JP2008148467A - 同期電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】制御アルゴリズムを複雑化することなく、固体ばらつきによる回転脈動を抑制することができる同期電動機の制御技術を提供する。
【解決手段】同期電動機の制御装置において、同期電動機に対する電流指令に対して、予め期待される脈動成分を重畳させる脈動発生器１０と、平均値が実質的に零となる補正信号を電流指令に重畳する補正電流発生器１８とを備える。これにより、制御構成を簡略化した上で、ひずみ成分を抑制するための補正信号を電流指令値に重畳する。この補正信号を検出電流と指令電流の差分から決定することで、トルク脈動を抑制する。
【選択図】図１

Description

本発明は、同期電動機の制御技術に関し、特に、電動機駆動装置及び電動機駆動用集積回路装置に関して、例えば、ハードディスクドライバ（ＨＤＤ）、光ディスクドライバ等、スピンドルモータの回転制御技術に利用することで有効となる技術に関するものである。

例えば、ＨＤＤ装置のスピンドルモータの駆動方式では、回転脈動の低減が強く求められている。回転脈動が大きいと、読み取りや書き込みエラーの原因になり、また、記録密度を向上させる上で大きな障害になる。さらに、ＨＤＤ装置の発生する騒音を低減するためにも、回転脈動はできるだけ少ない方が良い。

また、近年では、ＨＤＤの低コスト化が進み、スピンドル駆動用モータも製造コストの低減を迫られている。その結果、製造精度の劣化や、製造ばらつきが増え、それによるトルク脈動も問題となっている。

このような状況の中、近年では、電動機の駆動電流波形を理想的な正弦波電流とするものが主流になっている（例えば特許文献１）。モータの誘起電圧が理想的な正弦波であると仮定するならば、正弦波電流で電動機を駆動することで、原理的には回転脈動を零に抑制することが可能である。

しかし、実際には、モータの誘起電圧はひずんでおり、正弦波駆動でも脈動成分が発生してしまう。これを抑制するため、前記特許文献１では、印加電圧の波形を修正して、誘起電圧に合わせるように予め調整し、脈動の発生を抑えている。

その他、回転脈動そのものを抑制する駆動方法として、予め脈動パターンをテーブル化しておき、それを補正する方式（例えば特許文献２）や、脈動の要因である外乱トルク成分を、オブザーバで推定演算し、それを打ち消すように制御をかける方式（例えば特許文献３）等も提案されている。
特開２００５−１０２４４７号公報 特開平１１−１０３５８８号公報 特開２００１−３５２７８９号公報

ところで、前記のような駆動方法においては、電動機の駆動波形を正弦波状にすることで、原理的には脈動成分を零にすることができる。しかし、実際には、電動機そのものの特性によって、脈動成分が生じてしまう場合がある。

その第１の要因としては、電動機内部で発生する誘起電圧そのものがひずんでいる場合である。これは、電動機の固定子や回転子構造に起因する場合や、コイルの巻き方（分布巻／集中巻）に起因する場合があり、正弦波状の電圧を印加しても、ひずみ成分が発生して、回転脈動を引き起こしてしまう。この場合の脈動成分は、駆動周波数に対して６次の周波数成分が発生する場合が多い。

第２の要因としては、製造上のばらつきに起因したものである。電動機の製造コスト削減が進むと、製造精度が低下してしまい、結果として、相間のばらつき等が発生してしまう。三相巻線間のばらつきがあると、第２次調波の脈動成分が発生し、大きな回転脈動になる。

これらの２次、あるいは６次の脈動成分を抑制するため、前記特許文献１では、駆動電圧の波形をわざと変形させ、この成分を抑制している。また、前記特許文献２でも、予め脈動成分を記憶しておき、その脈動を打ち消すような電流を流すことで、回転脈動を抑制している。いずれも、予めどのようなひずみが生じるのかを調査しておく必要がある。これらの方法では、ドライバを専用集積回路で実現する場合に、電動機固体のばらつきに対応することが困難になる。ドライバそのものに、学習機能を設けることも可能であるが、その場合には集積回路の規模は大幅に増加してしまうと同時に、複雑な制御処理を搭載する必要がある。

また、前記特許文献３のように、外乱トルクをオブザーバで観測し、抑制する手法であれば、固体ばらつきにも対応可能である。しかし、この手法も制御アルゴリズムが複雑であり、集積回路の規模が大幅に増大化する。

そこで、本発明の目的は、これらの問題に鑑み、制御アルゴリズムを複雑化することなく、固体ばらつきによる回転脈動を抑制することができる同期電動機の制御技術を提供することにある。

