JP5249066B2 - 二相交流回転機の制御装置 - Google Patents

Description

この発明は、電力変換手段により回転駆動する二相交流回転機の制御装置に関するものである。

従来の二相交流回転機の制御装置では、二相交流回転機の二相巻線端の一方を共通に接続し、その共通線と前記二相巻線端の他方をそれぞれ三相インバータに接続し、前記三相インバータにより前記二相交流回転機が必要とする二相交流電流が流れるように制御する手段を備えることによって、三相インバータで二相交流回転機の駆動をしていた（例えば特許文献１を参照）。

また、同様に三相インバータで二相交流回転機を駆動する例として、三相インバータが直流電源に接続された直流電圧部と、還流ダイオードが逆並列に接続された半導体スイッチング素子を有するスイッチ部を二個以上直列接続して構成したインバータアーム三個を前記直流電圧部に並列接続してなる回路とから構成され、前記直流電圧部の電圧を二等分した点をＮ点、前記二相交流回転機の二相巻線端の一方を共通に接続した端子を端子Ｚ、残りの二端子を端子Ａと端子Ｂとした時、各端子Ａ、Ｂ及びＺのＮ点に対する電圧の主要な周波数成分をそれぞれＶＡＮ、ＶＢＮ、ＶＺＮとし、端子Ａ、Ｂの端子Ｚに対する電圧の主要な周波数成分をそれぞれＶＡＺ、ＶＢＺとしたときに、ＶＡＮ、ＶＢＮ、ＶＺＮをそれぞれ可変とし、ＶＡＺ及びＶＢＺが所望の値となるように前記三相インバータを制御するものがある（例えば特許文献２を参照）。

更に同様に、三相インバータで二相交流回転機を駆動する例として、二相交流回転機の固定子巻線を第１巻線と第２巻線とした時、インバータ回路から前記第１巻線に出力される電圧波形Ｖｍを基準に、前記第２巻線に出力される電圧波形Ｖａの電圧位相と、前記２相の固定子巻線の共通端子に出力される電圧波形Ｖｃの電圧位相を各々自由に調節できる電圧位相設定手段と、前記電圧波形Ｖｍ、Ｖａ、Ｖｃの波高値を各々自由に調節できる出力電圧設定手段を設けたものがある（例えば特許文献３を参照）。

特公平７−１１０１５３号公報（請求項１、図１） 特許第４１３６７８６号公報（請求項２、図１、図５） 特開２００５−１８４８８５号公報（請求項２、図２）

このような二相交流回転機の制御装置にあっては、電力変換手段により二相交流回転機を回転駆動する際、二相交流回転機に流れる基本波成分以外の電流の脈動が大きく、そのため振動が発生し、二相交流回転機を駆動する時の基本波成分以外の電流の脈動成分に起因するエネルギー損失も大きくなるといった問題点があった。
この発明は、このような問題点を解決するためになされたものであり、電力変換手段により二相交流回転機を回転駆動する際の二相交流回転機に流れる基本波成分以外の電流の脈動を低減できる二相交流回転機の制御装置を提供することを目的としている。

この発明に係る二相交流回転機の制御装置は、直列接続した２つのスイッチング素子から構成されるアームを３つ有し、前記スイッチング素子のオンオフによって直流電圧を交流電圧に変換して出力し、二相交流回転機を駆動する電力変換手段と、
前記二相交流回転機に印加すべき電圧指令に基づいて、前記電力変換手段のスイッチング素子のオンオフ信号を前記電力変換手段に出力するスイッチング信号演算手段と、
周波数信号に基づいて正弦波信号を生成し、前記正弦波信号から生成する位相に基づいて、前記二相交流回転機に印加すべき電圧指令を演算する電圧指令演算手段とを備え、前記電圧指令演算手段は、前記周波数信号に基づいて第１の位相を演算し、前記第１の位相に所定の第１の係数を乗算した値に所定の第２の位相を加算した第３の位相を演算し、前記第３の位相に基づいて生成される正弦波信号に所定の第２の係数を乗算した第４の位相を演算する電圧位相補正手段を備え、前記第１の位相と前記第４の位相の加算により得られる第５の位相に基づいて、前記二相交流回転機に印加すべき電圧指令を演算することを特徴とするものである。

本発明によれば、電力変換手段により二相交流回転機を回転駆動する際の二相交流回転機に流れる基本波成分以外の電流の脈動を抑制できることから、二相交流回転機で発生する振動を低減し、電力変換手段が二相交流回転機を駆動する時に基本波成分以外の電流の脈動成分に起因するエネルギー損失を低減することができるといった従来にない顕著な効果を奏するものである。

