CN104009660B - 一种谐波能量回收型逆变器 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种谐波能量回收型逆变器，所述逆变器包括逆变器本体单元、信号处理单元和电网；所述逆变器本体单元的输出端连接所述信号处理单元的输入端，所述信号处理单元与电网连接。本发明提供的谐波能量回收型逆变器，通过回收利用逆变器产生的PWM(脉冲宽度调整)脉冲串中的谐波能量以及减少逆变器开关损耗来提高逆变器转换效率，通过谐波与基波分离技术来提高基波质量，通过提高逆变器关键器件的使用寿命来提高逆变器的使用寿命。

Description

一种谐波能量回收型逆变器

技术领域

本发明属于电力电子技术领域，具体涉及一种谐波能量回收型逆变器。

背景技术

逆变器的功能是实现DC-AC转换，它是多数电力电子设备的核心部件，在光伏系统中则被誉为系统的大脑与心脏(见参考文献[1]-[3])。从脉冲波形看，逆变器的基本形式可分为两大类：阶梯脉冲(StepWM)型逆变器与脉冲宽度调制(PWM)型逆变器。从这两者脉冲波形将直流能量转化成交流能量的效率(以下简称效率)看，前者高，后者低；从这两者脉冲波形的频谱看，前者包含的难以滤除的3、5、7等低次谐波所占比例高，影响逆变器输出的电能质量；后者可自动消除3、5、7等难以滤除的低次谐波，脉冲中包含的最低次谐波也便于滤除，逆变器输出的电能质量高。以起始相位角均为0的三角载波、正弦参考波产生的SPWM脉冲波形为例，当载波频率是正弦波频率的m_f倍时，SPWM脉冲波形的最低谐波频率是参考正弦波频率f₀的(m_f–5)倍；比如，f₀＝50Hz、m_f＝32时，正弦参考波一个周期内的脉冲个数为N_p＝m_f–2＝30，最低谐波频率高达(m_f–5)×50Hz＝27×50Hz＝1350Hz，这样的谐波当然远比3、5、7等低次谐波容易滤除掉。另外有一种选择谐波消除型PWM(以下简称SHEPWM)[4]-[16]，(另见美国专利7420824)，它不是像SPWM或空间矢量法PWM(SVPWM)那样确定各个脉冲的开、关角，而最常用的方法是通过求解N_p个三角函数超越方程组成的方程组，得到可使选中的N_p/2-1个谐波为零的特殊脉冲序列；当脉冲序列关于π/2轴对称、3π/2轴反对称，从而脉冲序列的谐波不包含偶次谐波时，以基波1/4周期内的N_p/4脉冲的N_p/2个开、关角为未知数，就可使基波具有要求的幅值、3～N_p-1次奇次谐波的幅值为零。这种PWM后来又发展起成实时SHEPWM(见参考文献[17]-[22])，即N_p/2个开、关角不必先计算好存储备用，而是可根据输入的N_p、U_p(脉冲高度，通常规一化为1)与m_a(要求的基波幅值U₁与U_p之比)值实时计算。以申请人设计的正弦波作为参考波的起始相位角为0的N_p＝40的实时SHEPWM为例，最低谐波频率为(N_p+1)×50Hz＝41×50Hz＝2050Hz，这时逆变器脉冲频谱中的谐波更容易滤除。由于这种原因，PWM型逆变器在许多采用DC-AC、AC-DC-AC技术的系统中，特别是光伏系统中得到广泛应用。

在逆变器的主要指标效率、可靠性、输出功率中，效率列为首位；美国再生能源研究所(National Renewable Energy Laboratory,NERL)几次会同国内多家逆变器公司进行的逆变器联合研制计划中，提高效率一直列为首要目标[23]，可见效率低是PWM型逆变器的一大缺陷，这种缺陷在像光伏系统这样的新能源系统中更不能容忍，因为太阳能转换器得来的直流电能实在太昂贵了，不应在DC-AC转换过程中被白白浪费掉。

下面仍以m_f＝32的SPWM与N_p＝32的SHEPWM为例来定量了解这类逆变器的效率。由于SPWM的脉冲波形是关于π/2轴对称、关于3π/2轴反对称的，所以它的脉冲的任何一次谐波的幅值都是它在0～π/2范围内的脉冲的同次波幅值所的4倍，因此计算这种PWM的频谱时，只须知道它在0～π/2范围内的脉冲位置(包括开通角θ_on与关断角θ_off)即可。为了与SPWM的频谱作比较，SHEPWM也设计成与SPWM具有相同的对称性。

m_f＝32的这种SPWM在0～π/2共有8个脉冲(最后一个脉冲的θ_off＝π/2，与π/2～π区间的第一个脉冲的θ_on重合，故0～2π范围内的脉冲数只有m_f–2＝30个)，它们的θ_on、θ_off值与参考正弦波幅值Us(也即SPWM脉冲序列的基波幅值，通常规一化为1)与调制三角波幅值U_T之比m_a＝Us/U_T有关。m_a＝1.0、0.8时，对应的8个脉冲的θ_on、θ_off值如表1，即表1体现了SPWM脉冲位置(m_f＝32)。同样，N_p＝32的SHEPWM在0～π/2也有8个脉冲，它们的θ_on、θ_off值则与m_a＝U₁/U_p有关，表2是N_p＝32的SHEPWM在m_a＝1.0、0.8时对应的8个脉冲的θ_on、θ_off值。

