JP6718749B2 - モータ制御装置 - Google Patents

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Description

本明細書中に開示されている発明は、モータ制御装置に関する。
ブラシレスＤＣモータをセンサレスで駆動するためには、例えば、モータ各相の逆起電力を計測してゼロクロス検知を行い、ロータの回転位置を把握する必要がある。
なお、上記に関連する従来技術の一例としては、本願出願人による特許文献１を挙げることができる。
特開２０１４−８７２１０号公報
図１９は、従来のゼロクロス検知手法（第１従来例）を示すブロック図である。本図のゼロクロス検知手法では、モータ各相毎にＡＤ変換部が設けられているので、各相の逆起電力を同時にＡＤ変換してマイコンのゼロクロス検知処理に供することができる。しかしながら、本従来例では、必要なＡＤ変換部の個数が多いという課題があった。
図２０は、従来のゼロクロス検知手法（第２従来例）を示すブロック図である。本図のゼロクロス検知手法では、モータ各相毎にサンプル／ホールド部が設けられているので、各相の逆起電力を同時にサンプリングしておき、それぞれのホールド値を単一のＡＤ変換部で順次ＡＤ変換することができる。従って、本従来例であれば、先の第１従来例と比べてＡＤ変換部の個数を削減することが可能となる。ただし、本従来例では、サンプル／ホールド部の追加が必要となるので、回路規模の観点から更なる改善の余地があった。
また、モータの回転速度をＰＷＭ制御する場合、ＰＷＭオン期間とＰＷＭオフ期間が切り替わるオン／オフ切替タイミング付近では、ノイズや誘起電圧の立上り遅延（各相のばらつきを含む）が生じる。しかしながら、従来のゼロクロス検知手法では、ＡＤ変換部のサンプリングタイミングがＰＷＭデューティに依ることなく常にＰＷＭオン期間とされていた。そのため、ＰＷＭオン期間が短くなる低デューティ駆動時（＝低速回転時）には、モータ各相毎にＡＤ変換部ないしサンプル／ホールド部を設けていたとしても、ＡＤ変換部のサンプリングタイミングがオン／オフ切替タイミングに近付くので、正しくゼロクロス検知を行うことができなくなるおそれがあった。
本明細書中に開示されている発明は、本願の発明者らが見い出した上記の課題に鑑み、正しくゼロクロス検知を行うことのできるモータ制御装置を提供することを目的とする。
本明細書中に開示されているモータ制御装置は、ブリッジドライバ各相の通電制御信号を生成する通電制御部と、前記ブリッジドライバ各相の出力電圧に応じたアナログの帰還電圧をサンプリングしてデジタルの帰還信号に変換するＡＤ変換部と、前記帰還信号の入力を受けて前記通電制御信号の転流タイミングとＰＷＭデューティを決定するためのゼロクロス検知を行うゼロクロス検知部と、を有し、前記ＡＤ変換部のサンプリングタイミングは、前記ＰＷＭデューティに応じてＰＷＭオン期間とＰＷＭオフ期間の一方に切り替えられる構成（第１の構成）とされている。
なお、上記第１の構成から成るモータ制御装置において、前記ＡＤ変換部のサンプリングタイミングは、前記ＰＷＭデューティが閾値デューティよりも高いときに前記ＰＷＭオン期間に設定されて、前記ＰＷＭデューティが前記閾値デューティよりも低いときに前記ＰＷＭオフ期間に設定される構成（第２の構成）にするとよい。
また、上記第２の構成から成るモータ制御装置において、前記閾値デューティは、ヒステリシス特性を持つ構成（第３の構成）にするとよい。
また、上記第１〜第３いずれかの構成から成るモータ制御装置において、前記ゼロクロス検知部は、前記帰還電圧について、全ての相の平均電圧値と非駆動相の誘起電圧値とを比較することにより、前記ゼロクロス検知を行う構成（第４の構成）にするとよい。
また、上記第１〜第４いずれかの構成から成るモータ制御装置において、前記通電制御部は、前記ブリッジドライバ各相の下側スイッチをＰＷＭ駆動する構成（第５の構成）にするとよい。
また、上記第１〜第４いずれかの構成から成るモータ制御装置において、前記通電制御部は、前記ブリッジドライバ各相の上側スイッチをＰＷＭ駆動する構成（第６の構成）にするとよい。
また、上記第５または第６の構成から成るモータ制御装置において、前記帰還電圧は、前記ＡＤ変換部の入力範囲に収まるように調整される構成（第７の構成）にするとよい。
また、上記第１〜第７いずれかの構成から成るモータ制御装置は、前記ゼロクロス検知部で得られたタイミング情報に応じて前記転流タイミングの進角制御を行う進角制御部をさらに有する構成（第８の構成）にするとよい。
また、上記第１〜第８いずれかの構成から成るモータ制御装置は、前記ゼロクロス検知部で得られた速度情報に応じて前記ＰＷＭデューティのＰＩ制御を行うＰＩ制御部をさらに有する構成（第９の構成）にするとよい。
また、上記第１〜第９いずれかの構成から成るモータ制御装置において、前記通電制御部は、クロック信号のパルス数を数えてカウント値を出力するカウンタと、前記ＰＷＭデューティを設定するためのデューティ設定値と前記カウント値との比較処理を行うことにより前記通電制御信号をＰＷＭ駆動するためのＰＷＭ信号を生成するコンパレータと、を含み、前記ＡＤ変換部のサンプリングタイミングは、前記デューティ設定値に応じたトリガ設定値と前記カウント値との一致判定処理により決定される構成（第１０の構成）にするとよい。
また、上記第１０の構成から成るモータ制御装置において、前記カウンタは、所定の最大値と最小値との間で前記カウント値のインクリメントとデクリメントを繰り返すアップダウンカウンタであり、前記トリガ設定値は、前記デューティ設定値に応じて前記最大値と前記最小値の一方に切り替えられる構成（第１１の構成）にするとよい。
また、上記第１〜第１１いずれかの構成から成るモータ制御装置において、前記通電制御部は、１２０°通電制御、１５０°通電制御、若しくは、１８０°通電制御を行う構成（第１２の構成）にするとよい。
また、本明細書中に開示されているモータ制御装置は、ブリッジドライバ各相の通電制御信号を生成する通電制御部と、前記ブリッジドライバ各相の出力電圧に応じたアナログの帰還電圧をサンプリングしてデジタルの帰還信号に変換するＡＤ変換部と、前記帰還信号の入力を受けて前記通電制御信号の転流タイミングとＰＷＭデューティを決定するためのゼロクロス検知を行うゼロクロス検知部を有し、前記通電制御部は、前記ブリッジドライバ各相の下側スイッチをＰＷＭ駆動するものであり、前記ＡＤ変換部のサンプリングタイミングは、ＰＷＭオフ期間に設定されている構成（第１３の構成）にするとよい。
また、本明細書中に開示されているモータ制御装置は、ブリッジドライバ各相の通電制御信号を生成する通電制御部と、前記ブリッジドライバ各相の出力電圧に応じたアナログの帰還電圧をサンプリングしてデジタルの帰還信号に変換するＡＤ変換部と、前記帰還信号の入力を受けて前記通電制御信号の転流タイミングとＰＷＭデューティを決定するためのゼロクロス検知を行うゼロクロス検知部と、を有し、前記ＡＤ変換部は、ＰＷＭオン期間とＰＷＭオフ期間の双方で前記帰還電圧のＡＤ変換処理を行い、前記ゼロクロス検知部は、前記ＰＷＭデューティに応じて一方のＡＤ変換結果を採用する構成（第１４の構成）にするとよい。