本発明の実施の形態１における二相交流回転機の制御装置を示す構成図である。 本発明の実施の形態１における電圧位相補正手段５の構成図である。 本発明の実施の形態１における電圧指令演算器４１の構成図である。 従来の電圧指令演算手段と同じ動作となる条件下で、二相交流回転機の制御装置を用いて二相交流回転機をＶ／Ｆ一定制御で駆動した時のｑ軸電流iqのタイムチャート(a)と前記ｑ軸電流iqの周波数スペクトル解析結果(b)を示す図である。 本発明の実施の形態１における、二相交流回転機の制御装置を用いて二相交流回転機をＶ／Ｆ一定制御で駆動した時のｑ軸電流iqのタイムチャート(a)と前記ｑ軸電流iqの周波数スペクトル解析結果(b)を示す図である。 本発明の実施の形態２における二相交流回転機の制御装置を示す構成図である。 本発明の実施の形態２における電圧位相補正手段５ａの構成図である。 定格負荷駆動時における電流脈動を適切に低減できる第２の係数K2と周波数との関係の一例を示した図である。 本発明の実施の形態３における二相交流回転機の制御装置を示す構成図である。 本発明の実施の形態３における電圧位相補正手段５ｂの構成図である。 無負荷駆動時と定格負荷駆動時とにおける電流脈動を適切に低減できる第２の係数K2と周波数との関係の一例を示した図である。 本発明の実施の形態４における二相交流回転機の制御装置を示す構成図である。 本発明の実施の形態４における周波数補正値演算手段１０の構成図である。 本発明の実施の形態４における周波数補正値演算手段１０の動作を表すフローチャートを示した図である。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１における二相交流回転機の制御装置を示す構成図である。二相交流回転機の制御装置は、図１に示すように、電力変換装置１とスイッチング信号演算装置３と電圧指令演算装置４とから構成されている。電力変換手段１は、ａ相、ｂ相、ｃ相の計３つのアーム７ａ、７ｂ、７ｃを有しており、ａ相には２つのスイッチング素子７１ａ、７１ｄが直列接続されている。同様に、ｂ相には２つのスイッチング素子７１ｂ、７１ｅが直列接続されており、ｃ相には２つのスイッチング素子７１ｃ、７１ｆが直列接続されている。

電力変換手段１はこれらのスイッチング素子７１ａ、７１ｂ、７１ｃ、７１ｄ、７１ｅ、７１ｆをオンオフすることによって直流電圧源６の直流電圧を交流電圧に変換して二相交流回転機２へ出力する。なお、直流電圧源６は、直流電圧を出力する電源あるいは電池であり、単相あるいは三相の交流電源から公知のコンバータによって直流電圧を得るものもこれに含まれる。二相交流回転機２は、第１の巻線Ａと第２の巻線Ｂとを有し、第１の巻線Ａの一端ａと、第２の巻線Ｂの一端ｂと、第１の巻線Ａの他端と第２の巻線Ｂの他端とを結んだ結合端ｃとを、各々電力変換手段１の３つのアーム７ａ（ａ相）、７ｂ（ｂ相）、７ｃ（ｃ相）に接続している。

スイッチング信号演算手段３は、所定のスイッチング周期および二相交流回転機２に印加すべき電圧指令vac*、vbc*に基づいて、電力変換手段１のスイッチング素子７１ａ、７１ｂ、７１ｃ、７１ｄ、７１ｅ、７１ｆがスイッチングすべきオンオフ信号Sa、Sb、Scを電力変換手段１に出力する。電圧指令演算手段４は、周波数信号f1に基づいて二相交流回転機２に印加すべき電圧指令vac*、vbc*を電圧指令演算器４１にて演算し、前記スイッチング信号演算手段３へ出力するものである。

なお、周波数信号f1とは、電圧指令演算手段４の外部から与えられる周波数指令（あるいは何らかの演算によって得られた周波数）、二相交流回転機２の回転速度等を意味する。
従来の電圧指令演算手段は、周波数信号f1を積分器４３にて積分することにより第１の位相θ1を演算し、第１の位相θ1に基づいて、二相交流回転機２に印加すべき電圧指令vac*、vbc*を電圧指令演算器４１にて演算し、各相（線間）の電圧振幅を可変調整するようにしていた。すなわち、図１の電圧指令演算手段４の構成に電圧位相補正手段５が無く、第１の位相θ1を電圧指令演算器４１へ直接入力していたので、前述したごとく二相交流回転機２に流れる電流の脈動を抑制することができなかった。
本発明における電圧指令演算手段４は、従来の電圧指令演算手段とは異なり、二相交流回転機２に流れる電流の脈動を抑制する電圧位相補正手段５を備えることが特徴である。

図２は、本発明の実施の形態１における、電圧位相補正手段５の構成図である。
図２において、電圧位相補正手段５は、第１の位相θ1に所定の第１の係数K1を乗算器５２ａにて乗算し、得られたK1・θ1に所定の第２の位相θ2を加減算器５３にて加算して、第３の位相θ3（θ3＝K1・θ1＋θ2）を求める。得られた第３の位相θ3に基づいて正弦波信号cos(θ3)＝cos(K1・θ1＋θ2)を正弦波発生器５４にて生成し、得られた正弦波信号に所定の第２の係数K2を乗算器５２ｂにて乗算し、第４の位相θ4（θ4＝K2・cos(K1・θ1＋θ2)）を求める。

本発明における電圧指令演算手段４は、周波数信号f1を積分器４３にて積分することにより第１の位相θ1を演算し、第１の位相θ1と電圧位相補正手段５により得られる第４の位相θ4とを加減算器４２にて加算して第５の位相θ5（θ5＝θ1＋K2・cos(K1・θ1＋θ2)）を求める。得られた第５の位相θ5に基づいて、二相交流回転機に印加すべき電圧指令vac*、vbc*を電圧指令演算器４１にて演算し、前記スイッチング信号演算手段３へ電圧指令vac*、vbc*を出力する。

すなわち、従来の電圧指令演算手段は、周波数信号f1を積分器４３にて積分することにより第１の位相θ1を演算するため、周波数信号f1が一定値ならば一定の割合で増加（あるいは減少）する第１の位相θ1に基づいて電圧指令vac*、vbc*を生成する。しかし、本発明における電圧指令演算手段４は、周波数信号f1が一定値の場合でも位相の変化（増加あるいは減少）の割合が一定ではなく正弦波状に変動する第５の位相θ5に基づいて電圧指令vac*、vbc*を生成する点が従来の電圧指令演算手段と異なる。

