CN107482960B - 电动机控制装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供电动机控制装置，具有通电控制部，其生成桥式驱动器各相的通电控制信号；AD变换部，其对与上述桥式驱动器各相的输出电压对应的模拟的反馈电压进行采样并变换为数字的反馈信号；过零检测部，其接受上述反馈信号的输入并进行用于决定上述通电控制信号的换流定时和PWM占空比的过零检测。例如，上述AD变换部的采样定时根据上述PWM占空比被切换为PWM接通期间和PWM断开期间中的一方。此外，例如上述通电控制部对上述桥式驱动器各相的下侧开关进行PWM驱动，上述AD变换部的采样定时被设定为PWM断开期间。此外，例如上述AD变换部在PWM接通期间和PWM断开期间的双方进行上述反馈电压的AD变换处理，上述过零检测部根据上述PWM占空比采用一方的AD变换结果。

Description

电动机控制装置
技术领域
本发明涉及一种电动机控制装置。
背景技术
为了以无传感器方式驱动无刷DC电动机，例如需要测量电动机各相的反电动势来进行过零检测，掌握转子的旋转位置。
另外，作为与上述相关的现有技术的一例，可以列举本申请人提出的日本特开2014-87210号公报。
图19是表示现有的过零检测方法(第1现有例)的框图。在本图的过零检测方法中，针对电动机各相设有AD变换部，因此可以同时对各相的反电动势进行AD变换来用于微型计算机的过零检测处理。然而，在该现有例中，存在所需要的AD变换部的数量较多的问题。
图20是表示现有的过零检测方法(第2现有例)的框图。在本图的过零检测方法中，针对电动机各相设有采样/保持部，因此可以同时对各相的反电动势进行采样，通过单一的AD变换部依次对各保持值进行AD变换。因此，与之前的第1现有例相比，该现有例能够削减AD变换部的数量。然而，在该现有例中，需要追加采样/保持部，因此从电路规模观点出发存在进一步改善的余地。
此外，对电动机的旋转速度进行PWM控制的情况下，在切换PWM接通期间和PWM断开期间的接通/断开切换定时附近产生噪声、感应电压上升延迟(包含各相的偏差)。然而，在现有的过零检测方法中，AD变换部的采样定时始终被设为PWM接通期间，而不是取决于PWM占空比。因此，在PWM接通期间变短的低占空比驱动时(＝低速旋转时)，即使针对电动机的各相设有AD变换部或采样/保持部，AD变换部的采样定时也接近接通/断开切换定时，因此存在无法正确进行过零检测的可能性。
发明内容
鉴于本申请的发明者们发现的上述课题，本发明的目的是提供一种能够正确地进行过零检测的电动机控制装置。
例如，本说明书所公开的电动机控制装置具有：通电控制部，其生成桥式驱动器各相的通电控制信号；AD变换部，其对与上述桥式驱动器各相的输出电压对应的模拟的反馈电压进行采样并变换为数字的反馈信号；以及过零检测部，其接受上述反馈信号的输入，并进行用于决定上述通电控制信号的换流定时和PWM占空比的过零检测，上述AD变换部的采样定时根据上述PWM占空比被切换为PWM接通期间和PWM断开期间中的一方。
此外，例如本说明书所公开的电动机控制装置具有：通电控制部，其生成桥式驱动器各相的通电控制信号；AD变换部，其对与上述桥式驱动器各相的输出电压对应的模拟的反馈电压进行采样并变换为数字的反馈信号；以及过零检测部，其接受上述反馈信号的输入，并进行用于决定上述通电控制信号的换流定时和PWM占空比的过零检测，上述通电控制部对上述桥式驱动器各相的下侧开关进行PWM驱动，上述AD变换部的采样定时被设定为PWM断开期间。
此外，例如本说明书所公开的电动机控制装置具有：通电控制部，其生成桥式驱动器各相的通电控制信号；AD变换部，其对与上述桥式驱动器各相的输出电压对应的模拟的反馈电压进行采样并变换为数字的反馈信号；以及过零检测部，其接受上述反馈信号的输入，并进行用于决定上述通电控制信号的换流定时和PWM占空比的过零检测，上述AD变换部在PWM接通期间和PWM断开期间这两个期间进行上述反馈电压的AD变换处理，上述过零检测部根据上述PWM占空比采用一方的AD变换结果。
另外，根据以下的优选方式的详细说明、与之相关的附图，使本发明的其他特征、要素、步骤、优点以及特性变得更加明确。
附图说明
图1是表示电子设备的整体结构的框图。
图2是表示3相桥式驱动器的一个结构例的电路图。
图3是表示120°通电控制的一例的时序图。
图4是表示电动机驱动控制的一例的流程图。
图5是表示过零检测的一例的时序图。
图6是表示感应电压的同时采样动作的波形图。
图7是表示感应电压的依次采样动作的波形图。
图8是表示采样定时切换控制的一例的波形图。
图9是阈值占空比的滞后特性图。
图10是表示通电控制部以及定时控制部的一个结构例的框图。
图11是表示采样定时的第1设定例的时序图。
图12是表示采样定时的第2设定例的时序图。
图13是表示上侧PWM驱动时的电动机状态的示意图。
图14是表示上侧PWM驱动时的输出电压的波形图。
