CN112271972B - 带有电流误差校正的永磁同步电机直接转矩控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种带有电流误差校正的永磁同步电机直接转矩控制方法，包括根据永磁同步电机的转子角速度与给定角速度的差异创建自适应谐波消除模型，使用自适应谐波消除模型确定出补偿电流，并使用补偿电流校正电流测量误差；k时刻使用预测模型预测出k+2时刻的磁链和转矩，并使用目标函数最小化算法处理给定磁链、给定转矩、k+2时刻的磁链和转矩，选择出最小的电压矢量，使用被选择出的所述最小电压矢量控制所述永磁同步电机运行。本发明结合自适应谐波消除模型和模型预测直接转矩控制，控制对象为永磁同步电机的转矩和磁链，控制过程快速响应，系统运行速度快，通过电流补偿校正电流测量误差，从而消除永磁同步电机的速度脉动，使三相电流恢复平衡。

Description

带有电流误差校正的永磁同步电机直接转矩控制方法

技术领域

本发明涉及永磁同步电机技术，具体涉及一种带有电流误差校正的永磁同步电机直接转矩控制方法。

背景技术

电机分为直流电机和交流电机，交流电机又分为异步电机和同步电机。随着先进的电力电子技术的发展，交流电机已经主导了牵引机市场。在各种交流电机中，永磁同步电机因为结构简单、运行高效平稳，受到了诸多青睐，被广泛应用于风力发电、航空航天和工业机器人等领域，而中国占世界的稀土资源储量又最为丰富，拥有良好的高磁场永磁材料研究条件。现代电动机控制技术中矢量控制是应用广泛的控制技术，它一般需要两个电流传感器和一个编码器，由速度比例积分(PI)控制器得到q轴电流给定，同时d轴电流给定为零，两者分别由PI控制，得到的给定电压再由空间电压矢量脉宽调制技术输出逆变器的开关管控制信号。

在交流电机驱动器中，相电流是传感器输出的电压信号，它由模数转换器通过匹配电路和噪声滤波器电路进行处理。由于传感器电路的非线性，工作环境，特别是温度变化，即使系统设计和构造合理，电流测量误差仍然不可避免。电流测量误差主要包括偏移误差和比例误差，电流测量误差产生的转矩脉动在速度环中充当负载扰动，随后产生基频和双基频的速度振荡。显然，这些误差需要受到限制或补偿。最简单的方法是在系统停机时获取和更新测量值，但是，无法处理比例误差。因此，一种在线补偿方法被提出，该方法基于速度或转矩脉动信息以及电动机的机械参数来估计电流测量误差，这种补偿方法可以分为两类：解决误差影响和估计误差值。

在解决误差影响方面，有使用附加扭矩传感器的方法，扭矩传感器获得扭矩误差，然后迭代学习控制为q轴参考电流提供额外的补偿电流，从而使扭矩波动最小化。有方法利用一个额外的直流总线电流传感器，通过总线电流和相电流内在关系来相互校准电流传感器。还有方法采用纯积分器估算定子磁通，并根据磁通漂移估算出直流偏置电压，该直流偏置电压用于通过前馈控制消除偏置。此外，也有方法分析d轴PI电流调节器的积分器输出信号几乎为零或恒定的特征后，补偿算法会减去失调误差或重新定标输入测量增益。尽管这些方法补偿了或抑制了电流测量误差影响，但有的方法使用附加的传感器来收集其他信息，有的依赖于电动机参数，有的具有复杂的计算过程。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种带有电流误差校正的永磁同步电机直接转矩控制方法，通过电流补偿校正电流测量误差，从而消除永磁同步电机的速度脉动，使三相电流恢复平衡，控制过程快速响应，系统运行速度快。

为了解决上述技术问题，本发明提供了一种带有电流误差校正的永磁同步电机直接转矩控制方法，通过逆变器驱动永磁同步电机，控制方法包括，

根据所述永磁同步电机的转子角速度与给定角速度的差异创建自适应谐波消除模型，使用所述自适应谐波消除模型确定出补偿电流，并使用所述补偿电流校正电流测量误差；

根据所述逆变器的电压矢量和校正后的测量电流创建预测模型，k时刻使用所述预测模型预测出k+2时刻的磁链和转矩，并使用目标函数最小化算法处理给定磁链、给定转矩、k+2时刻的磁链和转矩，选择出使目标函数值最小的电压矢量，使用被选择出的所述最小电压矢量控制所述永磁同步电机运行。