本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。

本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、次のとおりである。

本発明は、同期電動機の制御装置において、同期電動機に対する電流指令に対して、予め期待される脈動成分を重畳させる手段と、平均値が実質的に零となる補正信号を電流指令に重畳する手段とを備えることを特徴とする。すなわち、制御構成を簡略化するため、基本構成を前記特許文献１にある方式とし、その上で、ひずみ成分を抑制するための補正信号を、電流指令値に重畳する。この補正信号を検出電流と指令電流の差分から決定することで、トルク脈動を抑制する。

具体的に、同期電動機を駆動するインバータの直流側の電流を検出し、この検出値に含まれると期待される脈動成分をあらかじめ電流指令に重畳すると同時に、同期電動機の誘起電圧ひずみによって生じる電流ひずみを抑制するための、ノコギリ波状のもう一つの補正電流を加え、その大きさを調整することで、駆動電流を滑らかな正弦波状の電流として、トルク脈動を抑制するものである。

本願において開示される発明のうち、代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば以下のとおりである。

本発明によれば、制御構成を複雑化することなく、自動的にモータの誘起電圧ひずみによるトルク脈動を抑制することが可能になる。従来方式のように、予め脈動成分の波形情報（位相、振幅など）を取得する必要はなく、また、固体ばらつきにも対応が可能となる。また、方式自体がシンプルであり、専用ＩＣ化する場合に非常に有効である。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、実施の形態を説明するための全図において、同一の部材には原則として同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。

（本発明の実施の形態の概要）
本発明は、同期電動機と、同期電動機にパルス幅変調された電圧を印加し、同期電動機を正弦波状の交流で駆動するインバータと、インバータに電力を供給する直流電源と、インバータに供給される電流を検出するワンシャント電流検出器と、同期電動機に対する電流指令を発生するＩ＊発生器と、ワンシャント電流検出器による電流検出値ならびにＩ＊発生器による電流指令に基づいて、インバータの出力する電圧を調整する制御器とからなる同期電動機の制御装置に適用される。以下において、各実施の形態を具体的に説明する。尚、各実施の形態では、同期電動機を単に電動機と記載する場合もある。また、ワンシャント電流検出器をインバータに含む場合を説明する。さらに、各図における「＊」は指令を意味するものである。

（第１の実施の形態）
本発明における同期電動機の制御装置の第１の実施の形態であるモータ・ドライブシステムを、図１、図２を用いて説明する。

図１は、本実施の形態のモータ・ドライブシステムの構成を示す。図１に示すモータ・ドライブシステムは、同期電動機のトルク相当の電流指令を発生するＩ＊発生器１と、同期電動機への印加電圧を演算し、インバータへのパルス幅変調波（ＰＷＭ）信号を生成する制御器２と、制御器２のＰＷＭ信号を受けて、直流電圧から交流電圧を発生するインバータ３と、インバータ３の電源である直流電源４と、これらによって制御される同期電動機５から成り立っている。

また、インバータ３は、６個のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎで構成されるインバータ主回路部６、インバータ主回路部６への供給電流Ｉ０を検出するワンシャント電流検出器７、ワンシャント電流検出器７の両端の電圧をサンプル・ホールドするサンプル・ホルダー８、インバータ主回路部６を直接駆動する出力プリ・ドライバ９から構成されている。

Ｉ＊発生器１は、同期電動機５のトルク電流に相当する電流指令Ｉ＊を発生する、制御器２の上位に位置する制御器である。この指令Ｉ＊に相当するトルクを同期電動機５が発生するように、制御器２は動作する。

制御器２は、サンプル・ホルダー８の出力（ワンシャント電流検出値）に対して、予め予期される脈動成分を発生させる脈動発生器１０、電流指令Ｉ＊と、脈動発生器１０の信号を乗算して、新たな電流指令Ｉ０＊を計算する乗算器１１、信号を加算（＋）、あるいは減算（−）する加減算器１２、電流指令Ｉ０＊＊と、電流検出値Ｉ０の偏差に基づいて、同期電動機５への印加電圧振幅指令Ｖ１＊を演算するＡＣＲ（電流制御器）１３、Ｖ１＊と位相角θ、ならびに進み位相角δに基づいて、三相交流電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を演算する三相電圧指令演算器１４、電流指令Ｉ＊から、電圧位相の進み角δを演算する進み位相角演算器１５、同期電動機５の誘起電圧位相θを演算（あるいは検出）する位相演算器１６、三相交流電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に基づいて、パルス幅変調信号を発生するＰＷＭ発生器１７、本発明の特徴部分である補正電流発生器１８からなる。

