力に接続される、フィルタ、配電線、及び負荷機器の合成インピーダンスの最大値と、前記ノミナルモデルとの差分である前記変動量に基づいて前記重み関数を設定してもよい。
また、本発明の一態様に係る電力制御器は、前記電力制御器の設計方法によって決定された前記電力制御器の伝達関数を状態空間として表現するための係数行列を記憶している行列記憶部と、前記状態空間における内部状態を表すベクトルを記憶するための状態記憶部と、前記電圧参照値と前記出力電圧値との差分、前記状態記憶部に記憶された内部状態を表すベクトル、及び前記係数行列に基づいて前記制御出力を算出する演算部とを備える。
このような電力制御器によれば、配電線や負荷のインピーダンスを特定できない場合であっても、その変動に対してロバスト安定と負荷追従性を補償し、歪みの少ない電圧を出力することが可能である。つまり、このような電力制御器を用いた電源装置は、負荷機器を安定して動作させることができる。
また、前記電力制御器のゲインの周波数特性は、前記電圧参照値の周波数帯域において上に凸状となり、前記電力制御器に接続される配電線、及び負荷機器のインピーダンスが変動する周波数帯域において、ゲインが０デシベル以下となる特性であってもよい。
また、前記電力制御器のゲインの周波数特性は、前記制御対象に含まれるＬＣフィルタの共振周波数帯域において、ゲインが０デシベル以下となり、かつ下に凸状となる特性であってもよい。
また、本発明の一態様に係る電力制御装置は、前記電力制御器と、前記電力制御器の前記制御出力によって制御されるインバータとを備える。
このような電力制御装置によれば、配電線や負荷のインピーダンスを特定できない場合であっても、その変動に対してロバスト安定と負荷追従性を補償し、歪みの少ない電圧を出力することが可能であり、負荷機器を安定して動作させることができる。
また、本発明は、プログラム、または当該プログラムが記録されたコンピュータによって読み取り可能な記録媒体として実現されてもよい。
以下、実施の形態について、図面を参照しながら説明する。
なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、構成要素、構成要素の配置位置及び接続形態、ステップ、ステップの順序などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。また、以下の実施の形態における構成要素のうち、最上位概念を示す独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。
（実施の形態）
図２は、本実施の形態に係る電力制御装置を有する電源装置の全体のシステム構成を示すブロック図である。
図２に示されるように、本実施の形態における電源装置１０１は、直流の電力源としての蓄電池１０５と、電力制御装置１０２とにより構成される。
蓄電池１０５は、二次電池である。蓄電池１０５は、例えば、リチウムイオン電池や鉛蓄電池・レドックスフロー電池などであるが、これらに限定されない。
電力制御装置１０２は、蓄電池１０５から出力される直流電力を交流に変換する。電力制御装置１０２は、分電盤／配電盤１０７に接続され、分電盤／配電盤１０７は、さらに負荷機器１０８に接続されている。電力制御装置１０２により出力された交流電力は、分電盤／配電盤１０７を経由して、負荷機器１０８へ供給される。
次に、電力制御装置１０２について詳細に説明する。
電力制御装置１０２は、電力制御器１０３と、インバータ１０４とにより構成される。
電力制御器１０３は、電圧／電流センサ１０６により検出される、電源装置１０１の出力電圧値及び出力電流値に基づいて、制御出力ｕを出力することによりインバータ１０４を制御する。例えば、電力制御器１０３は、インバータ１０４をパルス幅変調を用いた制御出力ｕによって制御する。
インバータ１０４は、電力制御器１０３からの制御出力ｕに基づいて、蓄電池１０５からの直流電力を交流電力に変換して出力する。
電源装置１０１の電圧値と電流値とは、接続される負荷機器１０８の種類や数によって変動する。そのため、電力制御器１０３は、電源装置１０１の出力電圧及び出力電流を計測しながら、所望の電圧波形が電源装置１０１から出力されるようにインバータ１０４を制御する。
次に、電力制御装置１０２のさらに詳細な機能構成について図３を用いて説明する。
図３は、電力制御装置１０２の機能構成を示すブロック図である。
図３に示すように、電力制御装置１０２は、電力制御器１０３と、蓄電池１０５に接続されたインバータ１０４と、フィルタ２０１とを有する。
インバータ１０４は、電力制御器１０３の制御出力ｕに基づき、フィルタ２０１を介して配電系統に電力を出力する。このとき、インバータ１０４は、配電系統に出力される瞬時電圧が、電力制御器１０３から指令される電圧参照値と一致（適合）するように動作する。インバータ１０４は、４個のスイッチング素子がフルブリッジ接続され、各スイッチング素子には、ダイオードが逆方向に並列接続される構成である。なお、インバータ１０４は、このような構成に限定されない。つまり、インバータ１０４は、他の構成であってもよい。
インバータ１０４から電力が出力されると、インバータ１０４と蓄電池１０５とが接続された直流ラインの電圧が変動する。インバータ１０４から出力される電力は、正及び負両方の値をとりうる。
インバータ１０４から出力される電力が正の値である場合とは、すなわち、インバータ１０４から配電線側へ放電されることを意味する。この場合、直流ラインの電圧値は減少するため、蓄電池１０５は、この減少分を補償するように放電を行う。
また、インバータ１０４から出力される電力が負の値である場合とは、すなわち、配電線側からインバータ１０４へ充電されることを意味する。この場合、直流ラインの電圧値は増加するため、蓄電池１０５は、この増加分を補償するように充電を行う。
フィルタ２０１は、インバータ１０４と配電線との間に設置され、インバータ１０４が出力する電圧の高調波成分を除去する機能を有する。フィルタ２０１は、通常はリアクトルとコンデンサで構成され、インダクタンスやキャパシタンスの性質を有する。また、フィルタ２０１は、抵抗を含んだ構成であってもよい。
電力制御器１０３は、電圧参照値Ｖｒｅｆと出力電圧Ｖとの差分が入力されると、制御出力ｕを算出し、制御出力ｕをインバータ１０４へ出力する。すなわち電力制御器１０３は、フィルタ２０１を介したインバータ１０４の出力を取得するためのフィードバックループを有する。
具体的には、電力制御器１０３へ入力される信号ｅは、以下の式（１）で記述される。
Figure 0005824580
このようなフィードバックループにより、フィルタ２０１を介してインバータ１０４から出力される出力電圧値は、電圧参照値へ追従するように制御される。
次に、図４を参照して、電力制御器１０３の詳細な構成について説明する。
