CN106655910B - 电机驱动设备和电机系统 - Google Patents

Abstract

提供了电机驱动设备和电机系统。优化电机的驱动电流的相位。相位算术单元PHCAL基于规定的算术表达式来计算驱动电压相位θdrv，以使在基准电压相位θbemf和基准电流相位θi之间的相位差收敛为零。相位校正单元PHCP通过将校正值加到相位θdrv来确定校正后的相位θdrvR，并且通过反馈控制来更新校正值的幅值，以便于将在被输入的基准电压θbemf和基准电流相位θi之间的相位差收敛到规定值。PWM控制器基于所校正的相位θdrvR来使与基准电压相位θbemf同步的激励控制计时位移，并且生成用于将驱动电压控制为正弦波形的PWM信号。

Description

电机驱动设备和电机系统

相关申请的交叉引用

包括说明书、附图和摘要的于2015年10月29日提交的日本专利申请号2015-212484的全部公开内容通过引用合并于此。

背景技术

本发明涉及电机驱动设备和电机系统，并且涉及有助于调整例如电机的驱动电流的相位的技术。

例如，专利文献1公开了一种系统，该系统用于基于算术表达式来计算电机的驱动电压的相位，该算术表达式采用电机的角频率、驱动电流值和特征常数(扭矩常数和阻抗值)。专利文献2公开了一种系统，其中，反电动势的相位和驱动电流的相位中的一个被选择为控制电机的激励计时。

(专利文献1)日本未审查专利申请公开号2010-288396

(专利文献2)日本未审查专利申请公开号2005-102447

发明内容

为了以高效率程度驱动电机，有必要使驱动电流以最优相位流动通过电机。电机的驱动电流实际上是通过对电机施加驱动电压来生成的。因此，为了优化驱动电流的相位，有必要优化驱动电压的相位。例如，如专利文献1所示，可以基于使用电机的角频率、驱动电流值和特征常数的算术表达式来计算驱动电压的最佳相位。

这里，例如，针对每个类型的电机确定电机的特征常数。然而，即使使用相同类型的电机，也存在由于例如制造变化而导致的特征常数的变化在每个电机中发生的可能性。即使单个电机被称为对象，也存在由于时间劣化而导致特征常数的变化以时间顺序发生的可能性。当特征常数的变化发生时，电机的效率降低，并且用于保持恒定旋转的消耗电流相应地增加。

鉴于上述内容，实现通过下面的实施例描述的本发明，并且本发明的其他问题和新的特征将从本说明书的描述和附图中变得清楚。

根据一个实施例的电机驱动设备设置有驱动电压相位生成器，其确定用作驱动电压的相位的第一相位。第一相位是将在用作电机的反电动势的相位的基准电压相位和用作驱动电流的相位的基准电流相位之间的相位差设置为规定值所需的。驱动电压相位生成器包括相位算术单元和相位校正单元。相位运算单元基于规定的算术表达式来计算用作驱动电压的相位的第二相位，以将在基准电压相位和基准电流相位之间的相位差基本上减小为零。相位校正单元通过将校正值与第二相位相加来确定第一相位，并且输入基准电压相位和基准电流相位，以通过反馈控制来更新校正值的幅值，以便于使相位差收敛到规定值。PWM控制器基于第一相位来移位与基准电压相位同步的激励控制计时，并且生成PWM信号以将驱动电压控制为正弦波形。

根据上述一个实施例，能够优化电机的驱动电流的相位。

附图说明

图1是图示根据本发明的实施例1的电机系统的概况配置的示例的功能框图；

图2是图示图1所示的电机驱动设备的主要部分的配置的示例的功能框图；

图3A、图3B和图3C是图示图2所示的正弦波驱动电压控制器的操作原理的说明图；

图4是图示图2所示的正弦波驱动电压控制器的操作原理的说明图；

图5是图示图2所示的SPM驱动器的配置的示例的电路框图；

图6是图示图2所示的驱动电压相位生成器的主要部分及其周围的概况配置的示例的框图；

图7是图示图6所示的相位校正单元的整体操作的示例的流程图；

图8是图示图6所示的驱动电压相位生成器中的相位算术单元和相位校正单元的具体配置的示例的框图；

图9A和图9B是说明图8所示的相位算术单元的操作的补充图；

图10是图示图6所示的旋转位置检测器的检测时段的示例的波形图；

图11是图示图6所示的反电动势(反EMF)相位检测器的具体配置的示例的电路图；

图12是图示图11所示的反EMF相位检测器的操作的示例的说明图；

图13是图示图6所示的驱动电流相位检测器的具体配置的示例的电路图；

图14是图示图13所示的驱动电流相位检测器的操作原理的波形图；

图15A是图示图14中的拉电流(source current)时的逆变器的操作示例的说明图；

图15B是图示图14的灌电流(sink current)时的逆变器的操作示例的说明图；

图16是图示本发明的实施例2的电机驱动设备的主要部分的配置的示例的功能框图；

图17是图示图16所示的驱动电压相位生成器中的相位算术单元和相位校正单元的具体配置的示例的框图；

图18是图示图17所示的相位校正单元的整体操作的示例的流程图；

图19是图示根据本发明的实施例3的电机驱动设备的反EMF相位检测器的配置的示例的电路图；以及

图20是图示本发明的实施例3的电机驱动设备的驱动电流相位检测器的配置的示例的电路图。

具体实施方式

以下实施例通过为了方便在需要时被分成若干部分或实施例来解释。然而，除非特别清楚地指定，否则划分的部分或实施例并非互不相关，而是一个可以被视为是其他的一些或全部的修改示例、细节或补充说明。当在下面的实施例中引用元件的数目(包括数目、数值、量、范围)时，并不总是限于元件的具体数目，而是可以大于或小于具体数目，除非明确规定并且在理论上并且清楚地限制为具体数目。

在下面的实施例中，不必说部件(包括元件步骤)不一定是必须的，除非明确规定并且在理论上认为其显然是必须的。类似地，在下面的实施例中，当描述部件等的形式、位置关系等时，应当包括类似于或基本上类似于该形式等的，除非明确规定并且在理论上认为不是这样。这同样适用于数值和范围。

虽然没有具体限制，但是通过采用公知的CMOS(互补MOS晶体管)集成电路技术，在诸如单晶硅的半导体衬底上形成配置实施例的每个功能块的电路元件。

以下，参考附图具体说明本发明的实施方式。在用于说明本发明的实施例的整个图中，原则上对相同的元件附加相同的附图标记，并且省略其重复说明。

(实施例1)

《电机系统的概况》

图1是图示根据本发明的实施例1的电机系统的概况配置的示例的功能框图。图1图示了作为电机系统的示例的硬盘设备(以下简称为HDD设备)的配置的示例。图1所示的HDD设备包括HDD控制器HDDCT、高速缓存存储器CMEM、读取/写入设备RWIC、电机驱动设备MDIC和磁盘机构DSKM。例如，HDD控制器HDDCT由包括处理器的片上系统(SoC)组成。例如，高速缓存存储器CMEM和读取/写入设备RWIC分别由不同的半导体芯片组成。

磁盘机构DSKM包括磁盘(在此为硬盘)DSK、主轴电机(以下简称为电机)SPM、磁头HD、臂机构AM、音圈电机VCM和斜坡机构RMP。电机SPM使磁盘DSK旋转。音圈电机VCM通过臂机构AM控制磁头HD在磁盘DSK的直径方向上的位置。磁头HD在由音圈电机VCM确定的规定位置处在磁盘DSK上读取和写入数据。当不执行数据的读取/写入时，斜坡机构RMP用作磁头HD的缩进区域。

例如，电机驱动设备MDIC由一个半导体芯片组成。电机驱动设备MDIC包括数模转换器DAC和VCM驱动器VCMDV，以驱动音圈电机VCM。电机驱动设备MDIC包括SPM控制器SPMCT、采样保持电路SH，感测放大器电路SA、模数转换器ADC、SPM驱动器SPMDV和旋转位置检测器RPSDET，以便于驱动电机SPM。电机驱动设备MDIC包括串行IF和寄存器单元SIFREG，以便于设置电机SPM和音圈电机VCM的驱动条件。

读取/写入设备RWIC驱动磁头HD以使磁头HD执行数据的读取/写入。HDD控制器HDDCT控制整个HDD设备。HDD控制器HDDCT与电机驱动设备MDIC的串行IF和寄存器单元SIFREG通信，并且指令电机驱动设备MDIC关于电机SPM和音圈电机VCM的驱动条件。HDD控制器HDDCT还指令读取/写入设备RWIC执行数据的读取/写入。在这种情况下，要被指令给读取/写入设备RWIC的写入数据和经由读取/写入设备RWIC从磁头HD获得的读取数据被保持在高速缓存存储器CMEM中。

接下来，简要说明所涉及的HDD设备的一般操作。首先，当从HDD控制器HDDCT接收电机SPM的启动命令时，电机驱动设备MDIC通过由SPM控制器SPMCT生成的PWM信号，经由SPM驱动器SPMDV来驱动电机SPM。电流检测电阻器RNF检测电机SPM的驱动电流。

所考虑的电机SPM的驱动电流通过采样保持电路SH，感测放大器电路SA和模数转换器ADC被转换成数字值。基于参考用作驱动电流的目标值的电流指示值所考虑的驱动电流的检测值(数字值)的误差，SPM控制器SPMCT生成用于减小所考虑的误差的PWM信号。电流指示值例如由HDD控制器HDDCT指示。

例如，旋转位置检测器RPSDET通过检测电机SPM的反电动势(B-EMF)来检测电机SPM的旋转位置。在对应于电机SPM的旋转位置的适当计时处，SPM控制器SPMCT向SPM驱动器SPMDV输出用于使电机SPM的驱动电流接近电流指示值的PWM信号。因此，SPM控制器SPMCT执行电机SPM的额定旋转控制(即，磁盘DSK)。在电机SPM达到额定旋转的状态之后，VCM驱动器VCMDV将磁头HD移动到磁盘DSK上，并且磁头HD在磁盘DSK上读取和写入数据。

