JP2003339183A - サーボ制御装置 - Google Patents
サーボ制御装置Info
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- JP2003339183A JP2003339183A JP2002147056A JP2002147056A JP2003339183A JP 2003339183 A JP2003339183 A JP 2003339183A JP 2002147056 A JP2002147056 A JP 2002147056A JP 2002147056 A JP2002147056 A JP 2002147056A JP 2003339183 A JP2003339183 A JP 2003339183A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】本発明は、モータの磁気飽和によってモータの
インダクタンスが変化した場合も、安定に、発振するこ
となく電流を制御する装置を提供し、永久磁石形同期モ
ータの小形化と装置の運転可能条件を拡充することを目
的とする。 【解決手段】上記問題を解決するため、モータのインダ
クタンスをインダクタンス同定値あるいはインダクタン
ス設定誤差比として同定し、得られた同定値に応じて電
流制御部の制御ゲインを調整することで、電流制御部を
安定に動作させる。インダクタンス同定値あるいはイン
ダクタンス設定誤差比の同定は、d-q座標変換法を適用
した電流制御部において、d軸電流制御部の出力を基
に、q軸電流指令と、速度検出値と、q軸インダクタンス
設定値を用いた演算により行なう。
インダクタンスが変化した場合も、安定に、発振するこ
となく電流を制御する装置を提供し、永久磁石形同期モ
ータの小形化と装置の運転可能条件を拡充することを目
的とする。 【解決手段】上記問題を解決するため、モータのインダ
クタンスをインダクタンス同定値あるいはインダクタン
ス設定誤差比として同定し、得られた同定値に応じて電
流制御部の制御ゲインを調整することで、電流制御部を
安定に動作させる。インダクタンス同定値あるいはイン
ダクタンス設定誤差比の同定は、d-q座標変換法を適用
した電流制御部において、d軸電流制御部の出力を基
に、q軸電流指令と、速度検出値と、q軸インダクタンス
設定値を用いた演算により行なう。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、永久磁石形同期モ
ータの駆動電流を検出してフィードバック制御を構成す
る電流制御ループを備えた永久磁石形同期モータ制御装
置の電流制御方式に関するものである。
ータの駆動電流を検出してフィードバック制御を構成す
る電流制御ループを備えた永久磁石形同期モータ制御装
置の電流制御方式に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図1の15の内部は、電流制御部にd-q座標
変換法を適用した、従来の永久磁石形同期モータ制御装
置の概略ブロック図である。
変換法を適用した、従来の永久磁石形同期モータ制御装
置の概略ブロック図である。
【０００３】モータ1には位置検出器2が取り付けられて
おり、位置検出器2で検出された情報を基に速度演算部3
で速度検出値Nが計算される。永久磁石形同期モータ制
御装置には速度指令N*が与えられ、比較器4で速度指令N
*と速度検出値Nの偏差を計算する。この速度偏差は速度
制御部5に入力され、例えば比例積分演算されてq軸電流
指令Iq*となって出力される。次に電流検出器6を介して
得られる電流検出値を、座標変換部7でd軸電流検出値Id
とq軸電流検出値Iqに変換する。比較器8ではq軸電流指
令Iq*とq軸電流検出値Iqの偏差を、比較器9では予め設
定されたd軸電流指令Id*とd軸電流検出値Idとの偏差を
計算し、q軸電流制御部10とd軸電流制御部11に入力す
る。q軸及びd軸の電流制御部では、比例積分制御を用い
て電圧指令を求め、座標変換部12で相変換を行ない、三
相の電圧指令値を電力変換器13に入力する。電力変換器
13では指令に従った電流をモータに供給し制御を行な
う。
おり、位置検出器2で検出された情報を基に速度演算部3
で速度検出値Nが計算される。永久磁石形同期モータ制
御装置には速度指令N*が与えられ、比較器4で速度指令N
*と速度検出値Nの偏差を計算する。この速度偏差は速度
制御部5に入力され、例えば比例積分演算されてq軸電流
指令Iq*となって出力される。次に電流検出器6を介して
得られる電流検出値を、座標変換部7でd軸電流検出値Id
とq軸電流検出値Iqに変換する。比較器8ではq軸電流指
令Iq*とq軸電流検出値Iqの偏差を、比較器9では予め設
定されたd軸電流指令Id*とd軸電流検出値Idとの偏差を
計算し、q軸電流制御部10とd軸電流制御部11に入力す
る。q軸及びd軸の電流制御部では、比例積分制御を用い
て電圧指令を求め、座標変換部12で相変換を行ない、三
