JP2010288396A - 三相ｄｃモータ制御回路 - Google Patents

Abstract

【課題】駆動電圧位相をモータ起動時においても適切に制御でき、さらには電源への逆流電流が発生しないモータ駆動方式を提供する。
【解決手段】三相ＤＣモータに対し帰還制御を行う際、モータ自体が正弦波状の脈動成分を持つため、単に帰還させるだけでは交流成分が三相ＤＣモータに加わる問題がある。従来は、補正用の脈動成分を加えた後に、モータからの帰還制御を行っていた。本発明においては、電流誤差検出部１００で従来の補正を加えるだけでなく、電流誤差検出部１００の出力（ＰＷＭＤ）をさらに帰還させ、そのデューティに応じてループゲインを切り替えることで、モータの低回転時においても有効な制御方法を提供することが可能となる。
【選択図】図６

Description

本発明はモータの起動方法、特に三相ＤＣモータの起動方法に関する。

近年、低騒音及び低振動化を実現するために、ハードディスクドライブ（以下ＨＤＤ）のスピンドルモータの定常回転における駆動方式は通電相切り替え時に二相分ＰＷＭ（パルス幅変調）を行い、電流の急峻な変化を抑えたソフトスイッチ方式が採用されている。また最近では、更なる低騒音、低振動化のために無通電期間が無くトルクリップルを小さく抑えることができる１８０ｄｅｇ通電方式の採用も進んでいる。

また、ＨＤＤレコーダなどへの搭載、低消費電力化のためのＨＤＤのオン／オフが頻繁に行われる。これにより、静寂な環境でのモータ起動が頻繁に行われるため、モータ起動時の低騒音化、起動時間短縮も求められている。

モータ起動時から定常状態までの加速期間は回転数が時間と共に変化していく。低騒音を実現するためには、駆動電圧位相を適切に制御することでモータのトルク脈動を小さく抑える必要がある。また、電流制御としてはコイルを流れる相電流が一定となるよう制御してモータの起動を行い起動時間を設定していた。

さらに、三相ＤＣモータの起動方法として、停止状態のような非常に低い回転ではロータが反応しないような短いパルス電流を所望の二相に通電したときの相互誘電作用により非通電相に現れる誘起電圧の極性を用いてロータとステータの位置関係を検出し、これを通電相の決定に利用していた。

特開２００５−１０２４４７号公報（特許文献１）には、１８０ｄｅｇ通電方式下において電流のゼロクロス検出を行うことで、無通電期間が不要となり、一定トルク駆動の動作を実現することが可能となることが記載されている。

特開２００６−１１５５９９号公報（特許文献２）には短いパルス電流を所望の二相に通電する方法が記載されている。

特開２００５−１０２４４７号公報 特開２００６−１１５５９９号公報

しかし、定常状態までの加速中、駆動電圧位相を回転数に応じて制御することができないため、設定パラメータを調節しながら起動する必要があった。また、相電流制御の場合、低回転時において許容電源電流を有効に使えない分起動時間が長くなるという欠点があった。

また、特許文献２などの相互誘電作用を用いる場合には、パルス電流をモータに流しており、出力段をＯＦＦにした際に、コイルに流れている電流が電源に逆流するため、流入方向の電流を許容する電源で無ければならないという問題がある。

本発明の目的は、駆動電圧位相をモータ起動時においても適切に制御し、また電源電流での電流制御を実現し、さらには電源への逆流電流が発生しないモータ駆動方式を提供することにある。

本発明の前記並びにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述及び添付図面から明らかになるであろう。

本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、次の通りである。

本発明の代表的な実施の形態に関わる三相ＤＣモータ制御回路は、三相ＤＣモータの駆動電流を検出するフィードバック制御部と、フィードバック制御部から出力された電流情報と、上位回路から入力される電流指示情報とが入力され電流指示情報と検出信号との誤差信号を出力する電流誤差検出部と、電流制御ループの位相補償を行う補償器と、を含み、補償器の出力が前記電流誤差検出部に帰還されることを特徴とする。

本発明の代表的な実施の形態に関わる別の三相ＤＣモータ制御回路は、三相ＤＣモータの出力段の電流を検出するフィードバック制御部と、電流指示情報と検出電流の誤差信号を出力する電流誤差検出部と、パルス幅変調信号から交流成分を除去する補償器と、を含み、電流誤差検出部は、前記補償器の出力を元に上位回路から入力される電流指示情報を帰還補正する逆数演算・フィルタ部と、帰還補正後の前記電流指示情報に対して脈動を付与する脈動付与回路と、を含み、電流誤差検出部が、脈動付与回路の出力と前記フィードバック制御部の出力する電流情報の差分を前記誤差信号として出力することを特徴とする。

この三相ＤＣモータ制御回路において、逆数演算・フィルタ部はループゲイン調整器及びレジスタを含む帰還ループを有し、補償器の出力によってループゲイン調整器はループゲインを切り替えることを特徴としても良い。

この三相ＤＣモータ制御回路において、逆数演算・フィルタ部は動作の実行・停止を切り替えることができることを特徴としても良い。

本発明の代表的な実施の形態に関わる別の三相ＤＣモータ制御回路は、三相ＤＣモータの各相に対して出力するＰＷＭ信号を生成するための出力制御部と、一定トルク駆動制御波形プロファイル生成部と、を含む三相ＤＣモータ制御回路であって、電流誤差検出部より電流値が、パラメータ設定レジスタより傾き設定パラメータ、第１位相設定パラメータ、第２位相設定パラメータが、ＰＬＬ補償器よりモータの角周波数の逆数が入力される一定トルク駆動制御波形プロファイル生成部は、これらの入力信号を用いて駆動電圧位相情報を求めることを特徴とする。

この三相ＤＣモータ制御回路において、第１位相設定パラメータ及び第２位相設定パラメータが動的に変化することを特徴としても良い。

この三相ＤＣモータ制御回路において、一定トルク駆動制御波形プロファイル生成部はループゲイン調整器及びレジスタからなる帰還ループを含むことを特徴としても良い。

本発明の代表的な実施の形態に関わる別の三相ＤＣモータ制御回路は、出力プリドライバからの下位側パワー素子制御信号によって下位側パワー素子を制御するスピンドル出力段を含み、このスピンドル出力段は前記下位側パワー素子と上位側パワー素子を交互にオン・オフすることで交流電流を供給する三相ＤＣモータ制御回路であって、下位側パワー素子制御信号はカレントミラー回路を介して下位側パワー素子ゲート端子に接続され、このカレントミラー回路の動作を停止することで下位側パワー素子のゲート電圧をリニア制御することを特徴とする。

この三相ＤＣモータ制御回路において、カレントミラー回路は定電流源を有し、この定電流源の動作を停止することでカレントミラー回路の動作を停止することを特徴としても良い。

本願において開示される発明のうち、代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば以下の通りである。

本発明の代表的な実施の形態に関わる三相ＤＣモータ制御回路を用いることで、モータ起動時における低騒音化及び起動時間の短縮が可能となる。またモータの初期加速を行う際の磁極位置検出による起動時に相電流の電源への逆流を確実に防止することが可能となる。