図３は、電圧指令演算器４１を示す構成図である。図３は、公知のＶ／Ｆ一定制御における構成であり，電圧指令vac*、vbc*を出力する一例である。公知のベクトル制御等の他の制御方式に基づいて電圧指令vac*、vbc*を出力する別の構成に代わっても良い。
図３において、電圧指令演算器４１は、まず、周波数信号f1に基づいて、電圧指令vac*の振幅vacamp、電圧指令vbc*の振幅vbcampを電圧振幅調節手段４４にて設定する。
Ｖ／Ｆ一定制御において、周波数信号f1と、振幅vacamp、vbcampの大きさは比例関係となるように設定するが、振幅vacampの大きさと振幅vbcampの大きさは同じでなくても良く、二相交流回転機２を性能良く駆動できるように振幅vacampと振幅vbcampとの比率を変えても良い。

また、第５の位相θ5（従来の電圧指令演算手段では第１の位相θ1）に基づいて、正弦波発生器４７では正弦波信号sin(θ5)、正弦波発生器４８では正弦波信号cos(θ5)を生成する（説明を簡単にするためにここでは、図３の位相調節手段４５と加減算器４６を無視し、正弦波発生器４７の入力を第５の位相θ5とした）。
乗算器４９ａにて振幅−vacampと前記正弦波信号sin(θ5)とを乗算することによって前記スイッチング信号演算手段３へ出力する電圧指令vac*（= −vacamp ・sin(θ5)）を求め、同様に、乗算器４９ｂにて振幅vbcampと正弦波信号cos(θ5)とを乗算することによって電圧指令vbc*（= vbcamp ・cos(θ5)）を求める。

したがって、電圧指令vac*は（１）式、vbc*は（２）式で表される。なお、電圧位相の変化を明確にするため、第１の位相θ1を、周波数信号f1と時刻tを用いて表している。（θ1＝２π・f1・t）
vac*＝−vacamp ・sin(θ1＋K2・cos(K1・θ1＋θ2))
＝−vacamp ・sin(２π・f1・t＋K2・cos(２π・f1・t・K1＋θ2))
・・・・・・・・・（１）
vbc*＝vbcamp ・cos(θ1＋K2・cos(K1・θ1＋θ2))
＝vbcamp ・cos(２π・f1・t＋K2・cos(２π・f1・t・K1＋θ2))
・・・・・・・・（２）

以上の説明において、位相調節手段４５と加減算器４６を無視したが、以上の説明の場合、電圧指令vac*とvbc*との位相差は９０°となる。理想的な二相交流回転機を性能よく駆動する場合、電圧指令vac*とvbc*との位相差を９０°設定することが望ましいが、実際の二相交流回転機を性能よく駆動するためには、電圧指令vac*とvbc*との位相差を９０°に設定することが望ましいとは限らない。

そこで、図３に示す通り、周波数信号f1に基づいて、位相調節手段４５で調節位相δを調節し、加減算器４６で調節位相δと前記第５の位相θ5を加算することにより、電圧指令vac*とvbc*との位相差を９０°以外の設定にできるような構成にしても良い。
なお、図３では、周波数信号f1に基づいて前記調節位相δの調節を実施する形態となっているが、二相交流回転機に流れる電流に基づいて前記調節位相δの調節を実施する形態でも良い。

次に、二相交流回転機２に流れる電流の脈動と電圧位相補正手段５を備えることによる二相交流回転機２に流れる電流の脈動の抑制効果について説明する。
図２において第２の係数K2を０とすると、第４の位相θ4が０となるため、第１の位相θ1を図１の電圧指令演算器４１へ直接入力することと等価となり、従来の電圧指令演算手段と同じ動作となる。このような従来の電圧指令演算手段と同じ動作となる条件下で、二相交流回転機２を駆動すると、二相交流回転機２の出力電流に脈動が発生する。ここで、ａ相の出力電流をia、ｂ相の出力電流をib、ｃ相の出力電流をicとする。

ただし、二相交流回転機２の出力電流ia、ib、icは交流電流であるため、電流の脈動を見やすくするように、出力電流ia、ib、icを周波数信号f1と同じ周波数で回転する回転二軸座標（ｄ−ｑ軸）上の電流へ座標変換し、回転二軸座標（ｄ−ｑ軸）上の電流id、iqを求める。（以下、idをｄ軸電流、iqをｑ軸電流、id、iqを総称して「ｄ−ｑ軸電流」とする。）

出力電流ia、ib、icをｄ−ｑ軸電流id、iqへ変換することにより、周波数信号f1と同じ周波数の成分（基本波成分）は一定値となり、基本波成分以外の電流の脈動は、ｄ−ｑ軸電流id、iqに脈動成分として残る。
出力電流ia、ib、icをｄ−ｑ軸電流id、iqへ座標変換する式は（３）式である。

特にｑ軸電流iqは二相交流回転機２が出力するトルクと相関があり、ｑ軸電流iqの脈動が大きい時に振動が大きいことは知られている。よって、ｑ軸電流iqの脈動を抑制すれば振動も低減できる。

このような従来の電圧指令演算手段と同じ動作となる条件下で、電力変換手段１により二相交流回転機２を回転駆動した際の二相交流回転機２に流れる電流の脈動を測定した例を以下に示す。
図４(a)(b)は、従来の電圧指令演算手段と同じ動作となる条件下で、電力変換手段１により二相交流回転機をＶ／Ｆ一定制御で駆動した時のｑ軸電流iqのタイムチャートと前記ｑ軸電流iqの周波数スペクトル解析結果を示す図である。測定に使用した二相交流回転機は定格電圧200Ｖ、容量0.75ｋＷ、極数２の誘導電動機であり、図４は、周波数信号f1を60Hz設定にして定格負荷駆動した時の波形である。