相の電圧指令値を電力変換器13に入力する。電力変換器
13では指令に従った電流をモータに供給し制御を行な
う。
【０００４】また、特開平６−３３５２７９号公報に見
られる電流制御装置では、モータ電流により磁気飽和し
てモータのインダクタンスが低下するため、電流制御装
置のゲインを下げる例が公開されている。
られる電流制御装置では、モータ電流により磁気飽和し
てモータのインダクタンスが低下するため、電流制御装
置のゲインを下げる例が公開されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】モータ内部の磁束密度
が高くなるとき、モータの磁気回路の一部または全体に
おいて磁気飽和が起こる場合がある。磁気飽和が起こる
とモータのインダクタンスが変化するが、モータの制御
装置が用いるインダクタンス設定値との誤差が大きくな
ると、電流制御装置は不安定となり、発振に至る。永久
磁石形同期モータの駆動時には、大きな負荷トルクを得
るためトルク電流を増加させたとき、低速運転時に磁束
が一部に集中したとき、高速運転時に渦電流による磁束
が発生したときに磁気飽和が起こりやすく、永久磁石形
同期モータの小形化と装置の運転可能条件を制限する問
題であった。
が高くなるとき、モータの磁気回路の一部または全体に
おいて磁気飽和が起こる場合がある。磁気飽和が起こる
とモータのインダクタンスが変化するが、モータの制御
装置が用いるインダクタンス設定値との誤差が大きくな
ると、電流制御装置は不安定となり、発振に至る。永久
磁石形同期モータの駆動時には、大きな負荷トルクを得
るためトルク電流を増加させたとき、低速運転時に磁束
が一部に集中したとき、高速運転時に渦電流による磁束
が発生したときに磁気飽和が起こりやすく、永久磁石形
同期モータの小形化と装置の運転可能条件を制限する問
題であった。
【０００６】本発明は、モータの磁気飽和によってモー
タのインダクタンスが変化した場合も、安定に、発振す
ることなく電流を制御する装置を提供し、永久磁石形同
期モータの小形化と装置の運転可能条件を拡充すること
を目的とする。
タのインダクタンスが変化した場合も、安定に、発振す
ることなく電流を制御する装置を提供し、永久磁石形同
期モータの小形化と装置の運転可能条件を拡充すること
を目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記問題を解決するた
め、モータのインダクタンスをインダクタンス同定値あ
るいはインダクタンス設定誤差比として同定し、得られ
た同定値に応じて電流制御部の制御ゲインを調整するこ
とで、電流制御部を安定に動作させる。インダクタンス
同定値あるいはインダクタンス設定誤差比の同定は、d-
q座標変換法を適用した電流制御部において、d軸電流制
御部の出力を基に、q軸電流指令と、速度検出値と、q軸
インダクタンス設定値を用いた演算により行なう。
め、モータのインダクタンスをインダクタンス同定値あ
るいはインダクタンス設定誤差比として同定し、得られ
た同定値に応じて電流制御部の制御ゲインを調整するこ
とで、電流制御部を安定に動作させる。インダクタンス
同定値あるいはインダクタンス設定誤差比の同定は、d-
q座標変換法を適用した電流制御部において、d軸電流制
御部の出力を基に、q軸電流指令と、速度検出値と、q軸
インダクタンス設定値を用いた演算により行なう。
【０００８】
【発明の実施の形態】本発明の実施例について図を用い
て説明する。
て説明する。
【０００９】図１の15は永久磁石形同期モータのサーボ
制御装置の制御ブロック図である。モータ1には位置検
出器2が取り付けられており、位置検出器2で検出された
情報を基に速度演算部3で検出速度Nが計算される。サー
ボ制御装置には速度指令N*が与えられ、比較器4で速度
指令N*と速度検出値Nの偏差を計算する。この速度偏差
は速度制御部5に入力され、例えば比例積分演算されて
電流指令i*となって出力される。次に電流制御系につい
て、電流検出器6で例えばモータ軸Ｕ相とＷ相の電流を
検出し、３相電流の総和が零となることを利用してＶ相
電流を求める。この３相電流は、Ｕ相の電流方向とこれ
と直交する電流方向を基準として、３相−２相変換し、
さらにモータの位置検出器2より得られる電気角の情報
を基に、回転座標系に変換し、モータの磁極方向のd軸
電流とπ/2進む方向のq軸電流に座標変換する。これで
回転座標系において、d軸電流を零、q軸電流を速度制御
部で演算された電流指令i*に制御することでモータ電流
を制御することができる。q軸電流制御部10、d電流制御
部11では比例積分制御を用いて、d軸電圧指令Vd**、q軸
電圧指令Vq**をそれぞれ求め、２相−３相変換を行ない
３相の電圧指令を求める。電力変換器13では電流指令に
従った３相電流をモータに供給し制御を行なう。
制御装置の制御ブロック図である。モータ1には位置検
出器2が取り付けられており、位置検出器2で検出された
情報を基に速度演算部3で検出速度Nが計算される。サー