また、出力電圧をクランプすることで、電圧上昇によるパワー素子の破壊を防止することが可能となる。

従来の電流制御及び波形プロファイルを生成する生成ブロックのブロック図である。 この一定トルク駆動制御波形プロファイル生成部のＳＰ１、２パターン生成部から出力される駆動電圧波形を理解する為の波形図である。 図２で示した三相正弦波駆動電圧において電圧最小相を“０”とした場合（ＧＮＤ接地）の三相駆動電圧の波形図である。 図２で示した三相正弦波駆動電圧において電圧最大相を“電源電位”とした場合（電源接地）の波形図である。 電気角６０ｄｅｇ毎にＧＮＤ接地と電源接地を切り替えて駆動電圧とした際の駆動電圧の波形図である。 本発明の第１の実施の形態に関わる電流制御及び波形プロファイルを生成する生成ブロックのブロック図である。 逆数演算・フィルタ部の構成を表すブロック線図である。 本発明の第１の実施の形態に関わるループゲインの動作を説明するためのグラフである。 本発明の第１の実施の形態に関わる駆動電圧位相生成部の構成を表すブロック線図である。 駆動電圧位相情報θｄｒｖと駆動電流Ｉ_ｓｐｎとの関係を表すグラフである。 駆動電圧位相情報θｄｒｖと回転数に起因するＮＣＮＴ（＝１／ω）との関係を表すグラフである。 従来の電流制御及び波形プロファイルを生成するブロックで構成されるシステムでモータを駆動した場合の動作波形図である。 本発明の電流制御及び波形プロファイルを生成するブロックで構成されるシステムでモータを駆動した場合の動作波形図である。 従来のスピンドルモータのドライバの全体システムブロック図である。 従来の磁極位置検出における動作タイミング誘起電圧極性と通電相の関係を表す図である。 従来のスピンドルモータにおける正転トルクの発生する通電相の対応を表す表である。 本発明の第２の実施の形態に関わるスピンドルモータのドライバの全体システムブロック図である。 本発明の第２の実施の形態に関わる磁極位置検出における動作タイミング誘起電圧極性と通電相の関係を表す図である。 本発明の第２の実施の形態に関わる出力切替部に含まれるスピンドル出力段の構成を表す回路図である。

以下、図を用いて本発明の実施の形態について説明する。

（従前の実施の形態）
本発明の説明に先立ち、まず従前の実施の形態について説明する。

図１は従来の電流制御及び波形プロファイルを生成する生成ブロックのブロック図である。

この生成ブロックは電流誤差検出部１１０、補償器２１０、出力制御部３１０、一定トルク駆動制御波形プロファイル生成部４１０、出力プリドライバ５１０、フィードバック制御部６１０、パラメータ設定レジスタ７１０、シリアルポート８１０、ＰＬＬ補償器９１０を含んで構成される。

電流誤差検出部１１０は、帰還情報を受けて、シリアルポート８１０経由で送信される上位からの電流指示（ＳＰＮＣＲＮＴ信号）の補正を行う回路である。三相ＤＣモータの制御用出力に正弦波由来の脈動が乗るのだが、本実施の形態ではフィードバック制御部６１０の出力に含まれる脈動を電流誤差検出部１１０が打ち消すように動作する。

すなわち、電流誤差検出部１１０に入力されるフィードバック制御部６１０の出力と同じ波形にＳＰＮＣＲＮＴを補正してやれば、正弦波由来の脈動を打ち消すことが可能となる。

電流誤差検出部１１０内のＳＰＮＣＲＮＴ補正部１１１はこの正弦波由来の脈動を打ち消すための補正値を出力する回路である。すなわち、ＳＰＮＣＲＮＴ補正部１１１は本来直流のＳＰＮＣＲＮＴ信号に対し、意図的に脈動を付与する脈動付与回路である。

一度初期位相θ_０の入力を行えば、以降ＳＰＮＣＲＮＴ補正部１１１は補正値を出力し続ける。この出力する補正値をＳＰＮＣＲＮＴと乗算することで、電流検出誤差が発生しないようにしている。この乗算は乗算器１１４で行う。

ピーク格納部１１２は、フィードバック制御部６１０の出力のピーク値を保持するためのレジスタ回路である。電流誤差検出部１１０が一定トルク駆動制御波形プロファイル生成部４１０に対して出力するＩＳＰＮＯＵＴ信号はこのピーク値またはＳＰＮＣＲＮＴのいずれかの電流値を出力する構成になっている。

ピ−ク格納部１１２に入力される信号としては保存対象であるフィードバック制御部６１０の出力だけでなく、ＳＰＮＣＲＮＴ補正部１１１からのＵＰＡＤＣ信号も出力される。このＵＰＡＤＣ信号はピ−ク格納部１１２に対してピークの検出期間の始期と終期を指示するタイミング信号である。ＳＰＮＣＲＮＴ補正部１１１は初期位相θ_０の入力を受けるため、ＵＰＡＤＣ信号の入力から次の入力までの期間に基準動作クロックをタイミングとしてピークを検出する。しかし、タイミングを出力できれば他のモジュールから出力しても問題は無い。また、設計によってはＵＰＡＤＣ信号をピーク検出タイミングそのものとしてピーク格納部１１２が動作してもよい。

スイッチ１１３は、ＩＳＰＮＯＵＴ信号としてピーク格納部１１２の出力またはＳＰＮＣＲＮＴの出力のいずれを一定トルク駆動制御波形プロファイル生成部４１０に対して出力するかを決定するスイッチ回路である。これは駆動電圧位相の安定性と駆動電圧飽和時（Ｄｕｔｙ＝１００％）における電流指示と実電流とのずれを考慮したセレクタスイッチである。回路構成をより簡略化したいのであれば、ピーク値のみを選択する構成にしてもかまわない。

乗算器１１４はＳＰＮＣＲＴ補正部１１１の出力とＳＰＮＣＲＴ信号を乗算する乗算器である。この乗算器１１４の出力が減算器１１５に入力される。

減算器１１５は、入力された乗算器１１４の出力からフィードバック制御部６１０の出力を減算する減算器である。乗算器１１４を経由することで入力されたＳＰＮＣＲＴ信号に脈動が乗っており、同じく脈動を有するフィードバック制御部６１０の出力を減ずることで、乗算器１１４の出力から脈動を打ち消すことをこの減算器１１５は目的としている。

補償器２１０は、後述する出力制御部３１０、出力プリドライバ５１０、モータ、フィードバック制御部６１０及び電流誤差検出部１１０で構成される電流制御ループの位相補償を行い、補償器２１０は、電流誤差検出部１１０の出力からモータを駆動するＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号のデューティに相当するＰＷＭ信号を出力し、出力制御部３１０に入力される。

出力制御部３１０は、モータの各相に対して出力するＰＷＭ信号を生成するための制御回路である。補償器２１０より出力されたＰＷＭＤ信号と、モータの回転周期に比例したＰＷＭ周期カウント数ＮＣＮＴが出力制御部３１０への入力信号となる。

ＰＷＭ周期カウント数は１ＰＷＭ周期に相当するカウント数であり、電気角３６０ｄｅｇ中に例えば９６周期のＰＷＭで構成したとすれば、このカウント数の９６倍がモータの逆起電圧の１周期分に相当する。ＰＷＭＤ信号及びＰＷＭ周期カウント数ＮＣＮＴを乗算器３１１で掛け合わせて、ＰＷＭＯＮカウント数信号とする。このＰＷＭＯＮカウント数信号が一定トルク駆動制御波形プロファイル生成部４１０のＰＷＭパターン生成部４１１に対して出力され、ＰＷＭ変調部３１３に入力される信号の補正（正弦波電圧化）を行う。このＰＷＭ変調部３１３に入力される信号がＯＵＴＰＷＭ信号である。

一定トルク駆動制御波形プロファイル生成部４１０は、パラメータ設定レジスタ７１０から入力される位相設定パラメータ及び傾き設定パラメータ、電流誤差検出部１１０から出力されるＩＳＰＮＯＵＴ信号から駆動電圧位相を導き、正弦波駆動電圧に対応した２相分のＰＷＭ信号のＯＵＴＰＷＭ、ＳＯＦＴＰＷＭ信号を出力する回路である。