表1

表2

记PWM脉冲序列为p(θ)，它的第n次谐波系数b_p(n)与0～π/2区间的m_f/4或N_p/4个脉冲的相位角的关系为：

$\begin{array}{c}{b}_p\left(n\right)=4\×\frac{1}{\mathrm{\π}}{\∫}_0^{\mathrm{\π}/2}p\left(\mathrm{\θ}\right)\sin \left(\mathrm{n\θ}\right)\mathrm{d\θ}=\frac{4}{\mathrm{\π}}\underset{k=1}{\overset{\mathrm{Np}/8}{\mathrm{\Σ}}}\left({\∫}_{\mathrm{\θ}(2k-1)}^{\mathrm{\θ}\left(2k\right)}p\left(\mathrm{\θ}\right)\sin \left(\mathrm{n\θ}\right)\mathrm{d\θ}\right)\\ =\frac{{4U}_p}{\mathrm{n\π}}\underset{k=1}{\overset{\mathrm{Np}/8}{\mathrm{\Σ}}}\left(\cos (\mathrm{\θ}(2k-1)-\cos (2k)\right)\end{array}$

m_f＝32对应的m_a＝1.0、0.8时的这种SPWM的频谱见图1和2，N_p＝32对应的m_a＝1.0、0.8时的上述SHEPWM的频谱见图3和4。由计算出的频谱不难算出由以下各公式得到的总谐波畸变系数THD(total harmonic distortion factor)，只考虑≤N_f次谐波的部分谐波畸变系数thd(N_f)，基波能量E₁与脉冲总能量E_p之比K_e1，以及未转换为基波的谐波能量E_h＝E_p-E₁与E_p之比K_eh等。

$\mathrm{THD}=\frac{1}{U_1}{\left[\underset{n=\mathrm{2,3,4}}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{U_n}^2\right]}^{1/2}=\sqrt{\frac{E_p^2-E_1^2}{E_1^2}}=\sqrt{\frac{E_p^2}{E_1^2}-1}$

$E_p^2=\frac{1}{\mathrm{\π}}{\∫}_0^{2\mathrm{\π}}{p}^2\left(\mathrm{\θ}\right)\mathrm{d\θ}=\frac{2}{\mathrm{\π}}{\∫}_0^{\mathrm{\π}}{p}^2\left(\mathrm{\θ}\right)\mathrm{d\θ}=\frac{2}{\mathrm{\π}}4U_p^2\underset{k=1}{\overset{m_f/4}{\mathrm{\Σ}}}({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{off}}\left(k\right)-{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{on}}\left(k\right))=\frac{8}{\mathrm{\π}}\underset{k=1}{\overset{m_f/4}{\mathrm{\Σ}}}({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{off}}\left(k\right)-{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{on}}\left(k\right))$

式中U_p＝U_T是脉冲幅度。根据Parseval定理，这样计算的(E_p)²与信号的谐波系数的关系为：

${\left(E_p\right)}^2=\frac{a_0^2}{2}+\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}(a_n^2+b_n^2)=\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{\left(b_p\left(n\right)\right)}^2=\frac{8}{\mathrm{\π}}\underset{k=1}{\overset{m_f/4}{\mathrm{\Σ}}}({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{off}}\left(k\right)-{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{on}}\left(k\right))$

$\begin{array}{cc}{a}_n=\frac{1}{\mathrm{\π}}{\∫}_0^{2\mathrm{\π}}f\left(x\right)\cos \left(\mathrm{nx}\right)\mathrm{dt},& (n=\mathrm{0,1,2,3},...)\\ b_n=\frac{1}{\mathrm{\π}}{\∫}_0^{2\mathrm{\π}}f\left(x\right)\sin \left(\mathrm{nx}\right)\mathrm{dt}.& (n=\mathrm{1,2,3},...)\end{array}$

这样计算出的两种PWM的THD、thd(N_f)、K_e1与K_eh分别见表3，表4。即表3体现了SPWM波形畸变系数与DC-AC转换效率(m_f＝32)，表4体现了SHEPWM波形畸变系数与DC-AC转换效率(N_p＝32)。