图15是表示上侧PWM驱动时的反馈电压调整单元的一例的框图。
图16是表示下侧PWM驱动时的电动机状态的示意图。
图17是表示下侧PWM驱动时的输出电压的波形图。
图18是表示车辆的一个结构例的外观图。
图19是表示现有的过零检测方法(第1现有例)的框图。
图20是表示现有的过零检测方法(第2现有例)的框图。
具体实施方式
＜电子设备＞
图1是表示电子设备的整体结构的框图。本结构例的电子设备1具有电动机驱动装置10和3相无刷DC电动机20(以下，简称为电动机20)。
电动机驱动装置10是以无传感器方式驱动电动机20的主体，其构成要素被分散地配置在控制板11和应用板12上。更具体地，在控制板11上搭载有电动机控制装置100，在应用板12上搭载有3相桥式驱动器200(以下，简称为驱动器200)和调整部300。
电动机控制装置100从调整部300接受反馈电压(Uin、Vin、Win)的输入而生成通电控制信号(UH、UL、VH、VL、WH、WL)，并将该通电控制信号输出到驱动器200。
驱动器200从电动机控制装置100接受上述通电控制信号(UH、UL、VH、VL、WH、WL)的输入而生成输出电压(U、V、W)，并将该输出电压输出到电动机20。
调整部300对输出电压(U、V、W)进行分压来生成反馈电压(Uin、Vin、Win)，并将该反馈电压输出到电动机控制装置100。另外，反馈电压(Uin、Vin、Win)的调整方法，并不一定限于分压，也可以采用其他调整方法。
＜电动机控制装置＞
接着，参照图1对电动机控制装置100的结构以及动作进行详细说明。本结构例的电动机控制装置100作为其功能模块，包括通电控制部110、AD(analog-to-digital：模拟-数字)变换部120、过零检测部130、超前角控制部140以及PI控制部150。
通电控制部110根据从超前角控制部140输入的换流定时信号S1和从PI控制部150输入的占空比设定值D1这双方，生成驱动器200各相的通电控制信号(UH、UL、VH、VL、WH、WL)。
AD变换部120对从调整部300输入的模拟的反馈电压(Uin、Vin、Win)依次进行采样并变换为数字的反馈信号S2，并将该反馈信号S2输出到过零检测部130。另外，向AD变换部120输入在与占空比设定值D1(进而PWM占空比)对应的定时被脉冲驱动的触发信号S3，并根据该触发信号S3对AD变换部120的采样定时进行切换。对于这一点，在后面进行详述。
过零检测部130接受反馈信号S2的输入，进行用于决定通电控制信号(UH、UL、VH、VL、WH、WL)的换流定时和PWM占空比的过零检测。
超前角控制部140根据由过零检测部130获得的定时信息Sa进行换流定时的超前角控制，由此生成换流定时信号S1。优选考虑过零检测部130的信号延迟、以及通电控制信号(UH、UL、VH、VL、WH、WL)与输出电压(U、V、W)相位偏移等，对换流定时信号S1的超前角量进行适当调整。
PI控制部150根据由过零检测部130获得的速度信息Sb进行占空比设定值D1(进而PWM占空比)的PI控制。该PI控制是组合了比例控制(P控制：Proportional control)和积分控制(I控制：Integral control)的反馈控制的一种。然而，占空比设定值D1的反馈控制方法并不限定于PI控制，例如也可以使用组合了PI控制和微分控制(D控制：Differentialcontrol)的PID控制。
上述功能模块中，通电控制部110和AD变换部120与搭载于应用板12的驱动器200相同，相当于用于进行硬件处理的功能模块。另一方面，过零检测部130、超前角控制部140以及PI控制部150相当于用于进行软件处理的功能模块。
此外，电动机控制装置100可以经由预定的通信接口(例如I2C接口)与外系统进行通信，能够进行动作(旋转)的开始/停止、目标速度的变更、PI控制的增益变更、以及内部状态的取得等指令或参数的变更。例如，发生了硬件结构的变更(电动机20的种类变更等)的情况下，能够通过调整各种参数来实现所希望的动作。
＜3相桥式驱动器＞
图2是表示驱动器200的一个结构例的电路图。本结构例的驱动器200是应用了一般的H桥式输出级的电路形式，包括上侧开关(201、202、203)和下侧开关(204、205、206)。上侧开关(201、202、203)分别被连接在电源电压Vcc的施加端和输出电压(U、V、W)的输出端之间。下侧开关(204、205、206)分别被连接在输出电压(U、V、W)的输出端和接地端之间。另外，作为各开关，可以适当使用MOSFET(metal oxide semiconductor field effecttransistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)或IGBT(insulated gate bipolartransistor：绝缘栅双极晶体管)等。