図４は、電力制御器１０３の機能構成を示すブロック図である。
図４に示されるように、電力制御器１０３は、演算部３０１と、行列記憶部３０２と、状態記憶部３０３とを備える。
行列記憶部３０２には、本実施の形態に係る電力制御器１０３の設計方法によって決定された伝達関数を状態空間として表現するための係数行列が記憶される。行列記憶部３０２は、具体的には、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＳＲＡＭ（Ｓｔａｔｉｃ Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）等である。なお、係数行列の決定方法については、後述する。
状態記憶部３０３は、状態空間における内部状態を表すベクトルを記憶するための記憶部である。状態記憶部３０３は、具体的には、ＲＡＭ等である。なお、内部状態を表すベクトルの具体例については後述する。
演算部３０１は、電力制御器１０３に入力された制御目標値（電圧参照値）と、インバータ１０４がフィルタ２０１を介して出力した出力電圧値との差分である信号ｅ、状態記憶部３０３に記憶された内部状態を表すベクトルｘ、及び行列記憶部３０２に記憶されている係数行列に基づいて、制御出力ｕを算出する。
より具体的には、演算部３０１は、行列記憶部３０２に記憶されている第１の係数行列Ａｋとある時点ｎ（ｎは整数）における内部状態を表すベクトルｘ［ｎ］とを乗算する。
次に、演算部３０１は、行列記憶部３０２に記憶されている第２の係数行列Ｂｋと、ある時点ｎにおいて電力制御器１０３が取得した信号ｅ［ｎ］とを乗算する。
次に、演算部３０１は、この２つの乗算結果を加算することにより、ｎの次の時点（すなわちｎ＋１の時点）における内部状態を表すベクトルｘ［ｎ＋１］を算出する。すなわち、内部状態を表すベクトルｘ［ｎ＋１］は、以下の式（２）で表される。
Figure 0005824580
次に、演算部３０１は、行列記憶部３０２に記憶されている第３の係数行列Ｃｋと、ｎの時点における内部状態を表すベクトルｘ［ｎ］とを乗算することにより、ｎの時点における制御出力ｕ［ｎ］を算出する。すなわち、制御出力ｕ［ｎ］は、以下の式（３）で表される。
Figure 0005824580
なお、各係数行列Ａｋ、Ｂｋ、Ｃｋは、非特許文献１等に示される計算により算出される。
次に、市販されている太陽光発電装置の自立コンセントに負荷機器１０８として整流器負荷、または純抵抗負荷を接続した際の電圧と電流の波形を図５に示す。
図５は、負荷機器１０８として整流器負荷などを接続した際の電流波形である。
図５に示すように、負荷の変動に応じて、電流は非線形な波形となり、それにより電圧波形には歪が生じている。
電圧波形の歪みは、負荷機器に対して様々な影響を及ぼすことが懸念されている。例えば、負荷機器１０８が、洗濯機などの誘導モータ負荷有する機器である場合、上記電圧波形の歪みは、回転数の変動や過熱の原因となる。また、負荷機器１０８がテレビなどの整流器負荷を有する機器である場合、上記電圧波形の歪みは、映像のちらつきや機器の誤動作の原因となる。また、また、負荷機器１０８が蛍光灯などである場合は、上記電圧波形の歪みは、安定器の焼損やコンデンサの焼損などを生じる可能性がある。このため、自立運転を行う電源装置１０１における、インバータ１０４の電力制御器１０３には、ロバスト安定性が求められる。ここでロバスト安定性とは、インバータ１０４が配電線や負荷のインピーダンスが不明な場合、あるいは、インピーダンスが変動する場合においても、歪が少ない電圧波形を出力できることを意味する。
そこで、上記インピーダンスの変動に対してロバストであり、かつ、正弦波として与えられる電圧参照値Ｖｒｅｆへの追従性を高めることが可能な電力制御器１０３の設計方法について以下に述べる。具体的には、電力制御器１０３のモデルとしてＨ∞制御器を使用する。Ｈ∞制御器は、目標値追従性とロバスト性とを両立させることが可能な本発明に係る関連技術である。以下の記載では、電力制御器１０３の設計方法として、Ｈ∞制御器を実装する際に必要な各種パラメータの決定方法を説明する。
図６は、電力制御器１０３をＨ∞制御器として設計する際に使用される電力制御装置１０２のモデルの構成例を示すブロック図である。
Ｋ（ｓ）は、図３に示す電力制御装置１０２が備える電力制御器１０３の伝達関数である。具体的には、Ｋ（ｓ）は、電力制御器１０３の動特性を表すモデルに相当する。Ｋ（ｓ）は、内部モデル５０１の伝達関数Ｍ（ｓ）と、部分制御器５０２の伝達関数Ｋ’（ｓ）とにより構成され、制御対象５０３の伝達関数Ｐ（ｓ）、及び重み関数５０４ＷＴ（ｓ）が有するパラメータを適切に決定することにより、設計される。
まず、内部モデル５０１について説明する。
内部モデル原理によれば、制御対象の出力を目標値に追従させるサーボ問題においては、制御器と制御対象とからなる一巡伝達関数が、目標発生器と同じ極を含んでいなければならない。
本実施の形態では、目標値は、電圧参照値Ｖｒｅｆである６０Ｈｚ、または５０Ｈｚ（以下、本実施の形態では、電圧参照値の周波数を６０Ｈｚであるとして説明する）の正弦波（ｓｉｎ関数）である。したがって、一巡伝達関数が、その分母にｓｉｎ関数のラプラス変換であるｓ２＋ω２の項を含んでいる必要がある。内部モデル５０１の伝達関数Ｍ（ｓ）は、上記分母にｓ２＋ω２の項を有する伝達関数であり、例えば、以下の式（４）のように表される。
Figure 0005824580
ここで、ωは、２＊π＊周波数で与えられる角周波数である。
ｋ１は、設計時に設定される係数であり、ｓは、ラプラス変換の変数である。なお、式（４）は、ｓｉｎ関数をラプラス変換したものを定数倍した形であるが、同様にｃｏｓ関数をラプラス変換した形であってもよい。つまり、Ｍ（ｓ）は、式（４）の分子にｓの項を乗算した伝達関数であってもよい。
部分制御器５０２の伝達関数Ｋ’（ｓ）は、後述するＨ∞制御理論によって導出される伝達関数である。部分制御器５０２の伝達関数の決定方法の詳細については、後述する。
Ｐ（ｓ）は、制御対象５０３の伝達関数である。
図７は、制御対象５０３の伝達関数Ｐ（ｓ）の詳細を表すブロック図である。制御対象５０３の伝達関数Ｐ（ｓ）は、インバータブロック６０１、フィルタブロック６０２、及び負荷機器ブロック６０３により構成される。
インバータブロック６０１は、図３のインバータ１０４の動特性を示す伝達関数である。
フィルタブロック６０２は、図３のフィルタ２０１の動特性を示す伝達関数である。
負荷機器ブロック６０３は、図２の負荷機器１０８のインピーダンスを示す伝達関数である。
インバータブロック６０１とフィルタブロック６０２とは、例えば、それぞれ式（５）、式（６）のように一次、または二次遅れ系として表現される。
Figure 0005824580
Figure 0005824580