ボ制御装置には速度指令N*が与えられ、比較器4で速度
指令N*と速度検出値Nの偏差を計算する。この速度偏差
は速度制御部5に入力され、例えば比例積分演算されて
電流指令i*となって出力される。次に電流制御系につい
て、電流検出器6で例えばモータ軸Ｕ相とＷ相の電流を
検出し、３相電流の総和が零となることを利用してＶ相
電流を求める。この３相電流は、Ｕ相の電流方向とこれ
と直交する電流方向を基準として、３相−２相変換し、
さらにモータの位置検出器2より得られる電気角の情報
を基に、回転座標系に変換し、モータの磁極方向のd軸
電流とπ/2進む方向のq軸電流に座標変換する。これで
回転座標系において、d軸電流を零、q軸電流を速度制御
部で演算された電流指令i*に制御することでモータ電流
を制御することができる。q軸電流制御部10、d電流制御
部11では比例積分制御を用いて、d軸電圧指令Vd**、q軸
電圧指令Vq**をそれぞれ求め、２相−３相変換を行ない
３相の電圧指令を求める。電力変換器13では電流指令に
従った３相電流をモータに供給し制御を行なう。
【００１０】ここで永久磁石形同期モータの電圧方程式
をd-q座標変換法により表わすと、 Vd =(Rd＋sLd)Id−ωLqIq ・・・・・（数１） Vq =(Rq＋sLq)Iq＋ω(Ke−LdId) ・・・・・（数２） で与えられ、Id, Iqを希望通りに制御するために必要な
Vd, Vqが得られる。ただし、Vd, Vq: d軸, q軸電圧、R
d, Rq: d軸, q軸巻線抵抗、Ld, Lq: d軸, q軸インダク
タンス、Id, Iq: d軸, q軸電流、ω:検出角速度、Ke:誘
起電圧係数である。
をd-q座標変換法により表わすと、 Vd =(Rd＋sLd)Id−ωLqIq ・・・・・（数１） Vq =(Rq＋sLq)Iq＋ω(Ke−LdId) ・・・・・（数２） で与えられ、Id, Iqを希望通りに制御するために必要な
Vd, Vqが得られる。ただし、Vd, Vq: d軸, q軸電圧、R
d, Rq: d軸, q軸巻線抵抗、Ld, Lq: d軸, q軸インダク
タンス、Id, Iq: d軸, q軸電流、ω:検出角速度、Ke:誘
起電圧係数である。
【００１１】また、永久磁石形同期モータを制御すると
き、Id*を零に制御すると、 Id =0 ・・・・・（数３） の近似が成り立ち、次の式が得られる。数1より、 Vd =−ωLqIq ・・・・・（数４） 数2より、 Vq =(Rq＋sLq)Iq＋ωKe ・・・・・（数５） 一方、図1のサーボ制御装置においては、 Vd** =Δd ・・・・・（数６） Vq** =Δq ・・・・・（数７） の関係で指令が出力される。ただし、Vd**, Vq**:d軸,
q軸電圧指令、Δd, Δq:d軸,q軸電流制御部出力であ
る。
き、Id*を零に制御すると、 Id =0 ・・・・・（数３） の近似が成り立ち、次の式が得られる。数1より、 Vd =−ωLqIq ・・・・・（数４） 数2より、 Vq =(Rq＋sLq)Iq＋ωKe ・・・・・（数５） 一方、図1のサーボ制御装置においては、 Vd** =Δd ・・・・・（数６） Vq** =Δq ・・・・・（数７） の関係で指令が出力される。ただし、Vd**, Vq**:d軸,
q軸電圧指令、Δd, Δq:d軸,q軸電流制御部出力であ
る。
【００１２】これより、図1の制御装置で永久磁石形同
期モータを制御しているとき、数4, 数6より、 Δd =−ωLqIq ・・・・・（数８） の関係が成り立つ。
期モータを制御しているとき、数4, 数6より、 Δd =−ωLqIq ・・・・・（数８） の関係が成り立つ。
【００１３】かつIqはq軸電流指令Iq*に制御されること
から、 Iq =Iq* ・・・・・（数９） と近似して次の式が得られる。数8より、 Δd =−ωLqIq* ・・・・・（数１０） ここで、検出角速度ω、q軸電流指令Iq*は既知であるか
ら、数10より、 Lq =−Δd／(ωIq*) ・・・・・（数１１） によりq軸インダクタンスを同定する。
から、 Iq =Iq* ・・・・・（数９） と近似して次の式が得られる。数8より、 Δd =−ωLqIq* ・・・・・（数１０） ここで、検出角速度ω、q軸電流指令Iq*は既知であるか
ら、数10より、 Lq =−Δd／(ωIq*) ・・・・・（数１１） によりq軸インダクタンスを同定する。
【００１４】さらに、q軸インダクタンス設定値Lq*も既
知であるから、数11より、 Lq／Lq* =−Δd／(ωIq*Lq*) ・・・・・（数１２） によりq軸インダクタンス設定誤差比を同定する。
知であるから、数11より、 Lq／Lq* =−Δd／(ωIq*Lq*) ・・・・・（数１２） によりq軸インダクタンス設定誤差比を同定する。
【００１５】図１に加え、電流制御部に非干渉制御部を
備えるサーボ制御装置では、次の電圧方程式に基づいて
電圧指令を決定する。 Vd** =−ωLq*Iq*＋Δd ・・・・・（数１３） Vq** =−ωLd*Id*＋ωKe＋Δq ・・・・・（数１４） ただし、Vd**, Vq**: d軸, q軸電圧指令、Ld*, Lq*: d