特に、本実施の形態では、脈動発生器１０が、電流指令に対して、予め期待される脈動成分を重畳させる手段として機能し、また、補正電流発生器１８が、平均値が実質的に零となる補正信号を電流指令に重畳する手段として機能する。

次に、本実施の形態のモータ・ドライブシステムの基本動作について説明する。

本実施の形態のモータ・ドライブシステムの基本動作は、前述した特許文献１に記載されている図１５に基づいている。本実施の形態のモータ・ドライブシステムの基本動作の説明の都合上、それについて図１８〜図２２を用いて概要及び問題点を述べる。

図１８は、前述した特許文献１に記載のモータ・ドライブシステムを、図１の部品を用いて、概念的に示したものである。図１８における部品は、すべて図１のものと同一のものであり、基本動作に係わる部分以外を省略して記載している。

ワンシャント電流検出器７の電流をサンプル・ホルダー８により検出すると、図１８内（１）のような検出波形になる。この波形の得られる原理を、図１９、ならびに図２０に示す。図１９は、ＰＷＭ発生器１７の内部で用いられる三角波キャリアと、ワンシャント電流の関係を示したものである。ワンシャント電流は、三相交流電流（正弦波）の一部分が断続的に現れる波形になる。この時、サンプル・ホルダー８のサンプリングのタイミングを、図１９に示すように、三角波キャリアの零クロス点と定めている。その結果、検出される電流は、三相交流電圧指令の中で、最も絶対値の大きな電圧を出力している相の電流となる。

すなわち、図２０に示すように、電圧指令の位相θｖが０〜６０度の期間は、Ｖ相の電流Ｉｖ、６０度〜１２０度の期間はＵ相の電流Ｉｕのようになる。この結果、制御器内部に読み込まれる電流波形は、６０度毎に検出相が切り替り、図２０（ｃ）のＩ０のような波形になる。この波形は、電動機５が正弦波電流で駆動されている場合に得られる波形である。よって、電流制御を行うためには、予め、このような形状の電流が検出されることを予想し、前もって電流指令に与えなければならない。その予め予期される脈動成分を演算し、発生させるのが、脈動発生器１０である。脈動発生器の出力は、図１８の（３）の波形になる。ここで、（３）の波形は、平均値は１になるように計算されている。この脈動波形と、電流指令Ｉ＊を掛け算することで、Ｉ０への指令Ｉ０＊が完成する。ＡＣＲ１３では、（１）の電流波形と（４）の指令とが一致するように電圧指令の大きさＶ１＊を演算する。後は、Ｖ１＊を振幅として三相電圧指令を演算し、ＰＷＭによりインバータをドライブして、電動機５を正弦波で駆動する。この特許文献１によれば、たとえば、座標変換やベクトル演算といった高度な信号処理を持たずに、電動機の正弦波駆動が実現できる。

しかしながら、電動機の誘起電圧に高調波が含まれる場合には、問題が生じる。近年のモータは、５次や７次の高調波成分が多く含まれる傾向があり、これに伴うトルク脈動が問題である。この高調波成分の影響について、図２１を用いて説明する。

図２１は、図２２における電流検出相（ａ）と、検出電流Ｉ０（ｂ）、三相電流ならびにその第５次高調波（（ｃ）〜（ｅ））、第５次高調波の検出値（ｆ）を示している。図２１（ｃ）〜（ｅ）は、基本波と高調波の位相関係を明記するために、敢えて正弦波の形で記載した。各々の電流波形に、第５次高調波が含まれるものとすると、検出電流は６０度毎に相が切り替るため、図２１（ｆ）のような波形が検出される。６０度は第６次高調波に相当するが、波形の対称性から相電流には第６次成分は存在しない。そのため、第５次の高調波は、位相に連続性がなく、相切り替えの瞬間に不連続となる。第７次の高調波に関しても、全く同様である。

実際に、電動機の誘起電圧にひずみが含まれる場合の検出電流Ｉ０は、図２２のようになる。相切り替えの前後において、電流検出値が大きく変化していることがわかる。

この高調波の不連続性の影響で、ＡＣＲ（電流制御器）１３の出力が必要以上に変化してしまい、さらに高調波成分が増加する。

この問題に対し、前述した特許文献１では、三相電圧指令演算器１４において、電圧指令に補正を加え、ひずみによる電流成分を打ち消す手法を提案している。この手法では、一度設定した電圧波形しか出力できず、電動機の個体ばらつきへの対応や、あるいは負荷変動時の最適化などは実現できない問題があった。

以上が、前述した特許文献１の基本動作と問題点である。

本実施の形態では、図１における補正電流発生器１８を設けて、新たな補正電流ΔＩ０を電流指令Ｉ０＊に加算して、この問題を解決する。図２を用いて、本実施の形態の動作を説明する。

図２（ａ）は、脈動発生器１０により修正された、元々の電流指令Ｉ０＊である。この指令に対し、図２（ｂ）のような補正電流ΔＩ０を加算する。ΔＩ０は、最大振幅をＩａとしたノコギリ波状の波形とし、位相角６０度内で一周期とする関数としている。また、平均値が零となるように、中間地点で符号が反転する。

ΔＩ０を加算した後の新たな電流指令Ｉ０＊＊は、図２（ｃ）となる。この結果、電流検出値Ｉ０と、新たな指令Ｉ０＊＊との偏差は、図２（ｄ）に示すように、非常に少なくなる（図２２と比較すると明らかである）。偏差が小さくなったということは、交流側の電流が滑らかになったことを意味する。すなわち、補正電流ΔＩ０を適切に加えることで、誘起電圧ひずみの影響を減少させ、トルク脈動の抑制が可能となる。

本実施の形態では、電流指令に対して補正を行う点が、前述した特許文献１とは異なっている。特許文献１では、三相交流電圧指令に対して補正を行うが、その補正量は、負荷状態ならびに回転数によって大きく変化してしまう。しかしながら、本実施の形態では、電流に関しては、負荷トルクのみに依存するため、例えば、負荷状態をパラメータとして、補正電流ΔＩ０の振幅Ｉａの値をマップ化しておけば、広い速度範囲、負荷範囲に対して、トルク脈動の抑制が可能となるメリットがある。

すなわち、本実施の形態によれば、同期電動機５を駆動するインバータ３の直流側の電流を検出し、この検出値に含まれると期待される脈動成分をあらかじめ電流指令に重畳すると同時に、同期電動機５の誘起電圧ひずみによって生じる電流ひずみを抑制するための、ノコギリ波状のもう一つの補正電流を加え、その大きさを調整することで、駆動電流を滑らかな正弦波状の電流として、トルク脈動を抑制することができる。

尚、補正電流として、図２（ｂ）に示したように、ノコギリ波を用いたが、他の波形でも適用は可能である。オフセットの発生を抑制するのは、平均値が零となる周期関数が好ましい。

（第２の実施の形態）
次に、図３を用いて、本発明における同期電動機の制御装置の第２の実施の形態であるモータ・ドライブシステムについて説明する。

図３は、同期電動機の制御器であり、この制御器２Ｂを、図１の制御器２の代わりに用いることで、本実施の形態を実現することができる。

図３において、部品番号１０から１８のものは、図１の同じ番号のものと同一のものである。図１との大きな差異は、補正電流発生器１８に用いる振幅値Ｉａを、Ｉａテーブル１９を用いて、変化させる点である。このＩａテーブル１９は、補正信号の大きさを電流指令の大きさから求めて設定する手段として機能する。

前述した第１の実施の形態（図１）では、Ｉａの設定方法について詳細を述べてないが、本実施の形態においては、電流指令Ｉ＊に応じて、補正電流の振幅Ｉａを可変とすることが可能である。この結果、負荷に応じた適切な補正が可能になる。Ｉａテーブル１９は、電動機の負荷トルクに応じて、前もってデータを作成しておく。Ｉ＊に対するＩａの適正値をマッピングし、データテーブルとして保存しておけばよい。

（第３の実施の形態）
次に、図４〜図９を用いて、本発明における同期電動機の制御装置の第３の実施の形態であるモータ・ドライブシステムについて説明する。

図４、ならびに図５は、電動機５のひずんだ誘起電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗの波形の例である。図４は、誘起電圧のピーク付近が尖った例であり、図５は逆にピーク付近が凹んだ例である。それぞれに応じて、補正電流の位相、ならびに振幅は微妙に変化する。

これらの誘起電圧のひずみの程度は様々であり、材料のばらつきによって、固体差も出てくる。よって、予めデータテーブルを取得する手法は、ハードディスクドライバのような量産製品には適していない。

そこで、本実施の形態は、補正電流を自動的に調整する機能を提供するものである。

図６は、同期電動機の制御器であり、この制御器２Ｃを、図１の制御器２の代わりに用いることで、本実施の形態を実現することができる。

図６において、部品番号１０から１８のものは、図１の同じ番号のものと同一のものである。図１との大きな差異は、補正電流発生器１８に用いる振幅値Ｉａを自動調整するＩａ自動調整器２０を設けた点にある。このＩａ自動調整器２０は、補正信号の大きさを電流検出値と電流指令との偏差に基づいて自動的に調整する手段として機能する。

次に、Ｉａ自動調整器２０の動作を、図７〜９を用いて説明する。

図７において、部品番号８、ならびに１２は、図１の同じ番号のものと同一のものである。それらの部品に加え、電流指令Ｉ０＊＊と検出電流Ｉ０の偏差であるＩｅｒに対して、常に零の指令を与える零発生器２１、さらには積分制御器２２からなる。

図８（ａ）〜（ｅ）に、Ｉａ自動調整器２０の動作波形を示す。電流指令Ｉ０＊＊と、検出電流Ｉ０の偏差Ｉｅｒは、６０度毎のトリガー信号によって、サンプル・ホルダーでサンプリングされる（図８（ｂ））。このタイミングは、図８（ｂ）に示すように、電流検出相の切り替え直後の値とする。このサンプル値は、この検出相の６０度期間は保持される。積分制御器２２では、この偏差を積分し、その出力をノコギリ波の振幅Ｉａとする。積分制御器２２の出力は、やはり、６０度毎のトリガーでサンプルされ、「Ｉａ」として、Ｉａ自動調整器２０から出力される（図８（ｄ））。結果として、補正電流ΔＩ０は、６０度毎に振幅が変更される波形になる（図８（ｅ））。

積分制御器２２の動作によって、Ｉｅｒのサンプル値が零になるまで、Ｉａは変化を続けることになる。よって、最終的な電流検出値の波形は、図９のようになる。

この結果、相切り替え時の電流変動がなくなるため、駆動電流は滑らかな正弦波となり、トルク脈動は大きく抑制される。また、電動機の誘起電圧に固体ばらつきがあったとしても、この動作は確実に実行される。よって、本実施の形態によれば、電動機の誘起電圧ひずみが、例えば、図４や図５のように異なるひずみ成分を備えている場合でも、ひとつの制御器で、トルク脈動の抑制が可能になる。しかも、必要な制御処理は、図７に示すシンプルな構成の制御器を付加するだけでよい。

（第４の実施の形態）
次に、図１０ならびに図１１を用いて、本発明における同期電動機の制御装置の第４の実施の形態であるモータ・ドライブシステムについて説明する。

前述した第３の実施の形態により、誘起電圧のひずみ方が異なる電動機に対して、常に最適なひずみ抑制が可能な制御器が提供できる。しかし、第３の実施の形態でのひずみ成分は、第５次や第７次の高調波によって発生する成分に対してのみであり、他の次数にはあまり効果がない。交流波形上での、第５次、第７次の高調波は、トルク脈動としては、第６次の成分になることが知られている。この第６次の脈動は、電動機によっては生じ易いことは知られている。一方、製造精度によって、三相のアンバランスが生じた場合には、第２次のトルク脈動成分が発生することが知られている。第３の実施の形態の方式では、第２次脈動に対しては効果がない。

そこで、本実施の形態では、この第２次の脈動に対する抑制方法を提供する。

図１０は、Ｉａ自動調整器２０Ｄであり、このＩａ自動調整器２０Ｄを、図６のＩａ自動調整器２０の代わりに用いることで、本実施の形態を実現することができる。

図１０において、部品番号８，１２，２１，２２のものは、図６の同じ番号のものと同一のものである。図６との大きな差異は、積分制御器２２が３個用意され、また、切替スイッチ２３が新たに付加されたことにある。この３個の積分制御器２２は、補正信号に関する３つの個別の値を保持し続ける手段として機能する。

偏差Ｉｅｒは、３つのサンプル・ホルダー８によってサンプリングされるが、そのタイミングは６０度毎に順番に切り替わる。図６では、ホールド状態を６０度の期間継続したが、ここでは、１８０度期間継続する。３個の積分制御器２２は、それぞれの入力が零になるように、偏差を積分し続ける。３個の積分制御器２２は、それぞれＩａ１，Ｉａ２，Ｉａ３の補正電流振幅を演算する。それらは、切替スイッチ２３によって、６０度毎に順番に出力される。

結果的に、図１１に示すような補正電流ΔＩ０が出力されることになる。振幅Ｉａは、１８０度の位相毎に繰り返される波形になる。すなわち、基本波周期３６０度に対し、１／２の周期性での補正が可能になり、このことは、第２次の脈動成分に対しても、補正が実現できることを意味している。よって、図１０に示す本実施の形態によれば、相間不平衡により発生する２次脈動に対しても、抑制可能な制御装置を提供できるようになる。