ここで、ＴＩＮＶは、インバータ１０４の時定数を表し、Ｌは、フィルタ２０１のインダクタンス成分を表し、Ｃは、フィルタ２０１のコンダクタンス成分を表す。
次に、負荷機器１０８を負荷機器ブロック６０３として伝達関数表現する方法について説明する。
図８に負荷機器１０８を実際に動作させたときの有効電力Ｐ、無効電力Ｑの例を示す。図中、有効電力Ｐが最大となる値は、Ｐが２８０［Ｗ］、Ｑが３１０［Ｖａｒ］である。Ｐ、Ｑと出力電圧Ｖ、抵抗Ｒ、誘導リアクタンスＸとの間には式（７）、式（８）が成り立つ。
Figure 0005824580
Figure 0005824580
出力電圧Ｖを１０１［Ｖ］とし、上記Ｐ、Ｑの値を代入すると、Ｒ、Ｘは、それぞれ３６．４３、３２．９１と計算される。また、下記、式（９）に示すＲ、ＸとインピーダンスＺの関係式において、角周波数ωとして２＊π＊６０Ｈｚを代入すると、インピーダンスＺ＝３６．４３＋０．０８７３ｓとして算出される。
Figure 0005824580
また、図６において、ｗは外乱であり、Ｈ∞制御器としてモデル化される電力制御器１０３の入力はｅである。ｅは、電圧参照値Ｖｒｅｆと、制御対象５０３の出力及び外乱ｗの和として表される出力電圧Ｖとの偏差であり、この偏差ｅが電力制御器１０３へ入力されることによって、電力制御器１０３は、制御出力ｕを出力し、目標値入力に対するフィードバック構造を実現している。
また、図６では、Ｈ∞制御器である部分制御器５０２の伝達関数Ｋ’（ｓ）に対する入力ｙを制御量Ｚｅ（第２の制御量）と定義する。同様に、図６では、制御出力ｕに重み関数５０４ＷＴ（ｓ）を掛け合わせた値を制御量ＺＴ（第１の制御量）と定義する。
重み関数５０４は、伝達関数ＷＴ（ｓ）で表される。重み関数５０４ＷＴ（ｓ）の特性を周波数領域で与えることによって、電力制御器１０３の特性を変化させることができる。具体的には、制御量を小さくしたい周波数帯域で大きなゲインをもつように重み関数５０４ＷＴ（ｓ）を設計することで、電力制御器１０３に望ましい特性を与えることが可能となる。なお、制御量ＺＴ、Ｚｅ、及び、重み関数５０４ＷＴ（ｓ）の詳細については、後述する。
次に、Ｈ∞制御器である部分制御器の設計方法について図９を参照しながら説明する。
図９は、本実施の形態における電力制御器１０３の設計方法のフローチャートである。
前述の通り、電力制御器１０３は、電圧参照値の内部モデル５０１の伝達関数Ｍ（ｓ）、Ｈ∞制御器である部分制御器５０２の伝達関数Ｋ’（ｓ）の積としてモデル化される。
ここで、Ｈ∞制御理論は、外乱信号やモデル化誤差の影響を抑制する制御系を構築するための制御理論である。具体的には、制御の指標となるＨ∞ノルムと呼ばれるスカラー値によって伝達関数を評価する。Ｈ∞ノルムが所望の値より小さくなるように伝達関数を決定することにより、目的の性能は達成される。
より具体的には、一般化プラントと呼ばれる汎用的な制御モデルを対象に、外乱信号が入力されてから評価が出力されるまでの伝達関数のＨ∞ノルムを小さくするという設計手順をとる。制御対象の不確定な部分をモデル化誤差として扱い、かつ外乱信号の入力から出力までの伝達関数をＨ∞ノルムを小さくするように設計することで、モデルの不確かさや外乱の影響を抑制する制御系となる。
ここで、想定していた制御対象のモデル（変動や誤差のない理想的なモデルをいい、以下、ノミナルモデルともいう）からの誤差に対しても有効な、安定性を失わない性質をロバスト性（頑健性）と呼ぶ。制御系設計を行う場合には制御対象のモデルが必要となる。しかしながら、制御対象の厳密なモデルを得ることは困難な場合が多く、得られるモデルと現実の制御対象との間に誤差は避けられない。ロバスト制御は、そのような誤差に対しても安定性を維持するなどの意味で頑健な制御系を設計するための制御系設計手法であり、Ｈ∞制御は、そのロバスト性により制御対象の厳密なモデル化が不要になったことが長所である。
以上述べたＨ∞制御器設計においては、あらかじめ、図６で示した制御モデルをもとに、制御量ＺＴ、Ｚｅの仕様を決定しておく。制御量ＺＴ、Ｚｅの仕様とは、例えば、制御量ＺＴ、Ｚｅそれぞれの上限に対応する閾値である。また、上限及び下限に対応する閾値を仕様として決定してもよい。
一般に、制御量ＺＴ、及びＺｅはいずれもより０に近い方が好ましい。しかし、実際にＨ∞制御器のゲインを決定する場合に、制御量ＺＴ、及びＺｅを完全に０にすることは困難である。したがって、対象システムである電源装置１０１の特性から定まる電力制御器１０３に要求される仕様に応じて、重点的に小さくすべき制御量の閾値をより小さく決定する必要がある。
例えば、想定されるノイズが高周波数帯域の成分を多く含むような場合、該当する制御量Ｚの閾値は、高周波数帯域で重点的に小さくなるように決定される。逆に、想定されるノイズが低周波数帯域の成分を多く含むような場合、該当する制御量Ｚの閾値は、低周波数帯域で重点的に小さくなるように決定される。
まず、重み関数５０４ＷＴ（ｓ）をその仕様に基づいて設定する（図９のＳ８０１）。
重み関数５０４ＷＴ（ｓ）は、モデル化誤差の影響を抑える効果を有する。このため、重み関数５０４ＷＴ（ｓ）を適切に設定することにより、電力制御器１０３のロバスト性を向上させることができる。具体的には、配電線に接続される負荷機器１０８の違い、または負荷機器１０８の起動／停止などにより生じるインピーダンス変動に対して、ロバストな制御性能を実現することが可能となる。
ここで、重み関数５０４ＷＴ（ｓ）の設定方法の詳細について述べる。今、一例として、配電線に接続される負荷として以下の式（１０）から（１２）に示す３種類のインピーダンスをもつ負荷を想定する。なお、負荷のインピーダンスの算出方法は図８を用いて説明したように、実測値を用いた方法に従う。
Figure 0005824580
Figure 0005824580
Figure 0005824580
ここで、Ｚ１は、例えば、電気スタンド（照明）のような純抵抗負荷である。インバータ配電線Ｚ２及びＺ３は、例えば、テレビ、エアコンなどの整流器負荷である。
重み関数５０４ＷＴ（ｓ）は、制御対象のモデル化誤差の影響を抑えるために設定される。なお、制御対象は、上述のように図７に示す構成要素であるインバータブロック６０１と、フィルタブロック６０２と、負荷機器ブロック６０３との積で表現される。
ここで、一例として、インバータブロック６０１、及びフィルタブロック６０２にはモデル化誤差がないと仮定し、式（１０）から式（１２）で表現される負荷の起動／停止などによるインピーダンス変動をモデル化誤差として扱うことにする。
まず、負荷Ｚ１のみが接続されている際の制御対象のノミナルモデルとして図７の制御対象Ｐ（ｓ）とする。すなわち、Ｐ（ｓ）は、式（１３）のように表現される。
Figure 0005824580
また、式（１０）から式（１２）の負荷すべてが接続された場合の合成インピーダンスＺａは、以下の式（１４）のように表現されることから、重み関数５０４ＷＴ（ｓ）として式（１５）のように与える。