表3

表4

由表3、表4可看出，m_a＝1.0时，这两者PWM约有21％由直流源提供的脉冲能量未转换为基波能量，m_a＝0.8时，未转换为基波能量大幅度增加至37％。为了提高PWM型逆变器的能量利用效率，这些迄未利用的、未转换为基波能量应设法予以利用。

提高逆变器效率的现有技术包括：

1.减少逆变器自身的功率损耗与能量泄漏，比如降低滤波电感的铜损、铁损，减少开关器件数目与采用软开关技术以降低开关损耗(见美国专利8184460B2,8023297，7929325，美国专利申请20090003024)，减少逆变器在电流正半周出现的负电压脉冲，以及在电流负半周时出现的电压正脉冲，从减少这种情况下产生的无用的无关功率伴随的功率损耗；减少PV板对地电容的电位变化，以减少这种变化引起的逆变器能量对地泄漏(见美国专利申请20090003024)；采用无变压器电路，以消除变压器带来的损耗(见美国专利20090046491)等。

2.改善控制策略，以补偿系统中某些开关器件与电感元件的性能因运行条件或温度变化引起的逆变器效率下降，使逆变器永远一直在效率最高的状态之下，采用专门的电路消除影响逆变器效率的纹波电流(见美国专利7929325)

以上方法节省的能量有限，远低于PWM脉冲生成方法造成的未转换为基波的能量，于是不得不采用基于载频移相(Phase-Shift)谐波压制技术的PSPWM(见参考文献[4],[24]-[26])，这就得将简单的三电平PWM改变为复杂的多电平PWM，结果不仅使逆变器的电路大为复杂，而且还使开关次数大大增加，与上述方法提出的减少逆变器自身功率消耗的理念相违背。另外，利用载频移相技术时，不同的三角载频之间难以精确达到要求的相移，导致出现新的谐波，影响输出基波的质量。

如果能使三电平PWM未转换成基波的那部分能量也转换成基波，这样就可以既提高三电平PWM型逆变器的能量转换效率，又保留这种逆变器电路简单，以及每基波周期的PWM脉冲数少带来的开关器件开关次数少、功率损耗低、使用期限长(进而逆变器的使用寿命长)的优点。本发明的目的就在于此。现有逆变器未有回收利用谐波能量以提高逆变器效率者。由于SHEPWM逆变器采用的消除低次谐波的方法(包括实时谐波消除方法)同样适用于阶梯脉冲型逆变器，因此只要逆变器脉冲频谱中的最低次谐波的频率足够高，使得基波与谐波能分离或基本分离开来，也就是谐波在分离出的“基波”中所占的比例不超过允许的谐波畸变系数值，则回收利用分离出基波后的剩余谐波能量提高逆变器效率的方案，同样适用于谐波消除型阶梯脉冲逆变器。

上述参考专利如下：

美国专利：7420824，8184460B2，8023297，7929325，7433216,7688605,5224028，6452819，6152819，5835364，5446642，5446643，5327335，5383107，5224028，5212629，5168437，4977492；

美国专利申请：20090003024，20090003024，20090046491，20070242489，20060174939，20060018132，20030117815，20030117815，20020048181。

欧洲专利申请：EP0319910A2Harmonics suppression control circuit for aPWM inverter。

上述参考文献如下：

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发明内容

为了克服上述现有技术的不足，本发明提供一种谐波能量回收型逆变器，通过回收利用逆变器产生的PWM(脉冲宽度调整)脉冲串中的谐波能量以及减少逆变器开关损耗来提高逆变器转换效率，通过谐波与基波分离技术来提高基波质量，通过提高逆变器关键器件的使用寿命来提高逆变器的使用寿命。

为了实现上述发明目的，本发明采取如下技术方案：

本发明提供一种谐波能量回收型逆变器，所述逆变器包括逆变器本体单元、信号处理单元和电网；所述逆变器本体单元的输出端连接所述信号处理单元的输入端，所述信号处理单元与电网连接。

所述逆变器本体单元包括直流电压源、DC/DC转换器和PWM模块；所述直流电压源输出的直流电压经过DC/DC转换器进行电压转换，经过转换的电压信号输入PWM模块进行脉冲宽度调制。

所述直流电压源包括太阳能板电源；所述DC/DC转换器通过自激振荡电路把输入的直流电压转变为交流电压，再通过其内部的变压器改变电压等级之后再转换为直流电压输出。

所述信号处理单元包括基波提取单元和谐波电压反馈单元，所述基波提取单元包括高频网络单元和低频网络单元，所述高频网络单元和低频网络单元分别用于提取PWM电压脉冲中的高频分量和低频分量，所述高频分量为谐波分量，所述低频分量为基波分量。

所述高频网络单元和低频网络单元均包括隔离变压器，所述隔离变压器为升压变压器。

所述高频网络单元中升压变压器的升压比由提取的谐波电压的绝对平均值与所述逆变器输入直流电压的比值确定；

所述低频网络单元中升压变压器的升压比由提取的基波电压与电网电压比值确定。

所述高频网络单元输入端口的输入端连接PWM模块的输出端，其输出端连接低频网络单元输入端口的输入端；所述低频网络单元输入端口的输出端接地；

所述高频网络单元输入端口的两端之间设有低通滤波器，所述低频网络单元输入端口的两端设有高通滤波器。

所述低通滤波器为低频带通滤波器，其谐波阻抗远大于基波阻抗；所述高通滤波器为低频带阻滤波器，其基波阻抗远大于谐波阻抗。

所述低频带通滤波器为RLC串联谐振选频滤波器，所述低频带阻滤波器为RL//C并联谐振选频滤波器。

所述谐波电压反馈单元包括高频网络单元的升压变压器输出端口、平滑电路、电流绝对值电路、平滑电容器；高频网络单元的升压变压器输出端口通过电流绝对值电路连接平滑电路，所述平滑电路的另一端连接直流电压源输出的直流电压，并同时连接平滑电容器，所述平滑电容器的另一端接地。

所述PWM模块包括PWM发生器，所述PWM发生器产生3-电平PWM电压脉冲。

与现有技术相比，本发明的有益效果在于：

(1)、使逆变器产生的PWM的谐波能量能得以用来产生新的PWM脉冲，从而提高逆变器的效率；

(2)、使PWM脉冲的谐波与基波分离，提高了逆变器输出基波的质量；

(3)、可使简单的转换效率低的现有3-电平逆变器转变为高效率逆变器，不必像现有技术的高效率逆变器那样必须采用每个基波周期内的PWM脉冲个数多的多电平逆变器，这样就可减少高效率逆变器在每个基波周期内的PWM脉冲个数，从而减少高效率逆变器的开关次数以提高逆变器的寿命，减少逆变器的开关损耗，提高逆变器的效率与可靠性；

(4)、使高效率逆变器的脉冲生成电路大大简化，并随之减少了这部分电路消耗的能量；使高效率逆变器生成PWM脉冲的控制过程大大简化，从而提高了逆变器的可靠性。

附图说明

图1是m_f＝32时，m_a＝1.0对应的SPWM脉冲图和频谱图；

图2是m_f＝32时，m_a＝0.8对应的SPWM脉冲图和频谱图；

图3是N_p＝32时，m_a＝1.0对应的SHEPWM脉冲图和频谱图；

图4是N_p＝32时，m_a＝0.8对应的SHEPWM脉冲图和频谱图；

图5是采用采用现有技术中电压源型逆变器(VSI)本体及信号处理电路结构图；

图6是采用现有技术中与电流源型逆变器(CSI)本体及信号处理电路结构图；

图7是采用本发明提供的回收型逆变器(VSI)本体及信号处理电路结构图；

图8是图7中低频网络单元LPF四端网络输入端的低频带阻滤波器与高频网络单元HPF四端网络输入端的低频带通滤波器的阻抗-频率特性图(R＝10Ω)；

图9是SPWM-VSI在m_f＝32、m_a＝0.8时的PWM脉冲波形图p(t)；

图10是采用本发明分离出的谐波波形图u_H(t)；

图11是采用本发明分离出的基波波形图u₁(t)；

图12是图9中SPWM-VSI暂态过程结束时稳态的PWM脉冲波形图p(t)；

图13是图10中SPWM-VSI暂态过程结束时稳态的谐波波形图u_H(t)；

图14是图11中SPWM-VSI暂态过程结束时稳态的基波波形图u₁(t)；

图15是图13中u_H(t)在两个基波周内的波形图；

图16是图13中|u_H|在两个基波周期内的波形图；

图17是|u_H|在半个基波周期(|u_H|的一个周期)的局部放大图；

图18是SHEPWM-VSI在m_f＝32、m_a＝0.8时的PWM脉冲波形图p(t)；

图19是采用本发明技术分离出的谐波波形图u_H(t)；

图20是采用本发明技术分离出的基波波形图u₁(t)；

图21是图18中SHEPWM-VSI在暂态过程结束时稳态的PWM脉冲波形图p(t)；

图22是图19中SHEPWM-VSI在暂态过程结束时稳态的谐波波形图u_H(t)；

图23是图20中SHEPWM-VSI在暂态过程结束时稳态的基波波形图u₁(t)；

图24是图22中u_H在两个基波周期内的波形图；

图25是图22中|u_H|在两个基波周期内的波形图；

图26是|u_H|在半个基波周期(|u_H|的一个周期)的局部放大图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步详细说明。

如图7，本发明提供一种谐波能量回收型逆变器，所述逆变器包括逆变器本体单元、信号处理单元和电网；所述逆变器本体单元的输出端连接所述信号处理单元的输入端，所述信号处理单元与电网连接。