上侧开关(201、202、203)分别根据上侧通电控制信号(UH、VH、WH)进行接通/断开。更具体地，上侧开关(201、202、203)分别在上侧通电控制信号(UH、VH、WH)为高电平时接通，在上侧通电控制信号(UH、VH、WH)为低电平时断开。
另一方面，下侧开关(204、205、206)分别根据下侧通电控制信号(UL、VL、WL)进行接通/断开。更具体地，下侧开关(204、205、206)分别在下侧通电控制信号(UL、VL、WL)为高电平时接通，在下侧通电控制信号(UL、VL、WL)为低电平时断开。
另外，分别向电动机20各相的定子线圈(LU、LV、LW)施加各相的输出电压(U、V、W)，根据输出电压(U、V、W)的组合，切换其通电状态。例如，通电控制部110进行120°通电控制的情况下，如图中的箭头(1)～(6)所示那样，存在6个通电状态。另外，120°通电控制为标量控制的一种，也被称为6步矩形波控制。
＜120°通电控制＞
接着，参照图2和图3对120°通电控制进行详述。图3是表示120°通电控制的一例的时序图，按照从上到下的顺序描绘了U相上侧通电控制信号UH、U相下侧通电控制信号UL、V相上侧通电控制信号VH、V相下侧通电控制信号VL、W相上侧通电控制信号WH以及W相下侧通电控制信号WL。以下，将1个周期(电角0°～360°)划分为6个期间(1)～(6)(电角各60°)进行详细说明。
在期间(1)，U相的上侧开关201接通，W相的下侧开关206被PWM驱动。此外，其余的开关(202、203、204、205)均断开。此时，成为U＝高(High)、V＝开路(OPEN)、W＝低(Low)(PWM)，因此在电动机20中，如图2的箭头(1)所示那样，从U相的定子线圈LU向W相的定子线圈LW流过驱动电流。
在期间(2)，V相的上侧开关202接通，W相的下侧开关206被PWM驱动。此外，其余的开关(201、203、204、205)均断开。此时，成为U＝开路、V＝高、W＝低(PWM)，因此在电动机20中，如图2的箭头(2)所示那样，从V相的定子线圈LV向W相的定子线圈LW流过驱动电流。
在期间(3)，V相的上侧开关202接通，U相的下侧开关204被PWM驱动。此外，其余的开关(201、203、205、206)均断开。此时，成为U＝低(PWM)、V＝高、W＝开路，因此在电动机20中，如图2的箭头(3)所示那样，从V相的定子线圈LV向U相的定子线圈LU流过驱动电流。
在期间(4)，W相的上侧开关203接通，U相的下侧开关204被PWM驱动。此外，其余的开关(201、202、205、206)均断开。此时，成为U＝低(PWM)、V＝开路、W＝高，因此在电动机20中，如图2的箭头(4)所示那样，从W相的定子线圈LW向U相的定子线圈LU流过驱动电流。
在期间(5)，W相的上侧开关203接通，V相的下侧开关205被PWM驱动。此外，其余的开关(201、202、204、206)均断开。此时，成为U＝开路、V＝低(PWM)、W＝高，因此在电动机20中，如图2的箭头(5)所示那样，从W相的定子线圈LW向V相的定子线圈LV流过驱动电流。
在期间(6)，U相的上侧开关201接通，V相的下侧开关205被PWM驱动。此外，其余的开关(202、203、204、206)均断开。此时，成为U＝高、V＝低(PWM)、W＝开路，因此在电动机20中，如图2的箭头(6)所示那样，从U相的定子线圈LU向V相的定子线圈LV流过驱动电流。
这样，在120°通电控制中，向U相、V相、W相中的任意2相施加输出电压(U、V、W)来对定子线圈(LU、LV、LW)的励磁模式进行周期性地切换(进行换流)，由此电动机20被旋转驱动。
此外，通过进行下侧开关(204、205、206)的PWM驱动，根据PWM占空比(＝PWM接通期间Ton在PWM周期T中所占的比例)，能够使在定子线圈(LU、LV、LW)中产生的磁力的大小变化，因此能够进行电动机20的旋转速度控制。另外，在进行电动机20的旋转速度控制时，一般进行上侧开关(201、202、203)的PWM驱动，但在本图中进行下侧开关(204、205、206)的PWM驱动。对于其理由，在后面进行详述。
此外，在本图中，以120°通电控制为例，但通电控制部110进行的通电控制方式并不限定于此，也可以进行150°通电控制或180°通电控制。
＜电动机驱动控制＞
图4是表示电动机驱动控制的一例(电动机20启动起到稳定旋转为止)的流程图。
在电动机20的120°通电控制中，需要掌握转子的位置并在恰当的换流定时切换输出电压(U、V、W)的施加模式。在此，以无传感器方式驱动电动机20的情况下，检测随着转子的旋转产生的反电动势来推定转子的位置，根据该推定结果进行换流定时的调整。因此，为了启动电动机20，必须强制性地使停止的转子旋转来产生反电动势。
因此，当流程开始时，首先，在步骤S10中，通过预定的强制处理，转子被强制性地旋转。作为本步骤中的强制处理，例如以一定时间产生的特定磁场来将转子固定在唯一的旋转位置后，以固定占空比反复进行强制换流，由此进行转子的强制加速即可。