本发明一个较佳实施例中，进一步包括，电流传感器测量所述永磁同步电机的定子电流，获得三相静止坐标系下的测量电流，并将所述测量电流转换成两相旋转坐标系下的电流分量i_d-mea、i_q-mea，所述自适应谐波消除模型根据永磁同步电机的转子角速度计算出电流补偿分量i_d-ASHE、i_q-ASHE，分别使用所述电流补偿分量i_d-ASHE、i_q-ASHE补偿所述电流分量i_d-mea、i_q-mea，获得校正后的测量电流分量i_d、i_q。

本发明一个较佳实施例中，进一步包括创建所述自适应谐波消除模型包括定义参考向量

和权重向量

并根据最小均方算法创建所述自适应谐波消除模型为：

所述自适应谐波消除模型的输出为所述电流补偿分量i_q-ASHE，根据所述电流补偿分量i_q-ASHE和两相旋转坐标系的相互转换特性获得电流补偿分量i_d-ASHE；k表征离散时间索引；w_k表征k时刻权重。

本发明一个较佳实施例中，进一步包括创建所述自适应谐波消除模型还包括，

定义权重迭代算法：

w_k+1表征k+1时刻权重；w_k表征k时刻权重；μ表征自适应增益常数；ε_k表征角速度给定值的跟踪误差；x_k表征k时刻的输入参考信号；ω^*表征给定角速度；ω_m表征永磁同步电机转子角速度。

本发明一个较佳实施例中，进一步包括创建所述自适应谐波消除模型还包括，

定义：

T表征采样周期；ω₀表征要消除的目标角频率；

根据(1)、(2)、(3)获得：

本发明一个较佳实施例中，进一步包括，光电编码器测量所述永磁同步电机的转子位置角，根据所述转子位置角获得所述永磁同步电机的转子角速度。

本发明一个较佳实施例中，进一步包括，PI控制器调节所述永磁同步电机的转子角速度和给定角速度的差异获得给定电流，根据所述给定电流获得所述给定转矩和所述给定磁链。

本发明一个较佳实施例中，进一步包括，k时刻，使用所述预测模型预测补偿得到永磁同步电机在k+1时刻的转矩和磁链，并根据k+1时刻的转矩和磁链迭代预测出k+2时刻的转矩和磁链。

本发明一个较佳实施例中，进一步包括，k时刻，使用所述预测模型预测补偿得到永磁同步电机在k+1时刻的转矩T_e(k+1)和磁链ψ_s(k+1)为：

其中，

式中，参数R_s为定子电阻；T_s为采样时间ψ_f为转子磁链；L_d、L_q为dq坐标系电感；u_d、u_q为dq坐标系电压；i_d、i_q为校正后的测量电流dq坐标系电流分量；ω_e＝pω_n，p是转子极对数，ω_n是机械角速度。

本发明一个较佳实施例中，进一步包括根据k+1时刻的转矩和磁链迭代预测出k+2时刻的逆变器不同电压矢量对应的转矩T_e(k+2)和磁链ψ_s(k+2)为：

本发明的有益效果：

本发明结合自适应谐波消除模型和模型预测的永磁同步电机直接转矩控制方法，使用模型预测直接转矩控制，控制对象为永磁同步电机的转矩和磁链，控制过程快速响应，系统运行速度快，通过电流补偿校正电流测量误差，从而消除永磁同步电机的速度脉动，使三相电流恢复平衡。

附图说明

图1为三相静止坐标系、两相静止坐标系和两相旋转坐标系；

图2为三相两电平电压源逆变器结构；

图3为电压空间矢量关系；

图4为本发明优选实施例中永磁同步电机直接转矩控制的结构框图；

图5为单频自适应谐波消除模型结构框图；

图6为双基频自适应谐波消除模型结构框图；

图7永磁同步电机补偿前后的波形：速度，q轴和d轴电流；

图8永磁同步电机补偿前后的波形：三相电流。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步说明，以使本领域的技术人员可以更好地理解本发明并能予以实施，但所举实施例不作为对本发明的限定。