（第５の実施の形態）
次に、図１２〜図１４を用いて、本発明における同期電動機の制御装置の第５の実施の形態であるモータ・ドライブシステムについて説明する。

前述した第４の実施の形態は、第２次のトルク脈動に対して有効な手法であった。しかしながら、第２次に加えて、第６次の高調波も多量に含まれる場合には、両者を一つの制御器で両立するのは非常に困難になる。

そこで、本実施の形態は、第２次脈動と第６次脈動の、同時の抑制効果が得られる技術を提供する。

図１２は、同期電動機の制御器２Ｅであり、この制御器２Ｅを、図６の制御器２Ｃの代わりに用いることで、本実施の形態を実現することができる。

図１２では、制御器２Ｃには無かったバイアス調整器２４が新たに加わり、電流指令Ｉ＊から減算されている。バイアス調整器２４は、図１３に示す構造となっている。図１３においては、部品番号１１，２３に関しては、これまで説明してきた部品と全く同じものである。図１３において、バイアス調整器２４では、新たに、外部トリガーの立ち下がりエッジを検出して、信号をサンプル・ホールドするサンプル・ホルダー８Ｅと、外部トリガーによるリセット機能付きの積分制御器２２Ｅと、積分制御器２２Ｅの入力を切り替える切替信号発生器２５、ゲインの値を、電気角６０度相当の時間の逆数としている比例ゲイン２６からなる。

本実施の形態は、図１０におけるＩａ自動調整器とは異なり、出力電流の６０度期間毎の平均値を演算する機能を持つものである。図１３の切替信号発生器２５において、６０度毎の処理信号を作成し、３個の積分制御器２２Ｅやサンプル・ホルダー８Ｅのトリガーを作っているのと同時に、積分制御器２２Ｅの入力を、「１」か「０」かを掛け算することで選択している。

この結果、図１４に示すように、前述した第４の実施の形態と同様、３６０度に対して、半周期となる偏差のバイアス値が演算できる。このバイアス値を予め制御に取り入れることで、第二段階目のトルク脈動成分の抑制が可能である。さらに、本実施の形態では、６０度毎の脈動を抑制できるＩａ自動調整器との両立が可能であり、第２次、ならびに第６次の高調波が同時に存在する場合でも、大きな効果が得られる。

（第６の実施の形態）
次に、図１５を用いて、本発明における同期電動機の制御装置の第６の実施の形態であるモータ・ドライブシステムについて説明する。

図１５は、前述した第１の実施の形態（図１）と同じく、モータ・ドライブシステムを示す。図１５において、部品番号１，２，４，５，７〜１５，１７，１８のものは、図１の同じ番号のものと同一のものである。図１との大きな差異は、インバータ３Ｆにおけるインバータ主回路部６Ｆに、電流位相検出器２７が設けられている点である。この電流位相検出器２７は、同期電動機５の電流位相を検出する手段として機能する。また、後述の位相演算器１６Ｆは、電流位相に基づきインバータの出力電圧位相を補正し、同期電動機を駆動する手段として機能する。

次に、図１５のモータ・ドライブシステムの特徴部分の動作について説明する。電流位相検出器２７において、スイッチング素子の端子電圧から、電動機５に流れる電流の位相情報を検出する。具体的には、各相電流の零クロス点を検出し、電流位相の情報を制御器２Ｆへ与える。

電流位相情報は、制御器２Ｆ内の位相演算器１６Ｆに与えられ、電動機５の回転子位置位相を推定演算する。これによって、電動機５の回転子位置センサ（ホールＩＣや、パルスエンコーダ等）を用いることなく、位置センサレスの電動機駆動が実現できる。その際、トルク脈動の抑制方法は、これまでの実施の形態のものが、そのまま利用できる。

（第７の実施の形態）
次に、図１６を用いて、本発明における同期電動機の制御装置の第７の実施の形態であるモータ・ドライブシステムについて説明する。

図１６は、同期電動機のドライブシステムを実態図にて表現したものである。図１６においては、Ｉ＊発生器１と制御器２を、一つの集積回路にて実現しており、ここから出力されるＰＷＭパルス波形によって、インバータを駆動する。インバータは、インバータ主回路部６と出力プリ・ドライバ９とが一体化しており（ワンパッケージ）、小型化を実現している。ワンシャント電流検出器７によってインバータ電流を検出し、サンプル・ホルダー８にて、電流をサンプル・ホールドし制御器に読み込んでいる。図１６のように、インバータ主回路部６と出力プリ・ドライバ９を別回路とすることで、容量の大きな電動機の駆動が実現可能になる。