另外，电动机20的启动条件(转子位置固定处理的期间以及占空比、以及转子强制加速处理的期间、占空比、开始速度、结束速度、以及分割步等)根据电动机20的种类或与电动机20连接的物体(负载)等而改变。因此，对于上述的启动条件，可以构成为用户可任意设定参数。
当通过步骤S10的强制处理，转子以某程度的速度开始旋转时，可测量反电动势，因此在步骤S20中进行反电动势的取得处理。
在紧接着的步骤S30中，进行是否检测到过零(详细内容后述)的判定。在此，在作出肯定判定的情况下，能够根据过零的检测结果掌握转子的旋转位置，因此流程向步骤S40前进。另一方面，在作出否定判定的情况下，流程返回到步骤S20，再次取得反电动势。
在步骤S30中作出肯定判定的情况下，在步骤S40中，在与转子的旋转位置对应的恰当的换流定时对输出电压(U、V、W)的施加模式进行切换。之后，流程返回到步骤S20，为了检测下次的过零，重复进行反电动势的取得。以后，通过反复进行步骤S20～S40来继续电动机20的稳定旋转。
＜过零检测＞
图5是表示过零检测的一例的时序图，按照从上到下的顺序描绘了驱动器200中的上侧开关的接通相和下侧开关的接通相、以及各相的反馈电压(Uin(实线)、Vin(虚线)、Win(点锁线))和全部相的平均电压AVE(＝(Uin+Vin+Win)/3，且相当于电动机20的疑似中性点电压)。然而，在本图中，为了便于图示，省略了与驱动器200中的下侧开关的PWM驱动相关的描写。以下，将1个周期(电角0°～360°)划分为6个期间(1)～(6)(电角各60°)进行详细说明。
在期间(1)，为Uin＝高、Vin＝开路、Win＝低(PWM)，因此在非驱动相(V相)的定子线圈LV中产生的反电动势表现为反馈电压Vin。该反馈电压Vin和平均电压AVE交差的定时(＝过零)相当于在设有定子线圈LV的旋转位置将转子的极性(S极和N极)切换的定时。另外，在期间(1)，过零检测部130检测反馈电压Vin从比平均电压AVE低的状态向高的状态迁移的定时。
在期间(2)，为U＝开路、V＝高、W＝低(PWM)，因此在非驱动相(U相)的定子线圈LU中产生的反电动势表现为反馈电压Uin。该反馈电压Uin和平均电压AVE交差的定时(＝过零)相当于在设有定子线圈LU的旋转位置将转子的极性(S极和N极)切换的定时。另外，在期间(2)，过零检测部130检测反馈电压Uin从比平均电压AVE高的状态向低的状态迁移的定时。
在期间(3)，为U＝低(PWM)、V＝高、W＝开路，因此在非驱动相(W相)的定子线圈LW中产生的反电动势表现为反馈电压Win。该反馈电压Win和平均电压AVE交差的定时(＝过零)相当于在设有定子线圈LW的旋转位置将转子的极性(S极和N极)切换的定时。另外，在期间(3)，过零检测部130检测反馈电压Win从比平均电压AVE低的状态向高的状态迁移的定时。
在期间(4)，为U＝低(PWM)、V＝开路、W＝高，因此与期间(1)同样地，在非驱动相(V相)的定子线圈LV中产生的反电动势表现为反馈电压Vin。另外，在期间(4)，与之前的期间(1)不同，过零检测部130检测反馈电压Vin从比平均电压AVE高的状态向低的状态迁移的定时。
在期间(5)，为U＝开路、V＝低(PWM)、W＝高，因此与期间(2)同样地，在非驱动相(U相)的定子线圈LU中产生的反电动势表现为反馈电压Uin。然而，在期间(5)，与之前的期间(2)不同，过零检测部130检测反馈电压Uin从比平均电压AVE低的状态向高的状态迁移的定时。
在期间(6)，为U＝高、V＝低(PWM)、W＝开路，因此与期间(3)同样地，在非驱动相(W相)的定子线圈LW中产生的反电动势表现为反馈电压Win。另外，在期间(6)，与之前的期间(3)不同，过零检测部130检测反馈电压Win从比平均电压AVE高的状态向低的状态迁移的定时。
如上所述，过零检测部130针对反馈电压(Uin、Vin、Win)比较全部相的平均电压值(＝AVE)与非驱动相的感应电压值来进行过零检测。通过进行这样的过零检测，可以以无传感器方式检测转子的极性切换定时(进而转子的旋转位置)。因此，检测到过零起经过预定时间后进行换流，从而能够使电动机20持续旋转。
图6是表示感应电压(＝反电动势)的同时采样动作的波形图(实线：PWM信号、虚线：感应电压)。另外，图中的粗箭头表示同时采样定时。如之前的图19或图20所示，在针对电动机各相设有AD变换部或采样/保持部的情况下，可以同时对3相的全部的感应电压进行采样，并将各个AD变换结果用于过零检测处理。
另外，在切换PWM接通期间Ton和PWM断开期间Toff的接通/断开切换定时附近，产生噪声、感应电压上升延迟(包含各相的偏差)。鉴于此，优选将感应电压的采样定时设定在PWM接通期间Ton的中央附近。然而，在PWM占空比小时(＝电动机20低速驱动时)，感应电压的采样定时接近上述接通/断开切换定时，因此有可能无法正确检测过零。