Figure 0005824580
Figure 0005824580
式（１５）は、変動や誤差のない理想的なノミナルモデルにおける負荷をＺ１とした場合に、負荷Ｚ１、Ｚ２、Ｚ３の組合せによる、ノミナルモデルからのインピーダンスの変動を表現している。すなわち、重み関数５０４ＷＴ（ｓ）をこのように設定することで、想定されるインピーダンスの変動の範囲において、ロバスト安定性を有する電力制御器１０３を設計することが可能となる。
このようにして設定された重み関数５０４ＷＴ（ｓ）のボード線図を図１０に示す。
図１０に示されるように、重み関数５０４ＷＴ（ｓ）のゲインは、周波数１０００Ｈｚ付近であがっている（最大値をとる）。これは、重み関数５０４ＷＴ（ｓ）の伝達関数にＬＣフィルタが含まれており、本実施の形態においてＬＣフィルタの共振周波数が１０００Ｈｚであるからである。
つまり、重み関数５０４がこのような特性を持つことで、Ｈ∞制御理論により導出される部分制御器５０２は、制御対象に含まれるＬＣフィルタの共振周波数において低いゲインを有する特性をもつこととなる。これにより、ＬＣフィルタの共振周波数における、部分制御器５０２の動作が不安定になるのを抑制することができる。
また、図１０から、重み関数５０４ＷＴ（ｓ）のゲインは、低周波領域において高くなるように設定されていることが分かる。これは、低周波領域で顕著にインピーダンスが変動することを意味する。これにより、低周波領域における部分制御器５０２のロバスト性を高めることができる。
本実施の形態で示す各種パラメータや伝達関数の例を図１１に示す。
なお、本実施の形態では負荷機器１０８のみのインピーダンスを対象として記載したが、さらに配電線のインピーダンスを考慮してもよい。また、本実施の形態では、式（１０）から式（１２）で表される３つの負荷を対象として、想定されるインピーダンスの変動範囲を設定した。しかしながら、この限りではなく、接続される可能性のある負荷機器や、動作補償をすべき負荷機器１０８を対象にインピーダンス範囲を定めてもよい。これにより、その変動範囲内での電力制御器１０３のロバスト性を補償することが可能となる。
最後に、一般化プラントに基づき、Ｈ∞制御問題の解法を適用して、部分制御器５０２の伝達関数Ｋ’（ｓ）を導出し、上述の内部モデル５０１と合わせて電力制御器１０３を算出する（図９のＳ８０２）。
例えば、図６に示すモデルを、一般化プラントＧ（ｓ）を用いて等価変換を行うと図１２のように表現することができる。このとき、外乱ｗから制御量ＺＴ、ＺｅまでのＨ∞ノルムを所定の値以下とするように、以下の式（１６）で表されるＨ∞制御問題を解くことにより、準最適解でのＫ’（ｓ）を求めることができる。
Figure 0005824580
ここで、||Ｇ||∞は、式（１７）で定義される。
Figure 0005824580
なお、式（１７）において、σ（・）は最大特異値を示す。
Ｈ∞制御問題の、より詳細な解法は、非特許文献１に記載されているため、詳しい内容についての記述は省略する。
このように算出された部分制御器５０２の伝達関数Ｋ’（ｓ）と内部モデル５０１の伝達関数Ｍ（ｓ）とにより、電力制御器１０３のモデルが算出される。
以上述べたように制御対象となるシステムの特性に応じて重み関数５０４を定めた後、先述したＨ∞制御器である部分制御器５０２と、内部モデル５０１とにより求められる電力制御器１０３の伝達関数Ｋ（ｓ）は、連続時間の伝達関数として求められる。こうして求められた伝達関数Ｋ（ｓ）を、サンプリング周期Ｔｓ（例えば、５０［μｓｅｃ］で離散時間の伝達関数に変換したのち、状態空間表現に変換したものが式（２）、及び式（３）に示した状態空間方程式である。
式（２）において、ｘ［ｎ］はステップｎにおけるＮ次元の列ベクトルで表わされる内部状態である。また、ｅ［ｎ］はステップｎにおいて電力制御器１０３に入力されるフィードバック入力である。より詳細には、ｅ［ｎ］は電圧参照値と電源装置１０１による出力値との偏差を表わす入力である。
式（３）において、ｕ［ｎ］はステップｎにおける電力制御器１０３の出力である。また、Ａｋ、Ｂｋ、及びＣｋは状態空間方程式における係数行列である。具体的には、Ａｋ、Ｂｋ、及びＣｋは、上述の非特許文献１等に示される計算により算出される値である。
なお、本実施の形態に係る設計方法によって設計されたＨ∞制御器である電力制御器１０３のゲイン線図を図１３に示す。ゲイン線図は、横軸に対数で周波数をとり、縦軸に入力と出力の振幅比（ゲイン）の対数量［ｄＢ］をとった図である。
図１３に示されるように、電力制御器１０３は、電圧参照値の周波数（本実施例では６０Ｈｚ）において高いゲインを有する。つまり、電力制御器１０３のゲインの周波数特性は、電力制御器１０３のゲインが電圧参照値の周波数で極大値をとるように電圧参照値の周波数帯域において上に凸状となる。ここで極大値とは、電圧参照値の周波数帯域における、局所的な最大値を意味する。これにより、電力制御器１０３の特徴の１つである、指令値（電圧参照値）に対する高い追従性能を実現することが可能となる。
また、電力制御器１０３は、６０Ｈｚ以外のゲインを抑えることで、負荷変動に対するロバスト性を有する。具体的には、電力制御器１０３の出力に接続される配電線、及び負荷機器１０８のインピーダンスが変動する周波数帯域において、ゲインが０以下となる特性である。
また、電力制御器１０３のゲインの周波数特性は、電力制御器１０３のゲインがＬＣフィルタの共振周波数で極小値をとるように１０００Ｈｚ付近で下に凸状となる。ここで極小値とは、１０００Ｈｚ帯域における、局所的な最小値を意味する。また、電力制御器１０３の１０００Ｈｚ付近のゲインは、０以下である。このように、１０００Ｈｚ付近においてゲインを下げることで、ＬＣフィルタの共振が抑制される効果がある。
次に、本実施の形態において設計した電力制御器１０３を用いた電力制御装置の出力のシミュレーション結果を図１４に示す。図中、上段のグラフは電圧、中段のグラフは電流、下段のグラフは、出力電圧の歪み率の、それぞれ時間的変化を表している。また、図１４において、すでに記した３種類の負荷Ｚ１、Ｚ２、及びＺ３に対して、０秒から０．０５秒までは負荷Ｚ１のみ、０．０５秒から０．１５秒はすべての負荷、０．１５秒から０．２５秒までは負荷Ｚ１とＺ２のみがＯｎされている状態を表している。
図１４より、負荷の組合せに応じて電流値及び電流波形は大きく変動しているのに対して、電圧はほぼ指令値に追従している。具体的には、図５で説明した歪み率が電流が最も変化する場合においても１０％強程度に収まっている。つまり、図１４から、電力制御器１０３は、負荷変動に対するロバスト性を有していることがわかる。