这种电机系统可以用来自电池的电力进行操作，如笔记本PC所代表的。这种使用电池的电机系统特别需要节电。因此，采用下面描述的根据本实施例的电机驱动系统变得有用。

《电机驱动设备的主要部分的配置和操作》

图2是图示图1所示的电机驱动设备的主要部分的配置的示例的功能框图。图3A、图3B、图3C和图4是图示图2所示的正弦波驱动电压控制器SINCT的操作原理的说明图。图2图示了从图1中图示的电机驱动设备MDIC中提取的SPM控制器SPMCT、SPM驱动器SPMDV、旋转位置检测器RPSDET、串行IF和寄存器单元SIFREG、采样保持电路SH、感测放大器电路SA和模数转换器ADC。此外，图2图示了在电机驱动设备MDIC的外部设置的电流检测电阻器RNF和磁盘机构DSKM中的电机SPM。

如上所述，电流检测电阻器RNF执行对电压转换和电机SPM的驱动电流的检测，并且采样保持电路SH在规定的时间连续保持所考虑的检测电压。具体地，采样保持电路SH在能够检测电机SPM的每个相(u相、v相、w相)的驱动电流的时间处执行采样。因此，保持与每个相的驱动电流成比例的检测电压。感测放大器电路SA放大所保持的考虑的检测电压，并且模数转换器ADC将放大的考虑的电压转换为数字值。

旋转位置检测器RPSDET设置有反电动势相位检测器(以下称为反EMF相位检测器)BPHD和驱动电流相位检测器IPHD。反EMF相位检测器BPHD检测用作电机SPM的反电动势(B-EMF)的相位的基准电压相位θbemf。驱动电流相位检测器IPHD检测用作电机SPM的驱动电流的相位的基准电流相位θi。SPM控制器SPMCT包括PLL控制器PLLCT、驱动电压相位生成器DVPHG、电流误差检测器CERDET、PI补偿器PICP和PWM控制器PWMCT。

PLL控制器PLLCT基于从反EMF相位检测器BPHD输出的基准电压相位θbemf，利用PLL(锁相环)的反馈控制来生成与所考虑的基准电压相位θbemf同步的激励控制计时。这里，PLL控制器PLLCT生成旋转周期计数值NCNT作为激励控制计时中的一个。旋转周期计数值NCNT是通过将与反电动势(B-EMF)的一个周期(即，电机SPM的旋转周期)成比例的时间转换为数字控制的基准时钟的计数值所获得的值，并且是与电机SPM的角频率(ω)成反比的值。

电流误差检测器CERDET利用减法器SB1来检测在电流指示值SPNCRNT和从模数转换器ADC输出的数字值之间的误差(即，每个相的驱动电流的检测值)。电流指示值SPNCRNT由图1所示的HDD控制器HDDCT指示，如上所述。HDD控制器HDDCT接收例如关于从旋转周期计数值NCNT获得的电机SPM的角频率的信息，并且借助于规定的计算来生成用于将所考虑的角频率设置为目标角频率的电流指示值SPNCRNT。

PI补偿器PICP利用由电流误差检测器CERDET所检测的误差值的输入来执行比例(P)-积分(I)控制，并且计算反映电流误差的PWM占空比值PWMD。然后，PI补偿器PICP通过使该PWM占空比值PWMD乘以预先确定的PWM周期计数来计算PWM导通计数。PWM周期计数是通过将PWM信号的一个周期的时间转换为数字控制的基准时钟的计数值所获得的数，并且PWM导通计数是通过将PWM信号的一个周期中的导通时段转换成所考虑的计数值所获得的数。

PWM控制器PWMCT包括正弦波驱动电压控制器SINCT和输出控制器OUTCT。当粗略描述时，PWM控制器PWMCT接收与来自PLL控制器PLLCT的基准电压相位θbemf同步的激励控制计时，并且生成用于将要施加到电机SPM的驱动电压(Vu、Vv、Vw)控制为正弦波形的PWM(脉冲宽度调制)信号PWMON_MOD(u、v、w)。

正弦波驱动电压控制器SINCT从PI补偿器PICP接收PWM导通计数，并且生成用于向电机SPM施加三相正弦波电压所需要的每个PWM周期的占空比指示值。占空比指示值表示PWM周期中的导通时段的比率。具体地，正弦波驱动电压控制器SINCT包括：PWM模式生成器PPG，用于生成用于PWM模式的占空比指示值PWMP；以及软模式生成器SPG，用于生成用于软模式(SP1和SP2)的占空比指示值SOFTP。

PWM模式生成器PPG和软模式生成器SPG基于如图3A、图3B、图3C和图4所示的原理来生成占空比指示值。首先，在应用所谓的正弦波驱动系统(即，用于将电机的驱动电流控制为正弦波形的方法)作为电机SPM的驱动系统的情况下，图3A图示了施加到电机SPM的三个相(u相、v相和w相)的理想驱动电压Vu，Vv和Vw。所考虑的驱动电压Vu、Vv和Vw是相位彼此相差120度的正弦波电压。

图3B图示了在图3A所示的三相驱动电压Vu、Vv和Vw当中的最小电压相位被固定为接地电源电压GND(在本说明书中称为GND固定)时的每个相的电压波形。例如，在图3A中，u相是电角度210-330度的时段最小电压相位，并且图3B图示了在所考虑的时段中GND固定被施加到u相的驱动电压时的v相和w相的相对电压波形。如图3B的情况，图3C图示了在图3A所示的三相驱动电压Vu、Vv和Vw当中的最大电压相位被固定为电源电压VM(在本说明书中称为VM固定)时的每个相的电压波形。

这里，当在图3B中图示的GND固定和图3C中图示的VM固定在每60度电角度被交替切换时，获得图4中所示的电压波形。如图4所示，可以通过适当地组合SP1模式、PWM模式、SP2模式、这些模式的对称模式、VM固定和GND固定来生成用于执行正弦波驱动的u相的驱动电压Vu(与在v相和w相中相同)。

当具体说明时，图4所示的电角度0-360度的时段对应于例如PWM周期Tpwm的大约100个周期的时段。在图4所示的PWM周期Tpwm中，在GND固定被施加到w相的情况下，PWM模式可以被施加到u相，并且SP2对称模式可以被施加到v相。类似地，在每个PWM周期中，GND固定或VM固定可以被施加到三相中的一相，PWM模式或PWM对称模式可以被施加到另一相，并且SP1模式或SP2模式或这些对称模式可以被施加到剩余的一相。

基于这样的原理，PWM模式生成器PPG在表上预先保持用于每个PWM周期的占空比指示值，以实现图4所示的PWM模式的电压变化，并且基于所考虑的表来生成占空比指示值PWMP。占空比指示值PWMP基于例如数字控制的基准时钟用计数值来表示。

所考虑的表保持归一化占空比指示值(例如，计数值)。PWM模式生成器PPG基于来自PI补偿器PICP的PWM导通计数来对所考虑的归一化占空比指示值执行加权，并且生成占空比指示值PWMP。结果，在反映上述电流误差之后，PWM模式生成器PPG可以生成用于执行电机SPM的正弦波驱动的占空比指示值PWMP。

类似地，软模式生成器SPG在表中预先保持每个PWM周期的占空比指示值，以便于实现例如图4所示的软模式(SP1模式和SP2模式)的电压变化，并且基于所考虑的表来生成占空比指示值SOFTP(例如，计数值)。在这种情况下，软模式生成器SPG还以与PWM模式生成器PPG相同的方式执行加权。结果，软模式生成器SPG可以在反映电流误差之后生成用于执行电机SPM的正弦波驱动的占空比指示值SOFTP。

输出控制器OUTCT包括PWMP校正单元PPCP、SOFTP校正单元SPCP和PWM调制器PWMMD。PWMP校正单元PPCP检测在SPM驱动器SPMDV的输入和输出之间发生的占空比误差，并且通过对占空比指示值PWMP添加用于抵消所考虑的误差的校正值来生成所校正的占空比指示值PWMR。具体地，PWMP校正单元PPCP根据从SPM驱动器SPMDV输出的输出检测信号OUTDET检测实际占空比，并且基于在所检测的占空比和占空比指示值PWMP之间的差来确定校正值。

此外，当占空比指示值PWMP大于由PWM校正参数KrevU和KrevL确定的占空比时，PWMP校正单元PPCP基于规定的算术表达式来确定校正值。即，当占空比指示值PWMP大时，晶体管的导通和关断变得不充分；因此，在小占空比指示值PWMP的情况下，可能需要不同于校正值的另一校正值。PWMP校正单元PPCP基于算术表达式来确定所考虑的校正值。如PWMP校正单元PPCP的情况，SOFTP校正单元SPCP通过将规定的校正值与占空比指示值SOFTP相加，来生成校正的占空比指示值SOFTR。

PWM调制器PWMMD基于从PLL控制器PLLCT供应的激励控制计时来控制对实际电机SPM的激励。具体地，如图4所示，PWM调制器PWMMD每60度地执行GND固定和VM固定的切换。响应于该切换，PWM调制器PWMMD基于校正的占空比指示值PWMR和SOFTR来生成分别用于u相、v相和w相的PWM信号PWMON_MODu、PWMON_MODv和PWMON_MODw。PWM调制器PWMMD生成信号HIZu、HIZv和HIZw，分别用于针对反EMF相位检测来关断u相、v相和w相。稍后将给出其具体描述。

具体地，在每个PWM周期中，PWM调制器PWMMD基于图4中所示的驱动系统来将三相中的一相的PWM信号固定为导通时段或关断时段(即，将其设置为VM固定或GND固定)。PWM调制器PWMMD基于校正的占空比指示值PWMR和SOFTR中的一个来设置另一相的PWM信号的导通时段，并且基于校正占空比指示值PWMR和SOFTR中的另一个来设置剩余一相的PWM信号的导通时段。实际上，如图4中所示，还需要PWM模式和软模式的对称模式中的每一个。PWM调制器PWMMD还通过数字计算来生成对应于对称模式中的每一个的PWM信号。