軸, q軸インダクタンス設定値、id*, iq*: d軸, q軸電
流指令、Δd, Δq: d軸, q軸電流制御部出力である。
備えるサーボ制御装置では、次の電圧方程式に基づいて
電圧指令を決定する。 Vd** =−ωLq*Iq*＋Δd ・・・・・（数１３） Vq** =−ωLd*Id*＋ωKe＋Δq ・・・・・（数１４） ただし、Vd**, Vq**: d軸, q軸電圧指令、Ld*, Lq*: d
軸, q軸インダクタンス設定値、id*, iq*: d軸, q軸電
流指令、Δd, Δq: d軸, q軸電流制御部出力である。
【００１６】永久磁石型同期モータを制御するとき、数
3、数9の近似が適用でき、数3,数4,数9,数13より、 Vd** =−ωLqIq* ・・・・・（数１５） が得られる。
3、数9の近似が適用でき、数3,数4,数9,数13より、 Vd** =−ωLqIq* ・・・・・（数１５） が得られる。
【００１７】ここで、検出角速度ω、q軸電流指令Iq*は
既知であるから、数15より、 Lq =−Vd**／(ωIq* ) ・・・・・（数１６） によりq軸インダクタンスを同定する。
既知であるから、数15より、 Lq =−Vd**／(ωIq* ) ・・・・・（数１６） によりq軸インダクタンスを同定する。
【００１８】さらに、q軸インダクタンス設定値Lq*も既
知であるから、数16より、 Lq／Lq* =−Vd**／(ωIq*Lq*) ・・・・・（数１７） によりq軸インダクタンス設定誤差比を同定する。
知であるから、数16より、 Lq／Lq* =−Vd**／(ωIq*Lq*) ・・・・・（数１７） によりq軸インダクタンス設定誤差比を同定する。
【００１９】図1に加え、電流制御部に非干渉制御部と
予測制御部を備えるサーボ制御装置では、次の電圧方程
式に基づいて電圧指令を決定する。 Vd** =−ωLq*Iq*＋Rq*Iq*＋Δd ・・・・・（数１８） Vq** =−ωLd*Id*＋Rd*Id*＋ωKe＋Δq ・・・・・（数１９） ただし、Vd**, Vq**: d軸, q軸電圧指令、Ld*, Lq*: d
軸, q軸インダクタンス設定値、Rd*, Rq*: d軸, q軸巻
線抵抗設定値、id*, iq*: d軸, q軸電流指令、Δd,Δq:
d軸, q軸電流制御部出力である。
予測制御部を備えるサーボ制御装置では、次の電圧方程
式に基づいて電圧指令を決定する。 Vd** =−ωLq*Iq*＋Rq*Iq*＋Δd ・・・・・（数１８） Vq** =−ωLd*Id*＋Rd*Id*＋ωKe＋Δq ・・・・・（数１９） ただし、Vd**, Vq**: d軸, q軸電圧指令、Ld*, Lq*: d
軸, q軸インダクタンス設定値、Rd*, Rq*: d軸, q軸巻
線抵抗設定値、id*, iq*: d軸, q軸電流指令、Δd,Δq:
d軸, q軸電流制御部出力である。
【００２０】永久磁石形同期モータを制御するとき、数
3、数9の近似が適用でき、数3,数4,数9,数18より、 Vd** =−ωLqIq* ・・・・・（数２０） が得られる。これは数15と同一の形であるから、数16と
同一の演算でq軸インダクタンスが、数17と同一の演算
でq軸インダクタンス設定誤差比を同定できる。
3、数9の近似が適用でき、数3,数4,数9,数18より、 Vd** =−ωLqIq* ・・・・・（数２０） が得られる。これは数15と同一の形であるから、数16と
同一の演算でq軸インダクタンスが、数17と同一の演算
でq軸インダクタンス設定誤差比を同定できる。
【００２１】図2はd-q座標変換法を適用し、非干渉制御
部16を備える電流制御系のブロック図である。図２の各
ブロック内に記載された数式はラプラス変換表示の伝達
関数を示している。非干渉制御部16は、内部にq軸イン
ダクタンス設定値17としてLq*を、d軸インダクタンス設
定値18としてLd*を、起電力計数設定値19としてKe*を持
ち、入力される検出角速度ωと、q軸電流検出値Iqと、d
軸電流検出値Idと合わせて、q軸非干渉化電圧Vq*および
d軸非干渉化電圧Vd*を算出する。q軸非干渉化電圧Vq*と
d軸非干渉化電圧Vd*は、モータをd軸とq軸に分離して制
御することを可能とする。q軸非干渉化電圧Vq*は加算器
20によりq軸電流制御部10の出力Δqと合成され、 q軸電
圧指令Vq**を得る。電圧指令はモータへ入力され、モー
タのq軸巻線抵抗Rq、q軸インダクタンスLqより決定され
るq軸時定数 Lq/Rqを持つq軸電流Iqが出力される。Iqは
電流検出器により測定され、比較器8によりq軸電流指令
Iq*との偏差を求めq軸電流制御部10へ入力されると共
に、非干渉制御部16に入力される。d軸非干渉化電圧Vd*
は比較器21によりd軸電流制御部11の出力Δdと合成さ
れ、d軸電圧指令Vd**を得る。電圧指令はモータへ入力
され、モータのd軸巻線抵抗Rd、d軸インダクタンスLdよ