なお、本実施の形態では直流の電力源として蓄電池１０５を用いたが、これ以外にも太陽光発電装置や風力発電装置など様々な電力源が考えられる。また、直流の電力源は、必ずしも電源装置１０１の内部に存在する必要はなく、外部から直流のバスラインにより接続されていてもよい。
以上述べたことから明らかなように、本実施の形態に係る電力制御器は、負荷変動の範囲を考慮してＨ∞制御理論により設計され、かつ、内部モデル原理に基づいて追従させたい電圧参照値の内部モデルを有する。このような電力制御器を用いた電力制御装置は、接続される配電線や負荷のインピーダンスを正確に特定できない場合であっても、負荷追従性が補償されるため、負荷の変動に対してロバストに安定であり歪みの少ない電圧を出力することが可能である。つまり、本発明に係る電力制御器の設計方法を用いれば、負荷機器を安定して動作させることができる電力制御装置が実現される。
なお、本発明を上記実施の形態に基づいて説明してきたが、本発明は、上記の実施の形態に限定されないのはもちろんである。以下のような場合も本発明に含まれる。
（１）上記の各装置は、具体的には、マイクロプロセッサ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、ハードディスクユニット、ディスプレイユニット、キーボード、マウスなどから構成されるコンピュータシステムで実現され得る。ＲＡＭまたはハードディスクユニットには、コンピュータプログラムが記憶されている。マイクロプロセッサが、コンピュータプログラムにしたがって動作することにより、各装置は、その機能を達成する。ここでコンピュータプログラムは、所定の機能を達成するために、コンピュータに対する指令を示す命令コードが複数個組み合わされて構成されたものである。
（２）上記の各装置を構成する構成要素の一部または全部は、１個のシステムＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ Ｓｃａｌｅ Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ：大規模集積回路）から構成されているとしてもよい。システムＬＳＩは、複数の構成部を１個のチップ上に集積して製造された超多機能ＬＳＩであり、具体的には、マイクロプロセッサ、ＲＯＭ、ＲＡＭなどを含んで構成されるコンピュータシステムである。ＲＯＭには、コンピュータプログラムが記憶されている。マイクロプロセッサが、ＲＯＭからＲＡＭにコンピュータプログラムをロードし、ロードしたコンピュータプログラムにしたがって演算等の動作することにより、システムＬＳＩは、その機能を達成する。
（３）上記の各装置を構成する構成要素の一部または全部は、各装置に脱着可能なＩＣカードまたは単体のモジュールから構成されてもよい。ＩＣカードまたはモジュールは、マイクロプロセッサ、ＲＯＭ、ＲＡＭなどから構成されるコンピュータシステムである。ＩＣカードまたはモジュールには、上記の超多機能ＬＳＩが含まれてもよい。マイクロプロセッサが、コンピュータプログラムにしたがって動作することにより、ＩＣカードまたはモジュールは、その機能を達成する。このＩＣカードまたはこのモジュールは、耐タンパ性を有してもよい。
（４）本発明は、上記に示す方法で実現されてもよい。また、これらの方法をコンピュータにより実現するコンピュータプログラムで実現してもよいし、コンピュータプログラムからなるデジタル信号で実現してもよい。
また、本発明は、コンピュータプログラムまたはデジタル信号をコンピュータ読み取り可能な記録媒体、例えば、フレキシブルディスク、ハードディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、ＭＯ、ＤＶＤ、ＤＶＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ−ＲＡＭ、ＢＤ（Ｂｌｕ−ｒａｙ Ｄｉｓｃ）、半導体メモリなどに記録したもので実現してもよい。また、これらの記録媒体に記録されているデジタル信号で実現してもよい。
また、本発明は、コンピュータプログラムまたはデジタル信号を、電気通信回線、無線または有線通信回線、インターネットを代表とするネットワーク、データ放送等を経由して伝送してもよい。
また、本発明は、マイクロプロセッサとメモリを備えたコンピュータシステムであって、メモリは、コンピュータプログラムを記憶しており、マイクロプロセッサは、コンピュータプログラムにしたがって動作してもよい。
また、プログラムまたはデジタル信号を記録媒体に記録して移送することにより、またはプログラムまたはデジタル信号をネットワーク等を経由して移送することにより、独立した他のコンピュータシステムにより実施するとしてもよい。
（５）上記実施の形態及び上記変形例をそれぞれ組み合わせるとしてもよい。
本発明がソフトウェアで実現される場合には、ＣＰＵ、メモリ及び入出力回路等のコンピュータのハードウェア資源を利用してプログラムが実行されることによって本発明の機能要素が実現されることは言うまでもない。つまり、ＣＰＵが処理対象のデータをメモリや入出力回路から読み出して（取り出して）演算したり、演算結果を一時的にメモリや入出力回路に格納（出力）したりすることによって、各種処理部の機能が実現される。
また、本発明がハードウェアで実現される場合には、１チップの半導体集積回路で実現されてもよいし、複数の半導体チップが一つの回路基板に実装されて実現されてもよいし、一つの匡体にすべての構成要素が収納された一つの装置として実現されてもよいし、伝送路で接続された複数の装置による連携によって実現されてもよい。例えば、本実施の形態における記憶部をサーバ装置に設け、本実施の形態における処理部を、そのサーバ装置と無線通信するクライアント装置に設けることで、本発明をサーバ・クライアント方式で実現してもよい。
なお、本発明は、これらの実施の形態またはその変形例に限定されるものではない。本発明の趣旨を逸脱しない限り、当業者が思いつく各種変形を本実施の形態またはその変形例に施したもの、あるいは異なる実施の形態またはその変形例における構成要素を組み合わせて構築される形態も、本発明の範囲内に含まれる。
本発明は、電力制御器の設計方法として有用であり、本発明によって設計された電力制御器、及び電力制御器を備える電力制御装置は、直流電力を交流電力に変換して出力するインバータの制御器に適用することができる。
１０１ 電源装置
１０２ 電力制御装置
１０３ 電力制御器
１０４ インバータ
１０５ 蓄電池
１０６ 電圧／電流センサ
１０７ 分電盤／配電盤
１０８ 負荷機器
２０１ フィルタ
３０１ 演算部
３０２ 行列記憶部
３０３ 状態記憶部
５０１ 内部モデル（内部モデル伝達関数）
５０２ 部分制御器（部分制御器伝達関数）
５０３ 制御対象
５０４ 重み関数
６０１ インバータブロック
６０２ フィルタブロック
６０３ 負荷機器ブロック
１５０１ 電圧変動補償ブロック