図４(b)の周波数スペクトル解析結果に示すように、60Hzの４倍の周波数240Hzで脈動する成分が0.71A発生していることが判る。この240Hzで脈動する成分が振動やエネルギー損失を発生させる原因となる。図４のケースでは周波数信号f1を60Hz設定に設定した場合であるが、通常、周波数をf1[Hz]に設定し、二相交流回転機２を回転駆動する際、ｑ軸電流iqに周波数信号f1の２倍の周波数と前記周波数信号f1の４倍の周波数の脈動成分が顕著に発生する。

ｑ軸電流iqに重畳する周波数信号f1の２倍の周波数の脈動成分は、電圧指令vac*とvbc*と調節位相δとを適切に調節することによって抑制できる。図４(b)において、iqに重畳する周波数信号f1の２倍の脈動成分が顕著ではないのは、これらの調節によりiqに重畳する脈動成分を抑制しているからである。
ただし、iqに重畳する前記周波数信号f1の４倍の脈動成分は、電圧指令vac*とvbc*と調節位相δの調節だけでは、抑制することは困難である。

そこで、図２の電圧位相補正手段５を電圧指令演算手段４に備え、第１の係数K1、第２の係数K2、第２の位相θ2を適切な値に設定すれば、iqに重畳する前記周波数信号f1の４倍の脈動成分を抑制できる。特に、第１の係数K1を4に設定すれば、iqに重畳する前記周波数信号f1の４倍の脈動成分の顕著な抑制効果が得られる。
このような電圧位相補正手段５を電圧指令演算手段４に備え、第１の係数K1、第２の係数K2、第２の位相θ2を適切な値に設定した条件下で、電力変換手段１により二相交流回転機２を回転駆動した際の二相交流回転機２に流れる電流の脈動を測定した例を以下に示す。

図５(a)(b)は、電圧位相補正手段５を電圧指令演算手段４に備え、電力変換手段１により二相交流回転機をＶ／Ｆ一定制御で駆動した時のｑ軸電流iqのタイムチャートと前記ｑ軸電流iqの周波数スペクトル解析結果を示す図である。測定に使用した二相交流回転機は図４に示した測定結果を得るために用いたものと同一であり、周波数信号f1を60Hz設定にして定格負荷駆動した時の波形である。測定における電圧位相補正手段５の係数設定は、第１の係数K1：4、第２の係数K2：0.14、第２の位相θ2：−55°である。
図５(b)の周波数スペクトル解析結果に示すように、60Hzの４倍の周波数240Hzで脈動する成分が0.07Aと、図４(b)の時の1/10に低減できており、電圧位相補正手段５を電圧指令演算手段４に備えることの電流脈動抑制効果が得られていることが判る。

以上のように、本実施の形態１を実施することにより、従来の二相交流回転機の制御装置を用いた時と比較して、電力変換手段により二相交流回転機を回転駆動する際の二相交流回転機に流れる基本波成分以外の電流の脈動、特に周波数をf1[Hz]に設定した時の前記周波数信号f1の４倍の周波数の脈動成分を抑制できる効果がある。
この電流脈動抑制効果によって、二相交流回転機で発生する振動も低減し、さらに、電力変換手段が二相交流回転機を駆動する時に基本波成分以外の電流の脈動成分に起因するエネルギー損失を低減できる効果がある。

実施の形態２．
図６は、本発明の実施の形態２における二相交流回転機の制御装置を示す構成図である。
なお、実施の形態１と同一部分には同一の符号を付して説明を省略し、ここでは実施の形態１と異なる電圧位相補正手段５ａを備える電圧指令演算手段４ａについてのみ説明する。本実施の形態２の電圧位相補正手段５ａは、第１の係数K1、第２の係数K2、第２の位相θ2を周波数信号f1に基づいて調節できる構成となっている点が、実施の形態１における電圧位相補正手段５と異なる。なお、本実施の形態２の電圧指令演算手段４ａは、電圧位相補正手段５ａ（すなわち、第４の位相θ4の求め方）が実施の形態１における電圧位相補正手段５と異なる点以外、実施の形態１における電圧指令演算手段４と同一の構成である。

以下、本実施の形態２の電圧位相補正手段５ａについて説明する。
図７は、本発明の実施の形態２における電圧位相補正手段５ａの構成図である。図７において、電圧位相補正手段５ａは、第１の係数調節手段５６にて周波数信号f1に基づいて所定の第１の係数K1の値を調節し、調節した第１の係数K1と前記第１の位相θ1とを乗算器５２ａにて乗算する。

第２の位相調節手段５７にて周波数信号f1に基づいて所定の第２の位相θ2の値を調節し、調節した第２の位相θ2と乗算器５２ａにて得られたK1・θ1とを加減算器５３にて加算して、第３の位相θ3（θ3＝K1・θ1＋θ2）を求める。得られた第３の位相θ3に基づいて正弦波信号cos(θ3)＝cos(K1・θ1＋θ2)を正弦波発生器５４にて生成する。さらに、第２の係数調節手段５８にて周波数信号f1に基づいて所定の第２の係数K2の値を調節し、調節した第２の係数K2と前記正弦波信号cos(θ3)とを乗算器５２ｂにて乗算し、第４の位相θ4（θ4＝K2・cos(K1・θ1＋θ2)）を求める。

このように、周波数信号f1に基づいて第１の係数K1、第２の係数K2、第２の位相θ2を、二相交流回転機２を駆動する周波数条件に応じて適切な値に設定されるように調節する点が実施の形態１の電圧位相補正手段５と異なる。
第１の係数調節手段５６、第２の位相調節手段５７、第２の係数調節手段５８において、設定すべき第１の係数K1、第２の係数K2、第２の位相θ2と周波数との関係は、予め理論的に、あるいは実験的に電流脈動が小さくなる適切な駆動状態を実現できるこれらの係数（位相）K1、K2、θ2と周波数との関係を求めておき、これらの係数（位相）K1、K2、θ2が周波数の関数であるとみなし、数式化することによって得る。

