CN1997947A - 强韧性数字控制器及其设计装置 - Google Patents

Abstract

〔问题〕提供一种安装于不需要考虑高逼近度和控制输入大小的新型两自由度强韧性数字控制系统的强韧数字控制器及其设计装置。〔解决手段〕控制补偿装置70A将目标值r和控制量y之间的离散化传递函数W_ry(z)决定为逼近度更高的二次逼近模型传递函数W_m(z)，根据此模型传递函数W_m(z)，建构出可在数字控制器70内部进行运算处理的积分型控制系统。另外，设计装置可自动算出构成此控制系统的参数。因此，相比于实现传统的一次逼近模型的逼近模型控制系统，可轻易实现逼近度更高、输出噪声更强的数字控制器70。

Description

强韧性数字控制器及其设计装置

技术领域

本发明涉及一种强韧性数字控制器，其安装于开关电源装置之类的PWM功率放大器等电器内，供给负荷的输出电压和指令信号成比例地进行控制，本发明特别涉及一种强韧性数字控制器及其设计装置，其即使针对大范围的负荷变动或电源电压变动，也可以单独的结构来应对。

背景技术

将脉冲宽度调制(PWM)开关作为电力转换电路来使用，并且，为了除去噪声，在电力转换电路和负荷之间插入LC滤波器，此外，使供给负荷的输出电压和指令信号成比例来构成控制系统的PWM功率放大器可作为电源或放大器来使用。此时，其负荷的特性范围广至从容性到感性，大小也从零大幅变动至最大额定值。因此，需要所谓的强韧性PWM功率放大器，其即使针对此大范围的负荷变动，或者针对直流电源的电压变动，也可以一个控制器来应对。

这类强韧性PWM功率放大器中的模拟控制器的设计方法已在非专利文献1、非专利文献2中揭示过，通过此方法，在控制器上使用带有载波噪声的电流反馈及电压反馈。但是，为了减小噪声对控制器的影响，应减少反馈信号，另外，电流检测传感器一般很昂贵，所以，应得到一种仅使用电压反馈的控制器。此时，模拟控制器的结构不使用电流反馈，所以变得复杂，难以实现，然而在使用数字控制器的情况下，可利用DSP(数字信号处理器)来轻易实现。

因此，在其它的非专利文献3中提出了满足上述要求的PWM功率放大器中的强韧性数字控制器的设计方法。

数字反馈控制系统产生比模拟反馈控制系统更多的输入停滞时间。此输入停滞时间主要是因为DSP的运算时间延迟、模数(AD)转换时间及数模(DA)转换时间、三角波比较部的延迟等。着眼于此点，在上述非专利文献3中，考虑输入停滞时间和从电流反馈到电压反馈的转换，通过次数为连续时间系统的二次以上的离散时间系统来表现控制对象(PWM信号产生部、电力转换电路和LC滤波器)，相对于此，提出可达成所给予的目标特性的状态反馈系统的结构。另外，在此还揭示，在仅使用电压的输出反馈系统上将该状态反馈系统作等价转换之后，结合逼近此输出反馈系统而得的强韧性补偿器，可构成逼近两自由度的数字强韧性控制系统，并且，通过将此数字强韧性控制系统作等价转换，获得仅使用电压反馈的数字积分型控制器。

非专利文献1：K.Higuchi，K.Nakano，K.Araki以及F.Chino，“The robustdesign of PWM power amplifier by the approximate 2-degree-of-freedom integraltype servo system”，Proc.IEEE IECON-2000，pp.2297-2302，2000

非专利文献2：樋口幸治，中野和司，荒木邦弥，茅野文穗，“使用逼近两自由度数位积分型控制的强韧性PWM功率放大器的设计”，电学论，Vol.122，No.2，pp.96-103，2002

非专利文献3：樋口幸治，中野和司，荒木邦弥，茅野文穗，“仅使用电压反馈的近四两自由度数位积分型控制的强韧性PWM功率放大器的设计”，电子情报通信学会论文志，Vol.J-85-C，No.10，pp.1-11(2002.10)

发明内容

【发明所要解决的问题】

在上述文献中，已揭示实现一次逼近模型的逼近两自由度强韧性数字控制系统的结构方法，在安装于此种控制系统内的强韧性数字控制器中，难以在提高逼近度的同时抑制控制输入。因此，必须提供一种任何人都不需要考虑高逼近度和控制输入大小的强韧性数字控制器。另外，关于在上述文献中所提出的两自由度强韧性数字控制系统，并未揭示提高强韧性数字控制系统的逼近度的明确参数的决定装置。因此，在参数的决定上，必定有很多的思考错误，变得非常麻烦。因此，必须提供一种设计装置，该装置具有任何人都很容易设计的明确参数的决定装置。

本发明为解决上述问题，第一目的在提供一种安装于新型两自由度强韧性控制系统的强韧性数字控制器，其中，不需要考虑高逼近度获控制出入的大小。此外，第二目的在提供此种强韧性数字控制器的设计装置。

【用以解决问题的手段】

本发明所揭示的强韧性数字控制器中，将目标值r和控制量y之间的离散化传递函数W_ry(z)决定为逼近度更高的二次逼近模型传递函数W_m(z)，根据此模型传递函数W_m(z)，建构出可在数字控制器内部进行运算处理的积分型控制系统。因此，相比于实现传统的一次逼近模型的逼近模型控制系统，可轻易实现逼近度更高、对输出噪声更强韧的数字控制器，并且，该数字控制器的强韧性设计可在不几乎不考虑控制输入的大小的情况下轻易被实现。

在本发明所揭示的强韧性数字控制器中，安装于该控制器内的控制补偿装置不需要后述的第一至第三前馈装置，所以，不会对控制器的运算能力造成太大的负担。

在本发明所揭示的强韧性数字控制器中，可通过在控制补偿装置中附加前馈的处理结构，进一步实现高精度的控制。

在本发明所揭示的发明中，可通过来自控制量的电压反馈系统和动态补偿滤波器的极点反馈系统将电流反馈等价转换为电压反馈系统，通过来自控制对象的电压反馈所产生消除数字控制特有的输入停滞时间，此外，通过与零点有关的电压反馈系统，可进一步提高二次逼近模型的逼近度，通过来自控制目标值的前馈系统，可在必要的频率频带，实现抗干扰能力强的强韧性目标特性的模型匹配。

在本发明所揭示的发明中，可在不进行复杂处理步骤的情况下，简单获得到所要特性的各参数k₁、k₂、k₃、k₄、k₅、k₆、k_j、k_iz、k_in的值。另外，代入这些参数值的数字控制器将目标值r和控制量y之间的离散化传递函数W_ry(z)决定为逼近度更高的二次逼近模型传递函数W_m(z)，根据此模型传递函数W_m(z)，建构出可在内部进行运算处理的积分型控制系统。因此，相比于实现传统的一次逼近模型的逼近模型控制系统，可轻易实现逼近度更高、对输出噪声更强韧的数字控制器，并且，该数字控制器的强韧性设计可在不几乎不考虑控制输入的大小的情况下轻易被实现。

此外，在此的数字元控制器不需要后述的第一至第三前馈装置，所以，不会对控制器的运算能力造成太大的负担，设计装置也不需要算出此种前馈的参数，所以，可加速处理时间。

在本发明所揭示的发明中，通过附加前馈的处理结构作为数字控制器的积分型控制系统，数字控制器可进一步实现高精度控制，对应于此种数字控制器，设计装置也可算出含有与该前馈有关的参数的各参数值。

在本发明所揭示的发明中，可在不进行复杂处理步骤的情况下，简单获得到所要特性的各参数k₁、k₂、k₃、k₄、k_i1、k_i2的值。另外，代入这些参数值的数字控制器将目标值r和控制量y之间的离散化传递函数W_ry(z)决定为逼近度更高的二次逼近模型传递函数W_m(z)，根据此模型传递函数W_m(z)，建构出可在内部进行运算处理的积分型控制系统。因此，通过合并使用这里的新型设计装置，可针对实现一次逼近模型的逼近两自由度强韧性数字控制系统的结构，简单地进行强韧性设计。

此外，在此的数字元控制器不需要后述的第一及第二前馈装置，所以，不会对控制器的运算能力造成太大的负担，设计装置也不需要算出此种前馈的参数，所以，可加速处理时间。

在本发明所揭示的发明中，通过附加前馈的处理结构作为数字控制器的积分型控制系统，数字控制器可进一步实现高精度控制，对应于此种数字控制器，设计装置也可算出含有与该前馈有关的参数的各参数值。

在本发明所揭示的发明中，将在控制器参数决定装置上所算出的各参数值直接输出至数字控制器，所以，可省去对数字控制器逐一输入参数的麻烦。

在本发明所揭示的发明中，可在控制器参数指定装置上自动算出得到所要特性的各参数值，所以，可利用在控制器参数决定装置上所算出的最后的各参数值来确实进行数字控制器的强韧性设计。

在本发明所揭示的发明中，可仅将得到所要特性的各参数值直接输出至数字控制器，简单且确实地进行数字控制器的强韧性设计。

【发明效果】

根据本发明所揭示的强韧性数字控制器，可安装不需考虑高逼近度和控制输入大小的新型两自由度强韧性数字控制系统。

根据本发明所揭示的强韧性数字控制器，不会对控制器的运算能力造成太大的负担。

根据本发明所揭示的强韧性数字控制器，可通过安装前馈的处理结构，进一步实现高精度控制。

根据本发明所揭示的数字控制器，可在不使用电流反馈的情况下，通过电压反馈得到等价的性能，所以，可减低控制装置的成本，消除数字控制所浪费的时间，所以，加速了控制系统的响应时间，此外，可提供逼近模型的逼近度，进行目标特性的模型匹配，实现抗干扰能力强的强韧性控制。

在本发明所揭示的发明中，通过利用在设计装置上所得到的各参数的值，提供一种任何人都不需要考虑高逼近度和控制输入大小的强韧性数字控制器。另外，由于不需要算出前馈的参数，所以可加速设计装置的处理时间。

根据本发明所揭示的发明，可在设计装置上算出包含与前馈有关的参数的各参数值。

根据本发明所揭示的发明，可对实现依次逼近模型的逼近两自由度强韧性数字控制系统的结构进行容易的设计。

根据本发明所揭示的发明，可在设计装置上算出包含与前馈有关的参数的各参数值。

根据本发明所揭示的发明，可省去对数字控制器逐一输入参数值的麻烦。

根据本发明所揭示的发明，可确实进行数字控制器的强韧性设计。

根据本发明所揭示的发明，可简单且确实地进行数字控制器的强韧性设计。

附图说明

图1为包含本发明第1实施例中的强韧性数字控制器的PWM功率放大器的电路图。

图2同上，为载波和PWM输出的波形图。

图3同上，为包含图1中的LC滤波器电路的转换器部的等价电路图。

图4同上，为表示输入无效时间和具有1周期延迟元件的控制对象的框图。

图5同上，为表示负荷变动的等价干扰和状态反馈所导致的模型匹配系统的框图。

图6同上，为表示仅使用电压(输出)反馈的模型匹配系统的框图。

图7同上，为在包含传递函数W_ry(z)、W_Qy(z)的系统中结合逆系统和滤波器的可实现的系统的框图。

图8同上，为对图7所示系统作等价转换而得的逼近两自由度数位积分型控制系统的框图。

图9同上，为在图8中使n₀逼近其中一个零点时的频率-增益特性图。

图10同上，为在图8中使n₀逼近其中一个零点时的频率-相位特性图。

图11同上，为表示当-n₀＝x、H₃＝y时的双曲线的x-y坐标图。

图12同上，为等价干扰q_y和控制量y之间的传递函数的频率-增益特性图。

图13同上，危险式启动时的输出电压、输入电压、输出电流的各响应特性的波形图。

图14同上，为表示负荷急遽变动时的动态负荷响应的负荷电流和输出电压的各个波形图。

图15为本发明第2实施例中的逼近两自由度数位积分型控制系统的框图。

图16同上，为与当H₂＝x、H₃＝y时的正常值W_qyy(1)有关的图表。

图17同上，为与当H₂＝yi、H₃＝x-yi时的正常值W_qyy(1)有关的图表。

图18同上，为与当H₂＝x+yi、H₃＝x-yi时的圆的方程式的x-y坐标图。

图19同上，为等价干扰qy和控制量y之间的传递函数的频率-增益特性图。

图20同上，为将极点H₂、H₃设定为复数时，表示启动时的输出电压、输入电压、输出电流的各个响应特性的波形图。

图21同上，为将极点H₂、H₃设定为适当实数时，表示启动时的输出电压、输入电压、输出电流的各个响应特性的波形图。

图22同上，表示负荷急遽变动时的动态负荷响应的负荷电流和输出电压的各个波形图。

图23为表示本发明第3实施例中的强韧性数字控制器的设计装置构造的框图。

图24同上，为表示设计装置的动作步骤的流程图。

图25为表示本发明第4实施例中的强韧性数字控制器的设计装置构造的框图。

图26同上，为表示设计装置的动作步骤的流程图。

具体实施方式

下面参照附图，详细说明本发明实施例中的最佳强韧性数字控制器及其设计装置。

第1实施例

图1显示包含应用于本实施例的强韧性数字控制器的PWM功率放大器的电路结构。在此图中，1为直流电源，2为电力转换电路，亦即，正向型转换器部2，将构成转换器部2的一次电路的变压器3的一次线圈3A和开关元件5的串联电路连接至上述直流电源1的两端之间，并使开关元件5有开关动作，借此，来自直流电源1的输入电压Vi作为电压E1断断续续施加于变压器3的一次线圈3A上。另外，转换器部2的二次电路由与上述一次线圈3A电性绝缘的变压器部3的二次线圈3B、整流元件亦即整流二极管6、稳流元件亦即稳流二极管7所构成，在此转换器部2的二次电路和负荷8之间，插入连接了由抗流线圈10及平滑电容器11所组成的LC滤波器电路12。然后，伴随上述开关元件5的开关动作，在二次线圈3B上诱发的电压2通过整流二极管6和稳流二极管7来整流，通过LC滤波器电路12除去噪声成分之后，作为输出电压Vo供给至负荷8。

另一方面，15为用来实现使上述输出电压Vo稳定而设置的反馈控制系统的反馈电路，由屏蔽和输出电压Vo相同电平的电压反馈信号的噪声成分的第一低通滤波器16、产生指定振幅C_m和载波频率的三角波或锯齿状载波的振荡器17、屏蔽从振荡器17输出的载波的噪声成分的第二低通滤波器18、比较上述电流反馈信号和上述载波的各电压电平并根据该比较结果在对应时间输出PWM(脉冲宽度调制)开关信号而作为数字控制器的DSP(数字信号处理器)19、使和来自上述DSP19的PWM开关信号变为电性绝缘来传递的绝缘变压器20、增幅该PWM开关信号并将之供给至开关元件5的控制端子的驱动器电路21所构成。

若进一步详细说明DSP19的结构，其分别内建了对来自第一低通滤波器16的电压反馈信号作数字转换的第一AD转换器23、对来自第二低通滤波器18的模拟载波作数字转换的第二AD转换器24、比较离散化之后的电压反馈信号及载波的各电压电平并决定PWM开关信号的开启时间宽度而作为实质的数字处理部分的控制器25、作为根据该控制器25所得的开启时间宽度而产生PWM开关信号的PWM信号产生部的PWM产生器26。此外，图1所示的DSP19和振荡器17分开来设置，也可在DSP19中内建振荡器17的构造。本实施例中的DSP19具有可安装在控制器25上的新特征。

在本实施例中，设计并制造的PWM功率放大器满足以下特性：(1)输入电压Vi为48V且输出电压Vo为3.3V，(2)启动时的过渡响应特性在电阻负荷及由电阻和电容器所组成的并联负荷中几乎相同(其中，电阻值RL和电容器的电容CL在0.165≤RL≤∞(Ω)，0≤CL≤200(μF)的范围内)，(3)启动时的过渡响应快速上升时间小于100(μs)，(4)对于全部的负荷，在启动时的过渡响应时，不产生过冲，(5)动态负荷响应相对于10(A)的变动，小于50(mV)，(6)即使输入电压Vi的变动范围在±20％内，也满足上述(2)～(5)的特性。

在此，从图2所示的载波和PWM开关信号(PWM输出)的各波形图，算出包含LC滤波器电路12的转换器部2的增益K_P。在同一图中，上段表示载波，下段表示PWM开关信号的各波形，C_m表示载波的负峰值电压，u表示电压反馈信号的电压电平。另外，T_s、T_on分别代表PWM开关信号的周期和开启时间。

在此情况下，输入至第一低通滤波器16的电压反馈信号的电压V_in以下列公式15来表示。

[公式15]

$V_{\mathrm{in}}=\frac{T_{\mathrm{on}}}{T_s}\·\frac{\mathrm{Vi}}{\frac{N_1}{N_2}}=\frac{C_m-u}{C_m}\·\mathrm{Vi}\·\frac{N_2}{N_1}$

作为一例，设定输入电压Vi＝48V，变压器3的一次线圈3A的圈数N1与二次线圈3B的圈数N2的比为N1∶N2＝8∶2，负峰值电压C_m＝-66V，于是得到V_in＝-0.18·(u-66)，算出转换器部2的增益K_p，如下所示。

[公式16]

$K_p=\frac{\mathrm{Vi}}{C_m}\·\frac{N_2}{N_1}=-0.18$

构成上述LC滤波器电路12的抗流线圈10的电感L1和平滑电容器11的电容C1的各值减去载波、和开关同步的噪声，同时，进一步将反馈控制系统设定为低灵敏度。作为输入至DSP19的输入电压u的电压反馈信号的频率若充分地小于来自振荡器17的载波的频率，在显示包含LC滤波器电路12的转换器部2的等价模型电路的图3中，作为控制对象的PWM功率放大器的状态方程式以下列公式17中的线性逼近式来表示。

[公式17]

$\stackrel{\·}{x}=\mathrm{Ax}+\mathrm{Bu}$

y＝Cx

其中，

$x=\left[\begin{array}{c}\mathrm{Vo}\\ i_{L1}\end{array}\right]$ $A=\left[\begin{array}{cc}-1/\mathrm{Ro}\·C1& 1/C1\\ -1/L1& -R1/L1\end{array}\right]$

$B=\left[\begin{array}{c}0\\ K_p/L1\end{array}\right]$ C＝[10]

此外，在上述公式及图3的等价电路中，21为考虑上述图1所示的直流电源1的输入电压Vi和变压器3的圈数比N2/N1的等价电源，6A、7A分别为发挥和上述整流二极管6及稳流二极管7相同的功能的整流用FET及稳流用FET，在这些FET6A、7A的栅极上，给予与开关元件5同步且相互颠倒的开关脉冲。另外，32为抗流线圈10的线圈电阻和各FET6A、7A的开启电阻等合成电阻。在此，合成电阻32的电阻值设为R1，流过抗流线圈10的线圈电流设为i_L1，负荷8的电阻值设为Ro。

在安装于反馈控制系统内的数字控制器通过上述DSP19来实现的情况下，为了拥有DSP19本身的运算时间和AD及DA的转换时间，存在从取样的开始时间到输出操作量的延迟时间。另外，图2所示的三角波载波也在对比较部(控制器25)输入时被数字转换成阶梯波，所以，相比于模拟库正器的比较部，产生较大的延迟时间。在此，DSPl9的取样周期设为T，延迟时间的总和设为L，延迟时间L(≤T)可假设和存在于控制对象的输入停滞时间等价。此外，在此，为了将检测出负荷电流所得到的电流反馈转换为电压反馈，结合一周期的延迟元件，构成图4所示的数字控制系统，可将此看作是新的控制对象。

在同一图中，33为应用上述公式17的状态方程式的传递元件，输入u为上述电压反馈信号的电压电平，输出y为输出电压Vo。另外，34为与延迟时间L的总和对应的传递元件，35为电流与从电流反馈转换为电压反馈对应的输出v的传递元件。传递元件34的延迟为ξ₁(＝u)，传递元件35的延迟为ξ₂。此外，36为代表取样的等价开关元件，37为取样期间维持一定值的零次保持区块。在图4中，控制对象(PWM产生器26、电力转换电路2、LC滤波器电路12)通过次数高于连续时间系统的离散时间系统来表现。

若继续考虑如此的图4所示的数字控制系统的延迟ξ₁、ξ₂，并将上述状态方程式离散化并重写，该状态方程式的表现如下。此外，T代表转置矩阵。

[公式18]

x_d＝[x ξ]^T

x_d(k+1)＝A_dx_d(k)+B_dv(k)

y(k)＝C_dx_d(k)

$A_d=\left[\begin{array}{cc}{e}^{\mathrm{AT}}& {\∫}_{T-L}^T{e}^{\mathrm{A\η}}\mathrm{bd\η}\\ 0& 0\end{array}\right]$ $B_d=\left[\begin{array}{c}{\∫}_0^{T-L}{e}^{\mathrm{A\η}}\mathrm{bd\η}\\ 1\end{array}\right]$ C_d＝[C 0]

控制对象的负荷8的变化及直流电源1的电压变动也如上述非专利文献1、2所示，可看作控制对象的参数变动和次数变化。此种控制对象的参数变动和次数变化即使在离散时间系统中也可通过上述公式17置换成图5所示的等价干扰q_y、q_v。另外，在输入u上产生饱和，当输入u的频率相比于载波的频率没那么小时，控制对象变成非线性系统。此种特性半化也可置换成图5所示的等价干扰q_y、q_v。于是，为了抑制对这些参数变动亦即负荷变动、直流电源变动、非线性系统的变动所产生的影响并将数字控制器强韧化，从等价干扰q_y、q_v到输出y的脉冲传递函数可构成尽可能小的控制系统。下面将说明可在维持目标特性的前抑制这些等价干扰q_y、q_v的影响的数字控制系统的结构及设计方法。

上述的图5显示根据上述公式17的状态方程式构成且由负荷变动(参数变动)的等价干扰和状态反馈所导致的模型匹配系统。在同一图中，41A～41D为针对离散时间的控制对象40的反馈元件，42A、42B为针对控制对象40的前馈元件，分别应用了下列公式19所示的状态反馈原则和公式20所示的前馈原则。

[公式19]

v＝-Fx^*+GH₄r

x^*＝[y x₂ ξ₁ ξ₂]

[公式20]

ξ₁(k+1)＝Gr

各反馈元件41A～41D和前馈元件42A和等价干扰q_v一起输入至相加点43A，该输出为上述图4所示的输出v。控制对象40在上述图4所示的框图结构中，分别考虑了电压(x₁)反馈(反馈元件41A)、电流(x₂)反馈(反馈元件41B)和等价干扰q_y，所以，在此，通过次数1/z的元件44A～44D和根据矩阵A及Bd的各元件(下标代表行和列)的元件45A～45F、46A～46B、相加点43B～43E的组合来表示。此外，z＝exp(jωt)。

从图5所示的模型匹配系统，为了不在在步骤响应中产生过冲，目标值r和控制量y之间的传递函数W_ry(z)指定如下。

[公式21]

$W_{\mathrm{ry}}=\frac{(1+H_1)(1+H_2)(1+H_3)(z-n1)(z-n2)(z+H_4)}{(1-n1)(1-n2)(z+H_1)(z+H_2)(z+H_3)(z+H_4)}$

在此，当对图5中的控制对象40应用公式19的状态反馈原则和公式20的前馈原则时，传递函数Wry(z)满足上述公式21，决定出F＝[F(1，1)F(1，2)F(1，3)F(1，4)]和G。此外，上述n1、n2为公式18的状态方程式的零点，H1～H4为极点。

在此，为了减少高价电流传感器的使用和噪声的影响，不使用电流反馈，不改变目标值r和控制量y之间的传递函数W_ry(z)，而对仅使用电压反馈的系统作等价转换。图6表示仅使用电压(输出)反馈的模型匹配系统的框图，在此，结合图5所示的框图，应用转换原则，置换成不存在电流反馈的结构。进一步具体地说，反馈元件51A、52B将控制量y作为输出，反馈元件51C将来自状态方程式的一元件54的延迟输出ξ₁作为输入，反馈元件51D将来自次数1/z为元件44A的延迟输出ξ₂作为输入，前馈元件42B、53将目标值r作为输入。然后，来自第一反馈元件51A、51C、51D和第一前馈元件53的各输出和等价干扰q_v一起输入至相加点43A，来自此相加点43A的输出v输入至次数为1/z的元件44A，另一方面，来自第二反馈元件52的输出和来自第二前馈元件42B的输出、来自次数为1/z的元件44的延迟输出一起输入至其它相加点43B。接收来自此相加点43B的输出η的元件54满足在上述公式18中加入等价干扰q_v的状态方程式而构成。换言之，此状态方程式的元件54相当于除了在DSP19构成的数字控制器以外的电力转换电路2和LC滤波器12。

接着，为了提高数字控制器的逼近度，指定H₁、H₂＞＞H₃，将要实际实现的目标特性决定为对下列公式22所示的上述脉冲传递函数W_ry(z)作二次逼近的模型W_m(z)。此二次逼近模型的传递函数也不是非专利文献3中所示的新概念。

[公式22]

$W_{\mathrm{ry}}\≈W_m=\frac{(1+H_1)(1+H_1)(z-n_0)}{(z+H_1)(z+H_2)\left({1-n}_0\right)}$

另外，将图6所示的系统的等价干扰Q定义如公式23，此等价干扰Q和控制量y之间的传递函数W_Qy(z)如公式24所定义。

[公式23]

Q＝[q_v q_y]

[公式24]

W_Qy(z)＝[W_qvy(z) W_qyy(z)]

接着，为了将图4所示的模型匹配系统安装至DSP19内，导入上述二次逼近模型的传递函数W_ry(z)的逆系统(反函数)W_m(z)^-1和以逼近方式实现此逆系统的滤波器K(z)，构成图7所示的系统。附带一提，该滤波器K(z)是为避免变成无法仅通过逆系统W_m(z)^-1而无法以逼近方式实现的系统而导入，所以，以下列公式25来表示。

[公式25]

$k\left(z\right)=\frac{k_Z}{z-1+k_z}$

在图7中，61为包含考虑等价干扰的传递函数W_ry(z)、W_Qy(z)的系统的传递元件，62为逆系统W_m(z)^-1的传递元件，63为包含滤波器K(z)的强韧性补偿器的传递元件，传递元件61的输出亦即控制量y在引出点64被引出且施加于传递元件62的输入，来自将传递元件63的输出和目标值r相加的相加点65的输出通过引出点66相加至相加点67，并且，输入至传递元件61。另外，相加点67引出点66将来自分支的相加点65的输出与传递元件62的输出之间的差(相减值)输入至传递元件63。

图8为在本实施例中将图7所示的系统等价转换为可实现DSP19的积分型控制系统的结构的框图。说到在此框图中的各部分的结构，54为与构成矩阵x的各元件的输出电流相当的线圈电流i_L1和输出电压Vo有关，当分别给予输入h、控制量y、第一等价干扰q_y、延迟ξ₁时，为满足下列公式26的状态方程式的控制对象元件，具体而言，此相当于转换器部2和LC滤波器电路12。第一等价干扰q_y通过相加点43E相加至来自控制对象元件54的输出，该相加结果作为控制量y来输出。

[公式26]

x_d(k+1)＝A_dx_d(k)+B_dh(k)

y(k)＝C_dx_d(k)+q_y(k)

其中x_d＝[x ξ]^T。

另一方面，除去上述种对象元件54和相加点43E的部分为接收其它的第二等价干扰q_v的数字控制器70的积分型控制系统的结构，具体而言，这可通过DSP19来实现。该数字控制器70由具有k₁、k₂、k₃、k₄、k₅、k₆、k_1r、k_2r、k_3r、k_i、k_iz、k_in各参数的传递元件71～82、相当于一个样本延迟且次数为1/z(其中，z＝exp(jωt))的元件44A和44F、作为积分器且次数为1/z-1的元件83、相加点43A、43B、84、85的组合而构成。另外，如图8所示，目标值r作为输入，连接参数k_1r、k_2r、k_3r的前馈元件77、78、79，控制量y作为输入，连接参数k₁、k₂、k₆的各前馈元件71、72、76，数字控制器70内部的运算延迟输出ξ₁作为输入，连接参数k₃的前馈元件73，并且，将目标值r和基准值y的差从第一相加点84输入至次数为1/z-1的元件83，来自次数1/z-1的元件83的延迟输出ξ₄、来自参数k_in的反馈元件82的输入、来自参数k_in的反馈元件82的输出、来自参数k₅、k₆的各反馈元件75、76的输出、来自参数K_3r的前馈元件79的输出在第二相加点85上分别被相加，在此第二相加点85上被相加的输出输入至次数为1/z的第一元件44F，来自次数为1/z的第一元素44F的延迟输出ξ₃分别输入至参数k₅的反馈元件75和参数k_j、k_jz的元件80、81，来自参数k_i的元件80的输出、来自参数k₁、k₃、k₄的各反馈元件71、73、74的输出、来自参数k_2r的前馈元件78的输出和第二等价干扰在第三相加点43A分别被相加，在此第三相加点43A上所相加出来的输出v输入至次数为1/z的第二元件44A，来自次数为1/z的第二元件44A的延迟输出ξ₂、来自参数k₂的反馈元件72的输出、来自参数k_1r的前馈元件77的输出、来自参数k_iz的元件81的输出在第四相加点43B被分别相加，来自上述次数为1/z的第二元件44A的延迟输出ξ₂输入至参数k₄的反馈元件74，然后，在第四相加点43B相加的输出作为上述输入h，输入至控制对象元件54，如此，构成数字控制器70的控制补偿装置70A。

上述参数k₁、k₂、k₃、k₄、k₅、k₆、k_1r、k_2r、k_3r、k_i、k_iz、k_in具有如下的任务，表示成公式27。

k₁、k₂：将电流反馈等价置换成电压反馈和控制输入反馈并实现目标特性的模型匹配系统的电压反馈系数。

k₃：将电流反馈等价置换成电压反馈和控制输入反馈并补偿DSP19的运算时间和AD转换时间所导致的延迟的电压反馈系数。

k₄：为了将电流反馈等价置换成电压反馈和控制输入反馈而导入的动态补偿器(滤波器63)的极点。

k₅：为了提高逼近度而增加至二次逼近模型W_m(z)的零点。

k₆：用来补偿为了提高逼近度而增加至二次逼近模型W_m(z)的的零点的电压反馈系数。

k_i、k_iz：用来消除目标特性的模型匹配系统的一部分的系数。

k_in：用来表示在等价干扰Q和控制量y之间的传递函数W_Qy(z)的极点和二次逼近模型W_m(z)上增加零点的效果的系数。

k_1r、k_2r：来自为了实现目标特性的模型匹配器统而设定该分子多项式的目标值的前馈系数。

k_3r：来自用来从目标特性以逼近方式消除等价干扰和控制量y之间的传递函数W_Qy(z)的极点的目标值r的前馈系数。

[公式27]

k₁＝-F(1，1)-F(1，2)FF(1，1)+((-F(1，4)

  -F(1，2)FF(1，4))(-F(1，2)/FF(1，2)))

  -(GH4+GF_z)((1-n₀)k_z/((1+H1)(1+H2)))

k₂＝-F(1，2)/FF(1，2)

  -G((1-n₀)k_z/((1+H1)(1+H2)))

k₃＝-F(1，3)-F(1，2)(FF(1，3))

k₄＝F_z      k₅＝n₀

k₆＝-(k_z(1-n₀)(1+H1+H2)

  +n₀(1-n₀)k_z)/((1+H1)*(1+H2))

k_i＝GH4+GF_z  k_iz＝G        k_in＝k_z(1-n₀)

k_1r＝G       k_2r＝GH4+GF_z  k_3r＝k_z

  FF(1，1)＝ -A_d(1，1)/A_d(1，2)

  FF(1，2)＝A_d(1，2)

  FF(1，3)＝-A_d(1，3)/A_d(1，2)

  FF(1，4)＝-B_d(1，1)/A_d(1，2)

        F_z＝-F(1，4)-F(1，2)FF(1，4)

在上述图8所示的数字积分型控制系统的结构中，目标值r和控制量y之间的传递特性以下列公式28来表示。

[公式28]

$y=\frac{(1+H_1)(z+H_2)}{(z+H_1)(z+H_2)}\frac{z-1-k_z}{z-1+k_z(-1+W_s\left(z\right))}{W}_s\left(z\right)r$

在此，W_s(z)以下列公式29来表示。

[公式29]

$W_s\left(z\right)=\frac{(1-n_0)(1+H_3)(z-n_1)(z-n_2)}{(z-n_0)(z+H_3)(1-n_1)(1-n_2)}$

另外，等价干扰Q和控制量y之间的传递特性以下列公式30来表示。

[公式30]

$y=\frac{z-1}{z-1-k_z}\frac{z-1-k_z}{z-1+k_z{W}_s\left(z\right)}{W}_{\mathrm{Qy}}Q$

在此W_Qy(z)以下列公式31来表示。

[公式31]

$W_{\mathrm{Qy}}\left(z\right)=\left[\begin{array}{cc}{W}_{q_{v}y}\left(z\right)& W_{q_{y}y}\left(z\right)\end{array}\right]$

此时，上述公式29所示的W_s(z)若如下列公式32所示而逼近1，上述公式28、公式30所示的各传递特性以公式33、公式34的方式来逼近。

[公式32]

$W_s\left(z\right)=\frac{(1-n_0)(1+H_1)\left(z{-n}_1\right)(z-n_2)}{(z-n_0)(z+H_3)(1-n_1)(1-n_2)}\≈1$

[公式33]

$\begin{array}{cc}y\≈\frac{(1+H_1)(1+H_2)}{(z+H_1)(z+H_2)}r& (y\≈1\·r)\end{array}$

[公式34]

$\begin{array}{cc}y\≈\frac{z-1}{z-1-k_z}{W}_{\mathrm{Qy}}Q& (y\≈0\·Q)\end{array}$

理想上，可安装一数字控制器70，其如公式33的括号内所示，目标值r和控制量y之间的传递函数在必要的频率频带上为1，如公式34的括号内所示，等价干扰Q和控制量y之间的传递函数在必要的频率频带上为0。

根据上述公式33和公式34，图8所示的新系统为逼近两自由度系统，其目标值r和控制量y之间的特性通过极点H₁、H₂来决定，另一方面，等价干扰Q和控制量y之间的特性通过k_z来决定。有关这些量之间的特性，为了提高其逼近度，可在宽广的频率范围成立公式32。为此，若将H₃设得尽可能小，可使n₀尽可能逼近其中一个零点。使n₀逼近一个零点时的逼近情况以图9的频率-增益特性图及图10的频率-相位特性图来表示。在同一图中，当n₀逼近其中一个零点时，可发现逼近模型逼近公式21且逼近度提高。此n₀为逆系统W_m(z)^-1的极点，将k_z加大，渐渐逼近其中一个零点。若过于逼近其中一个零点，会对控制输入发生急速振荡，很可能无法执行。因此，为了不让n₀过于逼近其中一个零点，必须针对所事先给予的k_z设定移动后的n₀的值。

具体而言，在上述公式28和公式30中，下列公式35所示的分母多项式＝0的公式的根的其中一个由于会随着k_z增大而移动的n₀的极点，为了使此移动极点为事先设定的值，可分别决定n₀和H₃。

[公式35]

Δ(z)＝z-1十k_zW_s(z)＝0

此公式35可写成下列公式36。

[公式36]

Δ(z)＝(1-n₁)(1-n₂)(z-1)(z+(-n₀))(z+H₃)

     +k_z(1+(-n₀))(1+H₃)(z-n₁)(z-n₂)

为了决定包含于上述公式36中的未定值n₀及H₃，此公式36的根可指定如下列公式37。

[公式37]

Δ_s(z)＝(z-p1)(z-p2)(z-p3)

      ＝z³+(-p1-p3-p2)z²+(p1p3

      +p1p2+p2p3)z-p1p2p3

上述公式36和公式37的系数等价式可写成下列公式38至40。

[公式38]

 (-n₁(-n₀)-n₂(-n₀)+H₃n₁n₂-n₂H₃-H₃n₁

+k_z(-n₀)H₃+n₁n₂(-n₀)+k_z-1-n₁n₂

+k_z(-n₀)+H₃+n₁+n₂+k_zH₃

+(-n₀))/(1-n₂-n₁+n₁n₂)

＝-(p1+p3+p2)

[公式39]

 (-k_zn₁(-n₀)-k_zn₂(-n₀)H₃-H₃n₁n₂

+(-n₀)H₃+n₁n₂(-n₀)H₃+H₃n₁

-n₂(-n₀)H₃-H₃-k_zn₁H₃-k_zn₂H₃

-k_zn₂(-n₀)-k_zn₁-k_zn₂-n₁(-n₀)H₃

-n₁n₂(-n₀)+n₂(-n₀)+n₂H₃+n₁(-n₀)

-(-n₀)-k_zn₁(-n₀)H₃)/(1-n₂-n₁

+n₁n₂)＝p1p3+p1p2+p2p3

[公式40]

 (k_zn₁n₂(-n₀)-(-n₀)H₃+k_zH₃n₁n₂

+k_zn₁n₂(-n₀)H₃+n₂(-n₀)H₃

+n₁(-n₀)H₃-n₁n₂(-n₀)H₃

+k_zn₁n₂)/(1-n₂-n₁+n₁n₂)

＝-p1p2p3

作为一例，在上述公式38至40中，p₁、p₂、p₃的指定值和n₁、n₂、k_z设定如下列公式41。

[公式41]

p1＝0.485+0.624i  p2＝0.485-0.624i  p3＝-0.67

k_z＝0.6  n₁＝-0.97351  n₂＝-.97731e6

将上述公式41的条件代入公式38至40，可表示下列公式42所示的3个仿真公式。

[公式42]

H₃-0.70000-n₀+0.31109e-6-n₀H₃＝0

-0.69597H₃-1.3040n₀H₃+0.695973-n₀+0.32933＝0

-0.29597n₀+0.70403n₀H₃+0.29597H₃-0.12251＝0

n₀和H₃为任何实数，所以，将-n₀、H₃代入公式42，得到下列公式43。

[公式43]

y-0.70000+x+0.31109e-6xy＝0

-0.69597y+1.3040xy+0.32933-0.69597x＝0

0.29597x-0.70403xy+0.29597y-0.12251＝0

这些是双曲线方程式，各双曲线的交点给予公式43的方程组的解。画出这些双曲线，得到图11。

通过此交点，得到n₀＝-x＝-0.4，H₃＝y＝0.3。若这样去设定n₀和H₃，当k_z＝0.6时，n₀移动至所设定的p₃＝-0.67。借此，上述图8所示的数字控制器70的各参数为了实现DSP19，决定如下列公式44。

[公式44]

k₁＝-1090.5  k₂＝527.59  k₃＝-0.67485

k₄＝-1.4144  k_i＝44.618  k_iz＝-26.025

此外，其它的前馈参数k_1r、k_2r、k_3r不一定需要，所以设为零。

接着，使用通过本技巧设定n₀＝-0.4，H₃＝0.3而得到的上述公式44的各参数，事先求出的公式30的等价干扰q_y和控制量y之间的传递函数的增益特性如图12所示。在同一图中可知，当n₀逼近其中一个零点时，公式30逼近公式34的右边，逼近度提高。

图13显示启动时的输出电压、输入电压、输出电流的各响应特性。此外，在同一图中的电阻值(Ω)和电容(μF)与上述负荷8和平滑电容器11的各值相当。如此可知，即使负荷8变动，目标的二次逼近模型的响应可在几乎完全不偏离的情况下响应，得到非常低灵敏度且具强韧性的数字控制系统。

图14显示负荷急速变动时的动态负荷响应。负荷电流(线圈电流)从10(A)到20(A)作急速变化，但输出电压Vo的变动抑制在50(mV)以下，为充分实用的值。

接着说明本实施例中的二次逼近模型的设计步骤。首先，为满足所指定的频宽或快速上升时间，极点H₁、H₂(实数)设定如下列公式45。

[公式45]

H₁≈H₂

接着，各参数p1、p2、p3和参数kz指定如下列公式46和公式47。

[公式46]

p₃≈-0.5H

[公式47]

k_z≈0.5

若指定这些参数p₁、p₂、p₃、k_z，将e各参数p₁、p₂、p₃、k_z代入(n₁、n₂为控制对象的离散时间转换时的零点)上述公式38至40的系数等价式。n₀和H₃为实数，所以，-n₀＝x，H₃＝y，求出满足公式38至40的方程组的n₀和H₃。为了算出n₀和H₃，可使用函数显示用的软件。

然后，利用上述公式27，决定构成图8的数字控制器70的各参数k₁、k₂、k₃、k₄、k₅、k₆、k_1r、k_2r、k_3r、k_i、k_iz、k_in。在此算出参数的过程中，必须求出状态反馈F＝[F(1，1)F(1，2)F(1，3)F(1，4)]和前馈G的各值，但是，这些值也可通过PWM功率放大器的已知电路常数(抗流线圈10的电感L1、平滑电容器的电容C1、负荷8的电阻值Ro、合成电阻32的电阻值R1)、取样周期T、延迟时间的总和L、控制对象54的增益K_p、极点H₁、H₂、H₃来算出。

此外，通过模拟等方式，在确认是否满足PWM功率放大器的最佳规格的情况下，若未满足规格，可对公式47的参数k_z的值作一些变更，再度反复之后的步骤。若仍未满足规格，可对公式46的参数p₁、p₂、p₃的值作一些变更，再反复之后的步骤。

如此所得到的数字控制器70可实现公式22所示的二次逼近模型的传递函数，所以，可在输出电压的观测中，建构出对噪声强韧的PWM功率放大器。另外，由于可二次逼近模型，可将本实施例的数字控制器70应用在开关电源以外的其它各种控制对象上。并且，根据上述设计方法，逼近两自由度数位控制器的强韧性设计可在几乎不考虑控制输入的大小的情况下轻易获得。在此所示的逼近两自由度数位控制器70为传统的积分型控制器，所以，可轻易将各种所使用的积分型控制器强韧化。

如上所述，当分别给予输入h、控制量y、第一等价干扰q_y、第二等价干扰q_v、延迟ξ₁时，本实施例的数字控制器70连接至满足上述公式26的状态方程式的控制对象亦即控制对象元件54，将公式19所示的状态反馈原则和公式20所示的前馈原则应用于此控制对象元件54时的目标值r和上述控制量y的传递函数W_ry(z)从公式21所示的四次离散时间系统决定为公式22所示的二次逼近模型传递函数W_m(z)，结合此模型传递函数W_m(z)、该模型传递函式W_m(z)的反函数W_m(z)^-1和作为用来实现该反函数W_m(z)^-1的动态补偿器的滤波器63而成的系统如图7所示来构成，包括用来实现对此系统作等价转换所得的图8所示的积分型控制系统的控制补偿装置70A。

在此情况下的控制补偿装置70A将目标值r和控制量y之间的离散化后的传递函数W_ry(z)决定为逼近度更高的二次逼近模型传递函数W_m(z)，根据此模型传递函数W_m(z)，建构出可在数字控制器70的内部作运算处理的积分型控制系统。因此，相比于实现传统的一次逼近模型的数字元控制系统，逼进度更高，可实现对输出噪声强韧的数字控制系统，并且，该数字控制器70的强韧性设计可在几乎不考虑控制输入的大小的情况下轻易完成。

另外，控制补偿装置70A的结构的优选由用来输出控制量y和参数k₁的积的第一反馈装置亦即反馈元件71、用来输出控制量y与参数k₂之积的第二反馈装置亦即反馈元件72、用来输出第一延迟输出ξ₁与参数k₃之积的第三反馈装置亦即反馈元件73、用来输出第二延迟输出ξ₂与参数k₄之积的第四反馈装置亦即反馈元件74、用来输出第三延迟输出ξ₃与参数k₅之积的第五反馈装置亦即反馈元件75、用来输出控制量y与参数k₆之积的第六反馈装置亦即反馈元件76、用来算出控制量y与目标值r之差的第一运算装置亦即第一相加点84、用来积分来自第一相加点的运算值并将之转换为第四延迟输出ξ₄的积分装置亦即元件83、用来输出来自元件83的第四延迟输出ξ₄与参数k_in之积的第一相乘装置亦即元件82、用来相加来自元件82的输出、来自反馈元件75的输出及来自反馈元件75的输出的第一相加装置亦即第二相加点85、用来将来自第二相加点85的相加结果作为取样延迟之后的上述第三延迟输出ξ₃的第一延迟装置亦即次数为1/z的第一元件44F、用来输出上述第三延迟输出ξ₃和参数k_i的积的第二相乘装置亦即元件80、用来输出第三延迟输出ξ₃与参数k_iz之积的第三相乘装置亦即元件81、用来相加来自第二等价干扰q_v、来自元素80的输出、来自反馈元件71的输出、来自反馈元件73的输出及来自反馈元件74的输出的相加装置亦即第三相加点43、用来将来自第三相加点43的相加结果作为取样延迟后的上述第二延迟输出ξ₂的第二延迟装置亦即次数为1/z的第二元件44A、用来相加来自第二元素44的输出、来自元件81的输出及来自反馈元件72的输出并产生针对上述控制对象元件54的输出h的第三相加装置亦即第四相加点43B来组成。

如此，安装于数字控制器70内的控制补偿装置70A不需要后述的第一至第三反馈装置亦即反馈元件77、78、79，所以，不对数字控制器70的运算能力造成太大的负担。

另外，在此的控制补偿装置70A最好进一步包括用来输出目标值r与参数k_1r之积的第一前馈装置亦即前馈元件77、用来输出目标值r与参数k_2r之积的第二前馈装置亦即前馈元件78、用来输出目标值r与参数k_3r之积的第三前馈装置亦即前馈元件79，在结构上，前馈元件79的输出在第二相加点85进一步被相加，前馈元件78的输出在第三相加点43A进一步被相加，前馈元件77的输出在第四相加点43B进一步被相加。

如此，可通过在控制补偿装置70A上附加前馈处理结构，进一步实现高精度控制。

第2实施例

接着，一边参照图15至图22，一边说明本发明第2实施例。本实施例中所包含的PWM功率放大器的电路结构和在第1实施例中所示的图1相同。包含这些相同点，在和第1实施例相同的地方附加相同的符号，所以极力省略重复的部分，不再作说明。

在本实施例中，取代含有上述第1实施例的公式22所示的参数H₁、H₂的二次逼近模型，采用要实际实现含有下列公式48所示的参数H1的一次逼近模型W_m(z)作为要实际实现的目标特性。此外，此公式48所示的一次逼近模型W_m(z)也在非专利文献3中被提出，所以，参数的个数比第1实施例中的少，具有可简单进行控制器的处理步骤的优点。

[公式48]

$W_{\mathrm{ry}}\left(z\right)\≈W_m\left(z\right)=\frac{(1+H_1)}{(z+H_1)}$

上述公式48指定H₂＞＞H₁、H₃，使第一实施例中的公式21的传递函数W_ry(z)逼近，所以，图5及图6中的各模型匹配系统和第1实施例相同。

导入上述一次逼近模型W_m(z)的逆系统W_m(z)^-1和以逼近方式来实现此逆系统的滤波器K(z)，构成图7所示的结构。滤波器K(z)如上述公式25所示。当采用如本实施例的一次逼近模型W_m(z)时，若等价转换成可实现图7所示的DSP19的积分型控制系统的结构，则形成图15所示的框图。

在图15中，54和与形成矩阵x的各元素的输出电流相当的线圈电流i_L1和输出电压Vo有关，当分别给予输入η、控制量y、第一等价干扰q_y、延迟时，为满足下列公式49的状态方程式的控制对象元件，具体而言，此相当于转换器部2和LC滤波器电路12。第一等价干扰q_y通过相加点43E相加至来自控制对象元件54的输出，该相加结果作为控制量y来输出。

[公式49]

x_d(k+1)＝A_dx_d(k)+B_dη(k)

y(k)＝C_dx_d(k)+q_y(k)

其中，x_d＝[x ξ]^T

另一方面，除去上述种对象元件54和相加点43E的部分为接收其它的第二等价干扰q_v的数字控制器90的积分型控制系统的结构，具体而言，此可通过DSP19来实现。在此的该数字控制器90由具有-k₁、-k₂、-k₃、-k₄、1/g、k_r1、k_r2、k_i1、k_i2的各参数的传递元件91～99、相当于一个样本延迟且次数为1/z(其中，z＝exp(jωt))的元件44A、相当于积分器且次数为1/z-1的元件83、相加点43A、43B、87的组合而构成。另外，如图15所示，目标值r作为输入，连接参数k_r1、k_r2的前馈元件96、97，控制量y作为输入，连接参数-k₁、-k₂、1/g(g为导入目标值r和基准值y之间的常数增益)的各反馈元件91、92、95，来自控制对象元件54的延迟输出ξ₁作为输入，连接参数k₃的反馈元件93，并且，将目标值r和1/g的元件95的输出的差从第一相加点87输入至次数为1/z^-1的元件83，来自次数1/z^-1的元件的输出输入至参数k_i1、k_i2的各元件98、99，来自参数k_i2的元件99的输出、来自参数-k₁、-k₃、-k₄的各反馈元件91、93、94的输出、来自参数K_r2的前馈元件97的输出、第二等价干扰q_u在第二相加点43A上分别被相加，在此第二相加点43A上被相加的输出v输入至次数为1/z的元件44A，来自次数为1/z的第一元素44A的延迟输出ξ₂、来自参数K₂的前馈元件98的输出、来自参数K_r1的前馈元件96的输出、来自参数k_i1的元件98的输出在第三相加点43B分别被相加，来自上述次数为1/z的第二元件44A的延迟输出ξ₂输入至参数k₄的反馈元件94，然后，在第三相加点43B相加的输出作为上述输入η，输入至控制对象元件54，如此，构成数字控制器90的控制补偿装置90A。

上述参数k₁、k₂、k₃、k₄、k_r1、k_r2、k_i1、k_i2具有如下的任务，表示成公式50。

k₁、k₂：将电流反馈等价置换成电压反馈和控制输入反馈并实现目标特性的模型匹配系统的电压反馈系数。

k₃：将电流反馈等价置换成电压反馈和控制输入反馈并补偿DSP19的运算时间和AD转换时间所导致的延迟的电压反馈系数。

k₄：为了将电流反馈等价置换成电压反馈和控制输入反馈而导入的动态补偿器的极点。

k_i1，k_i2：用来消除目标特性的模型匹配系统的一部分的系数。

k_r1，k_r2：来自为了实现目标特性的模型匹配器统而设定该分子多项式的目标值的前馈系数。

[公式50]

k₁＝F(1，1)-F(1，2)A_d(1，1)/A_d(1，2)+(-F(1，4)

  +F(1，2)B_d(1，1)/A_d(1，2))F(1，2)/A_d(1，2)

  +(GH4+G(-F(1，4)

  +F(1，2)B_d(1，1)/A_d(1，2)))k_z/(1+H2)

k₂＝F(1，2)/A_d(1，2)+Gk_z/(1+H2)

k₃＝F(1，3)-F(1，2)A_d(1，3)/A_d(1，2)

k₄＝F(1，4)-F(1，2)B_d(1，1)/A_d(1，2)

k_i1＝gGk_z

k_i2＝g(GH4+G(-F(1，4)

   +F(1，2)B_d(1，1)/A_d(1，2)))k_z

k_r1＝gG

k_r2＝g(GH4+G(-F(1，4)

   +F(1，2)B_d(1，1)/A_d(1，2)))

在上述图15所示的数字积分型控制系统的结构中，目标值r和控制量y之间的传递特性以下列公式51来表示。

[公式51]

$y=\frac{(1+H_1)}{(z+H_1)}\frac{z-1}{z-1-k_z}\frac{z-1-k_z}{z-1+k_z(-1+W_s\left(z\right))}{W}_s\left(z\right)r$

在此，W_s(z)以下列公式52来表示。

[公式52]

$W_s\left(z\right)=\frac{(1+H_2)\left({1+H}_3\right)(z-n_1)(z-n_2)}{\left({z+H}_2\right)(z+H_3)(1-n_1)(1-n_2)}$

另外，等价干扰Q和控制量y之间的传递特性以下列公式53来表示。

[公式53]

$y=\frac{z-1}{z-1-k_z}\frac{z-1-k_z}{z-1+k_z{W}_s\left(z\right)}{W}_{\mathrm{Qy}}Q$

在此W_Qy(z)以下列公式54来表示。

[公式54]

$W_{\mathrm{Qy}}\left(z\right)=\left[\begin{array}{cc}{W}_{q_{v}y}\left(z\right)& W_{q_{y}y}\left(z\right)\end{array}\right]$

此时，若满足公式55看公式56，上述公式51、公式53所示的各传递特性以公式57、公式58的方式来逼近。

[公式55]

$\frac{z-1}{z-1-k_z}\frac{z-1-k_z}{z-1+k_z(-1+W_s\left(z\right))}{W}_s\left(z\right)\≈1$

[公式56]

$\frac{z-1-k_z}{z-1-k_z{W}_s\left(z\right)}{W}_{\mathrm{Qy}}\≈1$

[公式57]

$y\≈\frac{(1+H_1)}{(z+H_1)}r$

[公式58]

$y\≈\frac{z-1}{z-1-k_z}{W}_{\mathrm{Qy}}Q$

根据上述公式57和公式58，图15所示的系统为逼近两自由度系统，其目标值r和控制量y之间的特性通过极点H₁来决定，另一方面，等价干扰Q和控制量y之间的特性通过k₂来决定。有关这些量之间的特性，为了提高其逼近度，可在宽广的频率范围成立公式55和公式56。为此，设定k_z之后，公式55和公式56的分母多项式为0，亦即，可以下面的根所指定的值来决定H₂、H₃。

[公式59]

Δ(z)＝z-1+k_zW_s(z)＝0

若要使等价干扰q_y和控制量y之间的传递函数W_qyy(z)较小且为低灵敏度，可将上述参数k_z变大。但是，从图15可知，k_z直接输入至控制输入，所以产生较大的影响，若影响过大，控制输入变得过度而无法执行。因此，若要设定适当大小并使等价干扰q_y和控制量y之间的传递函数W_qyy(z)变小，可在广大的频率范围中使公式56成立并使该传递函数W_qyy(z)变小。下面将说明其中一个使传递函数W_qyy(z)变小的技巧和在大频率范围中使公式56成立的技巧。

在此，作为使传递函数W_qyy(z)变小的技巧的一例，提出使该传递函数的常数值W_qyy(1)变小的技巧。传递函数W_qyy(z)的常数值W_qyy(1)以下列公式60来表示。

[公式60]

$W_{q_{y}y}\left(1\right)=\frac{W_n\left(1\right)}{W_d\left(1\right)}$

此外，上述W_n(1)和W_d(2)以下列公式61来表示。

[公式61]

W_n(1)＝(6+3H₂+3H₁+3H₂+3H₄+H₁H₃+H₁H₂

     +H₂H₄+H₂H₃+H₁H₄+H₃H₄)T²

W_d(1)＝L₀C₀(1+H₁)(1+H₂)(1+H₃)(1+H₄)

在上述公式60中，当分别代入如下列公式62所指定的H₁、H₄、构成LC滤波器电路12的抗流线圈10的电感L₀(H)及平滑电容器11的静电电容C₀(F)、数字控制器90的取样周期T(S)时，公式60中的常数值W_qyy(1)可表示为公式63。

[公式62]

H₁＝-0.89，H₄＝-0.3，T＝3.3×10^-6

L₀＝1.4×10^-6，C₀＝308×10^-6

[公式63]

$W_{q_{y}y}\left(1\right)=0.32799\frac{2.697+1.81H_3+1.81H_2+H_2{H}_3}{(1+H_2)(1+H_3)}$

在此，H₂、H₃作为实数，H₂＝x，H₃＝y，代入上述公式63，得到下列公式64。

[公式64]

$W_{q_{y}y}\left(1\right)=\frac{0.88458+0.59366y+0.59366x+0.32799}{1+x+y+\mathrm{xy}}$

当此作为和常数值W_qyy(1)有关的图表来描绘时，可表示为图16所示的立体曲线。

接着，H₂、H₃作为复数，H₂＝x+yi，H₃＝x-yi，代入上述公式63，得到下列公式65。

[公式65]

$W_{q_{y}y}\left(1\right)=\frac{0.88458+1.1873x+0.32799x^2+0.32799y^2}{1+2x+x^2+y^2}$

当此作为和常数值W_qyy(1)有关的图表来描绘时，可表示为图17所示的立体曲线。

比较图16和图17，在H₂、H₃作为复数时，使常数值W_qyy(1)变小的范围比较大。因此，H₂、H₃作为复数，如上所述，H₂＝x+yi，H₃＝x-yi，从图17所示的常数值W_qyy(1)的小范围分别选择最适当的x值和y值。

接着，提出在广大频率范围中使公式(8)、(9)成立的技巧。在此，设定参数k_z之后，可使公式59亦即下列公式66所示的根的实部尽可能地小来设定H₂、H₃。

[公式66]

Δ(z)＝(1-n₁)(1-n₂)(z-1)(z+H₂)(z+H₃)

     +k_z(1+H₂)(1+H₃)(z-n₁)(z-n₂)

在此，公式66中的根指定如下列公式67。

[公式67]

Δ_s(z)＝(z-p1)(z-p2)(z-p3)

      ＝z³+(-p1-p3-p2)z²+(p1p3

      +p1p2+p2p3)z-p1p2p3

此时，公式66及67的系数等价式可写成下列公式68至70。

[公式68]

(-n₁H₂-n₂H₂+H₃n₁n₂-n₂H₃-H₃n₁

+k_zH₂H₃+n₁n₂H₂+k_z-1-n₁n₂+k_zH₂

+H₃+n₁+n₂+k_zH₃+H₂)/(1-n₂-n₁

+n₁n₂)＝-(p1+p3+p2)

[公式69]

(-k_zn₁H₂-k_zn₂H₂H₃-H₃n₁n₂

+H₂H₃+n₁n₂H₂H₃+H₃n₁-n₂H₂H₃

-H₃-k_zn₁H₃-k_zn₂H₃-k_zn₂H₂-k_zn₁

-k_zn₂-n₁H₂H₃-n₁n₂H₂+n₂H₂

+n₂H₃+n₁H₂-H₂-k_zn₁H₂H₃)/(1-n₂

-n₁+n₁n₂)＝p1p3+p1p2+p2p3

[公式70]

(k_zn₁n₂H₂-H₂H₃+k_zH₃n₁n₂

+k_zn₁n₂H₂H₃+n₂H₂H₃+n₁H₂H₃

-n₁n₂H₂H₃+k_zn₁n₂)/(1-n₂-n₁

+n₁n₂)＝-p1p2p3

在此，如上所述，H₂＝x+yi，H₃＝x-yi，分别代入公式68至70的系数等价式，得到下列公式70至73。

[公式71]

(k_zx²+(2k_z-2n₂+2n₁n₂-2n₁+2)x

+k_zy²+(-1+n₂+k_z-n₁n₂+n₁))/(1-n₂-n₁

+n₁n₂)＝-p1-p3-p2

[公式72]

((-k_zn₁+n₁n₂-n₂+1-n₁-k_zn₂)x²

+(2n₂+2n₁-2k_zn₂-2n₁n₂-2k_zn₁-2)x

+(-k_zn₁+n₁n₂-n₂+1-n₁-k_zn₂)y²

-k_zn₂-k_zn₁)/(1-n₂-n₁+n₁n₂)

＝p1p3+p1p2+p2p3

[公式73]

((-1+n₂+k_zn₁n₂-n₁n₂+n₁)x²

+2k_zn₁n₂x+(-1+n₂+k_zn₁n₂

-n₁n₂+n₁)y²+k_zn₁n₂)(1-n₂-n₁

+n₁n₂)＝-p1p2p3

作为一例，p₁、p₂、p₃的指定值和n₁、n₂、k_z设定如下列公式74。

[公式74]

p1＝0.35+0.5i  p2＝0.35-0.5i  p3＝0.5  k_z＝0.3

n₁＝-0.97351   n₂＝-.97731e6

将这些值代入上述公式71至73，以公式75所示的3个方程组来表示。

[公式75]

2.0000x+0.15554e-6x²+0.15554e-6y²+0.20000＝0

-1.6960x+1.1520x²+1.1520y²-0.57047＝0

0.29560x-0.85201x²-0.85201y²+0.33423＝0

这些方程式是表示圆的方程式，各个圆的交点给予上述3个方程组的解。若描绘出这些圆，可得到图18的图形。此外，在同一图中，公式(1)至式(3)与上述公式75的各式对应。从这些方程组的交点，得到x＝-0.1，y＝0.6。于是，若设定H₂＝-0.1+0.6i，H₃＝-0.1-0.6i，公式59的根为指定的值。如此，可通过求出包含H₂、H₃的全部极点，来决定状态反馈F＝[F(1，1)F(1，2)F(1，3)F(1，4)和G，图15中的数字控制器90的参数可决定如下列公式76。

[公式76]

k₁＝-332.23  k₂＝260.57  k₃＝-0.51638

k₄＝-0.51781  k_i＝7.0594  k_iz＝-8.6321

和第1实施例相同，其它前馈参数k_r1、k_r2不一定需要，所以设为零。

接着，如上所述，图19的图形分别显示当设定H₂＝-0.1+0.6i，H₃＝-0.1-0.6i来决定公式76的各参数时使用这些参数以公式53求得的等价干扰q_y和控制量y之间的传递函数的增益特性和当适当设定H₂＝-0.1，H₃＝-0.2来决定公式76的各参数时使用这些参数以公式53求得的等价干扰q_y和控制量y之间的传递函数的增益特性。在同一图中，所谓“复数逼近值”，是设定H₂＝-0.1+0.6i，H₃＝-0.1-0.6i并用公式53求出的增益特性的逼近值，而“复数真值”是将极点H₂、H₃设定为相同复数时的增益特性的真值。同样地，“实数逼近值”，是设定H₂＝-0.1，H₃＝-0.2并用公式53求出的增益特性的逼近值，而“实数真值”是将极点H₂、H₃设定为相同实数时的增益特性的真值。从图19可知，若设定通过本技巧所得的复数的极点H₂、H₃，常数值W_qyy(1)较小且真值本身也较小。另外可知，相比于极点H₂、H₃为实数的情况，增益特性的逼近值较小。

图20显示根据上述的技巧设定极点H₂、H₃并给予各种负荷时的启动响应。此外，在同一图中的电阻值(Ω)和电容(μF)与上述负荷8和平滑电容器11的各值相同。从此图可知，即使负荷8有变动，来自目标的一次逼近模型的响应也几乎以不会偏离的方式响应，可得到非常低灵敏度且具有强韧性的数字控制系统。

图21显示将极点H₂、H₃设定为实数时的启动响应。此外，在同一图中的电阻值(Ω)和电容(μF)与上述负荷8和平滑电容器11的各值相同。尤其，电容负荷中的启动响应距离目标的一次逼近模型很远，可知其强韧性差。

图22显置负荷急速变动时的动态负荷响应。负荷电流(线圈电流)在10(A)到20(A)之间急速变化，输出电压Vo的变动抑制在50(mV)以下，为充分实用的值。

如此所得到的数字控制器90可实现公式48所示的一次逼近模型的传递函数，所以，使得数字控制器90的结构变得最简单，可轻易得到逼近两自由度数位控制器的强韧性设计。另外，在此所示的逼近两自由度数位控制器90为传统的积分型控制器，所以，可轻易将各种被拿来使用的积分型控制器强韧化。

以上说明了具有强韧性设计的数字控制器70、90，下面将说明实施该设计的设计装置。此外，在数字控制器70、90的设计范例中所说明的部分为了避免重复，将极力省略。

第3实施例

接着，作为本发明的第3实施例，将参照图8、23及图24来说明安装有第1实施例中的数字积分型控制系统的控制补偿装置70A的数字控制器70的设计装置。

图23和安装有图8所示数字积分型控制系统的控制补偿装置70A的数字控制器70有关，显示可根据上述设计步骤来决定公式17所示的各参数k₁、k₂、k₃、k₄、k₅、k₆、k_1r、k_2r、k_3r、k_i、k_iz、k_in的值的设计装置的结构。在同一图中，该设计装置101包括指定预测能满足得到必要增益的频宽和快速上升时间的H₁、H₂值并且指定离散时间中的控制对象54的零点n₁、n₂的值和指定参数p₁、p₂、p₃、k_z的值的参数指定装置102、利用公式38至40的方程组算出n₀和H₃的各未定值的未定值运算装置103、利用通过未定值运算装置103算出的n₀和H₃各值来算出数字控制器70的各参数k₁、k₂、k₃、k₄、k₅、k₆、k_1r、k_2r、k_3r、k_i、k_iz、k_in并最好也算出前馈的参数k_1r、k_2r、k_3r的控制器参数决定装置104、用来输入该控制器参数决定装置104算出上述参数k₁、k₂、k₃、k₄、k₅、k₆、k_1r、k_2r、k_3r、k_i、k_iz、k_in各值时所需要的电路常数L1、C1、Ro、R1、取样周期T、延迟时间的总和L、控制对象54的增益K_p的指定值输入装置105。

另外，作为最佳实施例，设计装置101进一步包括将控制器参数决定装置104算出的参数k₁、k₂、k₃、k₄、k₅、k₆、k_1r、k_2r、k_3r、k_i、k_iz、k_in各值代入数字控制器70的控制补偿装置70A并仿真判断此数字控制器70在控制控制对象54时是否得到最佳特性的特性判断装置106、在特性判断装置106进行判断之后将该参数k₁、k₂、k₃、k₄、k₅、k₆、k_1r、k_2r、k_3r、k_i、k_iz、k_in各值实际代入数字控制器70的控制补偿装置70A中的控制器参数输出装置107、在特性判断装置106判断未得到最佳特性时在参数指定装置上指定其它参数p₁、p₂、p₃、k_z的值并再次算出参数k₁、k₂、k₃、k₄、k₅、k₆、k_1r、k_2r、k_3r、k_i、k_iz、k_in各值的参数重新指定装置108。

此设计装置101可与数字控制器70分开设置，也可与其组装为一体。当与数字控制器70组装为一体时，将控制器参数决定装置104所算出的参数k₁、k₂、k₃、k₄、k₅、k₆、k_1r、k_2r、k_3r、k_i、k_iz、k_in各值代入数字控制器70的控制补偿装置70A，通过数字控制器70实际控制控制对象54，特性判断装置106可从各部分的测定值，判断出是否得到最佳特性。此时，若不是最佳特性，可通过上述参数重新指定装置108重新算出参数k₁、k₂、k₃、k₄、k₅、k₆、k_1r、k_2r、k_3r、k_i、k_iz、k_in，然后特性判断装置106将各值代入控制补偿装置70A。另外，若未包括上述特性判断装置106和参数重新指定装置108，也可仅通过控制器参数输出装置107直接将控制器参数决定装置104所算出的参数k₁、k₂、k₃、k₄、k₅、k₆、k_1r、k_2r、k_3r、k_i、k_iz、k_in各值代入数字控制器70的控制补偿装置70A。

接着，使用图24的流程图来说明上述结构的设计装置101的运作。启动设计装置101后，如图24的步骤S1所示，利用指定值输入装置105，分别输入电路常数L1、C1、Ro、R1、取样周期T、延迟时间的总和L、控制对象54的增益K_p。这些指定值事先存储于设计装置101中，可仅在需要时作变更。当输入全部的上述所需要的指定值时，参数指定装置102指定预测可满足得到必要增益的频宽和快速上升时间的极点H₁和极点H₂的值、离散时间中的控制对象54的零点n₁和零点n₂的值、参数p₁、p₂、p₃、k_z的值，将其输出至未定值运算装置103(步骤S2)。这些值可如公式45至47所示，事先储存于参数指定装置102，或者，每次通过多个关键词所组成的输入装置来输入指定。未定值运算装置103安装了用来解出上述公式38至40的方程组的运算程序，从参数指定装置102接收极点H₁、H₂的值、离散时间中的控制对象54的零点n1、n2的值和参数p₁、p₂、p₃、k_z的值，然后算出n₀和H₃各未定值(步骤S3)。

如上所述，算出n₀和H₃各值，在下面的步骤S4中，控制器参数决定装置104算出实现图8所示的二次逼近模型的积分型控制系统的各参数k₁、k₂、k₃、k₄、k₅、k₆、k_1r、k_2r、k_3r、k_i、k_iz、k_in各值。若设计装置101未安装特性判断装置106和参数重新指定装置108，利用控制器参数输出装置107，直接将这些参数值输出至数字控制器70的控制补偿装置70A，若安装了特性判断装置106和参数重新指定装置108，代入所得到的各参数值并通过该特性判断装置106来模拟判断是否得到最佳特性(频率-增益特性、频率-相位特性)(步骤S5)。在此的判断条件可事先储存于特性判断装置106中，并根据需要重写更新。

特性判断装置106通过来自控制器参数决定装置104的各参数值来判断得到最佳特性之后，对连接至设计装置101的数字控制器70输出各参数值，得到具有所要的控制特性的数字控制器70(步骤S6)。另一方面，通过控制器参数决定装置104的各参数值判断出未得到最佳特性之后，在步骤S7中，通过参数重新指定装置108，指定其它的参数p₁、p₂、p₃、k_z的值，重新返回步骤S3以后的步骤，算出k₁、k₂、k₃、k₄、k₅、k₆、k_1r、k_2r、k_3r、k_i、k_iz、k_in各值。在此，为了极力减少特性判断装置106的判断次数，最好一开始仅将前面所指定的值作为基准来增减参数kz的值，然后，当特性判断装置判断未得到最佳特性时，同样地将前面所指定的值作为基准来增减参数p₁、p₂、p₃各值。

针对通过以上设计步骤来决定各参数值的数字控制器70，在本实施例中，包括一设计装置101，该设计装置101由指定极点H₁、H₂的值并指定离散时间中的控制对象的零点n₁、n₂的值和指定参数p₁、p₂、p₃、k_z的值的参数指定装置102、利用在此参数指定装置102上所指定的各值并从公式38至40所示的关系式算出零点n₀和极点H₃的各未定值的未定值运算装置103、利用来自此未定值运算装置103的零点n₀和极点H₃的各未定值来算出构成上述控制系统的各参数k₁、k₂、k₃、k₄、k₅、k₆、k_1r、k_2r、k_3r、k_i、k_iz、k_in的值的控制器参数决定装置104所组成。

在此情况下，可在不进行复杂处理步骤的情况下，通过设计装置101获得具有所要的特性的各参数k₁、k₂、k₃、k₄、k₅、k₆、k_1r、k_2r、k_3r、k_i、k_iz、k_in的值。

另外，代入这些参数值的数字控制器70的控制补偿装置70A将目标值r和控制量y之间的离散化传递函数W_ry(z)决定为逼近度更高的二次逼近模型传递函数W_m(z)，根据此模型传递函数W_m(z)，建构出可在内部进行运算处理的积分型控制系统。因此，相比于传统的用来实现一次逼近模型的逼近模型控制系统，逼近度更高，可实现对输出噪声强韧的数字控制器70，并且，该数字控制器70的强韧性设计可在几乎不考虑控制输入大小的情况下轻易实现。

此外，在此的数字控制器70不需要后述的第一至第三前馈装置亦即前馈元件77、78、79，所以，对数字控制器70的运算能力不会造成太大的负担，并且，设计装置101也不需要算出此种前馈的参数，所以，可加速处理时间。

另外，最好安装于这个强韧性数字控制器70的积分型控制系统进一步包括用来输出目标值r与参数k_1r之积的前馈装置亦即前馈元件77、用来输出目标值r与参数k_2r之积的第二前馈装置亦即前馈元件78、用来输出目标值r与参数k_3r之积的第三前馈装置亦即前馈元件79，在结构上，前馈元件79的输出在第二相加点85进一步被相加，前馈元件78的输出在第三相加点43A进一步被相加，前馈元件77的输出在第四相加点43B进一步被相加，并且，控制器参数决定装置104利用来自未定值运算装置103的零点n₀和极点H₃的各未定值来算出上述各参数k₁、k₂、k₃、k₄、k₅、k₆、k_1r、k_2r、k_3r、k_i、k_iz、k_in的值。

如此，通过将前馈的处理结构作为数字控制器70的积分型控制系统而附加于控制补偿装置70A，数字控制器70可进一步高精度控制，对应于此种数字控制器70，设计装置101也可算出包含与该前馈有关的参数的各参数值。

另外，在未安装特性判断装置106和参数重新指定装置108的设计装置101上，可包括控制器参数输出装置107，其可将在上述控制器参数决定装置104上所算出的参数k₁、k₂、k₃、k₄、k₅、k₆、k_1r、k_2r、k_3r、k_i、k_iz、k_in各值输出至连接至设计装置101的数字控制器70。

如此，在控制器参数决定装置104上所算出的各参数值可直接输出至数字控制器70，所以，可省去将参数值逐一输入至此数字控制器70的麻烦。

另外，本实施例的设计装置101进一步包括特性判断装置106，其可将在控制参数决定装置104上所算出的参数k₁、k₂、k₃、k₄、k₅、k₆、k_1r、k_2r、k_3r、k_i、k_iz、k_in各值代入数字控制器，判断当此数字控制器70控制控制对象54时是否得到最佳特性，又进一步包括参数重新指定装置108，其可在特性判断装置106判断出未得到最佳特性之后，在参数指定装置102上指定其它的参数p₁、p₂、p₃、k_z的值，在控制器参数决定装置104上重新算出参数k₁、k₂、k₃、k₄、k₅、k₆、k_1r、k_2r、k_3r、k_i、k_iz、k_in各值。

如此，可在控制器参数决定装置104上自动算出得到所要的特性的各参数值，所以，可利用在控制器参数决定装置104上所算出的最后的各参数值，来确实进行数字控制器70的强韧性设计。

另外，进一步包括控制器参数输出装置107，其仅在特性判断装置106判断出得到所要的特性时，将在控制器参数决定装置104上算出的k₁、k₂、k₃、k₄、k₅、k₆、k_1r、k_2r、k_3r、k_i、k_iz、k_in各值输出至数字控制器70，可轻松且确实地进行数字控制器70的强韧性设计。

此外，在本设计装置上，通过来自控制量y的电压反馈系数K₁、K₂的运算，可实现从电流反馈到电压反馈和控制反馈的等价转换及目标特性的模型匹配，通过来自控制对象的电压反馈系数K₃的运算，可补偿AD转换和数字编码运算时间所导致的延迟时间，通过动态补偿滤波器的极点的反馈系数K₄的运算，可实现从电流反馈到电压反馈和控制输入反馈的等价转换，通过增加至二次逼近模型的零点的反馈系数K₅的运算，可提高二次逼近模型的逼近度，通过来自补偿零点的控制量y的电压反馈系数K₆的运算，可提高二次逼近模型的逼近度，通过前馈系数K_iz的运算，可消除目标特性的模型匹配的一部分，通过来自控制目标值r的前馈系数K_1r、K_2r的运算，可实现目标特性的模型匹配系统，通过来自控制目标值r的前馈系数K_3r的运算，可以逼近方式消除等价干扰Q和控制量y之间的传递函数的极点，借此，可实施控制目标值r和控制量y之间的传递函数在必要的频率频带为1且等价干扰Q和控制量y之间的传递函数在必要的频率频带为0的设计。

结果，可在不使用电流反馈的情况下通过电压反馈得到等价性能，所以，可减低控制装置的成本，数字控制所导致的停滞时间可消除，所以，控制系统的响应时间加快，此外，逼近模型的逼近度提高，可进行目标特性的模型匹配，实现对干扰强韧的强韧性控制器的设计。

第4实施例

接着将针对本发明第4实施例，参照图15、25及图26说明安装有第2实施例中的数字积分型控制系统的控制补偿装置90A的数字控制器90的设计装置。

图25与安装有图15所示的数字积分型控制系统的控制补偿装置90A的数字控制器90有关，显示可根据上述设计步骤来决定公式50所示的各参数k₁、k₂、k₃、k₄、k_r1、k_r2、k_i1、k_i2各值的设计装置的结构。在同一图中，该设计装置201包括指定预测能满足得到必要增益的频宽和快速上升时间的H₁、H₄值并且指定零点n₁、n₂的值和指定参数p₁、p₂、p₃、k_z的值的参数指定装置202、利用公式71至73的方程组算出极点H₂和H₃的各未定值的未定值运算装置203、利用通过未定值运算装置203算出的H₂和H₃各值来算出数字控制器90的各参数k₁、k₂、k₃、k₄、k_i1、k_i2并最好也算出前馈的参数k_r1、k_r2的控制器参数决定装置204、当未定值运算装置203算出极点H₂、H₃时用来输入各未定值时控制器参数决定装置204算出上述参数k₁、k₂、k₃、k₄、k_r1、k_r2、k_i1、k_i2各值时所需要的电路常数L1、C1、Ro、R1、取样周期T、延迟时间的总和L、控制对象54的增益K_p的指定值输入装置205。

另外，作为最佳实施例，设计装置201进一步包括将控制器参数决定装置204算出的参数k₁、k₂、k₃、k₄、k_r1、k_r2、k_i1、k_i2各值代入数字控制器90的控制补偿装置90A并仿真判断此数字控制器90在控制控制对象54时是否得到最佳特性的特性判断装置206、在特性判断装置206进行判断之后将该参数k₁、k₂、k₃、k₄、k_r1、k_r2、k_i1、k_i2各值实际代入数字控制器90的控制补偿装置90A中的控制器参数输出装置207、在特性判断装置206判断未得到最佳特性时在参数指定装置202上指定其它零点n₁、n₂的值和参数p₁、p₂、p₃、k_z的值并再次算出参数k₁、k₂、k₃、k₄、k_r1、k_r2、k_i1、k_i2各值的参数重新指定装置208。

此设计装置201可和数字控制器90分开设置，也可与之组装为一体。当和数字控制器90组装为一体时，将控制器参数决定装置204所算出的参数k₁、k₂、k₃、k₄、k_r1、k_r2、k_i1、k_i2各值代入数字控制器90的控制补偿装置90A，通过数字控制器90实际控制控制对象54，特性判断装置206可从此实的各部分的测定值，判断出是否得到最佳特性。此时，若不是最佳特性，可通过上述参数重新指定装置208重新算出参数k₁、k₂、k₃、k₄、k_r1、k_r2、k_i1、k_i2，然后特性判断装置206将各值代入控制补偿装置90A。另外，若未包括上述特性判断装置206和参数重新指定装置208，也可仅通过控制器参数输出装置207直接将控制器参数决定装置204所算出的参数k₁、k₂、k₃、k₄、k_r1、k_r2、k_i1、k_i2各值代入数字控制器90的控制补偿装置90A。

接着，使用图26的流程图的来说明上述结构的设计装置201的运作。启动设计装置201后，如图26的步骤S11所示，利用指定值输入装置205，分别输入电路常数L1、C1、Ro、R1、取样周期T、延迟时间的总和L、控制对象54的增益K_p。这些指定值事先存储于设计装置201中，可仅在需要时作变更。当输入全部的上述所需要的指定值时，参数指定装置202指定预测可满足得到必要增益的频宽和快速上升时间的极点H₁、H₄值、离散时间中的控制对象54的零点n₁、n₂的值、参数p₁、p₂、p₃、k_z的值，将其输出至未定值运算装置203(步骤S12)。作为这些值的其中一个范例，可如公式62或公式74所示，事先储存于参数指定装置202，或者，每次通过多个关键词所组成的输入装置来输入指定。未定值运算装置203从参数指定装置202接收极点H₁、H₄的值、零点n₁、n₂的值和参数p₁、p₂、p₃、k_z的值，然后算出H₂和H₃各未定值(步骤S13)。这些未定值H₂和H₃可如公式56所示，作为实数来算出，最好，为了提高逼近度，作为H₂＝x+yi，H₃＝x-yi的共轭复数来算出。为此，在未定值运算装置203上，安装有用来解出上述公式71至公式73的方程组的运算程序。

如上所述，算出H₂和H₃各值，在下面步骤S14中，控制器参数决定装置204算出实现图15所示的一次逼近模型的积分型控制系统的各参数k₁、k₂、k₃、k₄、k_r1、k_r2、k_i1、k_i2各值。若设计装置201未安装特性判断装置206和参数重新指定装置208，利用控制器参数输出装置207，直接将这些参数值输出至数字控制器90的控制补偿装置90A，若安装了特性判断装置206和参数重新指定装置208，代入所得到的各参数值并通过该特性判断装置206来模拟判断是否得到最佳特性(频率-增益特性、频率-相位特性)(步骤S15)。在此的判断条件可事先储存于特性判断装置206中，并根据需要重写更新。

特性判断装置206通过来自控制器参数决定装置204的各参数值来判断得到最佳特性之后，对连接至设计装置201的数字控制器90输出各参数值，得到具有所要的控制特性的数字控制器90(步骤S16)。另一方面，通过控制器参数决定装置204的各参数值判断出未得到最佳特性之后，在步骤S17中，通过参数重新指定装置208，指定其它的参数p₁、p₂、p₃、k_z的值，重新返回步骤S13以后的步骤，算出k₁、k₂、k₃、k₄、k_r1、k_r2、k_i1、k_i2各值。

如上所述，当分别给予输入h、控制量y、第一等价干扰q_y、第二等价干扰q_v、延迟ξ₁时，本实施例的数字控制器90连接至满足上述公式26的状态方程式的控制对象亦即控制对象元件54，将公式19所示的状态反馈原则和公式20所示的前馈原则应用于此控制对象元件54时的目标值r和上述控制量y的传递函数W_ry(z)从公式21所示的四次离散时间系统决定为公式48所示的一次逼近模型传递函数W_m(z)，结合此模型传递函数W_m(z)、该模型传递函式W_m(z)的反函数W_m(z)^-1和作为用来实现该反函数W_m(z)^-1的动态补偿器的滤波器63而成的系统如图7所示来构成，包括用来实现对此系统作等价转换所得的图17所示的积分型控制系统的控制补偿装置90A。

另外，控制补偿装置90A的结构的宜由用来输出控制量y与参数k₁之积的第一反馈装置亦即反馈元件91、用来输出控制量y与参数k₂之积的第二反馈装置亦即反馈元件92、用来输出第一延迟输出ξ₁与参数k₃之积的第三反馈装置亦即反馈元件33、用来输出第二延迟输出ξ₂与参数k₄之积的第四反馈装置亦即反馈元件94、用来输出上述控制量y和1/g的第五反馈装置亦即反馈元件95、用来算出控制量y与第一反馈元件95之差的第一运算装置亦即第一相加点87、用来积分来自第一相加点87的运算值并将之转换为第四延迟输出ξ4的积分装置亦即元件83、用来积分来自第一相加点87的运算值并转换为输出的积分装置亦即元件83、用来输出来自元件83的输出与参数k_i1之积的第一相乘装置亦即元件98、用来输出来自元件83的输出与参数k_i2之积的第二相乘装置亦即元件99、用来相加来自第二等价干扰q_v、来自元素99的输出、来自反馈元件91的输出、来自反馈元件93的输出及来自反馈元件94的输出的第一相加装置亦即第二相加点43A、用来将来自第二相加点43A的相加结果作为取样延迟后的上述第二延迟输出ξ₂的延迟装置亦即次数为1/z的元件44A、用来相加来自元素44的输出、来自元件98的输出及来自反馈元件92的输出并产生针对上述控制对象元件54的输出η的第二相加装置亦即第三相加点43B来组成。

并且，针对此种结构的数字控制器90，在本实施例中，包括一设计装置201，该设计装置201由指定极点H₁、H₄的值并指定离散时间中的上述控制对象的零点n₁、n₂的值和指定参数p₁、p₂、p₃、k_z的值的参数指定装置202、利用在此参数指定装置202上所指定的各值并从公式71至73所示的关系式算出及点H₂、H₃各未定值的未定值运算装置203、利用来自此未定值运算装置203的极点H₂、H₃的各未定值来算出构成上述控制系统的各参数k₁、k₂、k₃、k₄、k_i1、k_i2的值的控制器参数决定装置204所组成。

在此情况下，可在不进行复杂处理步骤的情况下，通过设计装置201获得具有所要的特性的各参数k₁、k₂、k₃、k₄、k_i1、k_i2的值。

另外，代入这些参数值的数字控制器90的控制补偿装置90A将目标值r和控制量y之间的离散化传递函数W_ry(z)决定为处理结构较单纯的一次逼近模型传递函数W_m(z)，根据此模型传递函数W_m(z)，建构出可在内部进行运算处理的积分型控制系统。因此，通过和上述设计装置202一起使用，可针对实现一次逼近模型的逼近两自由度强韧性数字控制系统的结构，轻易进行强韧性设计。

此外，在此的数字控制器90不需要后述的第一及第二前馈装置亦即前馈元件96、97，所以，不会对数字控制器90的运算能力造成太大的负担，并且，设计装置201也不需要算出此种前馈的参数，所以，可加速处理时间。

另外，最好安装于这个强韧性数字控制器90的积分型控制系统包括用来输出目标值r与参数k_r1之积的第一前馈装置亦即前馈元件96、用来输出目标值r与参数k_r2之积的第二前馈装置亦即前馈元件97，在结构上，前馈元件97的输出在第二相加点43A进一步被相加，前馈元件96的输出在第三相加点43B进一步被相加，此时，控制器参数决定装置204利用来自未定值运算装置203的极点H₂、H₃的各未定值来算出上述各参数k₁、k₂、k₃、k＝，k_r1、k_r2、k_i1、k_i2的值。

如此，通过将前馈的处理结构作为数字控制器90的积分型控制系统而附加于控制补偿装置90A，数字控制器90可进一步高精度控制，对应于此种数字控制器90，设计装置201也可算出包含与该前馈有关的参数的各参数值。

另外，在未安装特性判断装置206和参数重新指定装置208的设计装置201上，可包括控制器参数输出装置207，其可将在上述控制器参数决定装置204上所算出的参数k₁、k₂、k₃、k₄、k_r1、k_r2、k_i1、k_i2各值输出至连接至设计装置201的数字控制器90。

如此，在控制器参数决定装置204上所算出的各参数值可直接输出至数字控制器90，所以，可省去将参数值逐一输入至此数字控制器70的麻烦。

另外，本实施例的设计装置201进一步包括特性判断装置206，其可将在控制参数决定装置204上所算出的参数k₁、k₂、k₃、k₄、k_r1、k_r2、k_i1、k_i2各值代入数字控制器90，判断当此数字控制器90控制控制对象54时是否得到最佳特性，又进一步包括参数重新指定装置208，其可在特性判断装置206判断出未得到最佳特性之后，在参数指定装置202上指定其它的参数p₁、p₂、p₃、k_z的值，在控制器参数决定装置204上重新算出参数k₁、k₂、k₃、k₄、k₅、k₆、k_1r、k_2r、k_3r、k_i、k_iz、k_in各值。

如此，可在控制器参数决定装置204上自动算出得到所要的特性的各参数值，所以，可利用在控制器参数决定装置204上所算出的最后的各参数值，来确实进行数字控制器90的强韧性设计。

另外，进一步包括控制器参数输出装置207，其仅在特性判断装置206判断出得到所要的特性时，将在控制器参数决定装置204上算出的k₁、k₂、k₃、k₄、k_r1、k_r2、k_i1、k_i2各值输出至数字控制器90，借此，可仅将得到所要的特性的各参数值直接输出至数字控制器90，轻松且确实地进行数字控制器90的强韧性设计。

此外，本发明不限定于上述实施例，在本发明的要旨的范围内，理所当然可有各种变形实施例。例如，对于图1所示的作为控制对象的转换器部2的结构，也可应用不使用变压器3的非绝缘型转换器、具有多个个开关元件的转换器(如半桥接转换器或全桥接转换器)等。此外，本实施例的强韧性数字控制器可应用于进行反馈控制的机器上。

Claims (11)

1.一种强韧性数字控制器，其特征在于：包括用于实现积分型控制系统的控制补偿装置，该积分型控制系统由对下列系统作等价转换而得：

当分别给予输入h、控制量y、第一等价干扰q_y、第二等价干扰q_v、延迟ξ₁时，连接至满足下列公式1的状态方程式的控制对象：

x_d(k+1)＝A_dx_d(K)+B_dh(k)

y(k)＝C_dx_d(k)+q_y(k)    公式1

其中，x_d＝[x ξ]^T

将对所述控制对象应用状态反馈规则和前馈规则时的目标值r和上述控制量y的传递函数W_ry(z)决定为下列公式2所示的二次逼近的模型传递函数W_m(z)：

$W_{\mathrm{ry}}=\frac{(1+H_1)(1+H_2)(1+H_3)(z-n1)(z-n2)(z+H_4)}{(1-n1)(1-n2)(z+H_1)(z+H_2)(z+H_3)(z+H_4)}$

$\≈W_m=\frac{(1+H_1)(1+H_2)(z-n_0)}{(z+H_1)(z+H_2)(1-n_0)}$ 公式2

其中，z＝exp(jωt)、n₀、n1、n2、为零点，H₁、H₂、H₃、H₄为极点；

结合此模型传递函数W_m(z)和该模型传递函数W_m(z)的反函数W_m(z)-1和显示用来实现该反函数W_m(z)-1的公式3的特性的动态补偿器K(z)，构成此系统：

$k\left(z\right)=\frac{k_z}{z-1+k_z}$ 公式3。

2.如权利要求1所述的强韧性数字控制器，其特征在于，所述控制补偿装置由用来输出上述控制量y与参数k₁之积的第一反馈装置、用来输出所述控制量y与参数k₂之积的第二反馈装置、用来输出第一延迟输出ξ₁与参数k₃之积的第三反馈装置、用来输出第二延迟输出ξ₂与参数k₄之积的第四反馈装置、用来输出第三延迟输出ξ₃与参数k₅之积的第五反馈装置、用来输出所述控制量y与参数k₆之积的第六反馈装置、用来算出所述控制量y与所述目标值r之差的第一运算装置、用来积分来自所述第一运算装置的运算值并将之转换成第四延迟输出ξ₄的积分装置、用来输出来自所述积分装置的第四延迟输出ξ₄与参数k_in之积的第一相乘装置、用来将所述第一相乘装置的输出、所述第五反馈装置的输出及所述第六反馈装置的输出相加的第一相加装置、用来将来自所述第一相加装置的相加结果作为取样延迟的所述第三延迟输出ξ₃的第一延迟装置、用来输出所述第三延迟输出ξ₃与参物k_i之积的第二相乘装置、用来输出所述第三延迟输出ξ₃与参物k_1z之积的第三相乘装置、用来将所述第二等价干扰q_v、所述第二相乘装置的输出、所述第一反馈装置的输出、所述第三反馈装置的输出及所述第四反馈装置的输出相加的第二相加装置、用来将来自所述第二相加装置的相加结果作为取样延迟的所述第二延迟输出ξ₂的第二延迟装置、用来将所述第二延迟装置的输出、所述第三相乘装置的输出及第二反馈装置的输出相加并产生对所述控制对象的输出h的第三相加装置所组成，

当应用所述状态反馈规则F＝[F(1，1)F(1，2)F(1，3)F(1，4)]和所述前馈规格G时，所述各参数具有如下列公式4所表示的结构：

k₁＝-F(1，1)-F(1，2)FF(1，1)+((-F(1，4)

  -F(1，2)FF(1，4))(-F(1，2)/FF(1，2)))

  -(GH4+GF_z)((1-n₀)k_z/((1+H1)(1+H2)))

k₂＝-F(1，2)/FF(1，2)

  -G((1-n₀)k_z/((1+H1)(1+H2)))

k₃-F(1，3)-F(1，2)(FF(1，3))

k₄＝F_z k₅＝n₀

k₆＝-(k_z(1-n₀)(1+H1+H2)

+n₀(1-n₀)k_z)/((1+H1)*(1+H2))

k_i＝GH4+GF_z k_iz＝G k_in＝k_z(1-n₀)    公式4

FF(1，1)＝-A_d(1，1)/A_d(1，2)

FF(1，2)＝A_d(1，2)

FF(1，3)＝-A_d(1，3)/A_d(1，2)

FF(1，4)＝-B_d(1，1)/A_d(1，2)

F_z＝-F(1，4)-F(1，2)FF(1，4)。

3.如权利要求2所述的强韧性数字控制器，其特征在于，所述控制补偿装置进一步包括用来输出所述目标值r与参数k_1r之积的第一前馈装置、用来输出所述目标值r与参数k_2r之积的第二前馈装置、用来输出所述目标值r与参数k_3r之积的第三前馈装置，在第一相加装置所进一步加上所述第三前馈装置的输出，在第二相加装置上进一步加上所述第二前馈装置的输出，在第三相加装置上进一步加上所述第一前馈装置的输出，所述参数分别设定为k_1r＝G，k_2r＝GH₄+GF_z，k_3r＝k_z。

4.一种强韧性数字控制器的设计装置，作为强韧性数字控制器的两自由度系统数字积分型控制器的设计装置，该装置连接至具有离散时间系统的状态方程式和输出方程式的控制对象，在控制目标值4和控制值y之间，具有传递函数，该传递函数具有用来避免产生过冲现象的四次极点，将此传递函数简化为具有二次极点的逼近模型，

其特征在于：

通过设定将电流反馈等价置换为电压反馈和控制输入反馈且来自用来实现目标特性的模型匹配的控制量y的电压反馈系统、将电流反馈等价置换为电压反馈和控制输入反馈且来自补偿AD转换和数字编码运算时间所导致的延迟的控制对象的电压反馈系统、用来将电流反馈等价置换为电压反馈和控制反馈的动态补偿滤波器的极点反馈系统、新增于用来提高二次逼近模型的逼近度的二次逼近模型上的零点反馈系统、来自补偿用来提高二次逼近模型的逼近度的零点的控制量y的电压反馈系统、用来删除目标特性的模型匹配的一部分的前馈系统、来自用来实现目标特性的模型匹配系统的控制目标值r的前馈系统、来自用来以逼近方式删除等价干扰Q和控制量y之间的传递函数的极点的控制目标的前馈系统，