また、本明細書中に開示されているモータ駆動装置は、上記第１〜第１４いずれかの構成から成るモータ制御装置と、前記モータ制御装置から入力される各相の通電制御信号に応じて各相の出力電圧を生成するブリッジドライバと、を有する構成（第１５の構成）とされている。
また、本明細書中に開示されている電子機器は、モータと、前記モータをブラシレスで駆動する上記第１５の構成から成るモータ駆動装置と、を有する構成（第１６の構成）とされている。
なお、上記第１６の構成から成る電子機器において、前記モータは、３相ブラシレスＤＣモータである構成（第１７の構成）にするとよい。
また、本明細書中に開示されている車両は、バッテリと、前記バッテリから電源電圧の供給を受けて動作する上記第１６または第１７の構成から成る電子機器と、を有する構成（第１８の構成）とされている。
本明細書中に開示されている発明によれば、正しくゼロクロス検知を行うことのできるモータ制御装置を提供することが可能となる。
電子機器の全体構成を示すブロック図 ３相ブリッジドライバの一構成例を示す回路図 １２０°通電制御の一例を示すタイミングチャート モータ駆動制御の一例を示すフローチャート ゼロクロス検知の一例を示すタイミングチャート 誘起電圧の同時サンプリング動作を示す波形図 誘起電圧の順次サンプリング動作を示す波形図 サンプリングタイミング切替制御の一例を示す波形図 閾値デューティのヒステリシス特性図 通電制御部及びタイミング制御部の一構成例を示すブロック図 サンプリングタイミングの第１設定例を示すタイミングチャート サンプリングタイミングの第２設定例を示すタイミングチャート 上側ＰＷＭ駆動時のモータ状態を示す模式図 上側ＰＷＭ駆動時の出力電圧を示す波形図 上側ＰＷＭ駆動時における帰還電圧調製手段の一例を示すブロック図 下側ＰＷＭ駆動時のモータ状態を示す模式図 下側ＰＷＭ駆動時の出力電圧を示す波形図 車両の一構成例を示す外観図 従来のゼロクロス検知手法（第１従来例）を示すブロック図 従来のゼロクロス検知手法（第２従来例）を示すブロック図
＜電子機器＞
図１は、電子機器の全体構成を示すブロック図である。本構成例の電子機器１は、モータ駆動装置１０と、３相ブラシレスＤＣモータ２０（以下では、単にモータ２０と略称する）とを有する。
モータ駆動装置１０は、モータ２０をセンサレスで駆動する主体であり、その構成要素は、コントローラボード１１とアプリケーションボード１２に分散して配置されている。より具体的に述べると、コントローラボード１１には、モータ制御装置１００が搭載されており、アプリケーションボード１２には、３相ブリッジドライバ２００（以下では、単にドライバ２００と呼ぶ）と調整部３００が搭載されている。
モータ制御装置１００は、調整部３００から帰還電圧（Ｕｉｎ、Ｖｉｎ、Ｗｉｎ）の入力を受けて通電制御信号（ＵＨ、ＵＬ、ＶＨ、ＶＬ、ＷＨ、ＷＬ）を生成し、これをドライバ２００に出力する。
ドライバ２００は、モータ制御装置１００から上記通電制御信号（ＵＨ、ＵＬ、ＶＨ、ＶＬ、ＷＨ、ＷＬ）の入力を受けて出力電圧（Ｕ、Ｖ、Ｗ）を生成し、これをモータ２０に出力する。
調整部３００は、出力電圧（Ｕ、Ｖ、Ｗ）を分圧して帰還電圧（Ｕｉｎ、Ｖｉｎ、Ｗｉｎ）を生成し、これをモータ制御装置１００に出力する。なお、帰還電圧（Ｕｉｎ、Ｖｉｎ、Ｗｉｎ）の調整手法については、必ずしも分圧に限らず、その他の調整手法を採用しても構わない。
＜モータ制御装置＞
引き続き、図１を参照しながら、モータ制御装置１００の構成及び動作について詳細に説明する。本構成例のモータ制御装置１００は、その機能ブロックとして、通電制御部１１０と、ＡＤ［analog-to-digital］変換部１２０と、ゼロクロス検知部１３０と、進角制御部１４０と、ＰＩ制御部１５０と、を含む。
通電制御部１１０は、進角制御部１４０から入力される転流タイミング信号Ｓ１と、ＰＩ制御部１５０から入力されるデューティ設定値Ｄ１の双方に応じて、ドライバ２００各相の通電制御信号（ＵＨ、ＵＬ、ＶＨ、ＶＬ、ＷＨ、ＷＬ）を生成する。
ＡＤ変換部１２０は、調整部３００から入力されるアナログの帰還電圧（Ｕｉｎ、Ｖｉｎ、Ｗｉｎ）を順次サンプリングしてデジタルの帰還信号Ｓ２に変換し、これをゼロクロス検知部１３０に出力する。なお、ＡＤ変換部１２０には、デューティ設定値Ｄ１（延いてはＰＷＭデューティ）に応じたタイミングでパルス駆動されるトリガ信号Ｓ３が入力されており、このトリガ信号Ｓ３に応じてＡＤ変換部１２０のサンプリングタイミングが切り替えられる。この点については、後ほど詳述する。
ゼロクロス検知部１３０は、帰還信号Ｓ２の入力を受けて通電制御信号（ＵＨ、ＵＬ、ＶＨ、ＶＬ、ＷＨ、ＷＬ）の転流タイミングとＰＷＭデューティを決定するためのゼロクロス検知を行う。
進角制御部１４０は、ゼロクロス検知部１３０で得られたタイミング情報Ｓａに応じて転流タイミングの進角制御を行うことにより、転流タイミング信号Ｓ１を生成する。転流タイミング信号Ｓ１の進角量は、ゼロクロス検知部１３０の信号遅延、及び、通電制御信号（ＵＨ、ＵＬ、ＶＨ、ＶＬ、ＷＨ、ＷＬ）と出力電圧（Ｕ、Ｖ、Ｗ）との位相ずれなどを考慮して適宜調整することが望ましい。
ＰＩ制御部１５０は、ゼロクロス検知部１３０で得られた速度情報Ｓｂに応じてデューティ設定値Ｄ１（延いてはＰＷＭデューティ）のＰＩ制御を行う。このＰＩ制御とは、比例制御（Ｐ制御［Proportional control］）と積分制御（Ｉ制御［Integral control］）を組み合わせたフィードバック制御の一種である。ただし、デューティ設定値Ｄ１のフィードバック制御手法は、ＰＩ制御に限定されるものではなく、例えば、ＰＩ制御に微分制御（Ｄ制御［Differential control］）を組み合わせたＰＩＤ制御を用いても構わない。
上記の機能ブロックのうち、通電制御部１１０とＡＤ変換部１２０は、アプリケーションボード１２に搭載されたドライバ２００と同じく、ハードウェア処理を行うための機能ブロックに相当する。一方、ゼロクロス検知部１３０、進角制御部１４０、及び、ＰＩ制御部１５０は、ソフトウェア処理を行うための機能ブロックに相当する。
また、モータ制御装置１００は、所定の通信インタフェイス（例えばＩ２Ｃインタフェイス）を介して外部システムと通信可能であり、動作（回転）の開始／停止、目標速度の変更、ＰＩ制御のゲイン変更、及び、内部ステータスの取得など、命令やパラメータの変更が可能となっている。例えば、ハードウェア構成の変更（モータ２０の種類変更など）が生じた場合には、各種パラメータを調整することにより、意図した動作を実現することが可能となる。