り決定されるd軸時定数 Ld/Rdを持つd軸電流Idが出力さ
れる。Idは電流検出器により測定され、比較器9によりd
軸電流指令Id*との偏差を求めd軸電流制御部11へ入力さ
れると共に、非干渉制御部16に入力される。
部16を備える電流制御系のブロック図である。図２の各
ブロック内に記載された数式はラプラス変換表示の伝達
関数を示している。非干渉制御部16は、内部にq軸イン
ダクタンス設定値17としてLq*を、d軸インダクタンス設
定値18としてLd*を、起電力計数設定値19としてKe*を持
ち、入力される検出角速度ωと、q軸電流検出値Iqと、d
軸電流検出値Idと合わせて、q軸非干渉化電圧Vq*および
d軸非干渉化電圧Vd*を算出する。q軸非干渉化電圧Vq*と
d軸非干渉化電圧Vd*は、モータをd軸とq軸に分離して制
御することを可能とする。q軸非干渉化電圧Vq*は加算器
20によりq軸電流制御部10の出力Δqと合成され、 q軸電
圧指令Vq**を得る。電圧指令はモータへ入力され、モー
タのq軸巻線抵抗Rq、q軸インダクタンスLqより決定され
るq軸時定数 Lq/Rqを持つq軸電流Iqが出力される。Iqは
電流検出器により測定され、比較器8によりq軸電流指令
Iq*との偏差を求めq軸電流制御部10へ入力されると共
に、非干渉制御部16に入力される。d軸非干渉化電圧Vd*
は比較器21によりd軸電流制御部11の出力Δdと合成さ
れ、d軸電圧指令Vd**を得る。電圧指令はモータへ入力
され、モータのd軸巻線抵抗Rd、d軸インダクタンスLdよ
り決定されるd軸時定数 Ld/Rdを持つd軸電流Idが出力さ
れる。Idは電流検出器により測定され、比較器9によりd
軸電流指令Id*との偏差を求めd軸電流制御部11へ入力さ
れると共に、非干渉制御部16に入力される。
【００２２】q軸電流制御部10、d軸電流制御部11を、定
常偏差を零にする様、比例積分演算を用いて構成すると
き、各電流制御部の入出力は Δd =(Kpd+Kid／s)(Id*−Id) ・・・・・（数２１） Δq =(Kpq+Kiq／s)(Iq*−Iq) ・・・・・（数２２） と表現される。ここでKpd, Kpq: d軸, q軸電流制御比例
ゲイン、Kid, Kiq: d軸,q軸電流制御積分ゲインであ
る。
常偏差を零にする様、比例積分演算を用いて構成すると
き、各電流制御部の入出力は Δd =(Kpd+Kid／s)(Id*−Id) ・・・・・（数２１） Δq =(Kpq+Kiq／s)(Iq*−Iq) ・・・・・（数２２） と表現される。ここでKpd, Kpq: d軸, q軸電流制御比例
ゲイン、Kid, Kiq: d軸,q軸電流制御積分ゲインであ
る。
【００２３】比例積分演算による電流制御部に非干渉制
御を備える電流制御系では、オープンループ伝達関数Go
id(s), Goiq(s)は次式で与えられる。 Goid(s) = Kid／(sRd)×(1 + sKpd／Kid)／(1 + sLd／Rd) ・・・・・（数２３ ） Goiq(s) =Kiq／(sRq)×(1 + sKpq／Kiq)／(1+ sLq／Rq) ・・・・・（数２４） 一般に、定常偏差を零に保ち、安定性と速応性を満足
し、オープンループ伝達関数を簡単にするため、 Kpd／Kid =Ld*／Rd* ・・・・・（数２５） Kpq／Kiq =Lq*／Rq* ・・・・・（数２６） と設定し、数23, 数25より Goid(s) =1／( sLd*／Kpd)／(Rd／Rd*)×(1 + sLd*／Rd*)／(1 + sLd／Rd) ・ ・・（数２７） 数24, 数26より、 Goiq(s) =1／( sLq*／Kpq)／(Rq／Rq*)×(1 + sLq*／Rq*)／(1 + sLq／Rq) ・ ・・（数２８） を得る。
御を備える電流制御系では、オープンループ伝達関数Go
id(s), Goiq(s)は次式で与えられる。 Goid(s) = Kid／(sRd)×(1 + sKpd／Kid)／(1 + sLd／Rd) ・・・・・（数２３ ） Goiq(s) =Kiq／(sRq)×(1 + sKpq／Kiq)／(1+ sLq／Rq) ・・・・・（数２４） 一般に、定常偏差を零に保ち、安定性と速応性を満足
し、オープンループ伝達関数を簡単にするため、 Kpd／Kid =Ld*／Rd* ・・・・・（数２５） Kpq／Kiq =Lq*／Rq* ・・・・・（数２６） と設定し、数23, 数25より Goid(s) =1／( sLd*／Kpd)／(Rd／Rd*)×(1 + sLd*／Rd*)／(1 + sLd／Rd) ・ ・・（数２７） 数24, 数26より、 Goiq(s) =1／( sLq*／Kpq)／(Rq／Rq*)×(1 + sLq*／Rq*)／(1 + sLq／Rq) ・ ・・（数２８） を得る。
【００２４】ここで各設定値Ld*、Lq*、Rd*、Rq*と各現
実値Ld、Lq、Rd、Rqがそれぞれ一致しているとき、また
は偏差が十分微少なとき、オープンループ伝達関数Goid
(s),Goiq(s)は次式で近似され、単なる積分要素とな