ＰＷＭＯＮカウント数信号は、一定トルク駆動制御波形プロファイル生成部４１０内のＳＰ１、２パターン生成部４１２にも該信号が入力される。

一定トルク駆動制御波形プロファイル生成部４１０には傾き設定パラメータと位相設定パラメータが入力され、前者のパラメータはそのまま、後者は所定の処理を受けた後ＰＷＭパターン生成部４１１、ＳＰ１、２パターン生成部４１２に入力される。

ＰＷＭパターン生成部４１１には、駆動電圧位相情報θ_ｄｒｖと傾き設定パラメータ、ＰＷＭＯＮカウント数信号が入力される。これらを元に、ＰＷＭパターン生成部４１１はＰＷＭパターンを生成する。このＰＷＭパターン生成部の出力の例としては、図５（ａ）のような波形になる。

なお従来例における駆動電圧位相情報θ_ｄｒｖは位相設定パラメータとＩＳＰＮＯＵＴ信号を乗算した信号である。この乗算は乗算器４１３で行われる。

ＳＰ１、２パターン生成部４１２は、正弦波電圧で駆動するために必要なＳＰ１、２パターンを出力するパターン生成回路である。ＳＰ１、２パターン生成部４１２にも駆動電圧位相情報θ_ｄｒｖと傾き設定パラメータが入力される。また、ＰＷＭ変調部３１３にＳＯＦＴＰＷＭ信号が出力される。ＳＯＦＴＰＷＭ信号の出力例としては図５（ｂ）部のような波形となる。

ＰＷＭ変調部３１３にはＳＰ１、２パターン生成部４１２の出力（ＳＯＦＴＰＷＭ信号）、及びＰＷＭパターン生成部４１１の出力であるＯＵＴＰＷＭ信号が入力される。これらを元に、出力プリドライバ５００に制御信号ＵＰ、ＵＮ、ＶＰ、ＶＮ、ＷＰ、ＷＮを出力する。

出力プリドライバ５００はモータを駆動するためのパワー素子のゲート電圧を制御する。この出力プリドライバ５００により制御されたパワー素子がモータを駆動することで流れるモータ駆動電流がフィードバック制御部６１０に出力される。

フィードバック制御部６１０は電流誤差検出部１１０に現在のモータに対して加えられている電圧の状況をフィードバックするための検出回路である。フィードバック制御部６１０に含まれる直流シャント抵抗（ＲＮＦ）６１１がモータ駆動電流を検出する。直流シャント抵抗６１１による検出値には電気角６０ｄｅｇ周期の脈動が観測されるのは既述の通りである。

直流シャント抵抗６１１により検出された電流は、サンプルホールド回路（Ｓ／Ｈ）６１２によってセンスアンプ６１２によって増幅可能な期間、一時的に保持される。センスアンプ６１３を介することでデジタル処理可能なレベルに増幅される。これをＡＤＣ６１４がアナログ・デジタル変換し、電流誤差検出部１１０に対して出力する。

一定トルク駆動制御波形プロファイル生成部４１０は出力制御部３１０及びパラメータ設定レジスタ７１０からの出力を受けて、ＰＷＭパターン及びＳＰ１、２パターンを出力する波形プロファイル生成回路である。この回路は名称の通り、一定のトルクでモータを駆動させる場合に用いられるものである。

図２はこの一定トルク駆動制御波形プロファイル生成部４１０のＳＰ１、２パターン生成部４１２から出力される駆動電圧波形を理解する為の波形図である。図３は図２で示した三相正弦波駆動電圧において電圧最小相を“０”とした場合（ＧＮＤ接地）の三相駆動電圧の波形図である。一方、図４は図２で示した三相正弦波駆動電圧において電圧最大相を“電源電位”とした場合（電源接地）の波形図である。図５は、電気角６０ｄｅｇ毎にＧＮＤ接地と電源接地を切り替えて駆動電圧とした際の駆動電圧の波形図である。なお図２ないし図５のグラフの横軸は回転子の角度、縦軸が各相に加えられる電圧に相当する。

ＰＷＭパターン生成部４１１は、入力信号であるＰＷＭＯＮカウント数と傾き設定パラメータ及び駆動電圧位相情報θ_ｄｒｖから正弦波電圧の一部すなわち図５（ａ）部の波形に相当するＯＵＴＰＷＭ信号を生成する回路である。傾き設定パラメータは通常正弦波電圧を生成するパラメータとするが、これを変更することで駆動電圧をひずませることが可能となる。

ＳＰ１、２パターン生成部４１２は正弦波電圧を実現するために必要なもう一つの波形（図５（ｂ）部）に相当するＳＯＦＴＰＷＭ信号を生成する回路である。ＯＵＴＰＷＭ信号とＳＯＦＴＰＷＭ信号及びＧＮＤ接地、電源接地を組み合わせることで三相の正弦波電圧が実現でき、ＰＷＭ変調部３１３で三相の駆動信号に振り分けられる。

パラメータ設定レジスタ７１０は一定トルク駆動制御波形プロファイル生成部４１０に対して、傾き設定パラメータ及び位相設定パラメータを出力するレジスタ群である。またパラメータ設定レジスタ７１０は電流誤差検出部１１０のスイッチ１１３に対してＳＰＮＣＲＮＴまたはフィードバック制御部６１０のピーク値のいずれを出力するかを決定する電流振幅選択信号の出力を設定するレジスタも有する。

このうち、「傾き設定パラメータ」とは、電圧パターンの傾きを設定するパラメータである。一方、「位相設定パラメータ」とは、モータに流れている電流に対して電圧位相を追従させるためのパラメータである。位相設定パラメータは電流誤差検出部１１０の出力するＩＳＰＮＯＵＴ信号との積を乗算器４１３で取られた後にＰＷＭパターン生成部４１１、ＳＰ１、２パターン生成部４１２に入力される。一方、傾き設定パラメータはそのままＰＷＭパターン生成部４１１、ＳＰ１、２パターン生成部４１２に入力される。

シリアルポート８００は、この生成ブロックの外部から、パラメータ設定レジスタ７１０の設定内容を変更し、または現在の設定内容を読み出すための入出力ポートである。

ＰＬＬ補償器９１０は、本図では図示しないモータの回転位相を制御するＰＬＬ制御ループにおける位相制御を行うブロックである。このＰＬＬ補償器９１０の出力の一つにＮＣＮＴ信号がある。このＮＣＮＴ信号はモータの角周波数ωの逆数に比例する信号でＰＷＭの周期を表す（ＮＣＮＴ∝１／ω）。

このような構成を取る従来の実施の形態では、駆動電圧位相は駆動電流振幅に対してのみ依存性がある。従って、回転数が変化したときに駆動電圧位相を適切に追従させることができない。

なお、追従に際しては、位相設定パラメータを回転数に応じて変更すれば、駆動電圧位相を変更することが可能である。しかし、モータ起動に対するファームウェアが複雑となり、またモータの仕様等の変更に対して柔軟な対応が難しい。

（第１の実施の形態）
次に本発明の実施の形態について説明する。

図６は本発明の第１の実施の形態に関わる電流制御及び波形プロファイルを生成する生成ブロックのブロック図である。基本的な構成は、従来の実施の形態である図１同様であるが、補償器２００からのフィードバックループがあるなど、各部に相違点が存在する。