图7是表示感应电压(＝反电动势)的依次采样动作的波形图(实线：PWM信号、虚线：感应电压)。另外，3个细箭头分别表示依次采样定时。将3相的感应电压通过比其数量少(1个或2个)的AD变换部采样时，需要依次对各相的感应电压进行采样，因此与同时采样动作时(图6)相比，AD变换处理所需要的时间变长。
因此，在PWM占空比小时(＝电动机20低速驱动时)，有时在PWM接通期间Ton内无法完成AD变换处理，与进行感应电压的同时采样的结构相比，正确的过零检测变得更困难。
另外，在过零检测处理中，3相的反馈电压(Uin、Vin、Win)中与疑似中性点电压进行比较的非驱动相的感应电压承担重要的作用。因此，在AD变换部少于电动机相数时，还考虑将疑似中性点电压设为固定值，仅对非驱动相的感应电压进行AD变换。然而，在这样的方法中，无法排除反馈电压(Uin、Vin、Win)全体的偏移、脉动(＝长周期的电压变动)的影响，因此考虑过零检测精度时，存在进一步的改善空间。
以下，提出了即使AD变换部比电动机相数少也能够正确地进行过零检测的新方法(＝采样定时切换控制)。
＜采样定时切换控制＞
图8是表示采样定时切换控制的一例的波形图(实线：PWM信号、虚线：感应电压)。另外，3个细箭头分别表示依次采样定时。如本图所示，AD变换部120的采样定时与PWM占空比(进而电动机20的转速)对应地，切换为PWM接通期间Ton和PWM断开期间Toff中的一方。
更具体地，AD变换部120的采样定时在PWM占空比高于预定的阈值占空比Dth时设定为PWM接通期间Ton，在PWM占空比低于阈值占空比Dth时设定为PWM断开期间Toff。
另外，上述的阈值占空比Dth，最简单地考虑时设定为Dth＝50％即可。然而，阈值占空比Dth的设定值并不限定于此，在不妨碍AD变换处理的范围内可任意设定。例如，在PWM占空比低于10％的低速旋转时，若妨碍PWM接通期间Ton中的依次采样动作，则将阈值占空比Dth设定为稍微高于10％的值(例如20％左右)即可。
这样，若为根据PWM占空比切换AD变换部120的采样定时的结构，则在AD变换处理中时间有富余。因此，即使在PWM占空比大幅度变化的应用中，也难以妨碍依次采样动作，因此能够从高速区域到低速区域稳定地驱动电动机20。
此外，若采样该方法，则不需要同时对全部3相的感应电压进行采样。因此，与之前的图19或图20相比，能够削减AD变换部的数量，而且，不需要另外追加采样/保持部。
此外，若采样该方法，则可以通过测量全部3相的反馈电压(Uin、Vin、Win)来计算出电动机20的疑似中性点电压(＝平均电压AVE)，并将其与非驱动相的感应电压进行比较。因此，与将疑似中性点电压设为固定值的方法相比，难以受到反馈电压(Uin、Vin、Win)全体的偏移、脉动的影响，因此能够提高过零检测精度，此外，也能够灵活地应对电动机20的规格变更等。
图9是阈值占空比Dth的滞后特性图。如本图所示，阈值占空比Dth中也可以具有滞后特性。
例如，在采样定时被设定为PWM接通期间Ton时，在PWM占空比变得比下侧阈值占空比DthL(例如DthL＝20％)低的时间点，将采样定时切换为PWM断开期间Toff。
另一方面，在采样定时被设定为PWM断开期间Toff时，在PWM占空比变得比上侧阈值占空比DthH(例如DthH＝30％)高的时间点，将采样定时切换为PWM接通期间Ton。
通过采用这样的结构，能够防止阈值占空比Dth附近的采样定时的不必要的切换。
图10是表示通电控制部110以及定时控制部160的一个结构例的框图。本结构例的通电控制部110包括分频器111、计数器112、比较器113以及通电控制信号生成部114。
分频器111对电动机控制装置100所使用的主时钟信号CK(例如24MHz)进行m分频(例如2分频)，来生成分频时钟信号DCK(例如12MHz)。
计数器112对分频时钟信号DCK的脉冲数进行计数并输出计数值D0。另外，作为计数器112，例如可以适当使用在预定的最大值D0H(例如600)与最小值D0L(例如0)之间反复进行计数值D0的增加和减少的上下计数器。
比较器113通过进行用于设定PWM占空比的占空比设定值D1和从计数器112输入的计数值D0的比较处理，来生成用于对通电控制信号(例如，下侧通电控制信号UL、VL、WL)进行PWM驱动的PWM信号Sx。另外，PWM信号Sx例如在计数值D0小于占空比设定值D1时成为高电平，在计数值D0大于占空比设定值D1时成为低电平。
通电控制信号生成部114接受换流定时信号S1和PWM信号Sx的输入来生成通电控制信号(UH、UL、VH、VL、WH、WL)。
另一方面，定时控制部160是接受计数器值D0和占空比设定值D1的输入来生成触发信号S3(＝AD变换部120的采样定时设定信号)的功能模块，包括触发设定值切换部161和触发信号生成部162。另外，定时控制部160既可以以软件方式实现也可以以硬件方式实现。