＜３相ブリッジドライバ＞
図２はドライバ２００の一構成例を示す回路図である。本構成例のドライバ２００は、一般的なＨブリッジ出力段を応用した回路形式であり、上側スイッチ（２０１、２０２、２０３）と下側スイッチ（２０４、２０５、２０６）を含む。上側スイッチ（２０１、２０２、２０３）は、それぞれ、電源電圧Ｖｃｃの印加端と出力電圧（Ｕ、Ｖ、Ｗ）の出力端との間に接続されている。下側スイッチ（２０４、２０５、２０６）は、それぞれ、出力電圧（Ｕ、Ｖ、Ｗ）の出力端と接地端との間に接続されている。なお、各スイッチとしては、ＭＯＳＦＥＴ［metal oxide semiconductor field effect transistor］若しくはＩＧＢＴ［insulated gate bipolar transistor］などを好適に用いることができる。
上側スイッチ（２０１、２０２、２０３）は、それぞれ、上側通電制御信号（ＵＨ、ＶＨ、ＷＨ）に応じてオン／オフされる。より具体的に述べると、上側スイッチ（２０１、２０２、２０３）は、それぞれ、上側通電制御信号（ＵＨ、ＶＨ、ＷＨ）がハイレベルであるときにオンとなり、上側通電制御信号（ＵＨ、ＶＨ、ＷＨ）がローレベルであるときにオフとなる。
一方、下側スイッチ（２０４、２０５、２０６）は、それぞれ、下側通電制御信号（ＵＬ、ＶＬ、ＷＬ）に応じてオン／オフされる。より具体的に述べると、下側スイッチ（２０４、２０５、２０６）は、それぞれ、下側通電制御信号（ＵＬ、ＶＬ、ＷＬ）がハイレベルであるときにオンとなり、下側通電制御信号（ＵＬ、ＶＬ、ＷＬ）がローレベルであるときにオフとなる。
なお、各相の出力電圧（Ｕ、Ｖ、Ｗ）は、モータ２０各相のステータコイル（ＬＵ、ＬＶ、ＬＷ）にそれぞれ印加されており、出力電圧（Ｕ、Ｖ、Ｗ）の組み合わせに応じて、その通電状態が切り替えられる。例えば、通電制御部１１０が１２０°通電制御を行う場合には、図中の矢印（１）〜（６）で示したように６通りの通電状態が存在する。なお、１２０°通電制御は、スカラー制御の一つであり、６ステップ矩形波制御とも呼ばれる。
＜１２０°通電制御＞
次に、１２０°通電制御について、図２と共に図３を参照しながら詳述する。図３は、１２０°通電制御の一例を示すタイミングチャートであり、上から順に、Ｕ相上側通電制御信号ＵＨ、Ｕ相下側通電制御信号ＵＬ、Ｖ相上側通電制御信号ＶＨ、Ｖ相下側通電制御信号ＶＬ、Ｗ相上側通電制御信号ＷＨ、及び、Ｗ相下側通電制御信号ＷＬが描写されている。以下では、１周期（電気角０°〜３６０°）を６つの期間（１）〜（６）（電気角６０°ずつ）に区分して詳細に説明する。
期間（１）では、Ｕ相の上側スイッチ２０１がオンされて、Ｗ相の下側スイッチ２０６がＰＷＭ駆動される。また、その余のスイッチ（２０２、２０３、２０４、２０５）は、いずれもオフされる。このとき、Ｕ＝Ｈｉｇｈ、Ｖ＝ＯＰＥＮ、Ｗ＝Ｌｏｗ（ＰＷＭ）となるので、モータ２０には、図２の矢印（１）で示したように、Ｕ相のステータコイルＬＵからＷ相のステータコイルＬＷに向けて駆動電流が流れる。
期間（２）では、Ｖ相の上側スイッチ２０２がオンされて、Ｗ相の下側スイッチ２０６がＰＷＭ駆動される。また、その余のスイッチ（２０１、２０３、２０４、２０５）は、いずれもオフされる。このとき、Ｕ＝ＯＰＥＮ、Ｖ＝Ｈｉｇｈ、Ｗ＝Ｌｏｗ（ＰＷＭ）となるので、モータ２０には、図２の矢印（２）で示したように、Ｖ相のステータコイルＬＶからＷ相のステータコイルＬＷに向けて駆動電流が流れる。
期間（３）では、Ｖ相の上側スイッチ２０２がオンされて、Ｕ相の下側スイッチ２０４がＰＷＭ駆動される。また、その余のスイッチ（２０１、２０３、２０５、２０６）は、いずれもオフされる。このとき、Ｕ＝Ｌｏｗ（ＰＷＭ）、Ｖ＝Ｈｉｇｈ、Ｗ＝ＯＰＥＮとなるので、モータ２０には、図２の矢印（３）で示したように、Ｖ相のステータコイルＬＶからＵ相のステータコイルＬＵに向けて駆動電流が流れる。
期間（４）では、Ｗ相の上側スイッチ２０３がオンされて、Ｕ相の下側スイッチ２０４がＰＷＭ駆動される。また、その余のスイッチ（２０１、２０２、２０５、２０６）は、いずれもオフされる。このとき、Ｕ＝Ｌｏｗ（ＰＷＭ）、Ｖ＝ＯＰＥＮ、Ｗ＝Ｈｉｇｈとなるので、モータ２０には、図２の矢印（４）で示したように、Ｗ相のステータコイルＬＷからＵ相のステータコイルＬＵに向けて駆動電流が流れる。
期間（５）では、Ｗ相の上側スイッチ２０３がオンされて、Ｖ相の下側スイッチ２０５がＰＷＭ駆動される。また、その余のスイッチ（２０１、２０２、２０４、２０６）は、いずれもオフされる。このとき、Ｕ＝ＯＰＥＮ、Ｖ＝Ｌｏｗ（ＰＷＭ）、Ｗ＝Ｈｉｇｈとなるので、モータ２０には、図２の矢印（５）で示したように、Ｗ相のステータコイルＬＷからＶ相のステータコイルＬＶに向けて駆動電流が流れる。
期間（６）では、Ｕ相の上側スイッチ２０１がオンされて、Ｖ相の下側スイッチ２０５がＰＷＭ駆動される。また、その余のスイッチ（２０２、２０３、２０４、２０６）は、いずれもオフされる。このとき、Ｕ＝Ｈｉｇｈ、Ｖ＝Ｌｏｗ（ＰＷＭ）、Ｗ＝ＯＰＥＮとなるので、モータ２０には、図２の矢印（６）で示したように、Ｕ相のステータコイルＬＵからＶ相のステータコイルＬＶに向けて駆動電流が流れる。
このように、１２０°通電制御では、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のうち、いずれか２相に出力電圧（Ｕ、Ｖ、Ｗ）を印加してステータコイル（ＬＵ、ＬＶ、ＬＷ）の励磁パターンを周期的に切り替える（＝転流を行う）ことにより、モータ２０が回転駆動される。
また、下側スイッチ（２０４、２０５、２０６）のＰＷＭ駆動を行うことにより、ＰＷＭデューティ（＝ＰＷＭ周期Ｔに占めるＰＷＭオン期間Ｔｏｎの割合）に応じて、ステータコイル（ＬＵ、ＬＶ、ＬＷ）に生じる磁力の大きさを変化させることができるので、モータ２０の回転速度制御を行うことが可能となる。なお、モータ２０の回転速度制御に際しては、上側スイッチ（２０１、２０２、２０３）のＰＷＭ駆動を行う方が一般的であるが、本図では、下側スイッチ（２０４、２０５、２０６）のＰＷＭ駆動を行っている。その理由については、後ほど詳述する。
また、本図では、１２０°通電制御を例に挙げたが、通電制御部１１０による通電制御方式はこれに限定されるものではなく、１５０°通電制御、または、１８０°通電制御を行っても構わない。
＜モータ駆動制御＞
図４は、モータ駆動制御の一例（モータ２０の始動から定常回転まで）を示すフローチャートである。
モータ２０の１２０°通電制御では、ロータの位置を把握して適切な転流タイミングで出力電圧（Ｕ、Ｖ、Ｗ）の印加パターンを切り替える必要がある。ここで、モータ２０をセンサレスで駆動する場合には、ロータの回転に伴って生じる逆起電力を検出してロータの位置を推測し、その推測結果に応じて転流タイミングの調整が行われる。従って、モータ２０を始動するためには、停止しているロータを強制的に回転させて逆起電力を生じさせなければならない。