る。数27より、 Goid(s) =1／( sLd*／Kpd) ・・・・・（数２９） 数28より、 Goiq(s) =1／( s Lq*／Kpq) ・・・・・（数３０） 数29、数30の近似が成立するとき、電流制御系は極めて
安定することが知られている。先に同定したインダクタ
ンスを用いて設定値Ld*、Lq*を調整し、現実値Ld、Lqが
変化した場合にも設定値との偏差を抑え、常に近似を成
立させることで、電流制御系を安定に保つことが可能と
なる。
実値Ld、Lq、Rd、Rqがそれぞれ一致しているとき、また
は偏差が十分微少なとき、オープンループ伝達関数Goid
(s),Goiq(s)は次式で近似され、単なる積分要素とな
る。数27より、 Goid(s) =1／( sLd*／Kpd) ・・・・・（数２９） 数28より、 Goiq(s) =1／( s Lq*／Kpq) ・・・・・（数３０） 数29、数30の近似が成立するとき、電流制御系は極めて
安定することが知られている。先に同定したインダクタ
ンスを用いて設定値Ld*、Lq*を調整し、現実値Ld、Lqが
変化した場合にも設定値との偏差を抑え、常に近似を成
立させることで、電流制御系を安定に保つことが可能と
なる。
【００２５】ここで、非干渉制御部16は、モータのd軸
とq軸の干渉を次式により算出する。 Vd* =ω IqLq* ・・・・・（数３１） Vq* =ωKe*+ωIdLd* ・・・・・（数３２） 数29, 数30は非干渉制御が有効に機能することが前提で
あるから、非干渉制御部16の設定値Ld*、Lq*の調整も必
要である。
とq軸の干渉を次式により算出する。 Vd* =ω IqLq* ・・・・・（数３１） Vq* =ωKe*+ωIdLd* ・・・・・（数３２） 数29, 数30は非干渉制御が有効に機能することが前提で
あるから、非干渉制御部16の設定値Ld*、Lq*の調整も必
要である。
【００２６】すなわち、図2において設定値の調整が必
要な要素はq軸電流制御部10、d軸電流制御部11、q軸イ
ンダクタンス設定値17、d軸インダクタンス設定値18で
あり、これらの設定値をq軸インダクタンス調整値Lq ad
jとd軸インダクタンス調整値Ldadjによって数29,数30が
成立する範囲に調整し、電流制御系を安定とする。
要な要素はq軸電流制御部10、d軸電流制御部11、q軸イ
ンダクタンス設定値17、d軸インダクタンス設定値18で
あり、これらの設定値をq軸インダクタンス調整値Lq ad
jとd軸インダクタンス調整値Ldadjによって数29,数30が
成立する範囲に調整し、電流制御系を安定とする。
【００２７】ここで、永久磁石型同期モータを駆動する
場合には数3の近似が適用でき、数3, 数22より、 Vq** =ωKe* ・・・・・（数３３） となる。また、d軸電流制御部11の出力にも数3の近似を
適用すれば、 Δd = (Id*−Id)( Kpd +Kid／s) = 0 ・・・・・（数３４） となるから、制御系においてLd*の影響は小さい。これ
よりLd adjの調整および同定は省略する。
場合には数3の近似が適用でき、数3, 数22より、 Vq** =ωKe* ・・・・・（数３３） となる。また、d軸電流制御部11の出力にも数3の近似を
適用すれば、 Δd = (Id*−Id)( Kpd +Kid／s) = 0 ・・・・・（数３４） となるから、制御系においてLd*の影響は小さい。これ
よりLd adjの調整および同定は省略する。
【００２８】さらに、数25, 数26を満足する一例として
次式の関係が知られている。 Kpq =ωcLq* ・・・・・（数３５） Kiq =ωc Rq* ・・・・・（数３６） ただし、ωcは電流制御系のカットオフ角周波数であ
る。このとき、q軸インダクタンス設定値Lq*は、q軸電
流制御比例ゲインKpqにのみ影響するから、Lq adjによ
るq軸電流制御積分ゲインKiqの調整は省略し、Kpqのみ
調整する。
次式の関係が知られている。 Kpq =ωcLq* ・・・・・（数３５） Kiq =ωc Rq* ・・・・・（数３６） ただし、ωcは電流制御系のカットオフ角周波数であ
る。このとき、q軸インダクタンス設定値Lq*は、q軸電
流制御比例ゲインKpqにのみ影響するから、Lq adjによ
るq軸電流制御積分ゲインKiqの調整は省略し、Kpqのみ
調整する。
【００２９】これまで述べた電流制御系を論理演算装置
を使用して実現する場合、または論理演算装置を使用し
てシミュレートする場合に、インダクタンス同定値また
はインダクタンス設定誤差比を電流制御系の調整に使用
することにより代数ループが発生する。代数ループは一
般に解を求めることが難しく、解を求めることができる
場合でも、演算量が膨大となるから、機器のリアルタイ
ム制御を乱さない様、１次遅れ要素14dを挿入し、代数
ループを回避する。
を使用して実現する場合、または論理演算装置を使用し
てシミュレートする場合に、インダクタンス同定値また
はインダクタンス設定誤差比を電流制御系の調整に使用