参照图1所示，永磁同步电机的数学模型可以通过以下三个坐标系来标识：

1)abc三相静止坐标系：abc分别为定子三相绕组轴向，互差120°电角度；

2)αβ两相静止坐标系：α轴重合a轴，β轴逆时针超前α轴90°电角度；

3)dq两相旋转坐标系：d轴为转子磁极轴向，q轴超前垂直于d轴。

三个坐标系通过Clark变换和Park变换相互变换，图1中，d轴和a轴夹角θ_r是转子位置角，而θ_s是定子磁链矢量位置角。

为了把abc三相静止坐标系的数学模型变换到αβ两相静止坐标系中去，需要进行Clark变换，其简称3/2变换，变换矩阵C_3/2(等幅值坐标变换)如下：

Park变换是坐标系αβ与dq之间的转换，dq坐标系在空间随转子以电角速度ω—起旋转，其变换矩阵C_2s/2r及其逆矩阵C_2r/2s为：

三相两电平电压源型逆变器的结构参照图2所示，输出的电压公式如下：

式中，V_dc为直流输入端的电压幅值，(S_aS_bS_c)标识逆变器开关状态，每相桥臂的上下开关器件信号互补，例如Si＝1,i＝a,b,c表示，上桥臂Si导通，下桥臂

关断；Si＝0表示上桥臂Si关断，下桥臂

导通。逆变器共有8种开关状态：即(S_aS_bS_c)＝(000)、(100)、(110)、(010)、(011)、(001)、(101)或(111)，相应就有8个电压矢量输出，电压空间矢量关系如图3所示。

永磁同步电机在dq坐标系下的数学模型为：

(1)电压方程

式中，u_d、u_q和i_d、i_q是定子电压和电流的dq坐标系分量，ψ_d、ψ_q是定子磁链dq轴坐标系分量，ω_e是转子电角速度，ω_e＝pω_e，p是转子极对数，ω_e是机械角速度，R_s是定子绕组电阻。

(2)磁链方程

式中，L_d、L_q是dq轴同步电感，面装式PMSM的L_d＝L_q＝L_s，内置式PMSM的L_d＜L_q，ψ_f是永磁体磁链。

(3)转矩方程

式中，T_e是电磁转矩。

(4)运动方程

式中，T_L是负载转矩，θ_r为转子位置角，即d轴与a轴的夹角，θ_r＝∫ω_edt+θ₀(θ₀为转子初始位置电角度)，J是转动惯量。

根据电压方程(式1)和磁链方程(式1)，推导出dq坐标系下面装式永磁同步电机在连续时间域的电流微分方程：

式中，参数R_s、L_d、L_q和ψ_f为定子电阻、转子磁链和dq轴电感。将(6)代入(7)中的电动机运动方程式中，可以得出速度与q轴电流之间的关系：

在此，令相电流测量值表示为：

i_{x_mea}＝k_xi_{x_act}+Δi_{x_offset} (式7)；

其中i_{x_mea}和i_{x_act}是三相定子电流的测量值和实际值，其中x＝a,b,c，k_x和Δi_{x_offset}分别是偏移误差和缩放误差。通常，三相三线电路拓扑结构使用两个传感器来测量任何两相电流。以下以a，b相为例，c相电流根据基尔霍夫电流定律得到，三相电流的测量值为：

将测量电流与实际电流之间的误差定义为：

Δi_x＝i_{x_mea}-i_{x_act} (式9)；

经过Clark和Park变换后，获得dq同步旋转电流：

其中，误差项是：

式中，θ_e代表电角度，θ_e＝ω_et＝2πf_et，因此误差项Δi_a，Δi_b与和定子电频率f_e有关。以下，分别分析偏移误差和缩放误差的dq轴表示：

仅考虑偏移误差，测得的电流为：

通过将式12带入式11可得到dq轴电流的误差项：

在正确执行控制算法的前提下，在稳定状态下，给定电流和测量电流应相等。从(3)和(13)可以看出，由于偏移误差，q轴电流存在误差，随之电磁转矩中存在扰动转矩，电磁转矩将以定子频率振荡。