第２の係数K2の例について示すと、図８は、実施の形態１に示した定格電圧200Ｖ、容量0.75ｋＷ、極数２の誘導電動機において定格負荷駆動時に電流脈動(ｑ軸電流iqの前記周波数信号f1の４倍の周波数の脈動成分)を適切に低減できる第２の係数K2と周波数との関係を実験的に求めた図である。
図８において、黒の四角でプロットした点が前記誘導電動機において定格負荷駆動時に電流脈動を最も良好に低減できる点であり、このプロットした点をもとに、定格負荷駆動時に電流脈動を適切に低減できる第２の係数K2と周波数信号f1との関係を数式化する。

数式化の際は、図８の黒の四角でプロットした点を厳密に再現できるようにしても良く、また、図８の「近似パターン１」や「近似パターン２」のように、簡単な数式で表現できるように、定格負荷駆動時に電流脈動を適切に低減できる第２の係数K2と周波数との関係を近似しても良い。さらに、「近似パターン２」のように、電圧位相補正手段５ａを備えることによる電流脈動低減効果が顕著ではない周波数帯域（図８の例では50Hz以下）において、K2＝０、すなわち電圧位相補正手段５aの出力である前記第４の位相θ4を０に設定にしても良い。

本実施の形態２では、第１の係数K1、第２の係数K2、第２の位相θ2の３つの係数（位相）K1、K2、θ2の全てを周波数信号f1に基づいて調節できる構成を示したが、３つの係数（位相）K1、K2、θ2の内少なくとも１つの係数（位相）K1、K2、θ2を周波数信号f1に基づいて調節できる構成にしても良い。
以上が、本発明の実施の形態２における、二相交流回転機の制御装置の説明である。
本実施の形態２によれば、周波数に応じて前記第１の係数、前記第２の係数、前記第２の位相のうちの少なくとも１つを適切に調節するので、二相交流回転機の周波数が変化しても常に電力変換手段により二相交流回転機を回転駆動する際の二相交流回転機に流れる基本波成分以外の電流の脈動を抑制できることから、二相交流回転機で発生する振動を低減し、電力変換手段が二相交流回転機を駆動する時に基本波成分以外の電流の脈動成分に起因するエネルギー損失を低減できる効果を有する。

実施の形態３．
図９は、本発明の実施の形態３における、二相交流回転機の制御装置を示す構成図である。なお、実施の形態１と同一部分には同一の符号を付して説明を省略し、ここでは実施の形態１と異なる電流検出手段８ａ、８ｂを備える電力変換手段１ａと、座標変換器９と電圧位相補正手段５ｂとを備える電圧指令演算手段４ｂについてのみ説明する。

本実施の形態３の電力変換手段１ａは、実施の形態１の電力変換手段１の構成に、前記電流検出手段８ａ、８ｂを追加した構成となっているが、それ以外の構成要素に関しては実施の形態１の電力変換手段１と同一である。電流検出手段８ａ、８ｂは、二相交流回転機２のａ相出力電流ia、ｂ相出力電流ibを電流検出値として検出する。
ここでは、電流検出手段８は、二相交流回転機２のａ相出力電流ia、ｂ相出力電流ibを検出する構成を示したが、直流電圧源６の母線電流を検出し、その検出値に基づいて二相交流回転機２のａ相出力電流ia、ｂ相出力電流ibを検出する構成としても良い。

また、本実施の形態３の電圧指令演算手段４ｂは、実施の形態１の電圧指令演算手段４の構成に、前記電流検出手段８ａ、８ｂで電流検出値として検出した二相交流回転機２のａ相出力電流ia、ｂ相出力電流ibを前記第５の位相θ5に基づいて、前記（３）式の演算式に従い、ｄ−ｑ軸電流id、iqへ変換する座標変換器９を追加した構成となっている。さらに、電圧指令演算手段４ｂの構成要素である電圧位相補正手段５ｂは、前記第１の係数K1、前記第２の係数K2、前記第２の位相θ2を座標変換器９で得られるｑ軸電流iqに基づいて調節できる構成となっている点が、実施の形態１における電圧位相補正手段５と異なる。

ｑ軸電流iqに基づいて前記係数（位相）K1、K2、θ2を調節できる構成にするのは、前記係数（位相）K1、K2、θ2を負荷条件に応じて変動するｑ軸電流iqに基づいて適切に調節できるようにするためである。
なお、本実施の形態３の電圧指令演算手段４ｂは、前記電圧位相補正手段５ｂ（すなわち、前記第４の位相θ4の求め方）が実施の形態１における電圧位相補正手段５と異なる点と、座標変換器９を備える点以外、実施の形態１における電圧指令演算手段４と同一の構成である。

以下、本実施の形態３の電圧位相補正手段５ｂについて説明する。
図１０は、本発明の実施の形態３における電圧位相補正手段５ｂの構成図である。
図１０において、電圧位相補正手段５ｂは、第１の係数調節手段５６ａにてｑ軸電流iqに基づいて所定の第１の係数K1の値を調節し、調節した第１の係数K1と前記第１の位相θ1とを乗算器５２ａにて乗算する。第２の位相調節手段５７ａにてｑ軸電流iqに基づいて所定の第２の位相θ2の値を調節し、調節した第２の位相θ2と乗算器５２ａにて得られたK1・θ1とを加減算器５３にて加算して、第３の位相θ3（θ3＝K1・θ1＋θ2）を求める。得られた第３の位相θ3に基づいて正弦波信号cos(θ3)＝cos(K1・θ1＋θ2)を正弦波発生器５４にて生成する。