この生成ブロックは電流誤差検出部１００、補償器２００、出力制御部３００、一定トルク駆動制御波形プロファイル生成部４００、出力プリドライバ５００、フィードバック制御部６００、パラメータ設定レジスタ７００、シリアルポート８００を含んで構成される。また、追加としてＰＬＬ補償器９００も含まれる。

電流誤差検出部１００は、ＳＰＮＣＲＮＴ補正部１０１、ピーク格納部１０２、スイッチ１０３、乗算器１０４、減算器１０５を有するだけでなく、逆数演算・フィルタ部１０６を含む点が相違する。ここでは、図１と相違する逆数演算・フィルタ部１０６についてのみ説明する。

本発明の発明者は以下の点に着目した。

スピンドルモータの電力Ｐｗは電源電圧Ｖ_ｐｓ、電源電流Ｉ_ｐｓ、モータの角周波数をω、トルク定数をＫｅ、コイル抵抗をＲｍ、モータ駆動電流をＩ_ｓｐｎ、ＰＷＭスイッチングロスをＰ_ｓｗ、とすると以下の式で表される。

Ｐｗ＝Ｖ_ｐｓ×Ｉ_ｐｓ＝ω・Ｋｅ・Ｉｓｐｎ＋Ｒｍ・Ｉｓｐｎ^２＋Ｐ_ｓｗ
≒（ω・Ｋｅ＋Ｒｍ・Ｉｓｐｎ）・Ｉｓｐｎ … （式１）
（式１）のＰ_ｓｗが消えるのは他項と比べて、値が小さく無視できるためである。

一方、モータの電圧方程式は駆動電圧Ｖ_ｄｒｖ、コイルインダクタンスＬｍとすると下記のように表される。

Ｖ_ｄｒｖ＝ω・Ｋｅ＋Ｒｍ・Ｉ_ｓｐｎ＋Ｌｍ・ｄＩ／ｄｔ … （式２）
この（式２）でも第３項は、他に比べて小さいため、無視する。この第３項削除後の（式２）を（式１）に代入すると、以下のようになる。

Ｐｗ＝Ｖ_ｐｓ×Ｉ_ｐｓ≒Ｖ_ｄｒｖ×Ｉ_ｓｐｎ … （式３）
これを変形すると、
Ｉ_ｓｐｎ＝Ｉ_ｐｓ×Ｖｐｓ／Ｖ_ｄｒｖ＝Ｉ_ｐｓ／ＰＷＭＤ … （式４）
これにより、制御したい電源電流指示ＩｐｓにＰＷＭＤの逆数を乗じた電流指示で相電流制御を行うと、擬似的な電源電流制御が可能となる。

これを実現するための回路として挿入されたのが逆数演算・フィルタ部１０６である。

逆数演算・フィルタ部１０６は、補償器２００が出力するＰＷＭＤ信号を受けとり、その逆数に相当するＤＭＷＰ信号を生成する回路である。このＤＭＷＰ信号を入力された直後に乗算器１０７で乗算する。この乗算器１０７の出力に、ＳＰＮＣＲＮＴ補正部１０１が出力する期待される脈動成分を乗算器１０４で乗算することで入力した電流支持相当の電源電流となる相電流指示で電流制御を行うことが可能となる。

図７は逆数演算・フィルタ部１０６の構成を表すブロック図である。

この逆数演算・フィルタ部１０６の入力信号としては、ＰＷＭＤ信号と制御方式選択信号が存在し、ＤＭＷＰ信号を出力する。この逆数演算・フィルタ部１０６はＰＷＭＤの逆数を格納するレジスタ１０６−１を設ける。そして、出力であるＤＭＷＰ信号とＰＷＭＤの積が「１」になるように帰還制御を行う。この際ＤＭＷＰ信号とＰＷＭＤの積は乗算器１０６−２が行う。

そして、減算器１０６−５が、この乗算器１０６−２の出力と「１」との差分を算出し、この減算器１０６−５の出力がループゲイン調整器１０６−３に入力された後、加算器１０６−４及びレジスタ１０６−１で誤差が積分されることで帰還ループを構成する。この帰還ループ内のループゲイン調整器１０６−３は本制御ループのループゲインがＰＷＭＤ信号の大きさによって変化することに対する調整機能として働くことを期待するものである。図８はこのループゲイン１０６−３の動作を説明するためのグラフである。

このグラフの横軸はＰＷＭＤ［％］であり、縦軸は帯域ｆｓ／Ｎを求めるための分母Ｎである。なお、ｆｓは演算頻度を表す周波数である。

このループゲイン調整器１０６−３はＰＷＭＤの値によってループゲインを４段階に切り替えることができる。本図のループゲイン調整器１０６−３は、１／２、１／４、１／８、１／１６の４段階にループゲインＫの値を切り替え可能である。これにより範囲内であれば、ＰＷＭＤ信号がどのような値をとっても、同程度の制御帯域を得られることが可能となる。

このように逆数演算方法として帰還制御構成とすることで、割り算回路が不要に成る。あわせて、帯域を制限したフィルタ効果を持つ逆数演算が可能になる。これにより、電源電流制御を実現し、モータの低回転時においても、許容電源電流まで相電流を大きくすることができ起動時間短縮が図れる。

さらに電源電流指示に相当する相電流指示を作成して、電流制御を行うことで、相電流指示に制限をかければ、出力段のＡＳＯ（Ａｒｅａ ｏｆ Ｓａｆｅｔｙ Ｏｐｅｒａｔｉｏｎ：安全動作領域）保護も可能である。

なお、ループゲイン調整については、図８のように４段階の切り替えにこだわるものではない。実施装置に応じて、切り替え段数を増減させても本発明の射程に含まれる。

スイッチ１０６−６は、逆数演算を行うか、ＳＰＮＣＲＮＴをそのまま用いるか（＝「１」を出力するか）を決定するスイッチ回路である。このスイッチに制御方式選択信号が入力され、帰還ループの格納レジスタの値をＤＭＷＰとして出力するか否かを決定する。これにより、ＰＷＭＤの代わりに「１」を乗じることで相電流制御への切り替えが可能となる。高精度回転の要求される定常回転などでは相電流制御で電源の変動への耐性を持たせることが可能となる。

このような構成をとることで、回路規模が大きい割り算回路を使用することなく、同時に帯域を制限したフィルタ効果を持つ逆数演算が可能となる。また、電流指示にＰＷＭＤ信号の逆数を乗じて改めて電流指示とする構成は電流制御ループ内の信号を入力に戻しているために電流制御動作に影響しないよう帯域制限をする必要がある。本構成とすることで、逆数の取得と帯域制限を同時に実現でき、ベースとなる電流制御帯域に干渉しないように切り替えることが可能となる。

図６の説明に戻る。

一定トルク駆動制御波形プロファイル生成部４００は、ＰＷＭパターン生成部４０１及びＳＰ１、２パターン生成部４０２を含むだけでなく、駆動電圧位相生成部４０３を含む。

駆動電圧位相生成部４０３は図１の乗算器４１３に置き換わるものである。図１では単純に位相設定パラメータとＩＳＰＮＯＵＴ信号を掛けることでＰＷＭの駆動電圧位相情報θｄｒｖを生成し、これをＰＷＭパターン生成部４１１、ＳＰ１、２パターン生成部４１２に出力していた。

これに対し本発明では、位相設定パラメータＫ１、Ｋ２とＩＳＰＮＯＵＴ信号に加え、ＰＬＬ補償器９００からのＮＣＮＴ信号も駆動電圧位相生成部４０３に入力される。これらの入力信号から駆動電圧位相生成部４０３は駆動電圧位相情報θ_ｄｒｖを生成し、ＰＷＭパターン生成部４０１、ＳＰ１、２パターン生成部４０２に入力する点で、従来の実施の形態と相違する。

本実施の形態においては、位相設定パラメータは図１の従来の実施の形態のそれと相違する。本実施の形態における位相設定パラメータは、モータの回転数及び電流に追随させるためのパラメータである。従って、参照する対象が増えるため、本発明の位相設定パラメータはＫ１及びＫ２という二つの値が駆動電圧位相生成部４０３に入力される。

このような駆動電圧生成部４０３を設けたのは発明者の以下の考察による。

モータの回転時の駆動電圧位相情報θ_ｄｒｖ（＝図１、図６の駆動電圧位相情報θ_ｄｒｖ）は以下の式で表される。

θ_ｄｒｖ＝ｔａｎ^−１（ω・Ｌｍ・Ｉ_ｓｐｎ／（ω・Ｋｅ＋Ｒｍ・Ｉ_ｓｐｎ）） … （式５）
ここで、モータ回転時の駆動電圧位相情報θ_ｄｒｖ、トルク定数Ｋｅ、ＢＥＭＦ（モータの逆起電力）により検知されたモータの角周波数をω、コイル抵抗Ｒｍ、コイルインダクタンスＬｍ、モータ駆動電流Ｉ_ｓｐｎをそれぞれ意味する。

このＩ_ｓｐｎ及び１／ωに比例する信号を用いて帰還制御構成とすると、割り算回路が不要かつ帯域制限を回転数及び駆動電流に追従できる駆動電圧位相演算が可能になると考察した。また、１／ωに比例した信号を用いることで、回転数が変化するモータ起動時においても最適な駆動電圧位相でモータを駆動することが可能となる。

図９は、本発明の第１の実施の形態に関わる駆動電圧位相生成部４０３の構成を表すブロック線図である。

格納レジスタ４０３−１、乗算器４０３−２、ループゲイン調整器４０３−３、加算器４０３−４、減算器４０３−５からなる帰還ループ、という基本的な構成は逆数演算・フィルタ部１０６も、駆動電圧位相生成部４０３も共通する。

しかし、逆数演算・フィルタ部１０６では加算器１０６−５に「１」が入力されているのに対し、減算器４０３−５には位相設定パラメータＫ２が入力されている点で相違する。

また、本図では、ループゲイン調整器４０３−３は、０．５または０．２５の２つの値しかとらない点で相違する。ループゲイン調整器４０３−３も、ループゲイン調整器１０６−３同様に帯域制限のために使用される。

また、図１同様にＮＣＮＴとＩＳＰＮＯＵＴの積を乗算器４０３−６で求め、これに位相設定パラメータＫ１を加える加算を加算器４０３−７で行う。この加算器４０３−７を乗算器４０３−２に入力する点も逆数演算・フィルタ部１０６とは相違する。この構成により位相設定パラメータＫ１を修正する、ないしは位相設定パラメータＫ１を変数にすることで、動的に駆動電圧の位相を調整することが可能となる。以下では、この位相設定パラメータＫ１及びＫ２の変数化について説明する。

また、帰還ループの出力である格納レジスタ４０３−１の出力にＩＳＰＮＯＵＴが掛けられて、θ_ｄｒｖを生成する点もこの回路の特徴である。この乗算は乗算器４０３−８で行う。

つぎに、この駆動電圧位相演算部４０３に入力される位相設定パラメータＫ１及びＫ２の変数化について説明する。

（式５）からも分かる通り、駆動電圧位相情報θｄｒｖはＢＥＭＦ各周波数ωの関数である。従って、従来例ではωが変化する状態（ｅｘ．加減速時）では、θ_ｄｒｖを正確に算出できない。従って、モータ駆動中の電流波形が乱れトルクリップルが増大する。

そこでＸ＜＜１のとき、Ｘ≒ｔａｎ^−１Ｘと考えられるため、以下のように（式５）を展開する。

θ_ｄｒｖ≒ω・Ｌｍ・Ｉ_ｓｐｎ／（ω・Ｋｅ＋Ｒｍ・Ｉ_ｓｐｎ） … （式６）
モータの角周波数ωはＰＷＭカウント数ＮＣＮＴとクロック周波数ｆ_ｃｌｋを用いて次のように表される。

ω＝（２π・ｆ_ｃｌｋ）／（６×１６×ＮＣＮＴ） … （式７）
また、駆動電流Ｉ_ｓｐｎは電流指示ＩＳＰＮＯＵＴ、基準制御電流Ｉ_ｒｅｆ［Ａ］を用いて次のように表すことができる。

Ｉ_ｓｐｎ＝Ｉ_ｒｅｆ×ＩＳＰＮＯＵＴ／１０２４ … （式８）
これらの（式７）、（式８）を（式６）に代入して整理すると位相設定パラメータＫ１及びＫ２が求められる。

θ_ｄｒｖ≒Ｋ２・ＩＳＰＮＯＵＴ／（Ｋ１＋ＩＳＰＮＯＵＴ・ＮＣＮＴ）
ただし、
Ｋ１＝（２π・Ｌｍ・ｆ_ｃｌｋ）／（９６・Ｒｍ） … （式９）
Ｋ２＝（２π・Ｋｅ・ｆ_ｃｌｋ・１０２４）／（９６・Ｒｍ・Ｉ_ｒｅｆ）…（式１０）
このようにして位相設定パラメータＫ１、Ｋ２を求める。これらはモータ依存性があるため、シリアルポート８００で設定可能なようにすることで、図９のブロック線図の構成で駆動電圧位相情報θ_ｄｒｖを導出することが可能となる。

このようにすることで、モータ起動時において駆動電圧位相を適切に追従させることができ、起動時においても低騒音駆動が実現できる。

図１０は駆動電圧位相情報θ_ｄｒｖと駆動電流Ｉ_ｓｐｎ、図１１は駆動電圧位相情報θ_ｄｒｖと回転数に起因するＮＣＮＴ（＝１／ω）との関係を表すグラフである。

従来の方式（図１の該当箇所）では駆動電流Ｉ_ｓｐｎに対して追従するように直線近似で補正を行っていた。これに対し本発明の駆動電圧位相演算方式では、理論式とほぼ同等の電圧位相演算を行うことが可能となり、簡易なファームウェアでの低騒音駆動が可能となる。

また、従来方式では回転数に対して追従できないため、回転数に応じて位相設定パラメータを段階的に変更することで駆動電圧位相を調整していた。これに対し本発明の方式では、回転数に対しても理論式と同等の電圧位相演算が可能となる。

再び、図６の説明に戻る。

出力プリドライバ５００は、一定トルク駆動制御波形プロファイル生成部４００で生成した正弦波状の駆動電圧を出力制御部３００のＰＷＭ変調部３１３でＰＷＭ変調した信号ＵＰ、ＵＮ、ＶＰ、ＶＮ、ＷＰ、ＷＮを入力として動作する。

ＰＬＬ補償器９００から出力されるＮＣＮＴ信号は、モータ回転数ωの逆数に比例する量に相当する。駆動電圧位相生成部４０３はＮＣＮＴ信号を用いて駆動電圧位相情報θ_ｄｒｖを演算する。これをＰＷＭパターン生成部４０１、ＳＰ１、２パターン生成部４０２に出力される。

本発明の構成を用いることにより得られる効果について説明する。

図１２は、従来の電流制御及び波形プロファイルを生成する生成ブロックで生成した動作波形図である。図１２（ａ）と図１２（ｂ）はその動作条件が異なる。図１２（ａ）は定常回転（１００％）で最適となる位相設定パラメータで回転数が７５％のときを想定しており、図１２（ｂ）は回転数を７５％に合わせて位相設定パラメータを設定しなおした場合を想定する。また、図１３は本発明の電流制御及び波形プロファイルを生成する生成ブロックで生成した動作波形図である。図１３（ａ）の動作条件は回転数７５％かつモータ定数からのパラメータ設定であり、図１３（ｂ）の動作条件は回転数５０％かつモータ定数からのパラメータ設定である。図１３（ａ）（ｂ）は同一のパラメータ設定である。

まず、双方とも回転数７５％である図１２（ａ）と図１２（ｂ）との対比を行う。

従来技術では、回転数に対して駆動電圧位相を追従させることができないため図１２（ａ）のように定常回転（１００％）で最適な設定のまま回転数が７５％の状態とすると駆動電圧位相が適切でなく、トルクリップルが増大する。このため、図１２（ｂ）のように位相設定パラメータを設定しなおしトルクリップルの増大を抑える必要があった。一方、本発明の方式では、図１３（ａ）（ｂ）に示すように同一パラメータ設定でも回転数が５０％、７５％共に駆動電圧位相を適切に追従させることができている。また、電源電流制御で構成していることで、トルク、電源電流共に従来技術よりリップルを低減することが可能である。

以上より、加速中にもトルクリップルを原因とする騒音の抑制を行いつつ、システムコストを上昇させること無くディスクシステムの静音化を達成することが可能となる。

（第２の実施の形態）
次に本発明の第２の実施の形態について、図を用いて説明する。

図１４は従来のスピンドルモータのドライバの全体システムブロック図である。また、図１５は従来の磁極位置検出における動作タイミング誘起電圧極性と通電相の関係を表す図である。また図１６は従来のスピンドルモータにおける正転トルクの発生する通電相の対応を表す表である。これらの図は、１８０ｄｅｇ通電による多相モータとしての三相モータの一定トルク駆動に関するものである。

初期ロータ位置の特定に際しては、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の三相の誘起電圧の検出をまず行う（図１５最上段「動作モード」の左端「三相センス」）。誘起電圧の検出はＵ相→Ｖ相→Ｗ相の順に行う。各相の検出期間では、モータ電流を消滅させるハイインピーダンス期間、検出系のオフセットをキャンセルするための通電を行わない状態で電圧を検出するオフセット積算期間、誘起電圧を検出するセンス積算期間が存在する。例えばＵ相のセンスを行う場合には、ハイインピーダンス状態→オフセット積算→センス積算期間（Ｖ相→Ｗ相）→ハイインピーダンス状態→センス積算（Ｗ相→Ｖ相）と順に行い、Ｕ相の誘起電圧を検出する。Ｖ相、Ｗ相も同様に誘起電圧を検出するが、Ｗ相の検出の最後にはさらにハイインピーダンス期間を設ける（図１５最下端「動作モード」）。このハイインピーダンス期間で通電相の決定を行う。また、このハイインピーダンス期間は、次に行われる通電とＷ相誘起電圧検出におけるＶ相及びＵ相の通電を分離することができる。これにより、上位側パワー素子Ｍ１、Ｍ３、Ｍ５と低位側パワー素子Ｍ２、Ｍ４、Ｍ６が同時にＯＮになることにより貫通電流が生じることを防止する。

全体システムとしては以下のような処理を行う。

三相モータコイルＬＵ、ＬＶ、ＬＷは出力プリドライバ５１０に接続されたパワーＭＯＳＦＥＴによるパワー素子Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３、Ｍ４、Ｍ５、Ｍ６からなる出力駆動部と出力プリドライバ５１０からのパルス幅変調信号により駆動される。

出力駆動部１３の出力であるスピンドル出力電圧Ｕ、Ｖ、ＷはセレクタＳＥＬ１でＢＥＭＦ（逆起電圧）検出相が選択され、モータコイルの中性点ＣＴとの差電圧がプリアンプＰＡで生成される。上記プリアンプＰＡの出力信号はプリフィルタＰＦＬでフィルタリングされた後にコンパレータＣＭＰ３で基準電圧Ｖ_ｒｅｆ１と比較される。このコンパレータＣＭＰ３がＢＥＭＦのゼロクロスを検出する。

また、プリフィルタＰＦＬの出力はＡＤＣにも入力される。ＡＤＣの出力はＣＯＭＳＥＮＳ制御部へ入力され、初期ロータ位置の特定における各相の誘起電圧極性検出はこのＡＤＣ出力を用いている。

出力プリドライバ５１０の出力は出力駆動部１３に入力される。出力駆動部１３はＰＷＭ信号により互いに逆位相で駆動される高位側パワー素子と、低位側パワー素子とからなるハーフブリッジから構成される。この出力切替部が三相モータコイルＬＵ、ＬＶ、ＬＷを直接駆動する。

この出力駆動部１３の低位側パワー素子Ｍ２、Ｍ４、Ｍ６のゲート電圧ＵＬ、ＶＬ、ＷＬをセレクタＳＥＬ３により切り替えることで、電流ゼロクロス検出を行う相を決定する。コンパレータＣＭＰ１はセレクタＳＥＬ１の出力が基準電圧Ｖ_ｒｅｆ３と交差するタイミングを検出する。

そして、スピンドル出力電圧Ｕ、Ｖ、Ｗが遷移している期間にサンプリングホールド回路ＳＨ２が、セレクタＳＥＬ３の出力をサンプル／ホールドする。このサンプリングホールド回路ＳＨ２の出力電圧と基準電圧Ｖ_ｒｅｆ２とをコンパレータＣＭＰ２が比較することで電流のゼロクロスを検出する。

ＢＥＭＦのゼロクロスを検出するコンパレータＣＭＰ３の出力と、電流のゼロクロスを検出するコンパレータＣＭＰ２の出力のいずれを利用するかはセレクタＳＥＬ４が決定する。セレクタＳＥＬ４は、一定トルク駆動を行う場合にはコンパレータＣＭＰ２の出力を、それ以外の場合にはコンパレータＣＭＰ３の出力を用いる。これはモータの回転が不安定な低回転時にはＢＥＭＦ検出による安定した起動を可能にすることを目的としたものである。

ゼロクロスの検出結果であるセレクタＳＥＬ４の出力は、位相誤差検出部１１に入力される。この位相誤差検出部１１はＰＬＬ補償器９１０、通電タイミングカウンタ１２、出力制御部３１０、出力プリドライバ５１０、出力駆動部１３、モータからなるＰＬＬ制御ループによって、低速ジッタでのモータ駆動を実現する。

このように、ＢＥＭＦ及び電流の２つのゼロクロス検出結果を選択的に用いることに対応し、ＰＬＬ制御ループは電流のゼロクロスを用いる場合と、ＢＥＭＦのゼロクロスを用いる場合とが同様に成るようにするためのループゲインを調整する機能が設けられる。位相誤差検出に電流のゼロクロスを用いると、ＢＥＭＦの検出のような無通電区間が不要なため、１８０ｄｅｇ通電を実現することができる。これにより、正弦波状の駆動電圧によりトルクリップルの少ないほぼ一定トルクでのモータ駆動が実現できる。