所述逆变器本体单元包括直流电压源(V_in+、V_in-)、DC/DC转换器和产生所需SPWM(或SHEPWM)电压脉冲链(chain)的PWM模块；所述直流电压源输出的直流电压经过DC/DC转换器进行电压转换，经过转换的电压信号输入PWM模块进行脉冲宽度调制。

所述直流电压源包括太阳能板(PV Array)电源；所述DC/DC转换器通过自激振荡电路把输入的直流电压转变为交流电压，再通过其内部的变压器改变电压等级之后再转换为直流电压输出。

所述信号处理单元包括基波提取单元和谐波电压反馈单元，所述基波提取单元包括高频网络单元和低频网络单元，所述高频网络单元和低频网络单元分别用于提取PWM电压脉冲中的高频分量和低频分量，所述高频分量为谐波分量，所述低频分量为基波分量。

所述高频网络单元和低频网络单元均包括隔离变压器，所述隔离变压器为升压变压器。

所述高频网络单元中升压变压器的升压比由提取的谐波电压的绝对平均值与所述逆变器输入直流电压的比值确定；

所述高频网络单元中升压变压器的升压比用η表示，其表达式为：

η＝1/|u_H(θ)|_ave

其中，u_H(θ)为所选用的PWM电压脉冲的谐波电压和，|u_H(θ)|为u_H(θ)的绝对值信号，|u_H(θ)|_ave是|u_H(θ)|在基波单个周期内取的平均值，其表达式为：

${\left|u_H\left(\mathrm{\θ}\right)\right|}_{\mathrm{ave}}=\frac{2U_1}{\mathrm{\π}}((1-\cos {\mathrm{\θ}}_1)+\underset{k=1}{\overset{N_p/4}{\mathrm{\Σ}}}\cos {\mathrm{\θ}}_{2k}-(\cos {\mathrm{\θ}}_{2k+1}+\cos {\mathrm{\θ}}_{2k-1}))$

其中，U₁为基波幅值，N_p是每个基波周期内的PWM脉冲的个数，θ_2k-1与θ_2k是第k个脉冲的开通、关断相位角。

所述低频网络单元中升压变压器的升压比由提取的基波电压与电网电压比值确定。

所述高频网络单元输入端口的输入端连接PWM模块的输出端，其输出端连接低频网络单元输入端口的输入端；所述低频网络单元输入端口的输出端接地；

所述高频网络单元输入端口的两端之间设有低通滤波器，所述低频网络单元输入端口的两端设有高通滤波器。

所述低通滤波器为低频带通滤波器，其谐波阻抗远大于基波阻抗；所述高通滤波器为低频带阻滤波器，其基波阻抗远大于谐波阻抗。

所述低频带通滤波器为RLC串联谐振选频滤波器，所述低频带阻滤波器为RL//C并联谐振选频滤波器。

所述PWM模块包括PWM发生器，所述PWM发生器产生3-电平PWM电压脉冲，既以减少了开关器件的开关次数，提高开关器件的寿命，进而提高逆变器的寿命，并降低逆变器损耗。

由PWM的(幅值)调制比m_a与每基波周期的脉冲个数N_p确定的隔离耦合网络的耦合系数，将谐波电平调整到设定的数值。

利用SHEPWM(可消除选定谐波的PWM脉冲产生方法)、SPWM(三角载波、正弦参考波相比较产生PWM脉冲的方法)等方法产生脉冲，从而逆变器的脉冲串中不存在、或基本上不存在基波到n_min次谐波之间的所有谐波分量。

将V_HF反馈至V_in，以补充V_in产生PWM时消耗的能量。通过这种将PWM中未转换成基波的那部分能量(谐波能量)再回收来产生PWM的方法，可减少了产生相同数量的PWM脉冲时消耗的原V_in的能量，使逆变器产生的基波的能量接近于原V_in消耗的能量，提高了逆变器的转换效率。

谐波电压反馈单元包括高频网络单元的升压变压器输出端口、平滑电路、电流绝对值电路、平滑电容器；高频网络单元的升压变压器输出端口通过电流绝对值电路连接平滑电路，所述平滑电路的另一端连接直流电压源输出的直流电压，并同时连接平滑电容器，平滑电容器的另一端接地。