Claims (11)

  1. インバータを含む制御対象から出力される出力電圧値が電圧参照値に適合するように、前記電圧参照値と前記出力電圧値との差分を入力として、前記制御対象に対して制御出力を出力する電力制御器の設計方法であって、
    前記制御対象のインピーダンスの変動量に基づいて重み関数を設定する重み関数設定ステップと、
    前記電圧参照値をラプラス変換することによって得られる内部モデル伝達関数と、前記内部モデル伝達関数の出力を入力として前記制御出力を出力する部分制御器伝達関数とからなる、前記電力制御器の伝達関数を決定する伝達関数決定ステップとを含み、
    前記伝達関数決定ステップにおいては、前記制御出力に前記重み関数を乗じて得られる第１の制御量と、前記内部モデル伝達関数の出力である第２の制御量とが小さくなるように、Ｈ∞制御理論によって前記部分制御器伝達関数を決定し、決定した前記部分制御器伝達関数と前記内部モデル伝達関数との積である前記電力制御器の伝達関数を決定する、
    電力制御器の設計方法。
  2. 前記電圧参照値はｓｉｎ関数で表され、
    前記内部モデル伝達関数は、ｓｉｎ関数をラプラス変換することによって得られる、
    請求項１に記載の電力制御器の設計方法。
  3. 前記制御対象には、前記インバータの出力に接続される、フィルタ、配電線、及び負荷機器のうち少なくとも１つが含まれる、
    請求項１または２に記載の電力制御器の設計方法。
  4. 前記重み関数設定ステップでは、前記制御対象の想定される最小のインピーダンスと、前記制御対象の想定される最大のインピーダンスとの差分である前記変動量に基づいて前記重み関数を設定する、
    請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力制御器の設計方法。
  5. 前記制御対象には、前記インバータの出力に接続される、フィルタ、配電線、及び負荷機器が含まれ、
    前記重み関数設定ステップでは、前記インバータの出力に接続されるフィルタのインピーダンス、及び配電線のインピーダンスをノミナルモデルとした場合に、前記インバータの出力に接続される、フィルタ、配電線、及び負荷機器の合成インピーダンスの最大値と、前記ノミナルモデルとの差分である前記変動量に基づいて前記重み関数を設定する、
    請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力制御器の設計方法。
  6. インバータを含む制御対象から出力される出力電圧値が電圧参照値に適合するように、前記電圧参照値と前記出力電圧値との差分を入力として、前記制御対象に対して制御出力を出力する電力制御器の製造方法であって、
    前記制御対象のインピーダンスの変動量に基づいて重み関数を設定する重み関数設定ステップと、
    前記電圧参照値をラプラス変換することによって得られる内部モデル伝達関数と、前記内部モデル伝達関数の出力を入力として前記制御出力を出力する部分制御器伝達関数とからなる、前記電力制御器の伝達関数を決定する伝達関数決定ステップと
    決定された前記伝達関数を状態空間として表現するための係数行列を前記電力制御器が備える行列記憶部に記憶する記憶ステップとを含み、
    前記伝達関数決定ステップにおいては、前記制御出力に前記重み関数を乗じて得られる第１の制御量と、前記内部モデル伝達関数の出力である第２の制御量とが小さくなるように、Ｈ∞制御理論によって前記部分制御器伝達関数を決定し、決定した前記部分制御器伝達関数と前記内部モデル伝達関数との積である前記電力制御器の伝達関数を決定する、
    電力制御器の製造方法。
  7. 前記電力制御器は、
    前記状態空間における内部状態を表すベクトルを記憶するための状態記憶部と、
    前記電圧参照値と前記出力電圧値との差分、前記状態記憶部に記憶された内部状態を表すベクトル、及び前記係数行列に基づいて前記制御出力を算出する演算部とを備える、
    請求項６に記載の電力制御器の製造方法。
  8. 前記電力制御器のゲインの周波数特性は、
    前記電圧参照値の周波数帯域において上に凸状となり、
    前記電力制御器に接続される配電線、及び負荷機器のインピーダンスが変動する周波数帯域において、ゲインが０デシベル以下となる特性である、
    請求項６または７に記載の電力制御器の製造方法。
  9. 前記電力制御器のゲインの周波数特性は、前記制御対象に含まれるＬＣフィルタの共振周波数帯域において、ゲインが０デシベル以下となり、かつ下に凸状となる特性である、
    請求項６〜８のいずれか１項に記載の電力制御器の製造方法。
  10. 請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力制御器の設計方法をコンピュータに実行させるためのプログラム。
  11. 請求項１０に記載のプログラムが記録されたコンピュータによって読み取り可能な記録媒体。
JP2014516642A 2012-05-24 2013-04-01 電力制御器の設計方法、及び、電力制御器の製造方法 Expired - Fee Related JP5824580B2 (ja)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2014516642A JP5824580B2 (ja) 2012-05-24 2013-04-01 電力制御器の設計方法、及び、電力制御器の製造方法