また、制御器２の部分を汎用ＬＳＩ化することで、様々な用途（容量）への適用も可能となる。

（第８の実施の形態）
次に、図１７を用いて、本発明における同期電動機の制御装置の第８の実施の形態であるモータ・ドライブシステムについて説明する。

図１７は、Ｉ＊発生器１、制御器２、インバータ３をワンチップ化して実現したものである。本実施の形態では、電動機５と電源を接続すれば、電動機５の可変速駆動が実現でき、小型電動機を駆動する場合には、システム全体を小型化できるメリットがある。

また、制御部分を集積回路化する場合には、演算速度を数〜数１０μｓ以下の高速演算が可能である。本実施の形態は、いずれも複雑な演算を必要としないため、ゲート数を大きく増やすことなくトルク脈動低減が実現できる。マイコンやＤＳＰなどを制御に用いると、演算処理速度を高速化するのは困難であるが、制御部を専用の集積回路化によって、この問題は大幅に改善され、本実施の形態の効果が大きくなる。

以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。

例えば、前述したすべての実施の形態は、同期電動機の回転位置センサの有無（センサ付き、センサレス）には無関係に適用することが可能である。

また、前述した各実施の形態のモータ・ドライブシステムは、トルク脈動、回転脈動を、できるだけシンプルな構成で抑制できることによって、ハードディスクや光ディスクのワウフラッターを改善し、低騒音化、記録密度の高密度化を実現することできるようになる。

本発明における同期電動機の制御技術は、電動機駆動装置及び電動機駆動用集積回路装置に関して、例えば、ハードディスクドライバ（ＨＤＤ）、光ディスクドライバ等、スピンドルモータの回転制御技術に利用可能である。

本発明における同期電動機の制御装置の第１の実施の形態であるモータ・ドライブシステムの構成を示す図である。 本発明における同期電動機の制御装置の第１の実施の形態であるモータ・ドライブシステムにおいて、電流指令と補正電流の動作波形の例（（ａ）（ｂ）（ｃ）（ｄ））を示す図である。 本発明における同期電動機の制御装置の第２の実施の形態であるモータ・ドライブシステムにおいて、制御器の構成を示す図である。 本発明における同期電動機の制御装置の第３の実施の形態であるモータ・ドライブシステムにおいて、誘起電圧と補正電流の例１（（ａ）（ｂ））を示す図である。 本発明における同期電動機の制御装置の第３の実施の形態であるモータ・ドライブシステムにおいて、誘起電圧と補正電流の例２（（ａ）（ｂ））を示す図である。 本発明における同期電動機の制御装置の第３の実施の形態であるモータ・ドライブシステムにおいて、制御器の構成を示す図である。 本発明における同期電動機の制御装置の第３の実施の形態であるモータ・ドライブシステムにおいて、Ｉａ自動調整器の構成を示す図である。 本発明における同期電動機の制御装置の第３の実施の形態であるモータ・ドライブシステムにおいて、補正電流の動作波形（（ａ）（ｂ）（ｃ）（ｄ）（ｅ））を示す図である。 本発明における同期電動機の制御装置の第３の実施の形態であるモータ・ドライブシステムにおいて、電流指令と検出電流の波形例を示す図である。 本発明における同期電動機の制御装置の第４の実施の形態であるモータ・ドライブシステムにおいて、制御器の構成を示す図である。 本発明における同期電動機の制御装置の第４の実施の形態であるモータ・ドライブシステムにおいて、補正電流波形の例を示す図である。 本発明における同期電動機の制御装置の第５の実施の形態であるモータ・ドライブシステムにおいて、制御器の構成を示す図である。 本発明における同期電動機の制御装置の第５の実施の形態であるモータ・ドライブシステムにおいて、バイアス調整器の構成を示す図である。 本発明における同期電動機の制御装置の第５の実施の形態であるモータ・ドライブシステムにおいて、バイアス補償値の波形を示す図である。 本発明における同期電動機の制御装置の第６の実施の形態であるモータ・ドライブシステムの構成を示す図である。 本発明における同期電動機の制御装置の第７の実施の形態であるモータ・ドライブシステムの構成を示す図である。 本発明における同期電動機の制御装置の第８の実施の形態であるモータ・ドライブシステムの構成を示す図である。 本発明に対する比較技術（特許文献１）のモータ・ドライブシステムの構成を示す図である。 本発明に対する比較技術（特許文献１）のモータ・ドライブシステムにおいて、三角波キャリアと電流サンプリングの関係（（ａ）（ｂ））を示す図である。 本発明に対する比較技術（特許文献１）のモータ・ドライブシステムにおいて、電圧位相と検出電流の関係（（ａ）（ｂ）（ｃ））を示す図である。 本発明に対する比較技術（特許文献１）のモータ・ドライブシステムにおいて、検出される第５高調波の不連続性の例（（ａ）（ｂ）（ｃ）（ｄ）（ｅ）（ｆ））を示す図である。 本発明に対する比較技術（特許文献１）のモータ・ドライブシステムにおいて、電流指令と検出電流波形の例を示す図である。