实施例

以SHEPWM逆变器为例，由于SHEPWM电压脉冲中的基波到(N_p+1)次谐波之间的各次谐波均不存在，所以高频网络所需的低频带通滤波器，只要它对于(N_p+1)次谐波的阻抗远大于它的基波阻抗即可；同样，低频网络所需的低频带阻滤波器，只要它的基波阻抗远大于它对于(N_p+1)次谐波的阻抗即可。以N_p＝32为例(每个基波周期包含32个脉冲)，电压脉冲中的幅值不为零的最低次谐波频率为f_min＝(N_p+1)×50Hz＝1650Hz，远离基波频率50Hz，由此所需的低频带通滤波器与低频带阻滤波器很容易实现。仿真结果表明，即使是m_f＝32的SPWM(每个基波周期包含30个脉冲)对应的f_min＝27×50Hz＝1350Hz，所需的低频带通滤波器与低频带阻滤波器也很容易实现。

图7是本实施方案的HPF网络输入端采用的RLC串联谐振型低频带通滤波器与LPF网络输入端采用的RL//C并联谐振型低频带阻滤波器的阻抗-频率特性之例。

图7低频带通、带阻滤波器的基波-谐波分离效果如表5：

表5

表5中33次谐波与27次谐波分别是N_p＝32的SHEPWM与m_f＝32的SPWM中含有的最低次谐波，Z_p/(Z_s+Z_p)代表单位谐波电压在低频带阻滤波器上产生的电压。由表5可知，在PWM脉冲的THD＝0.6的情况下，低频带阻滤波器分离出的基波中含有的谐波比例也仅为万分之8.24，可见这时逆变器输出的基波质量之高。

对于采用SHE(特定谐波消除)技术的阶梯型PWM，以上分析同样适用。

实现了PWM的基波与谐波分离后，基波的提取与输出功能，谐波的提取与反馈功能就都可以实现。其中：

基波提取功能由LPF网络的输入端实现；提取的基波耦合至LPF网络的输出端后，结合其它常规元(部)件(图中未画出)，就可以实现逆变器必需的基波输出功能。

谐波提取功能由HPF网络的输入端实现，谐波电压反馈功能由HPF网络输出端及后续绝对值电路ABS、平滑电路AVE+CF实现。携带谐波能量的谐波电压V_HF正反馈至输入直流电压源后，逆变器PWM脉冲的基波能量与谐波能量的比率不会发生变化，但是产生同样的PWM脉冲所消耗的该直流电压源的能量减少了，原因是减少的这部分直流能量来自反馈而来的已转变为直流能量的谐波能量。这样，对于逆变器最终输出的基波能量与原直流源提供的能量与之比，不再是小于1，而是接近于1，于是通过这种方式达到了提高逆变器的效率的目的。

现在计算图7电路中高频网络HPF输入-输出端耦合比为1时的谐波电压和u_H(θ)的绝对平均值，以便确定HPF网络中升压变压器的升压比。设PWM电压脉冲p(θ)的基波电压为u₁(θ)＝U₁sinθ，式中U₁＝m_aU_p＝m_a是基波幅值，U_p＝1是规一化的脉冲幅值。在基波与谐波能被完全分离的理想情况下，谐波电压之和u_H(θ)为：

u_H(θ)＝p(θ)–u₁(θ)＝p(θ)–U₁sinθ

谐波电压的绝对值为：

|u_H(θ)|＝|p(θ)–U₁sinθ|

谐波电压绝对值在一个基波周期内的平均值为：

${\left|u_H\left(\mathrm{\θ}\right)\right|}_{\mathrm{ave}}=\frac{1}{2\mathrm{\π}}{\∫}_0^{2\mathrm{\π}}|p\left(\mathrm{\θ}\right)-U_1\sin \mathrm{\θ}|\mathrm{d\θ}=\frac{2}{\mathrm{\π}}{\∫}_0^{\mathrm{\π}/2}|p\left(\mathrm{\θ}\right)-U_1\sin \mathrm{\θ}|\mathrm{d\θ}$

在θ＝0～π/2的范围内，p(θ)与U₁sinθ均为正值(包括为0)，并且正常情况下基波幅值U₁不能大于脉冲幅值U_p(m_a≤1)，即在p(θ)不为0处，|p(θ)–U₁sinθ|＝p(θ)–U₁sinθ，在p(θ)为0处，|p(θ)–U₁sinθ|＝U₁sinθ。令θ(0)＝0，θ(N_p/2+1)＝π/2，则对于SHEPWM上式可表示为：