モータ駆動電流の検出結果については直流シャント抵抗６０１を含むフィードバック制御部６１０を用いて行うのは既述の通りである（図６参照）。フィードバック制御部６１０の出力であるＣＲＮＴＯＵＴ信号は電流誤差検出部１１０に入力される。電流誤差検出部１１０は入力されるＳＰＮＣＲＮＴ信号及びフィードバック制御部６１０からのＣＲＮＴＯＵＴ信号を元に補償器２１０に出力される電流検出誤差が出力される。補償器２１０は電流検出誤差の積分かつ制御ループの位相補償を行う。これにより、電流制御誤差検出部１１０、補償器２１０、出力制御部３１０、出力プリドライバ５１０、出力駆動部１３からなる電流制御ループによって駆動電流の制御が行われる。

Ｐｈａｓｅ信号は出力制御部３１０からマイクロプロセッサ１６に対して出力される信号である。この信号はモータの角速度をモニタするものであり、マイクロプロセッサ１６はこの信号を参照してモータの制御、具体的には位相設定パラメータの変更、を行う。

Ｐｈａｓｅ信号はＢＥＭＦに同期したパルス信号である。出力制御部３１０では電気角３６０ｄｅｇ分で１周期になるようにＰｈａｓｅ信号を生成する。

なお、このＰｈａｓｅ信号は三相に振り分けるロジックを担当する出力制御部３１０内の周辺回路の部分で生成している。本発明の本質的な論点と相違するため、図３の説明でこの周辺回路は含めていないが、このような周辺回路が図示はされていないものの、図３でも存在することについては留意されたい。

マイクロプロセッサ１６とのインターフェイスはシリアルポート８１０を介して行われる。ＳＰＮＣＲＮＴ信号、電流制御、ＰＬＬ、一定トルク駆動等の各種パラメータがパラメータ設定レジスタ７１０に対して設定される。

また、スピンドルモータドライバの全体システム中にはＣＯＭＳＥＮＳ制御部１４も含まれる。ＣＯＭＳＥＮＳ制御部１４はモータの停止状態からの起動制御（ＣＯＭＳＥＮＳ制御）を行う制御部である。また、スピンドルモータドライバの全体システム中には内部の動作を制御するシーケンサ１５も含まれる。ＣＯＭＳＥＮＳ制御部１４内部では、ＣＳ＿ＥＸＥ信号を用いてＣＯＭＳＥＮＳ制御状態か否かを識別する。なお、従来では、このＣＳ＿ＥＸＥ信号は外部出力されていないため、図１４で図示されていない。一方で、ＣＯＭＳＥＮＳ制御の開始を表す信号であるため、図１５ではそのタイミングが図示される。

このように初期ロータ位置を特定した後、図１６の表で決定された通電相でモータの駆動を一定期間行う。この一定期間の通電の後、再び誘起電圧の決定を行う。この動作を所定の回数または所定の期間繰り返すことによって、モータ起動時における初期加速を確実に行っていた。

しかし、この従来のやり方にも問題が存在する。

上述の手順では、センス積算期間に所定の相に電流を流す。そしてその後にハイインピーダンス状態が存在することとなる。このため、相電流が消滅するまでの間は、電源への逆流電流が存在していた。このため使用可能な電源が限定されていた。

一方、出力駆動部１３のパワー素子にとっては、三相全てがハイインピーダンス状態になると、直前に流していた相電流がＶＭＳＰＮ端子の容量を充電してＶＭＳＰＮ電圧が上昇する。これにより、出力駆動部１３のパワー素子Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３、Ｍ４、Ｍ５、Ｍ６が耐圧をオーバーして破壊される可能性がある。

これに対する解が本発明の第２の実施の形態である。

図１７は本発明の第２の実施の形態に関わるスピンドルモータのドライバの全体システムブロック図である。また、図１８は本発明の第２の実施の形態に関わる磁極位置検出における動作タイミング誘起電圧極性と通電相の関係を表す図である。なお、本発明の第２の実施の形態に関わるスピンドルモータにおける正転トルクの発生する通電相の対応は従来例と同じであるため（＝図１６をそのまま使える）、省略する。

本実施の形態では、ＣＯＭＳＥＮＳ制御部１４から出力プリドライバ５００に対してＣＬＡＭＰＥＮＡ信号を出力する点が相違する。また、外部に対してＣＯＭＳＥＮＳ制御部１４から、ＣＳ＿ＥＸＥ信号を出力する点が異なる。この出力されるＣＳ＿ＥＸＥ信号によって、出力駆動部１３の電源Ｖｐｓに直列に挿入されている電源スイッチＭＳＷを制御する。

電源スイッチＭＳＷはＣＳ＿ＥＸＥ信号が“Ｈ”のときにＯＦＦとなり“Ｌ”のときにＯＮとなる。この電源スイッチＭＳＷがＯＦＦになることで、ＣＯＭＳＥＮＳ制御中（＝ＣＳ＿ＥＸＥ信号が“Ｈ”）のときに、三相全てがハイインピーダンス状態になり、相電流が電源Ｖ_ｐｓに逆流することを防止する。

この際、ＣＬＡＭＰＥＮＡ信号が“Ｈ”になると、出力プリドライバ５００はスピンドル出力電圧Ｕ、Ｖ、Ｗが所定のレベル以上に上昇しないように制御する。これにより、電源への逆流電流の発生を安全に防止することが可能となる。

次に図１８について説明する。

本実施の形態においても、磁極位置検出の基本動作は従来方式同様である。ただし、従来ハイインピーダンスにすることで出力電流を消滅させていたのに、出力プリドライバ５００の下位側をリニアに動作できるようにして、三相出力が所定の電圧以上上昇しないようにすることで対応する。

モータ起動初期の磁極位置検出開始の際に出力されるＣＳ＿ＥＸＥ信号が“Ｈ”の間は電源スイッチＭＳＷがオフになるように制御する。これと対応して、モータ電流を消滅させるハイインピーダンス期間をクランプ期間とする。このクランプ期間にするためにＣＯＭＳＥＮＳ制御部１４は出力プリドライバ５００に対してＣＬＡＭＰＥＮＡ信号を“Ｈ”にする。

なお、電源Ｖ_ｐｓのパワーダウン時にＣＳ＿ＥＸＥ信号を“Ｈ”とし、電源スイッチＭＳＷをＯＦＦとすることで、スピンドルモータが回転することで発生する逆起電力を、別の機能（例えばハードディスクドライブに適用した場合のヘッドの退避機能）の電力として利用することも可能である。

図１９は本発明の第２の実施の形態に関わる出力駆動部１３に含まれるスピンドル出力段の構成を表す回路図である。出力駆動部１３には、このスピンドル出力段がＵ相、Ｖ相、Ｗ相ごとに、合計３つ存在する。ただし、これらは同一の回路であるため、この図１９では１つしか記載しない。

このスピンドル出力段は三相ＤＣモータを駆動するパワー素子Ｍ１、Ｍ２、電源オフ時にパワー素子をオフできるようにパワー素子とＶ_ｇｓとの間に挿入したプルダウン抵抗Ｒ１、Ｒ２、上位側パワー素子の寄生容量を充放電しパワー素子のオン／オフを制御するためのプリドライバとしてのカレントミラー回路用トランジスタＴｒ３〜８、下位側パワー素子の寄生容量を充放電しパワー素子のオン／オフを制御するためのプリドライバとしてのカレントミラー回路用トランジスタＴｒ９〜１４、カレントミラー回路のための４つの基準電流源Ｉｂ１、Ｉｂ２、Ｉｂ３、Ｉｂ４、上位側パワー素子のオン／オフを制御するための制御信号ＵＰ、下位側パワー素子のオン／オフを制御するための制御信号ＵＮ、制御信号ＵＰ、ＵＮを受けてカレントミラー回路のオン／オフを制御するＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４、ＣＬＡＭＰＥＮＡ信号により動作状態になり、抵抗Ｒ３、Ｒ４による抵抗分圧で出力電圧をセンスして出力電圧が所定のレベル以上にならないようにクランプ動作を行うｇｍ Ａｍｐを含んで構成される。