さらに、第２の係数調節手段５８ａにてｑ軸電流iq に基づいて所定の第２の係数K2の値を調節し、調節した第２の係数K2と正弦波信号cos(θ3)とを乗算器５２ｂにて乗算し、第４の位相θ4（θ4＝K2・cos(K1・θ1＋θ2)）を求める。
このように、ｑ軸電流iqに基づいて第１の係数K1、第２の係数K2、第２の位相θ2を、二相交流回転機２を駆動する負荷条件に応じて適切な値に設定されるように調節する点が実施の形態１の電圧位相補正手段５と異なる。

第１の係数調節手段５６ａ、第２の位相調節手段５７ａ、第２の係数調節手段５８ａにおいて、設定すべき第１の係数K1、第２の係数K2、第２の位相θ2とｑ軸電流iqとの関係は、予め理論的に、あるいは実験的に電流脈動が小さくなる適切な駆動状態を実現できるこれらの係数（位相）K1、K2、θ2と周波数との関係を求めておき、これらの係数（位相）K1、K2、θ2がｑ軸電流iqの関数であるとみなし、数式化することによって得る。

第２の係数K2の例について示すと、図１１は、実施の形態１に示した定格電圧２００Ｖ、容量0.75ｋＷ、極数２の誘導電動機において、定格負荷駆動時に電流脈動(前記ｑ軸電流iqの前記周波数信号f1の４倍の周波数の脈動成分)を適切に低減できる第２の係数K2と周波数との関係を「無負荷条件」「定格負荷条件」において実験的に求めた図である。
図１１において、黒の菱形でプロットした点が、前記誘導電動機において無負荷駆動時に電流脈動を最も良好に低減できる点であり、黒の四角でプロットした点が、前記誘導電動機において定格負荷駆動時に電流脈動を最も良好に低減できる点である。
図１１に示すように、「無負荷条件」と「定格負荷条件」とでは電流脈動を最も良好に低減できる点に差異がある。この負荷条件の差異をｑ軸電流iqに基づいて検知し、この負荷条件の差異に関係なく常に電流脈動を最も良好に低減できるように、ｑ軸電流iqに基づいて前記係数（位相）K1、K2、θ2を調節する。

本実施の形態３では、第１の係数K1、第２の係数K2、第２の位相θ2の３つの係数（位相）全てをｑ軸電流iqに基づいて調節できる構成を示したが、前記３つの係数（位相）の内少なくとも１つの係数（位相）K1、K2、θ2をｑ軸電流iqに基づいて調節できる構成にしても良い。また、これらの係数係数（位相）K1、K2、θ2を周波数信号f1とｑ軸電流iqとの両者に基づいて調節できる構成にしても良い。
さらに、ｑ軸電流iqの代わりに、座標変換器９でｄ軸電流idを演算し、ｄ軸電流idとｑ軸電流iqの二乗の平方根和Idqを次の（４）式から求め、前記Idqに基づいて前記係数（位相）K1、K2、θ2を調節する構成にしても同様の効果が得られる。

以上が、本発明の実施の形態３における、二相交流回転機の制御装置の説明である。
本実施の形態３によれば、電流の大きさに応じて前記第１の係数、第２の係数、第２の位相のうちの少なくとも１つを適切に調節するので、二相交流回転機に流れる電流の大小に関係なく、常に電力変換手段により二相交流回転機を回転駆動する際の二相交流回転機に流れる基本波成分以外の電流の脈動を抑制できることから、二相交流回転機で発生する振動を低減し、電力変換手段が二相交流回転機を駆動する時に基本波成分以外の電流の脈動成分に起因するエネルギー損失を低減できる効果を有する。

実施の形態４．
図１２は、本発明の実施の形態４における二相交流回転機の制御装置を示す構成図である。なお、実施の形態１と同一部分には同一の符号を付して説明を省略し、ここでは実施の形態１と異なる電流検出手段８ａ、８ｂを備える電力変換手段１ａと、座標変換器９と周波数補正値演算手段１０とを備える電圧指令演算手段４ｃについてのみ説明する。
本実施の形態４の電力変換手段１ａは、実施の形態３で述べた電力変換手段１ａと同一の構成であり、電力変換手段１ａの構成要素である電流検出手段８ａ、８ｂは、二相交流回転機２のａ相出力電流ia、ｂ相出力電流ibを電流検出値として検出する。

また、本実施の形態４の電圧指令演算手段４ｃは、実施の形態３と同様に、実施の形態１の電圧指令演算手段４の構成に、前記電流検出手段８ａ、８ｂで電流検出値として検出した二相交流回転機２のａ相出力電流ia、ｂ相出力電流ibを前記第５の位相θ5に基づいて、前記（３）式の演算式に従い、ｄ−ｑ軸電流id、iqへ変換する座標変換器９を追加した構成なっている。さらに、電圧指令演算手段４ｃの構成要素として後述の周波数補正値演算手段１０を備えたことが、実施の形態１における電圧指令演算手段４と異なる。

ここで、本実施の形態４の電圧位相補正手段４ｃについて説明する。
実施の形態１〜３において、周波数信号をf1としていたが、本実施の形態では周波数補正値演算手段１０の出力である周波数補正値Δfに基づいて前記周波数信号を補正することから、以下の説明において、周波数補正値Δfによる補正前の周波数信号をf0、補正後の周波数信号をf1として区別する。

図１２において、電圧指令演算手段４ｃは、座標変換器９において、前記電流検出手段８ａ、８ｂで電流検出値として検出した二相交流回転機２のａ相出力電流ia、ｂ相出力電流ibを前記第５の位相θ5に基づいて、前記（３）式の演算式に従い、ｄ−ｑ軸電流id、iqへ変換する。座標変換器９で得られたｑ軸電流iqに基づいて、周波数補正値演算手段１０は周波数補正値Δfを出力する。（周波数補正値演算手段１０の動作については後述する。）

次に、補正前の周波数信号f0と周波数補正値Δfとを加減算器４２ａにて加算して、補正後の周波数信号f1を求め、補正後の周波数信号f1を積分器４３にて積分することにより第１の位相θ1を演算する。なお、第１の位相θ1に基づいて電圧指令演算器４１にて電圧指令vac*、vbc*を演算し、前記スイッチング信号演算手段３へ出力するまでの動作は、実施の形態１の電圧指令演算手段４の動作と同一である。

次に、周波数補正値演算手段１０について説明する。
図１３は、本発明の実施の形態４における周波数補正値演算手段１０の構成図である。
周波数補正値演算手段１０は、所定の電流制限値Ilimitと座標変換器９で得られたｑ軸電流iqとに基づいて周波数補正値Δfを演算する。以下、所定の電流制限値Ilimitと座標変換器９で得られたｑ軸電流iqとに基づいて周波数補正値Δfを演算する例を示すが、所定の電流制限値Ilimitと前記（４）式により求まる前記Idqとに基づいて周波数補正値Δfを演算する場合でも同様の効果が得られる。

周波数補正値演算手段１０は、まず、所定の電流制限値Ilimitと座標変換器９で得られたｑ軸電流iqとに基づき加減算器１０４にて電流偏差ΔIxを演算する。ただし、電流制限値Ilimitはｑ軸電流iqが正の時は正の値を持つ制限値、ｑ軸電流iqが負の時は負の値を持つ制限値とする。増幅器１０２は、電流偏差ΔIxと所定の適切な増幅器ゲインに基づいて周波数補正量Δfxを演算する。状態信号生成器１０１は、ｑ軸電流iqと前記増幅器１０２から出力される周波数補正量Δｆxとに基づいて、周波数補正値Δfの出力を制御する状態信号を演算し、後述する出力選択器１０３へ出力する。

出力選択器１０３は、状態信号生成器１０１からの状態信号により、周波数補正値Δfとして、周波数補正量Δｆxと零の何れかを選択し、出力する。
ここでは、状態信号生成器１０１の入力にｑ軸電流iqと前記周波数補正量Δfxから前記状態信号を演算する構成を記したが、例えば、加減算器１０４から出力される電流偏差ΔIxと周波数補正量Δfxを状態信号生成器１０１の入力として、前記状態信号を演算する方式でも同様の効果が得られる。

さらに、図１２を参照して、二相交流回転機２に流れる電流（ｑ軸電流iq）を電流制限値Ilimitに制限する周波数補正値演算手段１０の動作について説明する。周波数補正値演算手段１０は、二相交流回転機２に流れる電流が電流制限値を超えてしまうような運転状態になった場合に、周波数信号f0を周波数補正値Δfにより補正することで、二相交流回転機２に流れる電流が電流制限値以上にならないようにするためにある。
二相交流回転機２に流れる電流が電流制限値を超える運転状態の例として、周波数信号f0が、時間的に急激に変化する急加減速指令である場合や、二相交流回転機２にインパクト負荷などの急激な負荷変動が生じる場合等がある。

前記に示す運転状態の場合、周波数信号f0の絶対値を下げるように、周波数補正値Δfにより補正することで二相交流回転機２に流れる電流を抑制できる。
二相交流回転機２に流れる電流が電流制限値を超える場合に周波数信号f0を調節する動作を「ストール防止動作」、二相交流回転機２に流れる電流が電流制限値以下の場合に、補正後の周波数信号f1を補正前の周波数信号f0に一致するように調節する動作を「回復処理動作」という。周波数補正値演算手段１０では、二相交流回転機２に流れる電流が電流制限値を超えるような運転状態の場合に、前記動作を自動的に行う。

具体的には、所定の電流制限値Ilimitと座標変換器９で得られたｑ軸電流iqに基づき電流偏差ΔIxを加減算器１０４にて演算する。増幅器１０２は、前記電流偏差ΔIxと所定の適切な増幅器ゲインに基づいて、二相交流回転機２の電流超過分に応じた周波数補正量Δfxを（５）式の演算によって求める。

Δfx＝(G1+G2／s)×ΔIx ・・・（５）

ここで、ｓ：ラプラス演算子、G1、G2：所定の適切な増幅器ゲイン

状態信号生成器１０１は、ｑ軸電流iqと増幅器１０２から出力される周波数補正量Δｆxとに基づいて、周波数補正値Δfの出力を制御する状態信号を出力し、後述する出力選択器１０３へ出力する。出力選択器１０３は、状態信号生成器１０１からの状態信号により、正常運転時は周波数補正値Δfとして零が、二相交流回転機２に流れる電流が電流制限値を超えるような運転状態時には周波数補正値Δfとして周波数補正量Δfxが出力される。

なお、状態信号生成器１０１はｑ軸電流iqの正負と周波数補正量Δfxの正負とに基づいて、出力選択器１０３が周波数補正値Δfとして下記の通り選択するような前記状態信号を生成する。
iq：正 かつ Δfx：正 ならば Δf＝Δfx
iq：正 かつ Δfx：負 ならば Δf＝０
iq：負 かつ Δfx：正 ならば Δf＝０
iq：負 かつ Δfx：負 ならば Δf＝Δfx

図１４は、本発明の実施の形態４における、周波数補正値演算手段１０の動作を表すフローチャートを示した図である。このように出力選択器１０３の出力である周波数補正値Δfを制御することにより、図１４に示すような電流制限動作を実現する。図１４に示すフローチャートによれば、二相交流回転機２に流れる電流（ｑ軸電流iq）が電流制限値Ilimitを越えた場合（ステップ２０４）に、増幅器１０２により演算される周波数補正値Δfxを用いて、前記ストール防止動作（ステップ２０５）と前記回復処理動作（ステップ２０６）を繰り返し、二相交流回転機２に流れる電流（ｑ軸電流iq）を電流制限値Ilimitとなるように制御する。

ただし、二相交流回転機２に流れる電流が電流制限値Ilimitを維持したままでは、二相交流回転機２は加速し続けるため、前記補正後の周波数信号｜f1｜(f1の絶対値)が補正前の周波数信号|f0|(f0の絶対値)以上となった場合（ステップ２０７）、電流制限動作を停止し（ステップ２０８）、周波数補正値Δfを零として通常の運転に戻す。
なお、実施の形態４において、実施の形態２あるいは実施の形態３に示したように電圧位相補正手段５における前記第１の係数K1、第２の係数K2、第２の位相θ2を周波数信号f1あるいはｑ軸電流iq（または両方）に基づいて調節できる構成であっても良い。

この構成により、前記実施の形態１〜３で得られる効果に加え、電流検出値が所定の電流制限値を越えた場合に周波数信号を補正することにより二相交流回転機の電流の振幅を所定の電流制限値以下に制限することができ、それ以外では周波数信号を補正しないことで、所定の周波数信号と一致した周波数で二相交流回転機を駆動することができる。
これまで記した実施の形態１〜４では主に二相交流回転機２として誘導電動機を例に挙げて説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、その他、例えば同期電動機であっても同様に適用できる。

１、１ａ 電力変換手段
２ 二相交流回転機
３ スイッチング信号演算手段
４、４ａ、４ｂ、４ｃ 電圧指令演算手段
５、５ａ、５ｂ 電圧位相補正手段
６ 直流電圧源
７ａ、７ｂ、７ｃ アーム
８ａ、８ｂ 電流検出手段
９ 座標変換器
１０ 周波数補正値演算手段
４１ 電圧指令演算器
４２、４６加減算器
４３ 積分器
４４ 電圧振幅調節手段
４５ 位相調節手段
４７、４８ 正弦波発生器
４９ａ、４９ｂ 乗算器
５１ａ、５１ｂ 係数設定器
５２ａ、５２ｂ 乗算器
５３ 加減算器
５４ 正弦波発生器
５５ 位相設定器
５６、５６ａ 第１の係数調節手段
５７、５７ａ 第２の位相調節手段
５８、５８ａ 第２の係数調節手段
７１ａ、７１ｂ、７１ｃ、７１ｄ、７１ｅ、７１ｆ スイッチング素子
１０１ 状態信号生成器
１０２ 増幅器
１０３ 出力選択器
１０４ 加減算器
１０５ 電流制限値設定器
１０６ 係数設定器

Claims (7)

1. 直列接続した２つのスイッチング素子から構成されるアームを３つ有し、前記スイッチング素子のオンオフによって直流電圧を交流電圧に変換して出力し、二相交流回転機を駆動する電力変換手段と、
   前記二相交流回転機に印加すべき電圧指令に基づいて、前記電力変換手段のスイッチング素子のオンオフ信号を前記電力変換手段に出力するスイッチング信号演算手段と、
   周波数信号に基づいて正弦波信号を生成し、前記正弦波信号から生成する位相に基づいて、前記二相交流回転機に印加すべき電圧指令を演算する電圧指令演算手段とを備え、前記電圧指令演算手段は、前記周波数信号に基づいて第１の位相を演算し、前記第１の位相に所定の第１の係数を乗算した値に所定の第２の位相を加算した第３の位相を演算し、前記第３の位相に基づいて生成される正弦波信号に所定の第２の係数を乗算した第４の位相を演算する電圧位相補正手段を備え、前記第１の位相と前記第４の位相の加算により得られる第５の位相に基づいて、前記二相交流回転機に印加すべき電圧指令を演算することを特徴とする二相交流回転機の制御装置。
2. 前記第１の係数を４に設定したことを特徴とする請求項１に記載の二相交流回転機の制御装置。
3. 前記電圧指令演算手段は、前記第１の係数、前記第２の係数、前記第２の位相のうちの少なくとも１つを前記周波数信号に基づいて調節することを特徴とする請求項１に記載の二相交流回転機の制御装置。
4. 前記電力変換手段は、前記二相交流回転機の出力電流を電流検出値として検出する電流検出手段を備え、
   前記電圧指令演算手段は、前記第１の係数、前記第２の係数、前記第２の位相のうちの少なくとも１つを前記電流検出値に基づいて調節することを特徴とする請求項１に記載の二相交流回転機の制御装置。
5. 前記電圧指令演算手段は、前記二相交流回転機の出力電流を前記第５の位相に基づいてｄ−ｑ軸電流へ変換する座標変換器を備え、
   前記第１の係数、前記第２の係数、前記第２の位相をｑ軸電流に基づいて調節することを特徴とする請求項４に記載の二相交流回転機の制御装置。
6. 前記第１の係数、前記第２の係数、前記第２の位相をｄ軸電流idとｑ軸電流iqの二乗の平方根和Idqに基づいて調節することを特徴とする請求項５に記載の二相交流回転機の制御装置。
7. 前記電力変換手段は、前記二相交流回転機の出力電流を電流検出値として検出する電流検出手段を備え、
   前記電圧指令演算手段は、前記電流検出値が所定の電流制限値を越えた場合に、前記電流検出値に基づいて周波数補正値を演算し、前記周波数補正値に基づいて前記周波数信号を補正することを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の二相交流回転機の制御装置。

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