触发设定值切换部161根据占空比设定值D1对触发设定值D2进行切换。例如，触发设定值D2根据占空比设定值D1被切换为计数值D0的最大值D0H和最小值D0L中的一方。
触发信号生成部162进行计数值D0和触发设定值D2的一致判定处理，根据该判定结果进行触发信号S3的脉冲生成。即，通过计数值D0和触发设定值D2的一致判定处理来决定AD变换部120的采样定时。
图11和图12分别是表示采样定时的第1设定例(高占空比时)和第2设定例(低占空比时)的时序图，按照从上到下的顺序描绘了计数值D0、PWM信号Sx以及触发信号S3。
另外，在本图的例子中，作为计数器112使用了上下计数器，计数值D0在最大值D0H(例如600)与最小值D0L(例如0)之间反复进行增加和减少。
在此，在分频时钟信号DCK的频率为12MHz的情况下，计数值D0每隔1/12μs进行增加或减少。因此，可知例如若将PWM信号Sx的频率设定为20kHz(0.05ms周期)，则将计数值D0的最大值D0H设为600(＝0.05ms/(1/12μs))，将最小值D0L设为0即可。
首先，如以上所述那样，通过计数值D0和占空比设定值D1的比较处理生成PWM信号Sx。因此，占空比设定值D1越大PWM占空比越高(参照图11)，占空比设定值D1越小PWM占空比越低(参照图12)。
例如，D1＝600(＝D0H)时PWM占空比为100％，D1＝300(＝(D0H+D0L)/2)时PWM占空比为50％，D1＝0(＝D0L)时PWM占空比为0％。
此外，通过计数值D0和触发设定值D2的一致判定处理来决定触发信号S3的脉冲生成定时(＝AD变换部120的采样定时)。更具体地，以计数值D0和触发设定值D2的一致定时为基准，在触发信号S3中设置3个脉冲。
在此，触发设定值D2根据占空比设定值D1被切换为计数值D0的最大值D0H和最小值D0L中的一方。例如，当占空比设定值D1高于预定阈值时，如图11所示，切换为D2＝D0L。其结果是，在PWM接通期间Ton的中央附近计数值D0和触发设定值D2(＝D0L)一致，进行触发信号S3的脉冲生成。即，当占空比设定值D1高于预定阈值时，在PWM接通期间Ton的中央附近进行依次采样动作。
另一方面，当占空比设定值D1低于预定阈值时，如图12所示，切换为D2＝D0H。其结果是，在PWM断开期间Toff的中央附近计数值D0和触发设定值D2(＝D0H)一致，进行触发信号S3的脉冲生成。即，当占空比设定值D1低于预定阈值时，在PWM断开期间Toff的中央附近进行依次采样动作。
另外，在只设有一个AD变换部120的情况下，如本图所示，在触发信号S3中依次生成与电动机相数相同数量的脉冲，动态切换AD变换部120的输入通道即可。
此外，考虑AD变换处理所需要的时间来适当设定AD变换部120的采样定时、采样间隔即可。例如，在本图中2层并行描绘的触发信号S3中，可以如上层的触发信号S3所示的那样，以计数值D0和触发设定值D2的一致定时成为开头的方式生成3个脉冲，或者，可以如下层的触发信号S3所示的那样，以计数值D0和触发设定值D2的一致定时成为中央的方式生成3个脉冲。
＜PWM驱动＞
接着，说明在进行电动机20的转速控制时，对上侧开关(201、202、203)进行PWM驱动的情况与对下侧开关(204、205、206)进行PWM驱动的情况的不同点。
图13是表示上侧PWM驱动时的电动机状态的示意图。如该图所示，在对上侧开关进行PWM驱动时，高电平相(PWM驱动相)的输出电压以Vcc(PWM：接通)→开路(PWM：断开)→Vcc(PWM：接通)的方式在Vcc和开路(OPEN)之间交替地切换。此时，非驱动相(开路相)的输出电压以低电平相的电压值(GND固定)为基准值成为正或负。即，非驱动相的输出电压可以成为负电位(＝不足GND)。
图14是表示上侧PWM驱动时(PWM占空比50％)的输出电压(U、V、W)的波形图。在上侧开关(例如V相上侧开关)的PWM接通期间Ton中，在电源电压Vcc和接地电压GND的中点附近出现感应电压，作为非驱动相的输出电压(例如U相输出电压U)(参照本图中的区域α1)。因此，进行AD变换部120中的信号处理时不产生特别的问题。
另一方面，在上侧开关(例如V相上侧开关)的PWM断开期间Toff中，如以上所述那样，非驱动相的输出电压(例如U相输出电压U)可成为负电位(参照本图中的区域α2)。陷入这样的状况时，AD变换部120为下限饱和，因此难以正确检测过零。
根据上述，在上侧开关(201、202、203)的PWM驱动时，为了将AD变换部120的采样定时设定为PWM接通期间Toff，需要想办法消除AD变换部120的下限饱和。
图15是表示上侧PWM驱动时的反馈电压调整单元的一例(补偿部400的追加例)的框图。如本图所示，本结构例的电动机驱动装置10在调整部300的前级有补偿部400。另外，补偿部400是向可成为负电位的输出电压(U、V、W)给予预定补偿，来生成已正偏置的输出电压(U+、V+、W+)的功能模块。