そこで、フローが開始されると、まず、ステップＳ１０では、所定の強制処理によってロータが強制的に回転される。本ステップでの強制処理としては、例えば、特定の磁界を一定時間発生させてロータを一意の回転位置に固定した後、固定デューティで強制転流を繰り返すことにより、ロータの強制加速を行えばよい。
なお、モータ２０の始動条件（ロータ位置固定処理の期間及びデューティ、並びに、ロータ強制加速処理の期間、デューティ、開始速度、終了速度、及び、分割ステップなど）は、モータ２０の種類、ないしは、モータ２０に締結されている物体（負荷）などにより変わる。そのため、上記の始動条件については、ユーザが任意にパラメータ設定し得るように構成しておくとよい。
ステップＳ１０の強制処理により、ロータがある程度の速度で回転し始めると、逆起電力が計測可能となるので、ステップＳ２０において、逆起電力の取得処理が行われる。
続くステップＳ３０では、ゼロクロス（詳細は後述）が検知されたか否かの判定が行われる。ここで、イエス判定が下された場合には、ゼロクロスの検知結果からロータの回転位置を把握することができるので、フローがステップＳ４０に進められる。一方、ノー判定が下された場合には、フローがステップＳ２０に戻されて、逆起電力が再取得される。
ステップＳ３０でイエス判定が下された場合、ステップＳ４０では、ロータの回転位置に応じた適切な転流タイミングで出力電圧（Ｕ、Ｖ、Ｗ）の印加パターンが切り替えられる。その後、フローはステップＳ２０に戻されて、次のゼロクロスを検知するために逆起電力の取得が繰り返される。以降、ステップＳ２０〜Ｓ４０が繰り返されることにより、モータ２０の定常回転が継続される。
＜ゼロクロス検知＞
図５は、ゼロクロス検知の一例を示すタイミングチャートであり、上から順番に、ドライバ２００における上側スイッチのオン相と下側スイッチのオン相、並びに、各相の帰還電圧（Ｕｉｎ（実線）、Ｖｉｎ（破線）、Ｗｉｎ（一点鎖線））と全ての相の平均電圧ＡＶＥ（＝（Ｕｉｎ＋Ｖｉｎ＋Ｗｉｎ）／３であり、モータ２０の疑似中性点電圧に相当）が描写されている。ただし、本図では、図示の便宜上、ドライバ２００における下側スイッチのＰＷＭ駆動に関する描写が割愛されている。以下では、１周期（電気角０°〜３６０°）を６つの期間（１）〜（６）（電気角６０°ずつ）に区分して詳細に説明する。
期間（１）では、Ｕｉｎ＝Ｈｉｇｈ、Ｖｉｎ＝ＯＰＥＮ、Ｗｉｎ＝Ｌｏｗ（ＰＷＭ）となるので、非駆動相（Ｖ相）のステータコイルＬＶに生じる逆起電圧が帰還電圧Ｖｉｎとして現れる。この帰還電圧Ｖｉｎと平均電圧ＡＶＥとが交差するタイミング（＝ゼロクロス）は、ステータコイルＬＶが設けられている回転位置でロータの極性（Ｓ極とＮ極）が切り替わるタイミングに相当する。なお、期間（１）において、ゼロクロス検知部１３０は、帰還電圧Ｖｉｎが平均電圧ＡＶＥよりも低い状態から高い状態に遷移するタイミングを検知することになる。
期間（２）では、Ｕ＝ＯＰＥＮ、Ｖ＝Ｈｉｇｈ、Ｗ＝Ｌｏｗ（ＰＷＭ）となるので、非駆動相（Ｕ相）のステータコイルＬＵに生じる逆起電圧が帰還電圧Ｕｉｎとして現れる。この帰還電圧Ｕｉｎと平均電圧ＡＶＥとが交差するタイミング（＝ゼロクロス）は、ステータコイルＬＵが設けられている回転位置でロータの極性（Ｓ極とＮ極）が切り替わるタイミングに相当する。なお、期間（２）において、ゼロクロス検知部１３０は、帰還電圧Ｕｉｎが平均電圧ＡＶＥよりも高い状態から低い状態に遷移するタイミングを検知することになる。
期間（３）では、Ｕ＝Ｌｏｗ（ＰＷＭ）、Ｖ＝Ｈｉｇｈ、Ｗ＝ＯＰＥＮとなるので、非駆動相（Ｗ相）のステータコイルＬＷに生じる逆起電圧が帰還電圧Ｗｉｎとして現れる。この帰還電圧Ｗｉｎと平均電圧ＡＶＥとが交差するタイミング（＝ゼロクロス）は、ステータコイルＬＷが設けられている回転位置でロータの極性（Ｓ極とＮ極）が切り替わるタイミングに相当する。なお、期間（３）において、ゼロクロス検知部１３０は、帰還電圧Ｗｉｎが平均電圧ＡＶＥよりも低い状態から高い状態に遷移するタイミングを検知することになる。
期間（４）では、Ｕ＝Ｌｏｗ（ＰＷＭ）、Ｖ＝ＯＰＥＮ、Ｗ＝Ｈｉｇｈとなるので、期間（１）と同様、非駆動相（Ｖ相）のステータコイルＬＶに生じる逆起電圧が帰還電圧Ｖｉｎとして現れる。ただし、期間（４）において、ゼロクロス検知部１３０は、先の期間（１）と異なり、帰還電圧Ｖｉｎが平均電圧ＡＶＥよりも高い状態から低い状態に遷移するタイミングを検知することになる。
期間（５）では、Ｕ＝ＯＰＥＮ、Ｖ＝Ｌｏｗ（ＰＷＭ）、Ｗ＝Ｈｉｇｈとなるので、期間（２）と同様、非駆動相（Ｕ相）のステータコイルＬＵに生じる逆起電圧が帰還電圧Ｕｉｎとして現れる。ただし、期間（５）において、ゼロクロス検知部１３０は、先の期間（２）と異なり、帰還電圧Ｕｉｎが平均電圧ＡＶＥよりも低い状態から高い状態に遷移するタイミングを検知することになる。
期間（６）では、Ｕ＝Ｈｉｇｈ、Ｖ＝Ｌｏｗ（ＰＷＭ）、Ｗ＝ＯＰＥＮとなるので、期間（３）と同様、非駆動相（Ｗ相）のステータコイルＬＷに生じる逆起電圧が帰還電圧Ｗｉｎとして現れる。ただし、期間（６）において、ゼロクロス検知部１３０は、先の期間（３）と異なり、帰還電圧Ｗｉｎが平均電圧ＡＶＥよりも高い状態から低い状態に遷移するタイミングを検知することになる。
上記したように、ゼロクロス検知部１３０は、帰還電圧（Ｕｉｎ、Ｖｉｎ、Ｗｉｎ）について、全ての相の平均電圧値（＝ＡＶＥ）と非駆動相の誘起電圧値とを比較することによりゼロクロス検知を行う。このようなゼロクロス検知を行うことにより、センサレスでロータの極性切替タイミング（延いてはロータの回転位置）を検出することができる。従って、ゼロクロスを検知してから所定時間の経過後に転流を行うことにより、モータ２０を継続的に回転させることが可能となる。
図６は、誘起電圧（＝逆起電圧）の同時サンプリング動作を示す波形図（実線：ＰＷＭ信号、破線：誘起電圧）である。なお、図中の太い矢印は、同時サンプリングタイミングを示している。先出の図１９または図２０で示したように、モータ各相毎にＡＤ変換部またはサンプル／ホールド部が設けられている場合には、３相全ての誘起電圧を同時にサンプリングし、それぞれのＡＤ変換結果をゼロクロス検知処理に供することができる。
なお、ＰＷＭオン期間ＴｏｎとＰＷＭオフ期間Ｔｏｆｆが切り替わるオン／オフ切替タイミング付近では、ノイズや誘起電圧の立上り遅延（各相のばらつきを含む）が生じる。これを鑑みると、誘起電圧のサンプリングタイミングは、ＰＷＭオン期間Ｔｏｎの中央付近に設定することが望ましい。ただし、ＰＷＭデューティが小さいとき（＝モータ２０の低速駆動時）には、誘起電圧のサンプリングタイミングが上記のオン／オフ切替タイミングに近付くので、ゼロクロスを正しく検知できないおそれがある。
図７は、誘起電圧（＝逆起電圧）の順次サンプリング動作を示す波形図（実線：ＰＷＭ信号、破線：誘起電圧）である。なお、３本の細い矢印は、それぞれ、順次サンプリングタイミングを示している。３相の誘起電圧をそれよりも少数（１つまたは２つ）のＡＤ変換部でサンプリングする場合には、各相の誘起電圧を順次サンプリングする必要があるので、同時サンプリング動作時（図６）と比べて、ＡＤ変換処理に要する時間が長くなる。
そのため、ＰＷＭデューティが小さいとき（＝モータ２０の低速駆動時）には、ＰＷＭオン期間Ｔｏｎ内にＡＤ変換処理を完了することさえできなくなる場合があり、誘起電圧の同時サンプリングを行う構成と比べて、正しいゼロクロスの検知がさらに困難となる。
なお、ゼロクロス検知処理では、３相の帰還電圧（Ｕｉｎ、Ｖｉｎ、Ｗｉｎ）のうち、疑似中性点電圧と比較される非駆動相の誘起電圧が重要な役割を担う。そこで、ＡＤ変換部がモータ相数よりも少ないときには、疑似中性点電圧を固定値として、非駆動相の誘起電圧のみをＡＤ変換することも考えられる。ただし、このような手法では、帰還電圧（Ｕｉｎ、Ｖｉｎ、Ｗｉｎ）全体のオフセットや脈動（＝長周期の電圧変動）の影響を排除することができなくなるので、ゼロクロス検知精度を鑑みると、更なる改善の余地がある。
以下では、ＡＤ変換部がモータ相数より少なくても正しくゼロクロス検知を行うことのできる新規手法（＝サンプリングタイミング切替制御）について提案する。
＜サンプリングタイミング切替制御＞
図８は、サンプリングタイミング切替制御の一例を示す波形図（実線：ＰＷＭ信号、破線：誘起電圧）である。なお、３本の細い矢印は、それぞれ、順次サンプリングタイミングを示している。本図で示すように、ＡＤ変換部１２０のサンプリングタイミングは、ＰＷＭデューティ（延いてはモータ２０の回転速度）に応じて、ＰＷＭオン期間ＴｏｎとＰＷＭオフ期間Ｔｏｆｆの一方に切り替えられる。
より具体的に述べると、ＡＤ変換部１２０のサンプリングタイミングは、ＰＷＭデューティが所定の閾値デューティＤｔｈよりも高いときにＰＷＭオン期間Ｔｏｎに設定され、ＰＷＭデューティが閾値デューティＤｔｈよりも低いときにＰＷＭオフ期間Ｔｏｆｆに設定される。
なお、上記の閾値デューティＤｔｈについては、最も単純に考えればＤｔｈ＝５０％に設定しておけばよい。ただし、閾値デューティＤｔｈの設定値は、何らこれに限定されるものではなく、ＡＤ変換処理に支障を来たさない範囲で任意に設定することができる。例えば、ＰＷＭデューティが１０％を下回る低速回転時において、ＰＷＭオン期間Ｔｏｎでの順次サンプリング動作に支障を生じるのであれば、閾値デューティＤｔｈを１０％よりもやや高い値（例えば２０％程度）に設定しておけばよい。
このように、ＰＷＭデューティに応じてＡＤ変換部１２０のサンプリングタイミングを切り替える構成であれば、ＡＤ変換処理に時間的な余裕が生まれる。従って、ＰＷＭデューティが幅広く変化されるアプリケーションであっても、順次サンプリング動作に支障を生じにくくなるので、モータ２０を高速領域から低速領域まで安定的に駆動することが可能となる。
また、本手法を採用すれば、３相全ての誘起電圧を同時にサンプリングする必要がなくなる。従って、先出の図１９または図２０と比べて、ＡＤ変換部の個数を削減することが可能となり、または、サンプル／ホールド部を別途追加する必要がなくなる。
また、本手法を採用すれば、３相全ての帰還電圧（Ｕｉｎ、Ｖｉｎ、Ｗｉｎ）を計測してモータ２０の疑似中性点電圧（＝平均電圧ＡＶＥ）を算出し、これを非駆動相の誘起電圧と比較することができる。従って、疑似中性点電圧を固定値とする手法と比べて、帰還電圧（Ｕｉｎ、Ｖｉｎ、Ｗｉｎ）全体のオフセットや脈動の影響を受けにくくなるので、ゼロクロス検知精度を向上することが可能となり、また、モータ２０の仕様変更などにも柔軟に対応することが可能となる。
図９は、閾値デューティＤｔｈのヒステリシス特性図である。本図で示すように、閾値デューティＤｔｈには、ヒステリシス特性を持たせてもよい。
例えば、サンプリングタイミングがＰＷＭオン期間Ｔｏｎに設定されているときには、ＰＷＭデューティが下側閾値デューティＤｔｈＬ（例えばＤｔｈＬ＝２０％）よりも低くなった時点で、サンプリングタイミングがＰＷＭオフ期間Ｔｏｆｆに切り替えられる。
一方、サンプリングタイミングがＰＷＭオフ期間Ｔｏｆｆに設定されているときには、ＰＷＭデューティが上側閾値デューティＤｔｈＨ（例えばＤｔｈＨ＝３０％）よりも高くなった時点で、サンプリングタイミングがＰＷＭオン期間Ｔｏｎに切り替えられる。
このような構成を採用することにより、閾値デューティＤｔｈ付近におけるサンプリングタイミングの不必要な切り替わりを防止することが可能となる。
図１０は、通電制御部１１０及びタイミング制御部１６０の一構成例を示すブロック図である。本構成例の通電制御部１１０は、分周器１１１と、カウンタ１１２と、コンパレータ１１３と、通電制御信号生成部１１４と、を含む。
分周器１１１は、モータ制御装置１００で用いられるマスタクロック信号ＣＫ（例えば２４ＭＨｚ）をｍ分周（例えば２分周）して、分周クロック信号ＤＣＫ（例えば１２ＭＨｚ）を生成する。
カウンタ１１２は、分周クロック信号ＤＣＫのパルス数を数えてカウント値Ｄ０を出力する。なお、カウンタ１１２としては、例えば、所定の最大値Ｄ０Ｈ（例えば６００）と最小値Ｄ０Ｌ（例えば０）との間でカウント値Ｄ０のインクリメントとデクリメントを繰り返すアップダウンカウンタを好適に用いることができる。
コンパレータ１１３は、ＰＷＭデューティを設定するためのデューティ設定値Ｄ１と、カウンタ１１２から入力されるカウント値Ｄ０との比較処理を行うことにより、通電制御信号（例えば、下側通電制御信号ＵＬ、ＶＬ、ＷＬ）をＰＷＭ駆動するためのＰＷＭ信号Ｓｘを生成する。なお、ＰＷＭ信号Ｓｘは、例えば、カウント値Ｄ０がデューティ設定値Ｄ１よりも小さいときにハイレベルとなり、カウント値Ｄ０がデューティ設定値Ｄ１よりも大きいときにローレベルとなる。
通電制御信号生成部１１４は、転流タイミング信号Ｓ１とＰＷＭ信号Ｓｘの入力を受けて通電制御信号（ＵＨ、ＵＬ、ＶＨ、ＶＬ、ＷＨ、ＷＬ）を生成する。
一方、タイミング制御部１６０は、カウンタ値Ｄ０とデューティ設定値Ｄ１の入力を受けてトリガ信号Ｓ３（＝ＡＤ変換部１２０のサンプリングタイミング設定信号）を生成する機能ブロックであり、トリガ設定値切替部１６１とトリガ信号生成部１６２とを含む。なお、タイミング制御部１６０は、ソフトウェア的に実装してもよいし、ハードウェア的に実装してもよい。
トリガ設定値切替部１６１は、デューティ設定値Ｄ１に応じてトリガ設定値Ｄ２を切り替える。例えば、トリガ設定値Ｄ２は、デューティ設定値Ｄ１に応じてカウント値Ｄ０の最大値Ｄ０Ｈと最小値Ｄ０Ｌの一方に切り替えられる。
トリガ信号生成部１６２は、カウント値Ｄ０とトリガ設定値Ｄ２との一致判定処理を行い、その判定結果に応じてトリガ信号Ｓ３のパルス生成を行う。すなわち、ＡＤ変換部１２０のサンプリングタイミングは、カウント値Ｄ０とトリガ設定値Ｄ２との一致判定処理により決定される。
図１１及び図１２は、それぞれ、サンプリングタイミングの第１設定例（高デューティ時）及び第２設定例（低デューティ時）を示すタイミングチャートであり、上から順に、カウント値Ｄ０、ＰＷＭ信号Ｓｘ、及び、トリガ信号Ｓ３が描写されている。
なお、本図の例では、カウンタ１１２としてアップダウンカウンタが用いられており、カウント値Ｄ０は、最大値Ｄ０Ｈ（例えば６００）と最小値Ｄ０Ｌ（例えば０）との間でインクリメントとデクリメントを繰り返す。
ここで、分周クロック信号ＤＣＫの周波数が１２ＭＨｚである場合には、カウント値Ｄ０が１／１２μｓ毎にインクリメントないしはデクリメントされる。従って、例えば、ＰＷＭ信号Ｓｘの周波数を２０ｋＨｚ（０．０５ｍｓ周期）に設定したければ、カウント値Ｄ０の最大値Ｄ０Ｈを６００（＝０．０５ｍｓ／（１／１２μｓ））とし、最小値Ｄ０Ｌを０としておけばよいことが分かる。
また、先にも述べたように、ＰＷＭ信号Ｓｘは、カウント値Ｄ０とデューティ設定値Ｄ１との比較処理により生成される。従って、デューティ設定値Ｄ１が大きいほどＰＷＭデューティは高くなり（図１１を参照）、デューティ設定値Ｄ１が小さいほどＰＷＭデューティは低くなる（図１２を参照）。
例えば、Ｄ１＝６００（＝Ｄ０Ｈ）であるときにＰＷＭデューティが１００％となり、Ｄ１＝３００（＝（Ｄ０Ｈ＋Ｄ０Ｌ）／２）であるときにＰＷＭデューティが５０％となり、Ｄ１＝０（＝Ｄ０Ｌ）であるときにはＰＷＭデューティが０％となる。
また、トリガ信号Ｓ３のパルス生成タイミング（＝ＡＤ変換部１２０のサンプリングタイミング）は、カウント値Ｄ０とトリガ設定値Ｄ２との一致判定処理により決定される。より具体的に述べると、トリガ信号Ｓ３には、カウント値Ｄ０とトリガ設定値Ｄ２との一致タイミングを基準として、３本のパルスが立てられる。
ここで、トリガ設定値Ｄ２は、デューティ設定値Ｄ１に応じてカウント値Ｄ０の最大値Ｄ０Ｈと最小値Ｄ０Ｌの一方に切り替えられる。例えば、デューティ設定値Ｄ１が所定の閾値よりも高いときには、図１１で示すように、Ｄ２＝Ｄ０Ｌに切り替えられる。その結果、ＰＷＭオン期間Ｔｏｎの中央付近でカウント値Ｄ０とトリガ設定値Ｄ２（＝Ｄ０Ｌ）が一致し、トリガ信号Ｓ３のパルス生成が行われるようになる。すなわち、デューティ設定値Ｄ１が所定の閾値よりも高いときには、ＰＷＭオン期間Ｔｏｎの中央付近で順次サンプリング動作が行われる。
一方、デューティ設定値Ｄ１が所定の閾値よりも低いときには、図１２で示すように、Ｄ２＝Ｄ０Ｈに切り替えられる。その結果、ＰＷＭオフ期間Ｔｏｆｆの中央付近でカウント値Ｄ０とトリガ設定値Ｄ２（＝Ｄ０Ｈ）が一致し、トリガ信号Ｓ３のパルス生成が行われるようになる。すなわち、デューティ設定値Ｄ１が所定の閾値よりも低いときには、ＰＷＭオフ期間Ｔｏｆｆの中央付近で順次サンプリング動作が行われる。
なお、ＡＤ変換部１２０が一つしか設けられていない場合には、本図で示したように、トリガ信号Ｓ３にモータ相数と同数のパルスを順次生成し、ＡＤ変換部１２０の入力チャンネルを動的に切り替えてやればよい。
また、ＡＤ変換部１２０のサンプリングタイミングやサンプリング間隔は、ＡＤ変換処理に要する時間を考慮して適宜設定すればよい。例えば、本図中に２段並べて描写されたトリガ信号Ｓ３のうち、上段のトリガ信号Ｓ３で示したように、カウント値Ｄ０とトリガ設定値Ｄ２との一致タイミングが先頭となるように３本のパルスを生成してもよいし、或いは、下段のトリガ信号Ｓ３で示したように、カウント値Ｄ０とトリガ設定値Ｄ２との一致タイミングが中央となるように３本のパルスを生成してもよい。
＜ＰＷＭ駆動＞
次に、モータ２０の回転速度制御に際して、上側スイッチ（２０１、２０２、２０３）をＰＷＭ駆動する場合と、下側スイッチ（２０４、２０５、２０６）をＰＷＭ駆動する場合の違いについて説明する。
図１３は、上側ＰＷＭ駆動時のモータ状態を示す模式図である。本図で示したように、上側スイッチをＰＷＭ駆動する場合、ハイレベル相（ＰＷＭ駆動相）の出力電圧は、Ｖｃｃ（ＰＷＭ：オン）→ＯＰＥＮ（ＰＷＭ：オフ）→Ｖｃｃ（ＰＷＭ：オン）というようにＶｃｃとＯＰＥＮとの間で交互に切り替わる。このとき、非駆動相（オープン相）の出力電圧は、ローレベル相の電圧値（ＧＮＤ固定）を基準値としてプラスにもマイナスにもなる。すなわち、非駆動相の出力電圧は、負電位（＝ＧＮＤ未満）となり得る。
図１４は、上側ＰＷＭ駆動時（ＰＷＭデューティ５０％）の出力電圧（Ｕ、Ｖ、Ｗ）を示す波形図である。上側スイッチ（例えばＶ相上側スイッチ）のＰＷＭオン期間Ｔｏｎには、非駆動相の出力電圧（例えばＵ相出力電圧Ｕ）として、電源電圧Ｖｃｃと接地電圧ＧＮＤとの中点付近に誘起電圧が現れる（本図中の領域α１を参照）。従って、ＡＤ変換部１２０での信号処理に際して特段の問題は生じない。
一方、上側スイッチ（例えばＶ相上側スイッチ）のＰＷＭオフ期間Ｔｏｆｆには、先にも述べた通り、非駆動相の出力電圧（例えばＵ相出力電圧Ｕ）が負電位となり得る（本図中の領域α２を参照）。このような状況に陥ると、ＡＤ変換部１２０が下限飽和してしまうので、ゼロクロスを正しく検知することが困難となる。
上記から、上側スイッチ（２０１、２０２、２０３）のＰＷＭ駆動時において、ＡＤ変換部１２０のサンプリングタイミングをＰＷＭオン期間Ｔｏｆｆに設定するためには、ＡＤ変換部１２０の下限飽和を解消するための工夫が必要となる。
図１５は、上側ＰＷＭ駆動時における帰還電圧調製手段の一例（オフセット部２３０の追加例）を示すブロック図である。本図で示したように、本構成例のモータ駆動装置１０は、調整部３００よりも前段にオフセット部２３０を有している。なお、オフセット部２３０は、負電位となり得る出力電圧（Ｕ、Ｖ、Ｗ）に所定のオフセットを与えることにより、正バイアス済みの出力電圧（Ｕ＋、Ｖ＋、Ｗ＋）を生成する機能ブロックである。
このようなオフセット部２３０を追加することにより、ＡＤ変換部１２０の入力範囲に収まるように、帰還電圧（Ｕｉｎ、Ｖｉｎ、Ｗｉｎ）を調整することができる。従って、ＡＤ変換部１２０の下限飽和を解消することができるので、上側ＰＷＭ駆動時でもＡＤ変換部１２０のサンプリングタイミングをＰＷＭオン期間Ｔｏｆｆに設定することが可能となる。ただし、オフセット部２３０の追加により、回路規模が増大する点には留意が必要である。
図１６は、下側ＰＷＭ駆動時のモータ状態を示す模式図である。本図で示したように、下側スイッチをＰＷＭ駆動する場合、ローレベル相（ＰＷＭ駆動相）の出力電圧は、ＧＮＤ（ＰＷＭ：オン）→ＯＰＥＮ（ＰＷＭ：オフ）→ＧＮＤ（ＰＷＭ：オン）というようにＧＮＤとＯＰＥＮとの間で交互に切り替わる。このとき、非駆動相（オープン相）の出力電圧は、ハイレベル相の電圧値（Ｖｃｃ固定）を基準値としてプラスにもマイナスにもなる。従って、先述の上側ＰＷＭ駆動時と異なり、非駆動相の出力電圧が負電位（＝ＧＮＤ未満）となることはない。
図１７は、下側ＰＷＭ駆動時（ＰＷＭデューティ５０％）の出力電圧（Ｕ、Ｖ、Ｗ）を示す波形図である。下側スイッチ（例えばＷ相下側スイッチ）のＰＷＭオン期間Ｔｏｎには、非駆動相の出力電圧（例えばＵ相出力電圧Ｕ）として、電源電圧Ｖｃｃと接地電圧ＧＮＤとの中点付近に誘起電圧が現れる（本図中の領域β１を参照）。従って、ＡＤ変換部１２０での信号処理に際して、特段の問題は生じない。
また、下側スイッチ（例えばＷ相下側スイッチ）のＰＷＭオフ期間Ｔｏｆｆにおいて、非駆動相の出力電圧（例えばＵ相出力電圧Ｕ）は、ハイレベル相の電圧値（Ｖｃｃ固定）を基準値として変動する正電位となる（本図中の領域α２を参照）。
すなわち、下側ＰＷＭ駆動時において、ＰＷＭオフ期間Ｔｏｆｆにおける非駆動相の出力電圧が電源電圧Ｖｃｃよりも高電位となることはあっても、負電位となることはない。従って、先に説明した上側ＰＷＭ駆動時と異なり、ＡＤ変換部１２０の下限飽和を解消するための手段として、オフセット部４００を追加する必要はない。
また、モータ駆動装置１０には、ＡＤ変換部１２０の上限飽和を解消するための手段として、出力電圧（Ｕ、Ｖ、Ｗ）から帰還電圧（Ｕｉｎ、Ｖｉｎ、Ｗｉｎ）を生成する調整部３００が既設である。従って、ＰＷＭオフ期間Ｔｏｆｆにおける非駆動相の出力電圧が電源電圧Ｖｃｃよりも高電位となることを念頭に置いて、調整部３００の調整比（＝分圧比）を適宜設定しておくことにより、ＡＤ変換部１２０の入力範囲に収まる帰還電圧（Ｕｉｎ、Ｖｉｎ、Ｗｉｎ）を調整することは極めて容易なことである。
上記より、ＡＤ変換部１２０のサンプリングタイミング切替制御を行う場合には、ＰＷＭオン期間ＴｏｎとＰＷＭオフ期間Ｔｏｆｆのいずれにおいてもゼロクロスを正しく検知しやすい下側ＰＷＭ駆動を採用することが望ましい。
なお、下側スイッチ（２０４、２０５、２０６）をＰＷＭ駆動することにより、オフセット部４００を要することなく、ＡＤ変換部１２０のサンプリングタイミングをＰＷＭオフ期間Ｔｏｆｆに設定することができるという点については、ＰＷＭデューティに応じてサンプリングタイミングの切替制御を行う構成と切り離して考えることができる。
例えば、ＡＤ変換部１２０のサンプリングタイミングを終始一貫してＰＷＭオフ期間Ｔｏｆｆに設定しても特段の問題を生じないアプリケーション（ＰＷＭデューティの可変上限値が低いアプリケーションなど）では、下側スイッチ（２０４、２０５、２０６）をＰＷＭ駆動した上で、ＡＤ変換部１２０のサンプリングタイミングをＰＷＭオフ期間Ｔｏｆｆに固定的に設定することも可能である。
＜車両＞
図１８は、車両の一構成例を示す外観図である。本構成例の車両Ｘは、不図示のバッテリから電源電圧Ｖｃｃの供給を受けて動作する種々の電子機器Ｘ１１〜Ｘ１８を搭載している。なお、図１８における電子機器Ｘ１１〜Ｘ１８の搭載位置については、図示の便宜上、実際とは異なる場合がある。
電子機器Ｘ１１は、エンジンに関連する制御（インジェクション制御、電子スロットル制御、アイドリング制御、酸素センサヒータ制御、及び、オートクルーズ制御など）を行うエンジンコントロールユニットである。
電子機器Ｘ１２は、ＨＩＤ［high intensity discharged lamp］やＤＲＬ［daytime running lamp］などの点消灯制御を行うランプコントロールユニットである。
電子機器Ｘ１３は、トランスミッションに関連する制御を行うトランスミッションコントロールユニットである。
電子機器Ｘ１４は、車両Ｘの運動に関連する制御（ＡＢＳ［anti-lock brake system］制御、ＥＰＳ［electric power steering］制御、電子サスペンション制御など）を行う制動ユニットである。
電子機器Ｘ１５は、ドアロックや防犯アラームなどの駆動制御を行うセキュリティコントロールユニットである。
電子機器Ｘ１６は、ワイパー、電動ドアミラー、パワーウィンドウ、ダンパー（ショックアブソーバー）、電動サンルーフ、及び、電動シートなど、標準装備品やメーカーオプション品として、工場出荷段階で車両Ｘに組み込まれている電子機器である。
電子機器Ｘ１７は、車載Ａ／Ｖ［audio/visual］機器、カーナビゲーションシステム、及び、ＥＴＣ［electronic toll collection system］など、ユーザオプション品として任意で車両Ｘに装着される電子機器である。
電子機器Ｘ１８は、車載ブロア、オイルポンプ、ウォーターポンプ、バッテリ冷却ファンなど、高耐圧系モータを備えた電子機器である。
なお、電子機器Ｘ１１〜Ｘ１８は、これまでに説明してきた電子機器１の一例であり、モータ駆動装置１０及びモータ２０は、電子機器Ｘ１１〜Ｘ１８のいずれにも組み込むことが可能である。
＜その他の変形例＞
なお、本明細書中に開示されている種々の技術的特徴は、上記実施形態のほか、その技術的創作の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。
例えば、上記実施形態では、ＰＷＭデューティに応じてＡＤ変換部の順次サンプリングタイミングを切り替える構成を例に挙げたが、本発明の適用対象は何らこれに限定されるものではなく、複数のＡＤ変換部を用いて帰還電圧の同時サンプリングを行う場合には、ＰＷＭデューティに応じて各ＡＤ変換部の同時サンプリングタイミングを切り替える構成とすればよい。
また、上記実施形態では、ＰＷＭデューティに応じてＡＤ変換部のサンプリングタイミングをＰＷＭオン期間とＰＷＭオフ期間の一方に切り替える構成を例に挙げたが、本発明の構成はこれに限定されるものではなく、例えば、ＡＤ変換部は、ＰＷＭオン期間とＰＷＭオフ期間の双方で帰還電圧のＡＤ変換処理を行い、ゼロクロス検知部は、ＰＷＭデューティに応じて一方のＡＤ変換結果を採用する構成としてもよい。
このように、上記実施形態は、全ての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきであり、本発明の技術的範囲は、上記実施形態の説明ではなく、特許請求の範囲によって示されるものであり、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内に属する全ての変更が含まれると理解されるべきである。
本明細書中に開示されているモータ制御装置は、例えば、モータの回転速度を低速から高速まで広範囲に変化させる必要のあるアプリケーション（ファンやコンプレッサなど）で好適に利用することが可能である。
１ 電子機器
１０ モータ駆動装置
１１ コントローラボード
１２ アプリケーションボード
２０ ３相ブラシレスＤＣモータ
１００ モータ制御装置
１１０ 通電制御部
１１１ 分周器
１１２ カウンタ
１１３ コンパレータ
１１４ 通電制御信号生成部
１２０ ＡＤ変換部
１３０ ゼロクロス検知部
１４０ 進角制御部
１５０ ＰＩ制御部
１６０ タイミング制御部
１６１ トリガ設定値切替部
１６２ トリガ信号生成部
２００ ３相ブリッジドライバ
２０１、２０２、２０３ 上側スイッチ
２０４、２０５、２０６ 下側スイッチ
３００ 調整部
４００ オフセット部
ＬＵ、ＬＶ、ＬＷ ステータコイル
Ｘ 車両
Ｘ１１〜Ｘ１８ 電子機器

Claims (18)

  1. ブリッジドライバ各相の通電制御信号を生成する通電制御部と、
    前記ブリッジドライバ各相の出力電圧に応じたアナログの帰還電圧をサンプリングしてデジタルの帰還信号に変換するＡＤ変換部と、
    前記帰還信号の入力を受けて前記通電制御信号の転流タイミングとＰＷＭデューティを決定するためのゼロクロス検知を行うゼロクロス検知部と、
    を有し、
    前記ＡＤ変換部のサンプリングタイミングは、前記ＰＷＭデューティが閾値デューティよりも高いときにＰＷＭオン期間に設定されて、前記ＰＷＭデューティが前記閾値デューティよりも低いときにＰＷＭオフ期間に設定され、
    前記通電制御部は、
    クロック信号のパルス数を数えてカウント値を出力するカウンタと、
    前記ＰＷＭデューティを設定するためのデューティ設定値と前記カウント値との比較処理を行うことによりＰＷＭ信号を生成するコンパレータと、
    前記ＰＷＭ信号の入力を受けて前記通電制御信号を生成する通電制御信号生成部と、
    を含み、
    前記ＡＤ変換部のサンプリングタイミングは、前記デューティ設定値に応じたトリガ設定値と前記カウント値との一致判定処理により決定される、
    ことを特徴とするモータ制御装置。
  2. 前記サンプリングタイミングは、前記ＰＷＭオン期間及び前記ＰＷＭオフ期間それぞれの中央付近に設定されることを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
  3. 前記閾値デューティは、ヒステリシス特性を持つことを特徴とする請求項１または請求項２に記載のモータ制御装置。
  4. 前記ゼロクロス検知部は、前記帰還電圧について、全ての相の平均電圧値と非駆動相の誘起電圧値とを比較することにより、前記ゼロクロス検知を行うことを特徴とする請求項１〜請求項３のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
  5. 前記通電制御部は、前記ブリッジドライバ各相の下側スイッチをＰＷＭ駆動することを特徴とする請求項１〜請求項４のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
  6. 前記通電制御部は、前記ブリッジドライバ各相の上側スイッチをＰＷＭ駆動することを特徴とする請求項１〜請求項４のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
  7. 前記帰還電圧は、前記ＡＤ変換部の入力範囲に収まるように調整されることを特徴とする請求項５または請求項６に記載のモータ制御装置。
  8. 前記ゼロクロス検知部で得られたタイミング情報に応じて前記転流タイミングの進角制御を行う進角制御部をさらに有することを特徴とする請求項１〜請求項７のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
  9. 前記ゼロクロス検知部で得られた速度情報に応じて前記ＰＷＭデューティのＰＩ制御を行うＰＩ制御部をさらに有することを特徴とする請求項１〜請求項８のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
  10. 前記通電制御信号生成部は、転流タイミング信号と前記ＰＷＭ信号の入力を受けて前記通電制御信号を生成することを特徴とする請求項１〜請求項９のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
  11. 前記カウンタは、所定の最大値と最小値との間で前記カウント値のインクリメントとデクリメントを繰り返すアップダウンカウンタであり、前記トリガ設定値は、前記デューティ設定値に応じて前記最大値と前記最小値の一方に切り替えられることを特徴とする請求項１〜請求項１０のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
  12. 前記通電制御部は、１２０°通電制御、１５０°通電制御、または、１８０°通電制御を行うことを特徴とする請求項１〜請求項１１のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
  13. ブリッジドライバ各相の通電制御信号を生成する通電制御部と、
    前記ブリッジドライバ各相の出力電圧に応じたアナログの帰還電圧をサンプリングしてデジタルの帰還信号に変換するＡＤ変換部と、
    前記帰還信号の入力を受けて前記通電制御信号の転流タイミングとＰＷＭデューティを決定するためのゼロクロス検知を行うゼロクロス検知部と、
    を有し、
    前記通電制御部は、前記ブリッジドライバ各相の下側スイッチをＰＷＭ駆動するものであり、前記ＡＤ変換部のサンプリングタイミングは、ＰＷＭオフ期間に設定されていることを特徴とするモータ制御装置。
  14. ブリッジドライバ各相の通電制御信号を生成する通電制御部と、
    前記ブリッジドライバ各相の出力電圧に応じたアナログの帰還電圧をサンプリングしてデジタルの帰還信号に変換するＡＤ変換部と、
    前記帰還信号の入力を受けて前記通電制御信号の転流タイミングとＰＷＭデューティを決定するためのゼロクロス検知を行うゼロクロス検知部と、
    を有し、
    前記ＡＤ変換部は、ＰＷＭオン期間とＰＷＭオフ期間の双方で前記帰還電圧のＡＤ変換処理を行い、
    前記ゼロクロス検知部は、前記ＰＷＭデューティが閾値デューティよりも高いときに前記ＰＷＭオン期間のＡＤ変換結果を採用し、前記ＰＷＭデューティが前記閾値デューティよりも低いときに前記ＰＷＭオフ期間のＡＤ変換結果を採用することを特徴とするモータ制御装置。
  15. 請求項１〜請求項１４のいずれか一項に記載のモータ制御装置と、
    前記モータ制御装置から入力される各相の通電制御信号に応じて各相の出力電圧を生成するブリッジドライバと、
    を有することを特徴とするモータ駆動装置。
  16. モータと、
    前記モータをセンサレスで駆動する請求項１５に記載のモータ駆動装置と、
    を有することを特徴とする電子機器。
  17. 前記モータは、３相ブラシレスＤＣモータであることを特徴とする請求項１６に記載の電子機器。
  18. バッテリと、
    前記バッテリから電源電圧の供給を受けて動作する請求項１６または請求項１７に記載の電子機器と、
    を有することを特徴とする車両。
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