このスピンドル出力段が、パワー素子Ｍ１、Ｍ２をＯＮ／ＯＦＦさせてモータをＰＷＭ駆動する、という基本的な動作は従来と同様である。

しかし、本発明の第２の実施の形態においてはパワー素子Ｍ１、Ｍ２のオン／オフに関してカレントミラー回路を介して動作させている。これは出力電圧のスイッチング時間を制御するためである。上述の通り、切り替えのタイミングによって三相全てがハイインピーダンス状態になるとパワー素子Ｍ１、Ｍ２の破壊につながるため、カレントミラー回路により大まかな時間の制御を行えるようにしている。

ｇｍ Ａｍｐとグランドの間に挿入された抵抗Ｒ２はＣＬＡＭＰＥＮＡ信号が“Ｈ”の場合に、ｇｍ Ａｍｐの負荷抵抗としての役割も持つ。

ＣＬＡＭＰＥＮＡ信号が“Ｈ”の場合、下位側パワー素子を制御するカレントミラー回路用トランジスタＴｒ９及びＴｒ１３がオフになる。これにより、パワー素子Ｍ２のゲート電圧はｇｍ Ａｍｐと負荷抵抗Ｒ２で決まる電圧となる。三相全てがハイインピーダンスになると電源方向への逆流電流が発生し、ＶＭＳＰＮ電圧及びスピンドル出力のいずれかが上昇する。出力電圧が上昇するとｇｍ Ａｍｐが電流を出力し、パワー素子Ｍ２のゲート電圧としては出力電圧として所定の電圧以上にならないようにクランプ動作をする。電流が消滅すれば出力電圧は下がってきてクランプ動作は終了する。結果として、パワー素子Ｍ１、Ｍ２の破壊を妨げることが可能となる。

以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記の実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更が可能であることは言うまでもない。

本発明は三相ＤＣモータの制御、及び三相ＤＣモータを用いるＨＤＤ、光ディスクドライブ、ファンモータなどのセンサレス三相モータ駆動システムにおいて利用することが可能である。

ＬＵ…三相モータコイル（Ｕ相）、ＬＶ…三相モータコイル（Ｖ相）、
ＬＷ…三相モータコイル（Ｗ相）、ＣＭＰ１、ＣＭＰ２、ＣＭＰ３…コンパレータ、
ＳＥＬ１、ＳＥＬ２、ＳＥＬ３、ＳＥＬ４…セレクタ、ＰＦＬ…プリフィルタ、
１１…位相誤差検出部、１２…通電タイミングカウンタ、１３…出力駆動部、
１４…ＣＯＭＳＥＮＳ制御部、１５…シーケンサ、１６…マイクロプロセッサ、
１７…サンプルホールド回路、
１００、１１０…電流誤差検出部、
１０１、１１１…ＳＰＮＣＲＮＴ補正部、１０２、１１２…ピーク格納部、
１０３、１１３…スイッチ、１０４、１１４…乗算器、１０５、１１５…減算器、
１０６…逆数演算・フィルタ部、１０７…乗算器、
２００、２１０…補償器、
３００、３１０…出力制御部、
３０１、３１１…乗算器、３０３、３１３…ＰＷＭ変調部、
４００、４１０…一定トルク駆動制御波形プロファイル生成部、
４０１、４１１…ＰＷＭパターン生成部、４０２、４１２…ＳＰ１、２パターン生成部、
４０３…駆動電圧位相生成部、４１３…乗算器、
５００、５１０…出力プリドライバ、
６００、６１０…フィードバック制御部、
６０１、６１１…直流シャント抵抗（ＲＮＦ）、６０２、６１２…サンプルホールド回路、
６０３、６１３…センスアンプ、６０４、６１４…ＡＤＣ、
７００、７１０…パラメータ設定レジスタ、８００、８１０…シリアルポート、
９００、９１０…ＰＬＬ補償器。

Claims (9)

1. 三相ＤＣモータの出力段の電流を検出するフィードバック制御部と、
   前記フィードバック制御部から出力された電流情報と、上位回路から入力される電流指示情報と、が入力されパルス幅変調信号を出力する電流誤差検出部と、
   前記パルス幅変調信号から交流成分を除去する補償器と、を含む三相ＤＣモータ制御回路であって、
   前記補償器の出力が前記電流誤差検出部に帰還されることを特徴とする三相ＤＣモータ制御回路。
2. 三相ＤＣモータの出力段の電流を検出するフィードバック制御部と、パルス幅変調信号を出力する電流誤差検出部と、前記パルス幅変調信号から交流成分を除去する補償器と、を含む三相ＤＣモータ制御回路であって、
   前記電流誤差検出部は、前記補償器の出力を元に上位回路から入力される電流指示情報を帰還補正する逆数演算・フィルタ部と、
   前記帰還補正後の前記電流指示情報に対して脈動を付与する脈動付与回路と、を含み、
   前記電流誤差検出部が、前記脈動付与回路の出力と前記フィードバック制御部の出力する電流情報の差分を前記パルス幅変調信号として出力することを特徴とする三相ＤＣモータ制御回路。
3. 請求項２に記載の三相ＤＣモータ制御回路において、前記逆数演算・フィルタ部はループゲイン調整器及びレジスタを含む帰還ループを有し、
   前記補償器の出力によって前記ループゲイン調整器はループゲインを切り替えることを特徴とする三相ＤＣモータ制御回路。
4. 請求項２に記載の三相ＤＣモータ制御回路において、前記逆数演算・フィルタ部は動作の実行・停止を切り替えることができることを特徴とする三相ＤＣモータ制御回路。
5. 三相ＤＣモータの各相に対して出力するＰＷＭ信号を生成するための出力制御部と、
   一定トルク駆動制御波形プロファイル生成部と、を含む三相ＤＣモータ制御回路であって、
   電流誤差検出部より電流値が、パラメータ設定レジスタより傾き設定パラメータ、第１位相設定パラメータ、第２位相設定パラメータが、ＰＬＬ補償器よりモータの角周波数の逆数が入力された前記一定トルク駆動制御波形プロファイル生成部は、これらの入力信号を用いて駆動電圧位相情報を求めることを特徴とする三相ＤＣモータ制御回路。
6. 請求項５記載の三相ＤＣモータ制御回路において、前記第１位相設定パラメータ及び前記第２位相設定パラメータが動的に変化することを特徴とする三相ＤＣモータ制御回路。
7. 請求項５記載の三相ＤＣモータ制御回路において、前記一定トルク駆動制御波形プロファイル生成部はループゲイン調整器及びレジスタからなる帰還ループを含むことを特徴とする三相ＤＣモータ制御回路。
8. 出力プリドライバからの下位側パワー素子制御信号によって下位側パワー素子を制御するスピンドル出力段を含み、
   前記スピンドル出力段は前記下位側パワー素子と上位側パワー素子を交互にオン・オフすることで交流電流を供給する三相ＤＣモータ制御回路であって、
   前記下位側パワー素子制御信号はカレントミラー回路を介して下位側パワー素子ゲート端子に接続され、
   前記カレントミラー回路の動作を停止することで前記下位側パワー素子のゲート電圧を制御することを特徴とする三相ＤＣモータ制御回路。
9. 請求項８記載の三相ＤＣモータ制御回路において、前記カレントミラー回路は定電流源を有し、前記定電流源の動作を停止することで前記カレントミラー回路の動作を停止することを特徴とする三相ＤＣモータ制御回路。

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