$\begin{array}{c}{\left|u_H\left(\mathrm{\θ}\right)\right|}_{\mathrm{ave}}=\frac{2}{\mathrm{\π}}(\underset{k=0}{\overset{N_p/4}{\mathrm{\Σ}}}{\∫}_{\mathrm{\θ}\left(2k\right)}^{\mathrm{\θ}(2k+1)}{U}_1\sin \mathrm{\θd\θ}+\underset{k=1}{\overset{N_p/4}{\mathrm{\Σ}}}{\∫}_{\mathrm{\θ}(2k-1)}^{\mathrm{\θ}\left(2k\right)}(p\left(\mathrm{\θ}\right)-U_1\sin \mathrm{\θ})\mathrm{d\θ})\\ =\frac{2}{\mathrm{\π}}(\underset{k=0}{\overset{N_p/4}{\mathrm{\Σ}}}{\∫}_{\mathrm{\θ}\left(2k\right)}^{\mathrm{\θ}(2k+1)}{U}_1\sin \mathrm{\θd\θ}+\underset{k=1}{\overset{N_p/4}{\mathrm{\Σ}}}[{\∫}_{\mathrm{\θ}(2k-1)}^{\mathrm{\θ}\left(2k\right)}(p\left(\mathrm{\θ}\right)\mathrm{d\θ}-{\∫}_{\mathrm{\θ}(2k-1)}^{\mathrm{\θ}\left(2k\right)}{U}_1\sin \mathrm{\θd\θ})\left]\right)\\ =\frac{2U_1}{\mathrm{\π}}((1-{\cos \mathrm{\θ}}_1)+\underset{k=1}{\overset{N_p/4}{\mathrm{\Σ}}}[{\cos \mathrm{\θ}}_{2k}-{\cos \mathrm{\θ}}_{2k+1}-({\cos \mathrm{\θ}}_{2k-1}+{\cos \mathrm{\θ}}_{2k-1})\left]\right)+\frac{{2U}_p}{\mathrm{\π}}\underset{k=1}{\overset{N_p/4}{\mathrm{\Σ}}}({\mathrm{\θ}}_{2k}-{\mathrm{\θ}}_{2k-1})\\ =\frac{2U_1}{\mathrm{\π}}((1-{\cos \mathrm{\θ}}_1)+\underset{k=1}{\overset{N_p/4}{\mathrm{\Σ}}}2*{\cos \mathrm{\θ}}_{2k}-[{\cos \mathrm{\θ}}_{2k+1}+\cos {\mathrm{\θ}}_{2k-1}\left]\right)+\frac{{2U}_p}{\mathrm{\π}}\underset{k=1}{\overset{N_p/4}{\mathrm{\Σ}}}({\mathrm{\θ}}_{2k}-{\mathrm{\θ}}_{2k-1})\end{array}$

式中θ(0)＝0，θ(N_p/2+1)＝π/2。

对于SPWM，由于θ＝π/2处及其两侧p(θ)＝U_p，所以它的|u_h(θ)|_ave应为：

${\left|u_H\left(\mathrm{\θ}\right)\right|}_{\mathrm{ave}}=\frac{2}{\mathrm{\π}}(\underset{k=0}{\overset{N_p/4-1}{\mathrm{\Σ}}}{\∫}_{\mathrm{\θ}\left(2k\right)}^{\mathrm{\θ}(2k+1)}{U}_1\sin \mathrm{\θd\θ}+\underset{k=1}{\overset{N_p/4}{\mathrm{\Σ}}}{\∫}_{\mathrm{\θ}(2k-1)}^{\mathrm{\θ}\left(2k\right)}(p\left(\mathrm{\θ}\right)-U_1\sin \mathrm{\θ})\mathrm{d\θ})$

但是如果令θ(N_p/2+1)＝θ(N_p/2)，即仍令θ(N_p/2+1)＝π/2，则它的|u_h(θ)|_ave仍可表示为：

$\begin{array}{c}{\left|u_H\left(\mathrm{\θ}\right)\right|}_{\mathrm{ave}}=\frac{2}{\mathrm{\π}}(\underset{k=0}{\overset{N_p/4}{\mathrm{\Σ}}}{\∫}_{\mathrm{\θ}\left(2k\right)}^{\mathrm{\θ}(2k+1)}{U}_1\sin \mathrm{\θd\θ}+\underset{k=1}{\overset{N_p/4}{\mathrm{\Σ}}}{\∫}_{\mathrm{\θ}(2k-1)}^{\mathrm{\θ}\left(2k\right)}(p\left(\mathrm{\θ}\right)-U_1\sin \mathrm{\θ})\mathrm{d\θ})\\ \frac{{2U}_1}{\mathrm{\π}}(1-{\cos \mathrm{\θ}}_1+\underset{k=1}{\overset{N_p/4}{\mathrm{\Σ}}}2*{\cos \mathrm{\θ}}_{2k}-[{\cos \mathrm{\θ}}_{2k+1}+{\cos \mathrm{\θ}}_{2k-1}\left]\right)+\frac{{2U}_p}{\mathrm{\π}}\underset{k=1}{\overset{N_p/4}{\mathrm{\Σ}}}({\mathrm{\θ}}_{2k}-{\mathrm{\θ}}_{2k-1})\end{array}$