所述控制器设计为，控制目标值r和控制量之间的传递函数在必要的频率频带上为1，等价干扰Q和控制量y之间的传递函数在必要的频率频带上为0。

5.一种强韧性数字控制器的设计装置，当分别给予输入h、第一等价干扰q_y、第二等价干扰q_v、延迟ξ₁时，连接至满足下列公式5的方程式：

x_d(k+1)＝A_dx_d(k)+B_dh(k)

y(k)＝C_dx_d(k)+q_y(k)    公式5

其中，x_d＝[x ξ]^T；

将对所述控制对象应用状态反馈规则和前馈规则时的目标值r和所述控制量y的传递函数W_ry(z)决定为下列公式6所示的二次逼近模型传递函数W_m(z)：

$W_{\mathrm{ry}}=\frac{(1+H_1)(1+H_2)(1+H_3)(z-n1)(z-n2)(z+H_4)}{(1-n1)(1-n2)(z+H_1)(z+H_2)(z+H_3)(z+H_4)}$

$\≈W_m=\frac{(1+H_1)(1+H_2)(z-n_0)}{(z+H_1)(z+H_2)(1-n_0)}$ 公式6

其中，z＝exp(jωt)、n₀，n1，n2为零点，H₁，H₂，H₃，H₄为极点；

结合此模型传递函数W_m(z)、该模型传递函数W_m(z)的反函数W_m(z)^-1和用来实现该反函数W_m(z)^-1的公式7所示特性的动态补偿器K(z)而构成：

$k\left(z\right)=\frac{k_z}{z-1+k_z}$ 公式7

实现等价转换此系统而得的积分型控制系统，

并且，所述积分型控制系统由用来输出所述控制量y与参数k₁之积的第一反馈装置、用来输出所述控制量y与参数k₂之积的第二反馈装置、用来输出第一延迟输出ξ₁与参数k₃之积的第三反馈装置、用来输出第二延迟输出ξ₂与参数k₄之积的第四反馈装置、用来输出第三延迟输出ξ₃与参数k₅之积的第五反馈装置、用来输出所述控制量y与参数k₆之积的第六反馈装置、用来算出所述控制量y与所述目标值r之差的第一运算装置、用来积分来自所述第一运算装置的运算值并将之转换成第四延迟输出ξ₄的积分装置、用来输出来自所述积分装置的第四延迟输出ξ₄与参数k_in之积的第一相乘装置、用来将所述第一相乘装置的输出、所述第五反馈装置的输出及所述第六反馈装置的输出相加的第一相加装置、用来将来自所述第一相加装置的相加结果作为取样延迟的所述第三延迟输出ξ₃的第一延迟装置、用来输出所述第三延迟输出ξ₃与参物k_i之积的第二相乘装置、用来输出所述第三延迟输出ξ₃与参物k_iz之积的第三相乘装置、用来将所述第二等价干扰q_v、所述第二相乘装置的输出、所述第一反馈装置的输出、所述第三反馈装置的输出及所述第四反馈装置的输出相加的第二相加装置、用来将来自所述第二相加装置的相加结果作为取样延迟的所述第二延迟输出ξ₂的第二延迟装置、用来将所述第二延迟装置的输出、所述第三相乘装置的输出及第二反馈装置的输出相加并产生对所述控制对象的输出h的第三相加装置所组成，

当应用所述状态反馈规则F＝[F(1，1)F(1，2)F(1，3)F(1，4)]和所述前馈规格G时，所述各参数具有如下列公式8所表示的结构：

k₁＝-F(1，1)-F(1，2)FF(1，1)+((-F(1，4)

  -F(1，2)FF(1，4))(-F(1，2)/FF(1，2)))

  -(GH4+GF_z)((1-n₀)k_z/((1+H1)(1+H2)))

k₂＝-F(1，2)/FF(1，2)

  -G((1-n₀)k_z/((1+H1)(1+H2)))

k₃＝-F(1，3)-F(1，2)(FF(1，3))

k₄＝F_z k₅＝n₀

k₆＝-(k_z(1-n₀)(1+H1+H2)

  +n₀(1-n₀)k_z)/((1+H1)*(1+H2))

k_i＝GH4+GF_z k_iz＝G k_in＝k_z(1-n₀)    公式8

FF(1，1)＝-A_d(1，1)/A_d(1，2)

FF(1，2)＝A_d(1，2)

FF(1，3)＝-A_d(1，3)/A_d(1，2)

FF(1，4)＝-B_d(1，1)/A_d(1，2)

F_z＝-F(1，4)-F(1，2)FF(1，4)

其特征在于包括：

参数指定装置，其指定极点H₁、H₂的值并指定离散时间中的所述控制对象的零点n₁、n₂的值和参数p₁、p₂、p₃、k_z的值；

未定值运算装置，其利用在所述参数指定装置上所指定的各值，从下列公式9所示的关系式，算出零点n₀和极点H₃的各未定值：

 (-n₁(-n₀)-n₂(-n₀)+H₃n₁n₂-n₂H₃-H₃n₁

+k_z(-n₀)H₃+n₁n₂(-n₀)+k_z-1-n₁n₂

+k_z(-n₀)+H₃+n₁+n₂+k_zH₃

+(-n₀))/(1-n₂-n₁+n₁n₂)

＝-(p1+p3+p2)

 (-k_zn₁(-n₀)-k_zn₂(-n₀)H₃-H₃n₁n₂

+(-n₀)H₃+n₁n₂(-n₀)H₃+H₃n₁

-n₂(-n₀)H₃-H₃-k_zn₁H₃-k_zn₂H₃

-k_zn₂(-n₀)-k_zn₁-k_zn₂-n₁(-n₀)H₃

-n₁n₂(-n₀)+n₂(-n₀)+n₂H₃+n₁(-n₀)

                                               公式9

-(-n₀)-k_zn₁(-n₀)H₃)/(1-n₂-n₁

+n₁n₂)＝p1p3+p1p2+p2p3

 (k_zn₁n₂(-n₀)-(-n₀)H₃+k_zH₃n₁n₂

+k_zn₁n₂(-n₀)H₃+n₂(-n₀)H₃

+n₁(-n₀)H₃-n₁n₂(-n₀)H₃

+k_zn₁n₂)/(1-n₂-n₁+n₁n₂)

＝-p1p2p3

控制器参数决定装置，其利用来自所述未定值运算装置的各未定值，算出构成所述积分型控制系统的各参数k₁、k₂、k₃、k₄、k₅、k₆、k_i、k_iz、k_in的值。

6.如权利要求5所述的强韧性数字控制器的设计装置，其特征在于，安装于所述强韧性控制器中的积分型控制系统进一步包括用来输出所述目标值r与参数k_1r之积的第一前馈装置、用来输出所述目标值r与参数k_2r之积的第二前馈装置、用来输出所述目标值r与参数k_3r之积的第三前馈装置，在第一相加装置上进一步加上所述第三前馈装置的输出，在第二相加装置上进一步加上所述第二前馈装置的输出，在第三相加装置上进一步加上所述第一前馈装置的输出，当所述参数分别设定为k_1r＝G，k_2r＝GH₄+GF_z，k_3r＝k₂时，所述控制器参数决定装置利用来自所述未定值运算装置的各未定值，算出构成所述各参数k₁、k₂、k₃、k₄、k₅、k₆、k_1r、k_2r、k_3r、k_i、k_iz、k_in的值。

7.一种强韧性数字控制器的设计装置，当分别给予输入η、第一等价干扰q_y、第二等价干扰q_U、延迟ξ₁时，连接至满足下列公式10的方程式：

x_d(k+1)＝A_dx_d(k)+B_dη(k)

                                      公式10

y(k)＝C_dx_d(k)+q_y(k)

其中，xd＝[x ξ]^T；

将对所述控制对象应用状态反馈规则和前馈规则时的目标值r和所述控制量y的传递函数W_ry(z)决定为下列公式11所示的二次逼近模型传递函数W_m(z)：

$W_{\mathrm{ry}}=\frac{(1+H_1)(1+H_2)(1+H_3)(z-n1)(z-n2)(z+H_4)}{(1-n1)(1-n2)(z+H_1)(z+H_2)(z+H_3)(z+H_4)}$

$\≈W_m\left(z\right)=\frac{(1+H_1)}{(z+H_1)}$ 公式11

其中，z＝exp(jωt)、n1，n2为零点，H₁，H₂，H₃，H₄为极点；

结合此模型传递函数W_m(z)、该模型传递函数W_m(z)的反函数W_m(z)^-1和用来实现该反函数W_m(z)^-1的公式12所示特性的动态补偿器K(z)而构成：

$k\left(z\right)=\frac{k_z}{z-1+k_z}$ 公式12

实现等价转换此系统而得的积分型控制系统，

并且，所述积分型控制系统由：用来输出所述控制量y与参数k₁之积的第一反馈装置、用来输出所述控制量y与参数k₂之积的第二反馈装置、用来输出第一延迟输出ξ₁与参数k₃之积的第三反馈装置、用来输出第二延迟输出ξ₂与参数k₄之积的第四反馈装置、用来输出所述控制量y与1/g之积的第五反馈装置、用来算出所述控制量y与所述第五反馈装置的输出之差的第一运算装置、用来将来自所述积分装置的运算值转换成积分后的输出的积分装置、用来输出来自所述积分装置的输出与参数k_i1之积的第一相乘装置、用来输出来自所述积分装置的输出与参数k_i2之积的第二相乘装置、用来将所述第二等价干扰q_v、所述第二相乘装置的输出、所述第一反馈装置的输出、所述第三反馈装置的输出及所述第四反馈装置的输出相加的第一相加装置、用来将来自所述第一相加装置的相加结果作为取样延迟的所述第二延迟输出ξ₂的延迟装置、用来将所述延迟装置的输出、所述第一相乘装置的输出及所述第二反馈装置的输出相加并产生对所述控制对象的输入η的第二相加装置所组成，其中1/g为导入于g为目标值r和基准值y之间的常数增益；

当应用所述状态反馈规则F＝[F(1，1)F(1，2)F(1，3)F(1，4)]和所述前馈规格G时，所述各参数具有如下列公式13所表示的结构：

k1＝F(1，1)-F(1，2)A_d(1，1)/A_d(1，2)+(-F(1，4)

  +F(1，2)B_d(1，1)/A_d(1，2))F(1，2)/A_d(1，2)

  +(GH4+G(-F(1，4)

  +F(1，2)B_d(1，1)/A_d(1，2)))k_z/(1+H2)

k₂＝F(1，2)/A_d(1，2)+Gk_z/(1+H2)

k₃＝F(1，3)-F(1，2)A_d(1，3)/A_d(1，2)    公式13

k₄＝F(1，4)-F(1，2)B_d(1，1)/A_d(1，2)

k_i1＝gGk_z

k_i2＝g(GH4+G(-F(1，4)

   +F(1，2)B_d(1，1)/A_d(1，2)))k_z

其特征在于包括：

参数指定装置，其指定极点H₁、H₄的值并指定离散时间中的所述控制对象的零点n₁、n₂的值和参数p₁、p₂、p₃、k_z的值；

未定值运算装置，其利用在所述参数指定装置上所指定的各值，从下列公式14所示的关系式，算出极点H₂＝x+yi，H₃＝x-yi的各未定值：

(k_zx²+(2k_z-2n₂+2n₁n₂-2n₁+2)x

+k_zy²+(-1+n₂+k_z-n₁n₂+n₁))/(1-n₂-n₁

+n₁n₂)＝-p1-p3-p2

((-k_zn₁+n₁n₂-n₂+1-n₁-k_zn₂)x²

+(2n₂+2n₁-2k_zn₂-2n₁n₂-2k_zn₁-2)x

+(-k_zn₁+n₁n₂-n₂+1-n₁-k_zn₂)y²

-k_zn₂-k_zn₁)/(1-n₂-n₁+n₁n₂)    公式14

＝p1p3+p1p2+p2p3

((-1+n₂+k_zn₁n₂-n₁n₂+n₁)x²

+2k_zn₁n₂x+(-1+n₂+k_zn₁n₂

-n₁n₂+n₁)y²+k_zn₁n₂)(1-n₂-n₁

+n₁n₂)＝-p1p2p3

控制器参数决定装置，其利用来自所述未定值运算装置的各未定值，算出构成所述积分型控制系统的各参数k₁、k₂、k₃、k₄、k_i1、k_i2的值。

8.如权利要求7所述的强韧性数字控制器的设计装置，其特征在于，安装于所述控制器中的积分型控制系统进一步包括用来输出所述目标值r与参数k_r1之积的第一前馈装置和用来输出所述目标值r与参数k_r2之积的第二前馈装置，在第一相加装置上进一步加上所述第二前馈装置的输出，在第二相加装置上进一步加上所述第一前馈装置的输出，当所述参数分别设定为k_r1＝gG，k_r2＝g(GH₄+G(-F(1，4)+F(1，2)B_d(1，1)/A_d(1，2)))时，所述控制器参数决定装置利用来自所述未定值运算装置的各未定值，算出构成所述各参数k₁、k₂、k₃、k₄、k_r1、k_r2、k_i1、k_i2的值。

9.如权利要求5至8中任一项所述的强韧性数字控制器的设计装置，其特征在于，进一步包括控制器参数输出装置，其用于将在所述控制器参数决定装置上算出的各参数值输出至所述强韧性数字控制器。

10.如权利要求5至8中任一项所述的强韧性数字控制器的设计装置，其特征在于，进一步包括：

特性判断装置，其用于将在所述控制器参数决定装置算出的各参数值代入所述强韧性数字控制器，来判断是否得到此强韧性数字控制器在控制所述控制对象时的理想特性；及

参数重新指定装置，其在所述特性判断装置判断未得到理想特性时，在所述参数指定装置上指定其它的参数p₁、p₂、p₃、k_z的值，在所述控制器参数决定装置上重新算出参数值。

11.如权利要求10所述的强韧性数字控制器的设计装置，其特征在于，进一步包括控制器参数输出装置，其用于在所述特性判断装置判断得到理想特性时，将在所述控制器参数决定装置上算出的各参数值输出至所述强韧性数字控制器。

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