同理，仅考虑比例误差，通常假定测得的电流保持正弦曲线：

式中，φ＝tan^-1(i_{q_mea}/i_{d_mea})，I是被测电流的大小。

将式14代入式12：

同时，将式15代入式11：

与偏移误差的分析相似，由比例误差引起的干扰转矩使电磁转矩以定子频率的两倍振荡。

基于以上分析，电流传感器测量永磁同步电机的定子电流存在偏移误差和比例误差，由于偏移误差q轴电流存在误差，随之电磁转矩中存在扰动转矩，电磁转矩将以定子频率振荡；由于比例误差，会引起干扰转矩，使得电子转矩以定子频率的两倍振荡。在偏移误差和比例误差的影响下，永磁同步电机的运行存在速度脉动。

本实施例公开一种带有电流误差校正的永磁同步电机直接转矩控制方法，结合自适应谐波消除模型和模型预测，使用模型预测直接转矩控制，控制对象为永磁同步电机的转矩和磁链，通过电流补偿校正电流测量误差，从而消除永磁同步电机的速度脉动。参照图4所示，三相两电平电压源型逆变器输出交流电到三相正弦波永磁同步电机上，直接转矩控制方法包括以下步骤：

步骤一：根据所述永磁同步电机的转子角速度与给定角速度的差异创建自适应谐波消除模型，使用所述自适应谐波消除模型确定出补偿电流，并使用所述补偿电流校正电流测量误差。

具体的，根据最小均方算法创建自适应谐波消除模型，自适应谐波消除模型包括单频和多频自适应谐波消除模型，图5所示为创建的单频自适应谐波消除模型结构框图，图6所示为双基频自适应谐波消除模型结构框图，包括定义参考信号向量

和权重向量

参考信号

和

为两个正交分量余弦和正弦，并定义

所述参考信号和权重配合以匹配输入信号干扰的幅度和相位。

创建所述自适应谐波消除模型为：

并定义权重迭代算法：

输出

即为电流补偿值i_{q_ASHE}，根据所述电流补偿分量i_q-ASHE和两相旋转坐标系的相互转换特性获得电流补偿分量i_d-ASHE。

式中，k表征离散时间索引；w_k表征k时刻权重；w_k+1表征k+1时刻权重；μ表征自适应增益常数，它调节角速度和稳定性；ε_k表征角速度给定值的跟踪误差；x_k表征k时刻的输入参考信号；ω^*表征给定角速度；ω_m表征永磁同步电机转子角速度；T表征采样周期；ω₀表征要消除的目标角频率。

当自适应过程缓慢并且消除的高次谐波高于控制器带宽时，所述自适应谐波消除模型与模型预测直接控制组合，且假设权重缓慢变化且常数恒定，则包括电机逆传递函数的电流补偿值i_{d_ASHE}、i_{q_ASHE}：

对应单频自适应谐波消除模型，式(4)变换为(参照图5所示)：

对应双基频自适应谐波消除算法，将第二块添加到基频的第一块，以扩展和消除谐波分量，参照图5所示的双基频自适应谐波消除模型，添加的块仅改变参考信号的频率，并相应地对输出进行求和。

步骤二：永磁同步电机运行时，光电编码器测量所述永磁同步电机的转子位置角θ_r，经微分换算得到永磁同步电机的转子角速度ω_m；两组电流传感器分别测量永磁同步电机的定子的两相电流i_a，i_b(三相静止坐标系下的电流)，并将两相电流i_a，i_b转换成两相旋转坐标系下的电流分量i_d-mea、i_q-mea。根据所述自适应谐波消除模型和永磁同步电机的转子角速度计算出电流补偿分量i_d-ASHE、i_q-ASHE，分别使用所述电流补偿分量i_d-ASHE、i_q-ASHE校正所述电流分量i_d-mea、i_q-mea，也就是将电流补偿分量i_d-ASHE、i_q-ASHE分别与电流分量i_d-mea、i_q-mea相加获得补偿后的电流分量i_d、i_q。