通过追加这样的补偿部400，能够对反馈电压(Uin、Vin、Win)进行调整以便收敛在AD变换部120的输入范围内。因此，能够消除AD变换部120的下限饱和，从而即使在上侧PWM驱动时，也能够将AD变换部120的采样定时设定为PWM接通期间Toff。然而，需要注意因补偿部400的追加，电路规模增大。
图16是表示下侧PWM驱动时的电动机状态的示意图。如本图所示，在对下侧开关进行PWM驱动时，低电平相(PWM驱动相)的输出电压以GND(PWM：接通)→开路(PWM：断开)→GND(PWM：接通)的方式在GND和开路(OPEN)之间交替地切换。此时，非驱动相(开路相)的输出电压以高电平相的电压值(Vcc固定)为基准值成为正或负。因此，与之前的上侧PWM驱动时不同，非驱动相的输出电压不会成为负电位(＝不足GND)。
图17是表示下侧PWM驱动时(PWM占空比50％)的输出电压(U、V、W)的波形图。在下侧开关(例如W相下侧开关)的PWM接通期间Ton，在电源电压Vcc和接地电压GND的中点附近出现感应电压，作为非驱动相的输出电压(例如U相输出电压U)(参照本图中的区域β1)。因此，进行AD变换部120中的信号处理时不产生特别的问题。
此外，在下侧开关(例如W相下侧开关)的PWM断开期间Toff，非驱动相的输出电压(例如U相输出电压U)成为以高电平相的电压值(Vcc固定)为基准值而变动的正电位(参照本图中的区域α2)。
即，在下侧PWM驱动时，即使PWM断开期间Toff中的非驱动相的输出电压成为比电源电压Vcc高的电位，也不会成为负电位。因此，与之前说明的上侧PWM驱动时不同，不需要追加补偿部400作为用于消除AD变换部120的下限饱和的单元。
此外，在电动机驱动装置10中已经设有从输出电压(U、V、W)生成反馈电压(Uin、Vin、Win)的调整部300作为用于消除AD变换部120的上限饱和的单元。因此，由于PWM断开期间Toff中的非驱动相的输出电压成为比电源电压Vcc高的电位，因此通过适当设定调整部300的调整比(＝分压比)，能够极容易对收敛在AD变换部120的输入范围内的反馈电压(Uin、Vin、Win)进行调整。
如上所述，在进行AD变换部120的采样定时切换控制的情况下，优选采用在PWM接通期间Ton和PWM断开期间Toff中都容易正确检测过零的下侧PWM驱动。
另外，通过对下侧开关(204、205、206)进行PWM驱动，不需要补偿部400，而能够将AD变换部120的采样定时设定为PWM断开期间Toff，关于这一点，能够与根据PWM占空比进行采样定时的切换控制的结构分开考虑。
例如，在即使始终将AD变换部120的采样定时设定为PWM断开期间Toff也不产生特殊问题的应用(PWM占空比的可变上限值低的应用等)中，也可以在对下侧开关(204、205、206)进行PWM驱动后，将AD变换部120的采样定时固定设定为PWM断开期间Toff。
＜车辆＞
图18是表示车辆的一个结构例的外观图。在本结构例的车辆X中搭载有从未图示的电池接受电源电压Vcc的供给而动作的各种电子设备X11～X18。另外，对于图18中的电子设备X11～X18的搭载位置，为了便于图示，有时与实际情况不同。
电子设备X11是进行与发动机相关的控制(点火控制、电子节气门控制、怠速控制、氧传感器加热器控制以及自动巡航控制等)的发动机控制单元。
电子设备X12是进行HID(high intensity discharged lamp：高强度放电灯)、DRL(daytime running lamp：日间行车灯)等的点亮熄灭控制的灯控制单元。
电子设备X13是进行与传输相关的控制的传输控制单元。
电子设备X14是进行与车辆X的运动相关的控制(ABS(anti-lock brake system：防抱死制动系统)控制、EPS(electric power steering：电动助力转向)控制、电子悬架控制等)的控制单元。
电子设备X15是进行门锁、防盗警报等的驱动控制的安全控制单元。
电子设备X16是雨刷、电动门镜、电动车窗、阻尼器(减震器)、电动天窗以及电动座椅等，作为标准配件、制造商可选件而在出货阶段装入到车辆X中的电子设备。
电子设备X17是车载A/V(audio/visual：音频/视频)设备、车载导航系统以及ETC(electronic toll collection system：电子收费系统)等，作为用户可选件而任意安装于车辆X的电子设备。
电子设备X18是车辆送风机、油泵、水泵、电池冷却风扇等具有高耐压类电动机的电子设备。
另外，电子设备X11～X18是此前说明的电子设备1的一例，电动机驱动装置10以及电动机20可被装入到电子设备X11～X18中的任意设备中。
＜其他变形例＞
另外，本说明书中公开的各种技术特征，除上述实施方式外，在不脱离其技术创作的宗旨的范围内可进行各种变更。