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2012118993 2012-05-24
JP2012118993 2012-05-24
PCT/JP2013/002228 WO2013175695A1 (ja) 2012-05-24 2013-04-01 電力制御器の設計方法、電力制御器、及び電力制御装置
JP2014516642A JP5824580B2 (ja) 2012-05-24 2013-04-01 電力制御器の設計方法、及び、電力制御器の製造方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP5824580B2 true JP5824580B2 (ja) 2015-11-25
JPWO2013175695A1 JPWO2013175695A1 (ja) 2016-01-12

Family

ID=49623411

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2014516642A Expired - Fee Related JP5824580B2 (ja) 2012-05-24 2013-04-01 電力制御器の設計方法、及び、電力制御器の製造方法

Country Status (3)

Country Link
US (1) US9407162B2 (ja)
JP (1) JP5824580B2 (ja)
WO (1) WO2013175695A1 (ja)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107479386A (zh) * 2017-09-19 2017-12-15 国网重庆市电力公司电力科学研究院 一种适用于弱电网的并网逆变器改进h∞控制方法

Families Citing this family (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5906971B2 (ja) * 2012-07-03 2016-04-20 株式会社デンソー モータ駆動装置
CN106301038B (zh) * 2016-08-19 2018-11-16 哈尔滨工业大学深圳研究生院 一种开关电源固定频率的控制电路及控制方法
JP6469071B2 (ja) * 2016-12-26 2019-02-13 株式会社Ｓｕｂａｒｕ 車両の制動制御装置
DE102017203697A1 (de) * 2017-03-07 2018-09-13 Robert Bosch Gmbh Verfahren zur Regelung einer elektrischen Maschine, Regelvorrichtung für eine elektrische Maschine und elektrisches Antriebssystem
FR3066660B1 (fr) * 2017-05-22 2020-04-03 Safran Electronics & Defense Procede de commande d'un circuit electronique commute
CN116014917B (zh) * 2023-03-22 2023-07-07 中国科学院空天信息创新研究院 无线供能系统及其闭环控制方法、最大功率跟踪方法
CN116599138B (zh) * 2023-07-18 2023-10-10 华北电力科学研究院有限责任公司 光伏逆变系统动态特性确定方法及装置

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2003033065A (ja) * 2001-07-19 2003-01-31 Aisin Seiki Co Ltd 電動モータの制御装置及びその設計手法
JP2008040664A (ja) * 2006-08-03 2008-02-21 Daihen Corp インバータ装置及びこのインバータ装置のｐｗｍ制御方法