することにより代数ループが発生する。代数ループは一
般に解を求めることが難しく、解を求めることができる
場合でも、演算量が膨大となるから、機器のリアルタイ
ム制御を乱さない様、１次遅れ要素14dを挿入し、代数
ループを回避する。
【００３０】この一次遅れ要素は、サーボ制御装置を構
成する要素が持つ遅れ時間に一致させることでシミュレ
ーションの精度を向上させる。このとき時定数Tdは、図
1に示す電力変換器13と、電流検出器6と、座標変換部7
に相当する遅れ時間を設定する。
成する要素が持つ遅れ時間に一致させることでシミュレ
ーションの精度を向上させる。このとき時定数Tdは、図
1に示す電力変換器13と、電流検出器6と、座標変換部7
に相当する遅れ時間を設定する。
【００３１】
【発明の効果】以上述べたように、本発明を用いること
で、モータのインダクタンスが変化した場合でも、これ
を同定し、電流制御部のインダクタンス設定値を調整し
て、安定に、発振することなく電流を制御することがで
きる。これまで大きな負荷トルクを得るためトルク電流
を増加させたとき、低速運転時に磁束が一部に集中した
とき、高速運転時にうず電流による磁束が発生したとき
などに、磁気飽和によりインダクタンスが変化して電流
制御系が不安定となり、機器の運転条件を制限する要因
となっていたが、本発明はこれらの制限を緩和し、運転
可能条件を拡充できる。また、これらの現象は、モータ
の小型化によって磁束密度が高くなることで発生しやす
くなるが、本発明は小形化されたモータの運転可能条件
を拡充でき、これを以って装置の小型化に貢献する。ま
たインダクタンスの変化に応じてインダクタンス設定値
を変更するため、全運転条件において、制御応答を高速
一定に保つことができる。
で、モータのインダクタンスが変化した場合でも、これ
を同定し、電流制御部のインダクタンス設定値を調整し
て、安定に、発振することなく電流を制御することがで
きる。これまで大きな負荷トルクを得るためトルク電流
を増加させたとき、低速運転時に磁束が一部に集中した
とき、高速運転時にうず電流による磁束が発生したとき
などに、磁気飽和によりインダクタンスが変化して電流
制御系が不安定となり、機器の運転条件を制限する要因
となっていたが、本発明はこれらの制限を緩和し、運転
可能条件を拡充できる。また、これらの現象は、モータ
の小型化によって磁束密度が高くなることで発生しやす
くなるが、本発明は小形化されたモータの運転可能条件
を拡充でき、これを以って装置の小型化に貢献する。ま
たインダクタンスの変化に応じてインダクタンス設定値
を変更するため、全運転条件において、制御応答を高速
一定に保つことができる。
【図１】本発明による、永久磁石形同期モータ制御装置
の速度制御系の概略制御ブロック図である。
の速度制御系の概略制御ブロック図である。
【図２】本発明による、d-q座標変換法を適用し非干渉
制御部を備える電流制御系の概略制御ブロック図であ
る。
制御部を備える電流制御系の概略制御ブロック図であ
る。
1 モータ
2 位置検出器
3 速度演算部
4 比較器
5 速度制御部
6 電流検出器
7 座標変換部
8 比較器
9 比較器
10 q軸電流制御部
11 d軸電流制御部
12 座標変換部
13 電力変換器
14 インダクタンス同定演算部
14a 角速度変換部
14b 乗算器
14c 除算器
14d 一次遅れ要素
15 サーボ制御装置
16 非干渉制御部
17 q軸インダクタンス設定値
18 d軸インダクタンス設定値
19 速度起電力設定値
20 加算器
21 比較器
22 q軸モータ巻線
23 d軸モータ巻線
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 大橋 敬典
千葉県習志野市東習志野七丁目１番１号
株式会社日立産機システム内
(72)発明者 杉浦 正樹
千葉県習志野市東習志野七丁目１番１号
株式会社日立産機システム内
Ｆターム(参考） 5H550 BB05 DD04 EE05 GG03 GG09
GG10 HB08 JJ22 JJ23 LL22
LL34 MM02 MM18
5H576 BB04 DD05 EE01 GG02 GG04
GG08 HB01 JJ22 JJ23 LL01
LL22 LL38
Claims (11)
- 【請求項１】永久磁石形同期モータに取り付けられた位
置検出器の位置検出値より速度検出値を演算し、速度指
令と前記速度検出値の偏差を基に電流指令値を演算する
速度制御部と、演算された前記電流指令値と永久磁石形
同期モータの制御装置に取り付けられた電流検出器から
の電流検出値の偏差を基に電圧指令値を演算する電流制
御部を備え、電力変換器を介して前記永久磁石形同期モ
ータを駆動するサーボ制御装置において、前記電流制御
部の出力から前記永久磁石形同期モータのインダクタン
スを同定するインダクタンス同定演算部を有するサーボ
制御装置。 - 【請求項２】前記インダクタンス同定演算部は、前記電
流制御部にd-q座標変換法を適用し、d軸電流制御部から
出力されるd軸電圧指令値と、前記速度検出値と、前記
電流指令値からq軸インダクタンス同定値を求める機能
を有する請求項１記載のサーボ制御装置。 - 【請求項３】前記インダクタンス同定演算部は、前記d
軸電圧指令値と、前記速度検出値と、前記電流指令値
と、前記電流制御部を構成するq軸電流制御部で用いるq
軸インダクタンス設定値から、q軸インダクタンス設定
誤差比を同定する機能を有する請求項２記載のサーボ制
御装置。 - 【請求項４】前記電流制御部は、非干渉化機能を有する
請求項２又は請求項３に記載のサーボ制御装置。 - 【請求項５】前記電流制御部は、予測制御機能を有する
請求項２又は請求項３に記載のサーボ制御装置。 - 【請求項６】前記電流制御部の電流制御ゲインは、前記
q軸インダクタンス同定値を基に調整されることによ
り、前記電流制御部を安定に保つ手段を備える請求項２
記載のサーボ制御装置。 - 【請求項７】前記電流制御ゲインは、前記q軸インダク
タンス設定誤差比を基に調整されることにより、前記電
流制御部を安定に保つ手段を備える請求項３記載のサー
ボ制御装置。 - 【請求項８】前記電流制御ゲインは、前記永久磁石形同
期モータを効率良く駆動するために前記d軸電流指令値
がゼロに制御されることを利用して、前記d軸電流制御
部のd軸電流制御ゲインの調整を省略し、q軸電流制御部
のq軸電流制御ゲインの調整により前記電流制御部を安
定に保つ手段を備える請求項６又は請求項７記載のサー
ボ制御装置。 - 【請求項９】前記q軸電流制御ゲインは、前記q軸電流制
御部を比例積分演算で構成し、比例演算で用いるq軸電
流制御比例ゲインの調整により、前記電流制御部を安定
に保つ手段を備える請求項８記載のサーボ制御装置。 - 【請求項１０】前記インダクタンス同定演算部を論理処
理装置により構成し、１次遅れ要素の挿入により、代数
ループを回避する機能を備える請求項１乃至請求項９の
いずれかに記載のサーボ制御装置。 - 【請求項１１】前記１次遅れ要素は、前記電力変換器と
前記電流検出器の遅れに合わせて選定された請求項１０
記載のサーボ制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002147056A JP2003339183A (ja) | 2002-05-22 | 2002-05-22 | サーボ制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002147056A JP2003339183A (ja) | 2002-05-22 | 2002-05-22 | サーボ制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003339183A true JP2003339183A (ja) | 2003-11-28 |
Family
ID=29705799
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002147056A Pending JP2003339183A (ja) | 2002-05-22 | 2002-05-22 | サーボ制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2003339183A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2007125669A1 (ja) * | 2006-03-31 | 2007-11-08 | Aisin Aw Co., Ltd. | 電動駆動制御装置及び電動駆動制御方法 |
| JP2013183620A (ja) * | 2012-03-05 | 2013-09-12 | Daihen Corp | モータ駆動用インバータ回路の制御回路、および、当該制御回路を備えたインバータ装置 |
-
2002
- 2002-05-22 JP JP2002147056A patent/JP2003339183A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2007125669A1 (ja) * | 2006-03-31 | 2007-11-08 | Aisin Aw Co., Ltd. | 電動駆動制御装置及び電動駆動制御方法 |
| US7489099B2 (en) | 2006-03-31 | 2009-02-10 | Aisin Aw Co., Ltd. | Electrical drive control device and electrical drive control method |
| JP2013183620A (ja) * | 2012-03-05 | 2013-09-12 | Daihen Corp | モータ駆動用インバータ回路の制御回路、および、当該制御回路を備えたインバータ装置 |
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