步骤三：k时刻带入目标函数预测k+2时刻的磁链和转矩，在下一时刻即k+1时刻应用。

具体的，k时刻，使用所述预测模型预测永磁同步电机在k+1时刻的转矩和磁链，并根据k+1时刻的转矩和磁链迭代预测出k+2时刻的转矩和磁链。

其中，对于永磁同步电机，dq轴坐标系下的连续时间域电流微分方程如下：

式中，R_s、L_d、L_q和ψ_f为定子电阻、转子磁链和电机dq轴电感，考虑到微处理器能够在几十μs内完成了预测计算，所以将这些参数视为常数。设T_s为采样时间，根据欧拉前向法得到在离散时间域下的定子电流变量Δi_d、Δi_q：

所以，在k时刻，电流的k+1时刻预测值i_d(k+1)、i_q(k+1)为：

k时刻，使用所述预测模型预测永磁同步电机在k+1时刻的转矩T_e(k+1)和磁链ψ_s(k+1)为：

其中，

式中，参数R_s为定子电阻；T_s为采样时间ψ_f为转子磁链；L_d、L_q为dq坐标系电感；u_d、u_q为dq坐标系电压；i_d、i_q为校正后的测量电流dq坐标系电流分量；ω_e＝pω_n，p是转子极对数，ω_n是机械角速度。

为了是逆变器得到当前时刻的最佳电压矢量，本实施例中采用了延时补偿方法，k时刻带入目标函数预测k+2时刻的磁链和转矩，在下一时刻即k+1时刻应用，根据k+1时刻的转矩和磁链迭代预测出k+2时刻的转矩T_e(k+2)和磁链ψ_s(k+2)为：

步骤四：角速度外环PI控制器调节永磁同步电机的转子角速度和给定角速度的差异输出给定电流，并根据给定电流获得给定转矩

和给定磁链

将给定转矩

和给定磁链

以及预测模型输出的八组转矩

八组磁链

分别代入最小目标函数，函数如下：

式中，λ为目标函数权重系数，用来平衡转矩和磁链这两个不同量纲的控制目标。

使用目标函数最小化算法处理给定磁链、给定转矩、k+2时刻的磁链和转矩，选择出最小的电压矢量，使用被选择出的所述最小电压矢量控制逆变器开关管的状态，实现永磁同步电机运行控制。

根据以上永磁同步电机直接转矩控制方法，在Matlab2019a里建立起系统的模型预测直接转矩控制仿真模型，并用本发明的自适应谐波消除模型进行电流误差校正。仿真参数：直流电压为V_dc＝300V，R_s＝2.35Ω，L_s＝6.5mH，J＝0.0003kgm²,p＝4，永磁体磁链ψ_f＝0.07876Vs，控制系统采样周期为16kHz。对申请的校正策略进行补偿前后的仿真验证。

速度给定为600r/min，负载转矩设为1.27Nm，目标函数权重系数λ为1265，步长μ设定为8e-6。图7为补偿前后永磁同步电机速度、转矩和磁链波形，图8为补偿前后永磁同步电机三相电流波形。可以看出，使用本申请的自适应谐波消除模型进行补偿后，速度和转矩中的脉动得到了抑制，三相电流也恢复了平衡，仿真波形验证了所发明方法的可行性和正确性。

以上所述实施例仅是为充分说明本发明而所举的较佳的实施例，本发明的保护范围不限于此。本技术领域的技术人员在本发明基础上所作的等同替代或变换，均在本发明的保护范围之内。本发明的保护范围以权利要求书为准。

Claims (2)

1.一种带有电流误差校正的永磁同步电机直接转矩控制方法，通过逆变器驱动永磁同步电机，其特征在于：控制方法包括，

根据所述永磁同步电机的转子角速度与给定角速度的差异创建自适应谐波消除模型，使用所述自适应谐波消除模型确定出补偿电流，并使用所述补偿电流校正电流测量误差；

根据所述逆变器的电压矢量和校正后的测量电流创建预测模型，k时刻使用所述预测模型预测出k+2时刻的磁链和转矩，并使用目标函数最小化算法处理给定磁链、给定转矩、k+2时刻的磁链和转矩，选择出使目标函数值最小的电压矢量，使用被选择出的所述最小电压矢量控制所述永磁同步电机运行；

还包括，电流传感器测量所述永磁同步电机的定子电流，获得三相静止坐标系下的测量电流，并将所述测量电流转换成两相旋转坐标系下的电流分量i_{d_mea}、i_{q_mea}，所述自适应谐波消除模型根据永磁同步电机的转子角速度计算出电流补偿分量i_{d_ASHE}、i_{q_ASHE}，分别使用所述电流补偿分量i_{d_ASHE}、i_{q_ASHE}补偿所述电流分量i_{d_mea}、i_{q_mea}，获得校正后的测量电流分量i_d、i_q；

三相电流的测量值为：

式中，i_{x_mea}和i_{x_act}分别为三相定子电流的测量值和实际值，其中x＝a,b,c，k_x和Δi_{x_offset}分别是偏移误差和缩放误差；

将测量电流与实际电流之间的误差定义为：

Δi_x＝i_{x_mea}-i_{x_act}；

经过Clark和Park变换后，获得dq同步旋转电流：

式中，i_{d_mea}、i_{q_mea}为两相旋转坐标系下dq轴定子电流的测量值；i_{d_act}、i_{q_act}为两相旋转坐标系下dq轴定子电流的实际值；Δi_d、Δi_q为两相旋转坐标系下dq轴定子电流的测量值与实际值间的误差；

其中，误差项是：

式中，θ_e代表电角度，θ_e＝ω_et＝2πf_et，误差项Δi_a，Δi_b与和定子电频率f_e有关；

创建所述自适应谐波消除模型包括定义参考向量

和权重向量

并根据最小均方算法创建所述自适应谐波消除模型为：

所述自适应谐波消除模型的输出为所述电流补偿分量i_{q_ASHE}，根据所述电流补偿分量i_{q_ASHE}和两相旋转坐标系的相互转换特性获得电流补偿分量i_{d_ASHE}；k表征离散时间索引；w_k表征k时刻权重；

创建所述自适应谐波消除模型还包括，

定义权重迭代算法：

w_k+1表征k+1时刻权重；w_k表征k时刻权重；μ表征自适应增益常数；ε_k表征角速度给定值的跟踪误差；x_k表征k时刻的输入参考信号；ω^*表征给定角速度；ω_m表征永磁同步电机转子角速度；

创建所述自适应谐波消除模型还包括，

定义：

T表征采样周期；ω₀表征要消除的目标角频率；

根据(1)、(2)、(3)获得：

还包括，PI控制器调节所述永磁同步电机的转子角速度和给定角速度的差异获得给定电流，根据所述给定电流获得所述给定转矩和所述给定磁链；

k时刻，使用所述预测模型预测补偿得到永磁同步电机在k+1时刻的转矩和磁链，并根据k+1时刻的转矩和磁链迭代预测出k+2时刻的转矩和磁链；

k时刻，使用所述预测模型预测补偿得到永磁同步电机在k+1时刻的转矩T_e(k+1)和磁链ψ_s(k+1)为：

其中，

式中，参数R_s为定子电阻；T_s为采样时间；ψ_f为转子磁链；L_d、L_q为dq坐标系电感；u_d、u_q为dq坐标系电压；i_d、i_q为校正后的测量电流dq坐标系电流分量；ω_e＝pω_n，p是转子极对数，ω_n是机械角速度；

根据k+1时刻的转矩和磁链迭代预测出k+2时刻的逆变器不同电压矢量对应的转矩T_e(k+2)和磁链ψ_s(k+2)为：

L_s为逆变器电感。

2.如权利要求1所述的带有电流误差校正的永磁同步电机直接转矩控制方法，其特征在于：还包括，

光电编码器测量所述永磁同步电机的转子位置角，根据所述转子位置角获得所述永磁同步电机的转子角速度。

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