符号の説明

１…Ｉ＊発生器、２，２Ｂ，２Ｃ，２Ｅ，２Ｆ…制御器、３，３Ｆ…インバータ、４…直流電源、５…同期電動機、６…インバータ主回路部、７…ワンシャント電流検出器、８，８Ｅ…サンプル・ホルダー、９…出力プリ・ドライバ、１０…脈動発生器、１１…乗算器、１２…加減算器、１３…ＡＣＲ（電流制御器）、１４…三相電圧指令演算器、１５…進み位相角演算器、１６，１６Ｆ…位相演算器、１７…ＰＷＭ発生器、１８…補正電流発生器、１９…Ｉａテーブル、２０，２０Ｄ…Ｉａ自動調整器、２１…零発生器、２２，２２Ｅ…積分制御器、２３…切替スイッチ、２４…バイアス調整器、２５…切替信号発生器、２６…比例ゲイン、２７…電流位相検出器。

Claims (9)

1. 同期電動機と、前記同期電動機にパルス幅変調された電圧を印加し、前記同期電動機を正弦波状の交流で駆動するインバータと、前記インバータに電力を供給する電源と、前記インバータに供給される電流を検出する電流検出器と、前記同期電動機に対する電流指令を発生する電流指令発生器と、前記電流検出器による電流検出値ならびに前記電流指令発生器による電流指令に基づいて、前記インバータの出力する電圧を調整する制御器と、からなる同期電動機の制御装置であって、
   前記電流指令に対して、予め期待される脈動成分を重畳させる手段と、
   平均値が実質的に零となる補正信号を、前記電流指令に重畳する手段とを備えることを特徴とする同期電動機の制御装置。
2. 請求項１記載の同期電動機の制御装置において、
   前記補正信号は、前記同期電動機の電気角駆動周波数に対して６倍の周波数で変化する周期関数であることを特徴とする同期電動機の制御装置。
3. 請求項１または２記載の同期電動機の制御装置において、
   前記補正信号の大きさを、前記電流指令の大きさから求めて設定する手段を備えることを特徴とする同期電動機の制御装置。
4. 請求項１または２記載の同期電動機の制御装置において、
   前記補正信号の大きさを、前記電流検出値と前記電流指令との偏差に基づいて自動的に調整する手段を備えることを特徴とする同期電動機の制御装置。
5. 請求項４記載の同期電動機の制御装置において、
   前記補正信号の大きさは、前記同期電動機の電気角位相に対して６０度毎に値が更新され、調整されることを特徴とする同期電動機の制御装置。
6. 請求項４記載の同期電動機の制御装置において、
   前記補正信号の大きさは、前記同期電動機の電気角位相に対して６０度毎に値が更新されるものであり、
   前記補正信号に関する３つの個別の値を保持し続ける手段を備え、前記３つの値のそれぞれが順番に補正信号の大きさを演算し、さらに順番に前記電流指令に補正量を反映させることを特徴とする同期電動機の制御装置。
7. 請求項１〜６のいずれか１項記載の同期電動機の制御装置において、
   前記同期電動機の電流位相を検出する手段と、前記電流位相に基づき、前記インバータの出力電圧位相を補正し、前記同期電動機を駆動する手段とを備えることを特徴とする同期電動機の制御装置。
8. 請求項１〜７のいずれか１項記載の同期電動機の制御装置において、
   前記電流指令発生器と前記制御器は、集積回路装置を用いて構成されていることを特徴とする同期電動機の制御装置。
9. 請求項１〜７のいずれか１項記載の同期電動機の制御装置において、
   前記インバータと前記電流検出器と前記電流指令発生器と前記制御器は、同じ半導体基板上に形成されていることを特徴とする同期電動機の制御装置。

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