以该方式，通过采用图4所示的驱动系统，PWM调制器PWMMD不需要包括三个而是两个实际电路，该实际电路基于校正的占空比指示值(计数值)来生成PWM信号。因此，可以实现电路面积的减小。通过采用图4所示的驱动系统，根据VM固定或GND固定对幅值进行控制，并且变得有利于电源电压余量。因此，可以增大电机SPM的扭矩常数并且减小功耗。

图5是图示图2所示的SPM驱动器的配置示例的电路框图。SPM驱动器SPMDV包括前置驱动器单元PDVBK和逆变器INVBK。逆变器INVBK包括用于u相的高侧晶体管M1u和低侧晶体管M2u、用于v相的高侧晶体管M1v和低侧晶体管M2v、以及用于w相的高侧晶体管M1w和低侧晶体管M2w。虽然没有具体限制，但是高侧晶体管M1u、M1v和M1w以及低侧晶体管M2u、M2v和M2w在这里采用NMOS晶体管。

高侧晶体管M1u、M1v和M1w的漏极被共同耦合到电源电压VM，并且低侧晶体管M2u，M2v和M2w的源极被共同耦合到电机接地端子MGND。高侧晶体管M1u的源极和低侧晶体管M2u的漏极被耦合到u相的驱动输出端子OUTu。类似地，高侧晶体管M1v的源极和低侧晶体管M2v的漏极被耦合到v相的驱动输出端子OUTv，并且高侧晶体管M1w的源极和低侧晶体管M2w的漏极被耦合到w相的驱动输出端子OUTw。电机接地端子MGND经由电流检测电阻器RNF被耦合到接地电源电压GND。

u相、v相和w相的驱动输出端子OUTu、OUTv和OUTw被分别耦合到电机SPM的u相、v相和w相的驱动输入端子INu、INv和INw。从u相、v相和w相的驱动输出端子OUTu、OUTv和OUTw分别输出u相、v相和w相的驱动电压Vu、Vv和Vw。驱动电压Vu、Vv和Vw在时间平均上观察时具有如图4所示的电压波形，并且在每次观察时是PWM信号。电机SPM分别包括在等效中性点CT与驱动输入端子INu、INv和INw之间星形连接的u相、v相和w相的线圈Lu、Lv和Lw。

前置驱动器单元PDVBK包括分别用于u相、v相和w相的前置驱动器PDVu、PDVv和PDVw。基于从PWM调制器PWMMD供应的u相的PWM信号PWMON_MODu，用于u相的前置驱动器PDVu通过PWM信号PWMuh驱动u相的高侧晶体管M1u，并且通过作为PWM信号PWMuh的补偿信号的PWM信号PWMul驱动低侧晶体管M2u。

当信号HIZu处于高电平时，所考虑的前置驱动器PDVu将高侧晶体管M1u和低侧晶体管M2u二者驱动为关断状态。因此，驱动输出端子OUTu变为高阻抗，并且变得能够观察在驱动输出端子OUTu处的反电动势。所考虑的前置驱动器PDVu将从驱动输出端子OUTu输出的PWM信号转换为规定电压电平的脉冲信号，并且输出所考虑的脉冲信号作为上述的输出检测信号O0TDETu。

类似地，基于从PWM调制器PWMMD供应的v相的PWM信号PWMON_MODv，用于v相的前置驱动器PDVv分别通过PWM信号PWMvh和PWMv1来驱动用于v相的高侧晶体管M1v和低侧晶体管M2v。当信号HIZv处于高电平时，所考虑的前置驱动器PDVv将两个晶体管(M1v，M2v)驱动为关断状态。因此，变得能够观察驱动输出端子OUTv处的反电动势。所考虑的前置驱动器PDVv输出输出检测信号OUTDETv。

基于从PWM调制器PWMMD供应的w相的PWM信号PWMON_MODw，用于w相的前置驱动器PDVw分别通过PWM信号PWMwh和PWMwl来驱动用于w相的高侧晶体管M1w和低侧晶体管M2w。当信号HIZw处于高电平时，所考虑的前置驱动器PDVw将两个晶体管(M1w、M2w)驱动到关断状态。因此，变得能够观察驱动输出端子OUTw处的反电动势。所考虑的前置驱动器PDVw输出输出检测信号OUTDETw。

这里，返回到图2，PWM调制器PWMMD向SPM驱动器SPMDV输出PWM信号，如上所述每60度进行切换。因为电机SPM的驱动电流处于正弦波形，所以由电流检测电阻器RNF检测的电流成为包括正弦波的峰值的60度的重复周期的电流。因此，电流误差检测器CERDET包括用于生成再现该正弦波的数字模式的指示电流校正单元CRNTCP。电流误差检测器CERDET使从指示电流校正单元CRNTCP输出的数字模式乘以上述电流指示值SPNCRNT，并且将该所考虑的相乘结果输出而不是电流指示值SPNCRNT输出到减法器SB1。

驱动电压相位生成器DVPHG包括峰值保持单元PKHD、相位算术单元PHCAL和相位校正单元PHCP。峰值保持单元PKHD响应于从指示电流校正单元CRNTCP供应的触发信号UPADC来保持从模数转换器ADC输出的数字值ADCOUT，并且输出每个相的驱动电流的电流值(幅度值)ISPNOUT。例如，指示电流校正单元CRNTCP在要生成的数字模式的最大幅度的位置处输出触发信号UPADC。

相位算术单元PHCAL和相位校正单元PHCP确定驱动电压的相位θdrvR，相位θdrvR是在基准电压相位θbemf和基准电流相位θi之间的相位差设置为规定值(例如，零)所需的，并且将所确定的相位θdrvR指示给正弦波驱动电压控制器SINCT。稍后将给出其详细描述。正弦波驱动电压控制器SINCT基于所指示的相位θdrvR将图4中所示的PWM模式和软模式移位电角度，并且使用移位的模式来生成占空比指示值PWMP和SOFTP。结果，基于所考虑的相θdrvR来控制驱动电压Vu、Vv和Vw的相位，并且还基于所考虑的相位θdrvR来相应地控制电机SPM的每个相中的驱动电流的相位。

串行IF和寄存器单元SIFREG包括串行端口SIF和参数设置寄存器PREG，其可以经由所考虑的串行端口SIF来被访问。参数设置寄存器PREG保持由例如图1所示的HDD控制器HDDCT设置的各种参数。这里，各种参数包括电机SPM的特征常数K1和K2、增益调整参数Kvi和Kadj、使能设置信号EN、电流控制参数Kcp和Kci以及PWM校正参数KrevU和KrevL。

特征常数K1和K2、增益调整参数Kvi和Kadj以及使能设置信号EN由驱动电压相位生成器DVPHG采用。稍后将给出其具体描述。电流控制参数Kcp和Kci用作PI补偿器PICP中的PI控制的比例增益和积分增益。如上所述，PWM校正单元PPCP和SOFTP校正单元SPCP采用PWM校正参数KrevU和KrevL。

《驱动电压相位生成器的概况》

图6是图示图2所示的驱动电压相位生成器的主要部分及其周边的概况结构的示例的框图。从图2中提取的，图6图示了驱动电压相位生成器DVPHG中的相位算术单元PHCAL和相位校正单元PHCP，以及旋转位置检测器RPSDET中的反EMF相位检测器BPHD和驱动电流相位检测器IPHD。

相位算术单元PHCAL评估使用电机SPM的每个相的驱动电流的电流值、电机SPM的角频率(ω)以及上述电机SPM的特征常数K1和K2的算术表达式。驱动电流的电流值是从图2所示的峰值保持单元PKHD输出的电流值ISPNOUT获得的。电机SPM的角频率(ω)是从图2所示的PLL控制器PLLCT输出的旋转周期计数值NCNT获得的。相位算术单元PHCAL评估所考虑的算术表达式来计算驱动电压的相位θdrv，以用于将在基准电压相位θbemf和基准电流相位θi之间的相位差基本上减小到零。

例如，在无刷电机中，可以通过将在基准电压相位θbemf和基准电流相位θi之间的相位差基本上减小为零来将在转子的磁场和定子(绕组)的磁场之间的相位差设置为90度；因此，可以以最大扭矩驱动电机。结果，能够以高效率程度驱动电机，并且减少保持恒定旋转所需要的消耗电流。

然而，由相位算术单元PHCAL计算的相位θdrv对应于电机SPM的特征常数K1和K2进行改变。例如，针对每种类型的电机确定特征常数K1和K2。然而，即使使用相同种类的电机SPM，也存在由于例如制造变化而导致的特征常数K1和K2的变化可能在每个电机中发生的可能性。即使单个电机SPM被称为对象，也存在由于时间劣化而导致特征常数K1和K2的变化可能按时间顺序发生的可能性。因此，在基准电压相位θbemf和基准电流相位θi之间的相位差中出现偏离理想值(这里为零)的误差。结果，电机的效率可能降低，并且功耗可能增加。

因此，相位校正单元PHCP将校正值加到从相位算术单元PHCAL输出的相位θdrv，并且确定校正之后的相位θdrvR。在这种情况下，相位校正单元PHCP输入基准电压相位θbemf和基准电流相位θi，并且通过反馈控制来更新校正值的幅值，以便于使在基准电压相位θbemf和基准电流相位θi之间的相位差收敛为规定值(这里为零)。也就是说，作为反馈路径，如图2所示，驱动电流基于校正之后的相位θdrvR朝着电机SPM流动，所考虑的驱动电流的相位和反电动势的相位由旋转位置检测器RPSDET来检测，校正值是基于该检测结果来更新的，并且确定新的相位θdrvR。

如上所述，相位校正单元PHCP基于基准电压相位θbemf和基准电流相位θi的实际检测结果，来计算将相位差减小到规定值(这里为零)的校正值。因此，即使当在电机SPM中发生制造变化和时间劣化时，也能够以高精度将所考虑的相位差确定为理想值，并且能够优化电机SPM的驱动电流的相位。结果，变得能够实现电机SPM的高效率，并且因此能够实现电机驱动设备和电机系统的功率节省。

图7是图示图6所示的相位校正单元的整体操作的示例的流程图。在图7中，相位校正单元PHCP确定由图2所示的参数设置寄存器PREG设置的使能设置信号EN是否处于H电平(使能状态)(步骤S101)。当使能设置信号EN处于使能状态时，相位校正单元PHCP分别经由反EMF相位检测器BPHD和驱动电流相位检测器IPHD来检测基准电压相位θbemf和基准电流相位θi(步骤S102和S103)。

随后，相位校正单元PHCP检测在基准电压相位θbemf和基准电流相位θi之间的相位差与规定值(这里为零)之间的误差(步骤S104)，并且更新校正值以确定新的驱动电压的相位θdrvR(步骤S105)。然后，相位校正单元PHCP通过使用驱动电压的该新的相位θdrvR，经由PWM控制器PWMCT和SPM驱动器SPMDV来驱动电机SPM(步骤S106)。

只要使能设置信号EN处于使能状态，相位校正单元PHCP就重复执行步骤S102-S106的处理(步骤S107)。另一方面，在步骤S101或步骤S107处，当使能设置信号EN处于L电平(禁用状态)时，相位校正单元PHCP终止处理，而不执行相位校正(即，将校正值设置为零)(步骤S108)。以这种方式，在使能设置信号EN处于H电平(使能状态)的时段中，即使环境改变发生，也能够在所有时间将驱动电压(因此，驱动电流)设置处于最佳相位中。

《相位运算单元和相位校正单元的细节》

图8是图示图6所示的驱动电压相位生成器中的相位算术单元和相位校正单元的具体配置的示例的框图。图9A和图9B是说明图8所示的相位算术单元的操作的补充图。首先，图9A图示了电机SPM的每个相的等效电路。电机SPM的每个相(作为代表的u相)由在驱动输入端子INu和中性点CT之间串联耦合的反电动势Vbemf、电机电阻Rm和电机电感Lm表示。电机电阻Rm和电机电感Lm表示图5所示的线圈Lu所具有的实际阻抗分量。电机驱动设备MDIC对这样的串联电路施加驱动电压Vu，并且使驱动电流Iu流过线圈Lu。

图9B图示的矢量图表示在图9A中将反电动势Vbemf的基准电压相位θemf和驱动电流Iu的基准电流相位θi之间的相位差被设置为零的情况下的电压相位关系(即，反电动势Vbemf和驱动电流Iu的矢量在方向上一致的情况)。如图9B所示，为了将在基准电压相位θbemf和基准电流相位θi之间的相位差设置为零，需要参考基准电压相位θbemf使驱动电压Vu提前相位θdrv。

该相位θdrv通过等式(1)根据电机SPM的角频率ω和扭矩常数Ke来表示。在等式(1)中，“ω·Ke”对应于图9B中所示的反电动势Vbemf。

θdrv＝tan^-1{ω·Lm·Iu/(ω·Ke+Rm·Iu)} (1)

这里，相位θdrv通常变为足够小的值。在这种情况下，可以通过采用由等式(2)所表示的近似来排除“tan-¹”。排除的等式被变换以导出等式(3)。

θdrv≈tan^-1(θdrv) (2)

θdrv＝(Lm/Rm)·Iu/{(Ke/Rm)+(Iu/ω)} (3)

图8所示的相位算术单元PHCAL基于等式(3)来计算相位θdrv。具体地，在等式(3)中，对应于“Ke/Rm”的值通过特征常数K1来设置，对应于“Lm/Rm”的值通过特征常数K2来设置，对应于“Iu”的值通过从峰值保持单元PKHD供应的电流值ISPNOUT来设置，并且对应于“1/ω”的值通过旋转周期计数值NCNT来设置。在这种情况下，等式(3)变成等式(4)，并且相位θdrv通过使“ISPNOUT”乘以等式(5)的“Kdrv”来获得。

θdrv＝K·ISPNOUT/(K1+ISPNOUT·NCNT) (4)

Kdrv＝K2/(K1+ISPNOUT·NCNT) (5)

图8所示的相位算术单元PHCAL包括减法器SB10、乘法器MUL10-MUL13、积分器ITG10和加法器ADD10。乘法器MUL13计算“NCNT·ISPNOUT”，并且加法器ADD10通过将“K1”加到乘法器MUL13的输出来计算等式(5)的分母。乘法器MUL12将“Kdrv”与加法器ADD10的输出相乘。减法器SB10计算在乘法器MUL12的相乘结果和“K2”之间的误差，并且乘法器MUL10通过积分增益K放大所考虑的误差。积分器ITG10对乘法器MUL10的乘法结果进行积分，以计算等式(5)的“Kdrv”。

也就是说，图8所示的相位算术单元PHCAL包括算术电路，其通过对“Kdrv”执行反馈控制来计算“Kdrv”，使得在通过乘法器MUL12的乘法结果(即“Kdrv·(K1+ISPNOUT·NCNT)”)与“K2”之间的误差可以收敛为零。当误差收敛为零时，“Kdrv·(K1+ISPNOUT·NCNT)”变为等于“K2”，并且结果，“Kdrv”变为由等式(5)表示的值。乘法器MUL11通过将“ISPNOUT”乘以“Kdrv”来计算等式(4)的相位θdrv。

以该方式，通过采用利用反馈控制的算术电路，可以在不采用可能具有复杂配置的除法器的情况下评估等式(4)；因此，能够实现电路配置的简化。这里，乘法器MUL10具有根据加法器ADD10的计算结果来可变地控制积分增益K的配置。具体地，例如，随着加法器ADD10的输出变大，积分增益K被控制为逐渐变小。因此，能够将反馈控制的频带保持到相同程度，不论与加法器ADD10的输出的幅值如何。

图8所示的相位校正单元PHCP包括平均电路AVR、乘法器MUL14和MUL15、误差检测器EDET1、积分器ITG11以及加法器ADD11。平均电路AVR以时间序列对输入的基准电流相位θi进行平均。乘法器MUL14将增益调整参数Kvi与所考虑的平均基准电流相位θi相乘。误差检测器EDET1计算在所输入的基准电压相位θbemf与乘法器MUL14的相乘结果之间的相位差Δθv，并且检测在所考虑的相位差Δθv与规定值(这里为零)之间的误差(这里为Δθv)。

乘法器MUL15将增益调整参数(即，积分增益)Kadj与误差检测器EDET1的检测结果相乘，并且积分器ITG11通过对乘法器MUL15的相乘结果进行积分来计算校正值。加法器ADD11将由积分器ITG11计算的校正值加到从相位算术单元PHCAL输出的相位θdrv，以计算校正之后的相位θdrvR。如图7所示，积分器ITG11被配置为，当使能设置信号EN处于“L”电平(禁用状态)时，将校正值设置为零。

增益调整参数Kvi是将相位θdrvR对基准电流相位θi的灵敏度与相位θdrvR对基准电压相位θbemf的灵敏度相匹配的。也就是说，例如，如从图9B所示的矢量图所理解的，基准电流相位θi被改变了Δθ的情况(即，驱动电流Iu的矢量的方向偏离的情况)和基准电压相位θbemf被改变了Δθ的情况(即，反电动势Vbemf的矢量的方向偏离的情况)对相位θdrvR具有不同的影响。当以这种方式基于具有不同灵敏度的两个输入之间的误差执行反馈控制时，存在控制可能变得不稳定的可能性。因此，期望在通过增益调整参数Kvi匹配两个输入的灵敏度之后检测误差。

在本说明书中，乘法器MUL14被设置在基准电流相位θi侧。然而，还能够替代地在基准电压相位θbemf侧设置乘法器MUL14。此外，在本说明书中，校正值通过积分器ITG11来计算。然而，根据情况，还能够通过与所考虑的积分器ITG11并行地添加比例控制的路径和微分控制的路径来执行PI控制和PID控制。

《旋转位置检测器的配置和操作》

图10是图示图6所示的旋转位置检测器的检测时段的示例的波形图。图10图示了施加到电机SPM的每个相的驱动电压Vu、Vv和Vw以及规定的相(这里为u相)的驱动电流Iu。如图所10示，驱动电压Vu、Vv和Vw在每次观察时是PWM信号，并且当以时间平均观察时成为如图4所示的电压波形。

这里，图5所示的逆变器INVBK基于图4所示的驱动系统，根据不具有非激励时间段的180度激励系统，来将驱动电压Vu、Vv和Vw施加到电机。非激励时段是在激励被停止时的时段，并且是在通过将信号HIZu、HIZv和HIZw设置为“H”电平而使驱动输出端子OUTu、OUTv和OUTw断开时的时段(然而，排除了所谓的死区时间)。然而，例如，为了检测u相的反电动势Vbemf的相位，需要在包括反电动势Vbemf的过零点(在通过幅度的平均值的时间处)的规定时段中设置非激励时段。

因此，图2所示的PWM调制器PWMMD在360度的激励时段中设置非激励时段(例如，约15度)，并且在所考虑的非激励时段中将反EMF检测使能信号CNT_EN1控制为“H”电平，如图10所示。如图10所示，PWM调制器PWMMD在与所考虑的非激励时段相位相差180度的激励时段中，将驱动电流检测使能信号CNT_EN2控制为“H”电平。所考虑的驱动电流检测使能信号CNT_EN2的“H”电平的时段是与例如上述非激励时段相同的长度(例如，约15度)。

反EMF相位检测器BPHD通过在反EMF检测使能信号CNT_EN1处于“H”电平时的时段中检测反电动势Vbemf的过零点，来检测基准电压相位θbemf。驱动电流相位检测器IPHD通过在驱动电流检测使能信号CNT_EN2处于“H”电平时的时段中检测驱动电流Iu的过零点来检测基准电流相位θi。

这里，如图2所示，PWM调制器PWMMD基于从PLL控制器PLLCT供应的激励控制计时(所谓的过去的反电动势Vbemf的过零点)来控制对电机SPM的激励。因此，PWM调制器PWMMD可以将在反电动势Vbemf的过零点不久的将来可能存在时的时段缩短到足够窄的范围(例如，约15度)。因为该非激励时段成为使驱动电流Iu的正弦波失真的因素，所以非激励时段被设置为比最长60度更短的时段，并且越短越好。然而，如果非激励时段过短，则可能存在由于电机SPM的角速度ω的变化而导致在该时段内不存在过零点的情况。因此，鉴于这些折衷来确定非激励时段。

在上述图8中，相位校正单元PHCP基于基准电压相位θbemf和基准电流相位θi的实际检测结果来将相位差设置为规定值。因此，根据情况，还可以考虑将相位差设置为规定值的方法，不采用图8所示的相位算术单元PHCAL，而是仅采用与相位校正单元PHCP类似的配置。然而，在这种情况下，变得难以确保驱动电流Iu的过零点存在于当驱动电流检测使能信号CNT_EN2在图10中处于“H”电平的时段中。

也就是说，在图10中，通过图8所示的相位算术单元PHCAL的作用，使得在基准电压相位θbemf和基准电流相位θi之间的相位差在某种程度上取为接近零的值。因此，能够在相位与非激励时段相差180度的部分中设置驱动电流的相位检测时段。还能够通过延长驱动电流的相位检测时段来保证在所考虑的时段内存在驱动电流的过零点。然而，在这种情况下，反馈控制的收敛可能需要长的时间，并且反馈控制电路的设计也可能变得复杂。

从这样的观点来看，一起使用相位算术单元PHCAL和相位校正单元PHCP变得有用。作为另一观点，通过提供相位校正单元PHCP，可以减轻相位算术单元PHCAL中的特征常数K1和K2的设置精度。也就是说，设置特征常数K1和K2的精度具有在驱动电流的相位检测时段中可以保持过零点的精度的程度就足够了。因此，能够便于设置。

在图10所示的示例中，针对u相执行基准电压相位θemf和基准电流相位θi的检测。在这种情况下，不需要具体地对v相和w相设置非激励时段。当然，检测对象不需要是u相，也可以是v相或w相。

《反EMF相位检测器的细节》

图11是图示图6所示的反EMF相位检测器的具体配置的示例的电路图。图11中所示的反EMF相位检测器BPHD包括放大器电路AMP11和AMP12、采样保持电路SH11、比较器电路CMP_Z、向上/向下计数器电路UDCUNT1、触发器电路FF11-FF13、与门电路AD11和异或电路XOR11。

放大器电路AMP11参考中性点CT的电压Vct来放大u相的驱动电压Vu。采样保持电路SH11在规定的计时对驱动电压Vu进行采样和保持。针对每个PWM周期生成规定的计时。也就是说，在每个PWM周期中，当其他两相(v相或w相)中的一相的高侧晶体管和另一相的低侧晶体管二者处于导通状态时的时段(即，当电压Vct变为电源电压VM的一半时的时段)中生成规定计时。比较器电路CMP_Z将采样保持电路SH11的输出电压V11与过零电压VthZ(例如，VM/2)的幅值关系进行比较。

触发器电路FF11和FF12与数字控制的基准时钟CLK同步地顺序锁存驱动电压检测使能信号CNT_EN1，并且将其输出到向上/向下计数器电路UDCUNT1。异或电路XOR11执行比较器电路CMP_Z的比较结果和反电动势的检测方向信号DIR的异或，并输出算术结果ZXOUT。基于异或电路XOR11的算术结果ZXOUT，向上/向下计数器电路UDCUNT1在驱动电压检测使能信号CNT_EN1处于“H”电平的时段中被启用，并且在该使能状态中进行操作。

在反EMF相位检测中，当检测u相的上升反EMF相时，如图10所示，检测方向信号DIR被设置为“L”电平，并且算术结果ZXOUT被保持在“L”电平，直至检测到反电动势的过零。另一方面，当检测到回落EMF相位时，检测方向信号DIR被设置为“H”电平，并且算术结果ZXOUT被保持在“L”电平，直至检测到反电动势的过零。这旨在以类似的方式在上升或下降的任何方向上检测反EMF相位时操作向上/向下计数器电路UDCUNT1。

检测方向信号DIR由PWM调制器PWMMD生成，如图2所示。当在上升和下降之一中检测到反EMF相位时，检测方向信号DIR被固定在“L”电平或“H”电平。基于这样的算术结果ZXOUT，向上/向下计数器电路UDCUNT1在算术结果ZXOUT为“H”电平时，以基准时钟CLK执行向上计数，并且在算术结果ZXOUT处于“L”电平时以基准时钟CLK执行向下计数。

与电路AD11通过输入触发器电路FF11的反相输出和触发器电路FF12的输出来执行与操作。因此，与电路AD11在驱动电压检测使能信号CNT_EN1从“H”电平转变为“L”电平时，输出用作单触发脉冲信号的锁存信号LT11。触发器电路FF13通过使用所考虑的锁存信号LT11作为触发来锁存向上/向下计数器电路UDCUNT1的计数值。放大器电路AMP12以规定的增益Kconv1放大触发器电路FF13的输出，以输出基准电压相位θbemf。增益Kconv1是用于将相位的灵敏度调整为对下述驱动电流相位检测器IPHD中的灵敏度的计数值的系数。

图12是图示图11所示的反EMF相位检测器的操作示例的说明图。如图12所示，当驱动电压检测使能信号CNT_EN1被设置为“H”电平时，向上/向下计数器电路UDCUNT1开始计数操作。这里，采样保持电路SH11的输出电压V11小于在计数操作的开始时间时的过零电压VthZ，然后达到过零电压VthZ，并且此后上升超过过零电压VthZ。

对应于该改变，向上/向下计数器电路UDCUNT1执行向下计数，直至输出电压V11达到过零电压VthZ，即，直至算术结果ZXOUT被设置为“H”电平，并且在输出电压V11超过过零电压VthZ之后(即，在算术结果ZXOUT被设置为“H”电平之后)执行向上计数。然后，在驱动电压检测使能信号CNT_EN1转变为“L”电平时，向上/向下计数器电路UDCUNT1停止计数操作。反EMF相位检测器BPHD基于在停止所考虑的计数操作时的最终计数值来确定基准电压相位θbemf。

在图12所示的时段Tdet1中，输出电压V11在比驱动电压检测使能信号CNT_EN1的“H”电平时段的中间点的时间更早的时间处，已经达到过零电压VthZ。结果，上升/下降计数器电路UDCUNT1的最终计数值(基准电压相位θbemf)变得大于计数操作的开始时间时的计数值。通过本过程检测的基准电压相位θbemf被输入到图6所示的相位校正单元PHCP。

这里，说明图2所示的PLL控制器PLLCT的操作。PLL控制器PLLCT执行PLL控制，使得驱动电压检测使能信号CNT_EN1的“H”电平时段的中间点的时间和过零点的时间可以匹配，并且更新激励控制计时。例如，PLL控制器PLLCT响应于在时段Tdet1中检测到的基准电压相位θbemf来提前激励控制计时的相位。据此，从PLL调制器PWMMD输出的驱动电压检测使能信号CNT_EN1的相位也被提前。

结果，如图12所示的时段Tdet2中所示，过零点的时间接近驱动电压检测使能信号CNT_EN1的“H”电平时段的中间点的时间。也就是说，总是由PLL控制器PLLCT控制基准电压相位θbemf接近零。以这种方式，使激励控制计时呈现为与基准电压相位θbemf同步。

《驱动电流相位检测器的详细说明》

图13是图示图6所示的驱动电流相位检测器的具体配置的示例的电路图。图13中所示的驱动电流相位检测器IPHD包括比较器电路CMP_G和CMP_TR、向上/向下计数器电路UDCUNT2、触发器电路FF21-FF23、与电路AD21、放大器电路AMP22和异或电路XOR21。比较器电路CMP_G将与电机SPM的相中的任何一个(这里为u相)相对应的低侧晶体管(图5所示的M2u)的栅极到源极电压Vgs_UL的幅值关系与规定的阈值电压VthG作比较。也就是说，比较器电路CMP_G确定所考虑的低侧晶体管处于导通状态还是关断状态。

比较器电路CMP_TR确定电机SPM的相中的任何一个(这里为u相)的驱动端子(图5中所示的OUTu)处的电压是否大于高电位侧的阈值电压VthL，并且小于比低电位侧的阈值电压VthH。也就是说，比较器电路CMP_TR检测在所考虑的驱动端子处的电压(驱动电压Vu)根据PWM信号来在高电位侧的电源电压VM和低电位侧的电源电压之间的转变(接地电源电源电压GND)时的时段。比较器电路CMP_TR在检测到的所考虑的转变时段中输出用作“H”脉冲信号的触发信号TRG。

触发器电路FF21和FF22与数字控制的基准时钟CLK同步地顺序锁存驱动电流检测使能信号CNT_EN2，并且将其输出到向上/向下计数器电路UDCUNT2。在驱动电压检测使能信号CNT_EN2处于“H”电平时的时段期间，向上/向下计数器电路UDCUNT2被启用。在该使能状态下，每当输出触发信号TRG时，向上/向下计数器电路UDCUNT2基于比较器电路CMP_G的比较结果来执行向下计数或向上计数。这里，向上/向下计数器电路UDCUNT2在Vgs_UL<VthG时(当检测对象的低侧晶体管处于关断状态时)执行向下计数，并且在Vgs_UL>VthG时(当检测对象的低侧晶体管处于导通状态时)执行向上计数。

而且，在图13中，如图11的情况，比较器电路CMP_G的比较结果和检测方向信号DIR的异或电路XOR21的算术结果被输入到向上/向下计数器电路UDCUNT2。这旨在以类似的方式操作向上/向下计数器电路UDCUNT2，不论驱动电流的过零的方向如何，如图11的情况。当在任何一个方向上检测驱动电流相位时，检测方向信号DIR是固定的。

与电路AD21通过输入触发器电路FF21的反相输出和触发器电路FF22的输出来执行与操作。因此，当驱动电流检测使能信号CNT_EN2进行从“H”电平到“L”电平的转变时，与电路AD21输出用作单触发脉冲信号的锁存信号LT21。触发器电路FF23通过使用所考虑的锁存信号LT21作为触发来锁存向上/向下计数器电路UDCUNT2的计数值。放大器电路AMP22以规定的增益Kconv2放大触发器电路FF23的输出，并且输出基准电流相位θi。增益Kconv2是用于将相位的灵敏度调整为对上述反EMF相位检测器BPHD的灵敏度的计数值的系数。

图14是图示图13所示的驱动电流相位检测器的操作原理的波形图。图15A是图示图14中的拉电流时的逆变器的操作示例的说明图。图15B是图示图14中的灌电流时的逆变器的操作的示例的说明图。图15A和图15B简单图示了图5所示的逆变器INVBK中的两相(u相和v相)的配置的示例。如图15A和图15B中所示的，在实践中，每个相(例如，u相)的高侧晶体管M1u包括体二极管D1u，并且低侧晶体管M2u还包括体二极管D2u。

图14大致图示了在驱动电流Iu从拉电流(正电流)改变为灌电流(负电流)时的每个信号的操作波形。这里，在拉电流流动的PWM周期T1中，执行图15A所示的操作。首先，在PWM信号PWMuh处于“H”电平(PWM信号PWMul处于“L”电平)的时段中，u相的高侧晶体管M1u被驱动为导通状态，并且低侧晶体管M2u分别被驱动为关断状态。在该时段中，源电流(正电流)沿着从u相的高侧晶体管M1u到电机SPM并且在导通状态下的v相的低侧晶体管M2v的路径流动。因此，u相的驱动电压Vu处于接近电源电压VM的电平。

接下来，假设PWM信号PWMuh已经从“H”电平转变为“L”电平。在这种情况下，在死区时间的时间段期间保持“L”电平之后，PWM信号PWMul转变为“H”电平。当PWM信号PWMuh从“H”电平转变为“L”电平时，u相的高侧晶体管M1u转变为关断状态。因此，u相的驱动电压Vu从接近电源电压VM的电平向接近接地电源电压GND的电平转变。

当驱动电压Vu的电平下降到低于接地电源电压GND的电平时，再生电流(正电流)在路径上从电机SPM流动到处于导通状态的v相的低侧晶体管M2v，并且流动到u相的低侧的体二极管D2u。这里，高侧晶体管M1u无法转变为完全关断状态，直至再生电流开始流动。结果，在驱动电压Vu的转变时段中，u相的高侧晶体管M1u变为处于导通状态，并且导致低侧晶体管M2u变为处于关断状态，归因为死区时间。也就是说，低侧晶体管M2u的栅极到源极电压Vgs_UL变得小于规定的阈值电压VthG。

随后，当再生电流(正电流)开始流动时，高侧晶体管M1u完全变为处于关断状态，死区时间被释放，并且PWM信号PWMul从“L”电平转变为“H”水平。因此，u相的低侧晶体管M2u的栅极到源极电压Vgs_UL变得大于规定的阈值电压VthG，并且所考虑的低侧晶体管M2u变为处于导通状态。再生电流的路径从体二极管D2u侧改变为低侧晶体管M2u侧。

接下来，假设PWM信号PWMul已经从“H”电平转变为“L”电平。在这种情况下，当u相的低侧晶体管M2u向关断状态转变并且完全变为处于关断状态时(即，当PWM信号PWMul变得小于规定的阈值电压VthG时)，再生电流的路径返回到体二极管D2u侧，并且释放死区时间。响应于此，PWM信号PWMuh从“L”电平转变为“H”电平，并且u相的高侧晶体管M1u被驱动为导通状态。结果，驱动电压Vu从接近接地电源电压GND的电平转变为接近电源电压VM的电平。

如上所述，在驱动电流Iu是拉电流(正电流)的PWM周期T1中，在驱动电压Vu在接近电源电压VM的电平和接近接地电源电压GND的电平之间转变的时段期间，低侧晶体管M2u的栅极到源极电压Vgs_UL变得小于规定的阈值电压VthG。也就是说，低侧晶体管M2u变为处于关断状态。

另一方面，在其中灌电流流动的图14的PWM周期T2中，执行图15B所示的操作。首先，在PWM信号PWMul处于“H”电平(PWM信号PWMuh处于“L”电平)的时段中，u相的低侧晶体管M2u被驱动为导通状态，并且高侧晶体管M1u分别被驱动为关断状态。在该时段中，灌电流(负电流)沿着路径从处于导通状态的v相的高侧晶体管M1v流动到电机SPM，并且流动到u相的低侧晶体管M2u。因此，u相的驱动电压Vu处于接近接地电源电压GND的电平。

接下来，假设PWM信号PWMul已经从“H”电平转变为“L”电平。在这种情况下，在死区时间的时段期间保持“L”电平之后，PWM信号PWMuh转变为“H”电平。当PWM信号PWMul从“H”电平转变为“L”电平时，u相的低侧晶体管M2u向关断状态转变。因此，u相的驱动电压Vu从接近接地电源电压GND的电平向接近电源电压VM的电平转变。

当驱动电压Vu的电平上升到高于电源电压VM的电平时，再生电流(负电流)沿着路径从电机SPM流动到u相的高侧的体二极管D1u，并且到处于导通状态的v相的高侧晶体管M1v。这里，低侧晶体管M2u无法转变到完全关断状态，直至再生电流开始流动。结果，在驱动电压Vu的转变时段中，u相的低侧晶体管M2u变为处于导通状态，并且由于死区时间而导致高侧晶体管M1u变为处于关断状态。也就是说，低侧晶体管M2u的栅极到源极电压Vgs_UL变得大于规定的阈值电压VthG。

随后，当再生电流(负电流)开始流动时，低侧晶体管M2u变为完全处于关断状态，死区时间被释放，并且PWM信号PWMuh从“L”电平转变为“H”电平。因此，u相的高侧晶体管M1u成为导通状态，并且再生电流的路径从体二极管D1u侧改变为高侧晶体管M1u侧。

接下来，假设PWM信号PWMuh已经从“H”电平转变为“L”电平。在这种情况下，当u相的高侧晶体管M1u转变为关断状态并且完全处于关断状态时，再生电流的路径返回到体二极管D1u侧，并且死区时间被释放。响应于此，PWM信号PWMul从“L”电平转变为“H”电平，并且u相的低侧晶体管M2u被驱动到导通状态。也就是说，低侧晶体管M2u的栅极到源极电压Vgs_UL变得大于规定的阈值电压VthG。因此，驱动电压Vu从接近电源电压VM的电平转变为接近接地电源电压GND的电平。

如上所述，在驱动电流Iu是灌电流(负电流)的PWM周期T2中，在驱动电压Vu在接近电源电压VM的电平与接近接地电源电压GND的电平之间转变期间，低侧晶体管M2u的栅极到源极电压Vgs_UL变得大于规定的阈值电压VthG。也就是说，低侧晶体管M2u变为导通状态。

以这种方式，在图13中所示的驱动电流相位检测器IPHD确定，在电机SPM相中的任何一个(这里为u相)的驱动电压Vu进行转变的时段中，低侧晶体管M2u处于导通状态还是关断状态。因此，驱动电流相位检测器IPHD确定所考虑的相的电流是拉电流(正电流)还是灌电流(负电流)。然后，所考虑的驱动电流相位检测器IPHD检测从拉电流和灌电流中的一个改变为另一个的时间作为驱动电流Iu的过零点。

具体地，如图14所示，驱动电流相位检测器IPHD的向上/向下计数器电路UDCUNT2在确定为源电流时执行向下计数，并且在确定为灌电流时执行向上计数。虽然在图14中省略，但是如图12的情况，向上/向下计数器电路UDCUNT2在驱动电流检测使能信号CNT_EN2处于“H”电平的时段中执行这样的计数操作。结果，如图12的情况，驱动电流相位检测器IPHD可以基于驱动电流检测使能信号CNT_EN2转变为“L”电平时的最终计数值来确定基准电流相位θi。

如上所述，通过采用根据实施例1的电机驱动设备和电机系统，能够代表性地优化电机的驱动电流的相位。

(实施例2)

《电机驱动设备的主要部分的配置和操作(修改示例)》

图16是图示根据本发明的实施例2的电机驱动设备的主要部分的配置的示例的功能框图。图16所示的电机驱动设备与图2所示的电机驱动设备的不同之处在于，参数设置寄存器PREG进一步保持相位差设置值θoff和保持信号HLD。相位差设置值θoff和保持信号HLD被输入到相位校正单元PHCP。

相位校正单元PHCP响应于保持信号HLD停止校正值的更新，并且保持最新的校正值。根据该配置，例如，在电机SPM启动时或者在预先设置的规定时段中，通过相位校正单元PHCP来确定最佳校正值，并且然后将保持信号HLD评估为'H'水平。因此，不需要提供如图10所示的非激励时段，以便于检测反电动势Vbemf的相位。

根据该配置，能够通过正弦波的驱动电流，在没有伴随非激励时段的变形的情况下驱动电机SPM。结果，能够减小在非激励时段中可能发生的转矩波动，并且能够保持电机SPM的低振动和噪声降低。注意，当采用这样的配置时，变得无法检测反电动势Vbemf的相位。因此，可能变得难以通过PLL控制器PLLCT来生成电机SPM的激励控制计时。

然而，如实施例1中所述，能够在不提供非激励时段的情况下检测基准电流相位θi。基准电流相位θi被定义为在保持信号HLD处于“L”电平的时段中，相对于基准电压相位θbemf具有规定的相位差(实施例1中为零)。因此，在实施例2中，PLL控制器PLLCT被配置为，在保持信号HLD被评估为“H”之后，基于基准电流相位θi而不是基准电压相位θbemf来生成电机SPM的激励控制计时。具体地，如图12的情况，PLL控制器PLLCT执行PLL控制，使得驱动电流的过零点可以被固定在驱动电流检测使能信号CNT_EN2处于“H”电平的时段的中间时间。

相位差设置值θoff是用于将在基准电压相位θbemf和基准电流相位θi之间的相位差设置为诸如非零的规定值的设置值。例如，如在磁场弱化控制中，已知通过使基准电流相位θi大胆超前基准电压相位θbemf来提高电机SPM的角速度的最大值的方法。而且，如在磁阻电机中，已知通过执行相位超前控制来获得扭矩的方法。在这种情况下，如图16所示，采用可以从外部设置相位差设置值θoff的配置是有用的。

《相位算术单元和相位校正单元(变形示例)的细节》

图17是图示图16所示的驱动电压相位生成器中的相位算术单元和相位校正单元的具体配置的示例的框图。图17所示的配置的示例与图8所示的配置的示例稍有不同之处在于相位校正单元PHCP的配置。具体地，与图8中所示的配置的示例相比，图17所示的相位校正单元PHCP的不同之处在于误差检测器EDET2的配置并且在于添加了选择器电路SELHD。

如图8的情况，误差检测器EDET2计算在与对应于基准电流相位θi的乘法器MUL14的相乘结果和基准电压相位θbemf之间的相位差，并且此外，检测在所计算的所考虑的相位差和相位差设置值θoff之间的误差。乘法器MUL15使增益调整参数(即，积分增益)Kadj与所考虑的误差检测器EDET2的检测结果相乘。选择器电路SELHD在保持信号HLD处于“L”电平时将乘法器MUL15的乘法结果输出到积分器ITG11，并且在保持信号HLD处于“H”电平时将零值输出到积分器ITG11。

根据这样的配置，执行反馈控制，以便于在保持信号HLD处于“L”水平状态的时段中，将在基准电压相位θbemf和基准电流相位θi之间的相位差收敛到相位差设置值θoff。另一方面，在保持信号HLD被评估为“H”电平之后，来自积分器ITG11的校正值是固定的。在保持信号HLD被评估为“H”电平之后，上述PLL控制器PLLCT基于基准电流相位θi和相位差设置值θoff来生成激励控制计时。

图18是图示图17所示的相位校正单元的整体操作的示例的流程图。与图7所示的流程相比，图18所示的流程添加有步骤S201和步骤S202。在上述步骤S106和步骤S107之间插入步骤S201。在更新校正值的条件下执行电机SPM的驱动(步骤S106)之后，相位校正单元PHCP确定保持信号HLD是否处于“H”电平(步骤S201)。

当保持信号HLD处于“H”电平时，相位校正单元PHCP保持最新的校正值，并且终止处理(步骤S202)。另一方面，当保持信号HLD处于“L”电平时，相位校正单元PHCP确定使能设置信号EN，如图7的情况。当确定使能设置信号EN处于使能状态时，重复执行步骤S102-S106的处理(步骤S107)。当确定使能设置信号EN处于禁用状态时，相位校正单元PHCP终止处理，而不执行相位校正(即，将校正值设置为零)(步骤S108)。根据该处理，例如，当在相位校正单元PHCP中保持最新校正值之后再次需要校正时，能够通过控制保持信号HLD处于“L”电平来向相位校正单元PHCP引导校正的恢复。

如上所述，通过采用根据实施例2的电机驱动设备和电机系统，如实施例1的情况，能够代表性地优化电机的驱动电流的相位。与实施例1的情况相比，不必总是提供非激励时段；因此，能够实现电机的低振动和噪声降低。

(实施例3)

《反EMF相位检测器的细节(修改示例)》

图19是图示根据本发明的实施例3的电机驱动设备的反EMF相位检测器的配置的示例的电路图。图19中所示的反EMF相位检测器BPHD与图11所示的配置的示例的不同点在于，添加了选择器电路SELC1、与电路AD1u、AD1v和AD1w以及平均电路AVE1。反EMF相位检测器BPHD与图11所示的反EMF相位检测器BPHD的进一步不同点在于，图11所示的触发器电路FF13用三个触发器电路FF13u、FF13v和FF13w替代。在图19中，为了简化附图，省略了图11所示的异或电路XOR11。

选择器电路SELC1基于选择信号SEL来选择三相驱动电压Vu、Vv和Vw中的一个，并且将其作为驱动电压Vx输出到放大器电路AMP11。也就是说，在图11所示的配置的示例中，电机SPM的用作基准电压相位θbemf的检测对象的相位是u相。然而，在图19所示的配置的示例中，可以通过选择器电路SELC1来选择所考虑的电机SPM的相位。选择信号SEL由例如图2所示的PWM调制器PWMMD生成。

这里，为了便于说明，假定选择信号SEL由3比特选择信号us1、vs1和wsl组成，以分别选择u相、v相和w相。与电路AD1u、AD1v和AD1w分别执行选择信号us1、vs1和wsl的两个输入以及来自与电路AD11的锁存信号LT11的与运算，并且将锁存信号LT11u、LT11v和LT11w输出到触发器电路FF13u、FF13v和FF13w。

触发器电路FF13u、FF13v和FF13w分别响应于锁存信号Lt11u、LT11v和LT11w来锁存来自向上/向下计数器电路UDCUNT1的计数值。平均电路AVE1对触发器电路FF13u、FF13v和FF13u的每个输出值进行平均。放大器电路AMP12以规定的增益Kconv1放大平均电路AVE1的输出，并且输出基准电压相位θbemf。

当在这种配置中将用于u相的选择信号us1评估为“H”电平时，如图11的情况，伴随反EMF检测使能信号CNT_EN1到“L”电平的转变的最终计数值由触发器电路FF13u锁存。类似地，当用于v相和用于w相的选择信号vs1和wsl分别被断言为“H”电平时，最终计数值分别由触发器电路FF13v和FF13w锁存。结果，反EMF相位检测器BPHD能够通过经由例如选择器电路SELC1顺序切换电机SPM的作为检测对象的相位，来检测每个相的基准电压相位θbemf，并且平均电路AVE1能够平均针对每个相所考虑的检测的基准电压相位θbemf。

《驱动电流相位检测器(修改示例)的详细说明》

图20是图示本发明的实施例3的电机驱动设备的驱动电流相位检测器的配置的示例的电路图。图20所示的驱动电流相位检测器IPHD与图13所示的配置的示例的不同点在于，添加了选择器电路SELC2a和SELC2b、与电路AD2u、AD2v和AD2w以及平均电路AVE2。所考虑的驱动电流相位检测器IPHD与图13所示的一个进一步不同之处在于，在图13中所示的触发器电路FF23用三个触发器电路FF23u、FF23v和FF23w替换。在图20中，为了简化附图，省略了图13所示的异或电路XOR21。

选择器电路SELC2a基于选择信号SEL选择三相栅极到源极电压Vgs_UL、Vgs_VL和Vgs_WL中的一个，并将其作为栅极到源极电压Vgs_xL输出到比较器电路CMP_G。类似地，选择器电路SELC2b基于选择信号SEL来选择三相驱动电压Vu、Vv或Vw中的一个，并将其作为驱动电压Vx输出到比较器电路CMP_TR。也就是说，在图13所示的配置的示例中，电机SPM的用作基准电流相位θi的检测对象的相位是u相。然而，在图20所示的配置的示例中，能够通过选择器电路SELC2a和SELC2b来选择所考虑的电机SPM的相位。

假设选择信号SEL与图19的情况相同。与电路AD2u、AD2v和AD1w分别执行选择信号us1、vs1和wsl的两个输入以及来自与电路AD21的锁存信号LT21的与运算，并且将锁存信号LT21u、LT21v和LT21w输出到触发器电路FF23u、FF23v和FF23w。

触发器电路FF23u、FF23v和FF23w分别响应于锁存信号LT21u、LT21v和LT21w来锁存来自向上/向下计数器电路UDCUNT2的计数值。平均电路AVE2对触发器电路FF23u、FF23v和FF23w的每个输出值进行平均。放大器电路AMP22以规定的增益Kconv2放大平均电路AVE2的输出，并输出基准电流相位θi。

以这种方式，图20所示的驱动电流相位检测器IPHD具有与图19所示的驱动电压相位检测器BPHD相同的相位选择功能，并且如图19的情况进行操作。结果，所考虑的驱动电流相位检测器IPHD能够通过例如经由选择器电路SELC2a和SELC2b顺序地切换电机SPM的相位来检测每个相的基准电流相位θi作为检测对象，并且平均电路AVE2平均针对每个相所考虑的检测的基准电流相位θi。

以下方法可被视为具体序列。也就是说，例如，首先针对u相检测基准电压相位θbemf和基准电流相位θi。接下来，顺序地执行v相的检测和w相的检测。随后，序列再次返回到u相，从而重复一系列序列。在这种情况下，能够等效地获得校正值，该校正值使在三相的基准电压相位θbemf的平均值和三相的基准电流相位θi的平均值之间的相位差接近规定值。结果，能够执行包括例如对三相中的磁化变化的校正的校正。该序列不限于以上具体描述的，然而，可以采用各种序列。即使在采用任何序列时，也能够通过执行控制以通过选择器电路适当地切换每个相来获得平均校正值。

在上述中，除了实施例1和实施例2中描述的各种效果之外，通过采用根据实施例3的电机驱动设备和电机系统，能够进一步平均地优化电机的每个相中的驱动电流的相位。

如上所述，已经基于实施例具体说明了由本发明人完成的发明。然而，本发明不限于上述实施例，并且可以在不脱离本发明主旨的范围内进行各种改变。例如，为了明确地解释本发明，详细地说明了上述实施例，并且本发明不必限于包括所有所解释的配置的实施例。可以用其他实施例的配置替换某个实施例的某个配置，并且还能够将其他实施例的配置添加到某个实施例的配置。还能够对每个实施例的某个配置进行其他配置的添加、删除和替换。

例如，本实施例的方法可以作为各种类型的电机的驱动方法被应用，不仅包括HDD设备，而且包括DVD播放器/记录器和蓝光播放器/记录器。

Claims (19)

1.一种用于驱动外部设置的电机的电机驱动设备，所述电机驱动设备包括：

逆变器，所述逆变器包括分别耦合到所述电机的每个相的驱动端子的多个高侧晶体管和低侧晶体管，并且基于PWM信号向所述电机施加驱动电压；

反EMF(电动势)相位检测器，所述反EMF(电动势)相位检测器检测用作所述电机的反电动势的相位的基准电压相位；

驱动电流相位检测器，所述驱动电流相位检测器检测用作所述电机的驱动电流的相位的基准电流相位；

PWM控制器，所述PWM控制器接收与所述基准电压相位同步的激励控制计时，并且生成所述PWM信号以将所述驱动电压控制为正弦波形；以及

驱动电压相位生成器，所述驱动电压相位生成器确定第一相位，所述第一相位被用作将在所述基准电压相位和所述基准电流相位之间的相位差设置为规定值所需的驱动电压的相位，并且所述驱动电压相位生成器基于所述第一相位来引导所述PWM控制器以使所述激励控制计时位移，

其中，所述驱动电压相位生成器包括：

相位算术单元，所述相位算术单元基于算术表达式来计算用作所述驱动电压的相位的第二相位，以将在所述基准电压相位和所述基准电流相位之间的所述相位差减小为零，所述算术表达式使用所述驱动电流的电流值、所述电机的角频率和所述电机的预定特征常数；以及

相位校正单元，所述相位校正单元通过将校正值与所述第二相位相加来确定所述第一相位，并且输入所述基准电压相位和所述基准电流相位以通过反馈控制来更新所述校正值的幅值，以便于使在所述基准电压相位和所述基准电流相位之间的所述相位差收敛到所述规定值。

2.根据权利要求1所述的电机驱动设备，

其中，所述规定值为零。

3.根据权利要求1所述的电机驱动设备，

其中，所述相位校正单元响应于保持信号来停止所述校正值的更新，并且保持最新的校正值。

4.根据权利要求1所述的电机驱动设备，

其中，所述相位校正单元包括：

乘法器，所述乘法器使规定的转换因子乘以所述基准电压相位和所述基准电流相位中的一个；

误差检测器，所述误差检测器计算在所述乘法器的相乘结果与所述基准电压相位和所述基准电流相位中的另一个之间的相位差，并且检测在所计算的相位差和所述规定值之间的误差；

积分器，所述积分器通过对所述误差检测器的检测结果进行积分来计算所述校正值；以及

加法器，所述加法器将由所述积分器计算的所述校正值与所述第二相位相加。

5.根据权利要求1所述的电机驱动设备，

其中，所述反EMF相位检测器包括第一选择器用以选择所述电机的用作所述基准电压相位的检测对象的相位，并且

其中，所述驱动电流相位检测器包括第二选择器用以选择所述电机的用作所述基准电流相位的检测对象的相位。

6.根据权利要求5所述的电机驱动设备，

其中，所述反EMF相位检测器进一步包括第一平均电路，通过经由所述第一选择器顺序地切换所述电机的用作所述检测对象的相位来检测每个相的所述基准电压相位，并且由所述第一平均电路对针对每个相检测的所述基准电压相位进行平均，并且

其中，所述驱动电流相位检测器进一步包括第二平均电路，通过经由所述第二选择器顺序地切换所述电机的用作所述检测对象的相位来检测每个相的所述基准电流相位，并且由所述第二平均电路对针对每个相检测的所述基准电流相位进行平均。

7.根据权利要求1所述的电机驱动设备，

其中，所述逆变器根据180度激励系统向所述电机施加驱动电压，

其中，所述反EMF相位检测器检测在非激励时段中的所述反电动势的过零点，所述非激励时段是在360度激励时段内预先设置的小于60度的时段，并且被预先设置以停止激励，并且

其中，所述驱动电流相位检测器检测在相位上与所述非激励时段相差180度的激励时段中的所述驱动电流的过零点。

8.根据权利要求7所述的电机驱动设备，

其中，所述驱动电流相位检测器响应于所述PWM信号，来检测所述电机的相位中的一个相位的驱动端子处的电压进行在高电位侧电源电压和低电位侧电源电压之间的转换的时段，并且通过确定在所检测的转换时段中对应于相位中的一个相位的所述低侧晶体管处于导通状态还是处于关断状态，来检测所述驱动电流的过零点。

9.根据权利要求1所述的电机驱动设备，

其中，定义与所述驱动电流的电流值成比例的变量是“ISPNOUT”、与所述电机的角频率成反比的变量是“NCNT”、以及所述电机的所述特征常数是“K1”和“K2”，所述相位算术单元包括：

第一算术电路，用于计算“Kdrv＝K2/(K1+NCNT·ISPNOUT)”；以及

第二算术电路，用于通过将“ISPNOUT”乘以“Kdrv”来计算所述第二相位。

10.根据权利要求9所述的电机驱动设备，

其中，所述第一算术电路通过执行“Kdrv”的反馈控制来计算“Kdrv”，以便于使在“(K1+NCNT·ISPNOUT)”乘以“Kdrv”的结果与“K2”之间的误差收敛为零。

11.一种电机系统，包括：

磁盘，用于存储数据；

电机，用于使所述磁盘旋转；以及

电机驱动设备，用于用三相正弦波驱动所述电机，

其中，所述电机驱动设备包括：

逆变器，所述逆变器包括分别耦合到所述电机的三个相的驱动端子的多个高侧晶体管和低侧晶体管，并且基于PWM信号向所述电机施加驱动电压；

反EMF(电动势)相位检测器，所述反EMF(电动势)相位检测器检测用作所述电机的反电动势的相位的基准电压相位；

驱动电流相位检测器，所述驱动电流相位检测器检测用作所述电机的驱动电流的相位的基准电流相位；

PWM控制器，所述PWM控制器接收与所述基准电压相位同步的激励控制计时，并且生成所述PWM信号以将所述驱动电压控制为正弦波形；以及

驱动电压相位生成器，所述驱动电压相位生成器确定第一相位，所述第一相位被用作将在所述基准电压相位和所述基准电流相位之间的相位差设置为规定值所需的所述驱动电压的相位，并且所述驱动电压相位生成器基于所述第一相位来引导所述PWM控制器以使所述激励控制计时位移，

其中，所述驱动电压相位生成器包括：

相位算术单元，所述相位算术单元基于算术表达式来计算用作所述驱动电压的相位的第二相位，以将在所述基准电压相位和所述基准电流相位之间的相位差减小为零，所述算术表达式使用所述驱动电流的电流值、所述电机的角频率以及所述电机的预定特征常数；以及

相位校正单元，所述相位校正单元通过将校正值与所述第二相位相加来确定所述第一相位，并且输入所述基准电压相位和所述基准电流相位以通过反馈控制来更新所述校正值的幅值，以便于使在所述基准电压相位和所述基准电流相位之间的相位差收敛到所述规定值。

12.根据权利要求11所述的电机系统，

其中，所述规定值为零。

13.根据权利要求11所述的电机系统，

其中，所述相位校正单元响应于保持信号来停止所述校正值的更新，并且保持最新的校正值。

14.根据权利要求11所述的电机系统，

其中，所述相位校正单元包括：

乘法器，所述乘法器使规定的转换因子乘以所述基准电压相位和所述基准电流相位中的一个；

误差检测器，所述误差检测器计算在所述乘法器的相乘结果与所述基准电压相位和所述基准电流相位中的另一个之间的相位差，并且检测在所计算的相位差和所述规定值之间的误差；

积分器，所述积分器通过对所述误差检测器的检测结果进行积分来计算所述校正值；以及

加法器，所述加法器将由所述积分器计算的所述校正值与所述第二相位相加。

15.根据权利要求11所述的电机系统，

其中，所述反EMF相位检测器包括第一选择器用以选择所述电机的用作所述基准电压相位的检测对象的相位，并且

其中，所述驱动电流相位检测器包括第二选择器用以选择所述电机的用作所述基准电流相位的检测对象的相位。

16.根据权利要求15所述的电机系统，

其中，所述反EMF相位检测器进一步包括第一平均电路，通过经由所述第一选择器顺序地切换所述电机的用作所述检测对象的相位来检测每个相的所述基准电压相位，并且由所述第一平均电路对针对每个相检测的所述基准电压相位进行平均，并且

其中，所述驱动电流相位检测器进一步包括第二平均电路，通过经由所述第二选择器顺序地切换所述电机的用作所述检测对象的相位来检测每个相的所述基准电流相位，并且通过所述第二平均电路对针对每个相检测的所述基准电流相位进行平均。

17.根据权利要求11所述的电机系统，

其中，所述逆变器根据180度激励系统向所述电机施加驱动电压，

其中，所述反EMF相位检测器检测在非激励时段中的所述反电动势的过零点，所述非激励时段是在360度激励时段内预先设置的小于60度的时段并且被预先设置以停止激励，并且

其中，所述驱动电流相位检测器检测在相位上与所述非激励时段相差180度的激励时段中的所述驱动电流的过零点。

18.根据权利要求17所述的电机系统，

其中，所述驱动电流相位检测器响应于所述PWM信号来检测所述电机的相位中的一个相位的所述驱动端子处的电压进行在高电位侧电源电压和低电位侧电源电压之间的转换的时段，并且通过确定在所检测的转换时段中对应于相位中的一个相位的所述低侧晶体管处于导通状态还是处于关断状态，来检测所述驱动电流的过零点。

19.根据权利要求11所述的电机系统，其中，所述磁盘是硬盘。

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