例如，在上述实施方式中，列举了根据PWM占空比切换AD变换部的依次采样定时的结构例，但本发明的应用对象并不限定于此，也可以是在使用多个AD变换部进行反馈电压的同时采样的情况下，根据PWM占空比切换AD变换部的同时采样定时的结构。
此外，在上述实施方式中，以根据PWM占空比将AD变换部的采样定时切换为PWM接通期间和PWM断开期间中的一方的结构为例，但本发明的结构并不限定于此，例如，也可以设为如下结构：AD变换部在PWM接通期间和PWM断开期间的双方中进行反馈电压的AD变换处理，过零检测部根据PWM占空比采用一方的AD变换结果。
这样，上述实施方式在全部方面为示例，而不是限制例，本发明的技术范围并不由上述实施方式的说明所示的范围，而是由请求专利保护的范围所示的范围，应理解为包括与请求专利保护的范围均等的意思以及范围内所属的全部变更。
＜产业上的可利用性＞
本说明书中所公开的电动机控制装置，例如能够适当利用于需要使电动机的转速从低速到高速在宽范围内变化的应用(风扇、压缩机等)中。

Claims (17)

1.一种电动机控制装置，其特征在于，具有：
通电控制部，其生成桥式驱动器各相的通电控制信号；
AD变换部，其对与上述桥式驱动器各相的输出电压对应的模拟的反馈电压进行采样并变换为数字的反馈信号；以及
过零检测部，其接受上述反馈信号的输入，并进行用于决定上述通电控制信号的换流定时和PWM占空比的过零检测，
上述AD变换部的采样定时根据上述PWM占空比被切换为PWM接通期间和PWM断开期间中的一方，
上述通电控制部包括：
计数器，其对时钟信号的脉冲数进行计数并输出计数值；以及
比较器，其进行用于设定上述PWM占空比的占空比设定值与上述计数值的比较处理，由此生成用于对上述通电控制信号进行PWM驱动的PWM信号，
通过与上述占空比设定值对应的触发设定值与上述计数值的一致判定处理，来决定上述AD变换部的采样定时。
2.根据权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，
上述AD变换部的采样定时，在上述PWM占空比高于阈值占空比时被设定为上述PWM接通期间，在上述PWM占空比低于上述阈值占空比时被设定为上述PWM断开期间。
3.根据权利要求2所述的电动机控制装置，其特征在于，
上述阈值占空比具有滞后特性。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的电动机控制装置，其特征在于，
上述过零检测部针对上述反馈电压比较全部相的平均电压值和非驱动相的感应电压值，由此进行上述过零检测。
5.根据权利要求1至3中任一项所述的电动机控制装置，其特征在于，
上述通电控制部对上述桥式驱动器各相的下侧开关进行PWM驱动。
6.根据权利要求1至3中任一项所述的电动机控制装置，其特征在于，
上述通电控制部对上述桥式驱动器各相的上侧开关进行PWM驱动。
7.根据权利要求5所述的电动机控制装置，其特征在于，
上述反馈电压被调整为收敛在上述AD变换部的输入范围内。
8.根据权利要求6所述的电动机控制装置，其特征在于，
上述反馈电压被调整为收敛在上述AD变换部的输入范围内。
9.根据权利要求1至3中任一项所述的电动机控制装置，其特征在于，
该电动机控制装置还具备超前角控制部，其根据由上述过零检测部获得的定时信息进行上述换流定时的超前角控制。
10.根据权利要求1至3中任一项所述的电动机控制装置，其特征在于，
该电动机控制装置还具备PI控制部，其根据由上述过零检测部获得的速度信息进行上述PWM占空比的PI控制。
11.根据权利要求1至3中任一项所述的电动机控制装置，其特征在于，
上述计数器是在预定的最大值和最小值之间反复进行上述计数值的增加和减少的上下计数器，上述触发设定值根据上述占空比设定值被切换为上述最大值和上述最小值中的一方。
12.根据权利要求1至3中任一项所述的电动机控制装置，其特征在于，上述通电控制部进行120°通电控制、150°通电控制或180°通电控制。
13.根据权利要求1至3中任一项所述的电动机控制装置，其特征在于，
上述AD变换部在上述PWM接通期间和上述PWM断开期间这两个期间进行上述反馈电压的AD变换处理，上述过零检测部根据上述PWM占空比采用一方的AD变换结果。
14.一种电动机驱动装置，其特征在于，具备：
权利要求1至13中任一项所述的电动机控制装置；以及
桥式驱动器，其根据从上述电动机控制装置输入的各相的通电控制信号，生成各相的输出电压。
15.一种电子设备，其特征在于，具备：
电动机；以及
以无传感器方式驱动上述电动机的权利要求14所述的电动机驱动装置。
16.根据权利要求15所述的电子设备，其特征在于，
上述电动机为3相无刷DC电动机。
17.一种车辆，其特征在于，具备：
电池；以及
从上述电池接受电源电压的供给来进行动作的权利要求15或16所述的电子设备。
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