式中N_p＝m_f。

由以上两式算出的N_p＝32的SHEPWM与m_f＝32的SPWM在m_a＝1.0、0.8时的|u_H(θ)|_ave见表6。

表6

将|u_H(θ)|_ave升高到V_IN/|u_H(θ)|_ave＝U_p/|u_H(θ)|_ave，即可使图7中谐波反馈回路输出的反馈电压V_HF＝U_p＝V_IN，这只须在图7高频网络HPF中采用升压比η＝1/|_uH(θ)|_ave的隔离变压器即可。

以下是采用本实施方案的VSI的Matlab Simulink仿真结果。

SPWM-VSI在m_f＝32、m_a＝0.8时的PWM脉冲波形p(t)，以及采用本发明技术分离出的谐波波形u_H(t)、基波波形u₁(t)分别见图9、10、11；p(t)、u_H(t)、u₁(t)在暂态过程结束时的波形分别见图12、13、14。

图10中u_H(t)以及它的绝对值|u_H|在两个基波周期内的波形见图15和16，|u_H|在半个基波周期(|u_H|的一个周期)的局部放大图见图17。

SHEPWM-VSI在m_f＝32、m_a＝0.8时的PWM脉冲波形p(t)、以及采用本发明技术分离出的谐波波形u_H(t)、基波波形u₁(t)分别见图18、19、20。p(t)、u_H(t)、u₁(t)在暂态过程结束时的波形分别见图21、22、23。

图22中u_H、|u_H|(中)在两个基波周期内的波形，以及|u_H|在半个基波周期(|u_H|的一个周期)的局部放大图分别见图24、25、26。

最后应当说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非对其限制，尽管参照上述实施例对本发明进行了详细的说明，所属领域的普通技术人员应当理解：依然可以对本发明的具体实施方式进行修改或者等同替换，而未脱离本发明精神和范围的任何修改或者等同替换，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。

Claims (10)

1.一种谐波能量回收型逆变器，其特征在于：所述逆变器包括逆变器本体单元、信号处理单元和电网；所述逆变器本体单元的输出端连接所述信号处理单元的输入端，所述信号处理单元与电网连接；

所述信号处理单元包括基波提取单元和谐波电压反馈单元，所述基波提取单元包括高频网络单元和低频网络单元，所述高频网络单元和低频网络单元分别用于提取PWM电压脉冲中的高频分量和低频分量，所述高频分量为谐波分量，所述低频分量为基波分量。

2.根据权利要求1所述的谐波能量回收型逆变器，其特征在于：所述逆变器本体单元包括直流电压源、DC/DC转换器和PWM模块；所述直流电压源输出的直流电压经过DC/DC转换器进行电压转换，经过转换的电压信号输入PWM模块进行脉冲宽度调制。

3.根据权利要求2所述的谐波能量回收型逆变器，其特征在于：所述直流电压源包括太阳能板电源；所述DC/DC转换器通过自激振荡电路把输入的直流电压转变为交流电压，再通过其内部的变压器改变电压等级之后再转换为直流电压输出。

4.根据权利要求1所述的谐波能量回收型逆变器，其特征在于：所述高频网络单元和低频网络单元均包括隔离变压器，所述隔离变压器为升压变压器。

5.根据权利要求4所述的谐波能量回收型逆变器，其特征在于：所述高频网络单元中升压变压器的升压比由提取的谐波电压的绝对平均值与所述逆变器输入直流电压的比值确定；

所述低频网络单元中升压变压器的升压比由提取的基波电压与电网电压比值确定。

6.根据权利要求1或5所述的谐波能量回收型逆变器，其特征在于：所述高频网络单元输入端口的输入端连接PWM模块的输出端，其输出端连接低频网络单元输入端口的输入端；所述低频网络单元输入端口的输出端接地；

所述高频网络单元输入端口的两端之间设有低通滤波器，所述低频网络单元输入端口的两端设有高通滤波器。

7.根据权利要求6所述的谐波能量回收型逆变器，其特征在于：所述低通滤波器为低频带通滤波器，其谐波阻抗远大于基波阻抗；所述高通滤波器为低频带阻滤波器，其基波阻抗远大于谐波阻抗。

8.根据权利要求7所述的谐波能量回收型逆变器，其特征在于：所述低频带通滤波器为RLC串联谐振选频滤波器，所述低频带阻滤波器为RL//C并联谐振选频滤波器。

9.根据权利要求1所述的谐波能量回收型逆变器，其特征在于：所述谐波电压反馈单元包括高频网络单元的升压变压器输出端口、平滑电路、电流绝对值电路、平滑电容器；高频网络单元的升压变压器输出端口通过电流绝对值电路连接平滑电路，所述平滑电路的另一端连接直流电压源输出的直流电压，并同时连接平滑电容器，所述平滑电容器的另一端接地。

10.根据权利要求2所述的谐波能量回收型逆变器，其特征在于：所述PWM模块包括PWM发生器，所述PWM发生器产生3-电平PWM电压脉冲。