Family Cites Families (26)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6788685B1 (en) * 1999-01-28 2004-09-07 Qualcomm, Incorporated Method and apparatus for controlling transmission power in a CDMA communication system
JP2002171778A (ja) * 2000-09-25 2002-06-14 Aisin Seiki Co Ltd 電動モータの振動抑制制御装置及び電動モータの振動抑制制御における設計手法
JP2002199588A (ja) * 2000-12-27 2002-07-12 Hitachi Ltd 電源システム
DE60213436T2 (de) * 2002-12-20 2007-03-01 Ford Global Technologies, LLC, Dearborn Regelungsstrategie für rechnergeregelte Lenkung
KR20050003732A (ko) * 2003-07-04 2005-01-12 현대자동차주식회사 유도 전동기용 벡터 제어형 듀얼 인버터 시스템
US20050031137A1 (en) * 2003-08-07 2005-02-10 Tymphany Corporation Calibration of an actuator
US7449891B2 (en) * 2003-10-14 2008-11-11 General Motors Corporation Managing service life of a battery
JP2006146525A (ja) 2004-11-19 2006-06-08 Meidensha Corp 電源装置および電源装置の負荷電圧補償方法
JP2006243041A (ja) * 2005-02-28 2006-09-14 Yutaka Yamamoto 高域補間装置及び再生装置
US20070067049A1 (en) * 2005-03-21 2007-03-22 The Board Of Regents For Oklahoma State University Method and apparatus for robust shape filter generation
US7145746B1 (en) * 2006-04-14 2006-12-05 Hitachi Global Storage Technologies Netherlands B.V. Disk drive with adaptive control of periodic disturbances
KR101134894B1 (ko) * 2006-06-28 2012-04-13 엘지전자 주식회사 배터리 잔량 검출과 표시를 위한 장치 및 방법
US7679334B2 (en) * 2006-09-22 2010-03-16 Panasonic Corporation Power supply unit and electric apparatus
JP5011230B2 (ja) * 2008-08-04 2012-08-29 株式会社東芝 二次電池の制御装置および制御方法
WO2010073412A1 (ja) * 2008-12-25 2010-07-01 トヨタ自動車株式会社 減衰力制御装置
JP5444111B2 (ja) * 2009-05-13 2014-03-19 トヨタ自動車株式会社 車両のバネ上制振制御装置
US9142960B2 (en) * 2010-02-03 2015-09-22 Draker, Inc. Constraint weighted regulation of DC/DC converters
TW201212463A (en) * 2010-09-03 2012-03-16 Chung Shan Inst Of Science Stand-alone supply/grid-tie power inverter
JP5857394B2 (ja) * 2010-09-15 2016-02-10 日産自動車株式会社 インバータ装置及びインバータ制御方法
CN103004052B (zh) * 2011-06-30 2015-09-23 松下电器产业株式会社 控制装置的设计方法及控制装置
FR2980052B1 (fr) * 2011-09-14 2013-09-06 Hispano Suiza Sa Stabilisation d'un reseau electrique dc
CN103036529B (zh) * 2011-09-29 2017-07-07 株式会社大亨 信号处理装置、滤波器、控制电路、逆变器和转换器系统
JP5743934B2 (ja) * 2012-03-16 2015-07-01 株式会社東芝 インバータ装置及びパワーステアリング装置
EP2682478A1 (en) * 2012-07-02 2014-01-08 Institut Curie Methods and devices for detecting macroions in a liquid medium
US9484745B2 (en) * 2013-09-09 2016-11-01 Rutgers, The State University Of New Jersey Virtual oscillator control of power electronics inverters
US9705310B2 (en) * 2013-11-26 2017-07-11 Thomas & Betts International Llc Adaptive fault clearing based on power transistor temperature

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2003033065A (ja) * 2001-07-19 2003-01-31 Aisin Seiki Co Ltd 電動モータの制御装置及びその設計手法
JP2008040664A (ja) * 2006-08-03 2008-02-21 Daihen Corp インバータ装置及びこのインバータ装置のｐｗｍ制御方法

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107479386A (zh) * 2017-09-19 2017-12-15 国网重庆市电力公司电力科学研究院 一种适用于弱电网的并网逆变器改进h∞控制方法
CN107479386B (zh) * 2017-09-19 2020-09-04 国网重庆市电力公司电力科学研究院 一种适用于弱电网的并网逆变器改进h∞控制方法

Also Published As

Publication number Publication date
JPWO2013175695A1 (ja) 2016-01-12
US9407162B2 (en) 2016-08-02
US20150131346A1 (en) 2015-05-14
WO2013175695A1 (ja) 2013-11-28

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5824580B2 (ja) 電力制御器の設計方法、及び、電力制御器の製造方法
Rodriguez-Diaz et al. Analysis and comparison of notch filter and capacitor voltage feedforward active damping techniques for LCL grid-connected converters
Armin et al. LMI‐based robust PID controller design for voltage control of islanded microgrid
Xu et al. Improved control strategy with grid‐voltage feedforward for LCL‐filter‐based inverter connected to weak grid
Kocewiak et al. Wind turbine converter control interaction with complex wind farm systems
Zhang et al. Power decoupling strategy based on ‘virtual negative resistor’for inverters in low‐voltage microgrids
JP6468342B1 (ja) 電力変換装置
US9184652B2 (en) Method and apparatus for inverter output current harmonic reduction
WO2013001713A1 (ja) 制御装置の設計方法、及び制御装置
Zou et al. Smart transformer-fed variable frequency distribution grid
Razi et al. Simple control scheme for single‐phase uninterruptible power supply inverters with Kalman filter‐based estimation of the output voltage
Carballo et al. Design approach of discrete‐time resonant controllers for uninterruptible power supply applications through frequency response analysis
Yan et al. General energy filters for power smoothing, tracking and processing using energy storage
Gomez Jorge et al. Reduced order generalised integrator‐based current controller applied to shunt active power filters
Koch et al. Design of a robust PI controller for a dual active bridge converter
Issa et al. Hybrid generators‐based AC microgrid performance assessment in island mode
Gao et al. Finite control set model predictive control with model parameter correction for power conversion system in battery energy storage applications
Chen et al. An H∞ filter based active damping control strategy for grid-connected inverters with LCL filter applied to wind power system
Xue et al. Adaptive active damping method of grid-connected inverter based on model predictive control in weak grid
Lin et al. Phase‐reshaping strategy for enhancing grid‐connected inverter robustness to grid impedance
JP6925123B2 (ja) 自然エネルギー発電システム、無効電力コントローラまたは自然エネルギー発電システムの制御方法
US20150123626A1 (en) Power control apparatus, power control method, and power control program
CN101505109A (zh) 瞬时电压电流双环数字控制的逆变电源
Pham et al. Coordinated virtual resistance and capacitance control scheme for accurate reactive power sharing and selective harmonic compensation in islanded microgrid
Sanjenbam et al. Multi‐functional control strategy for power quality improvement of three‐phase grid using solar PV fed unified power quality conditioner

Legal Events

Date Code Title Description
A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20150826

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20150929

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20151009

R151 Written notification of patent or utility model registration

Ref document number: 5824580

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R151

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees