JP2020137193A - ステッピングモータの駆動回路およびその駆動方法、それを用いた電子機器 - Google Patents

Abstract

【課題】システムの設計あるいは制御に有用な情報を外部に出力可能な駆動回路を提供する。【解決手段】電流値設定回路２１０は、コイルＬ１に生ずる逆起電力を検出し、逆起電力にもとづいて電流設定値ＩＲＥＦを生成する。定電流チョッパ回路２５０＿１は、コイルＬ１に流れるコイル電流の検出値ＩＮＦ１が電流設定値ＩＲＥＦにもとづく目標量に近づくようにパルス変調されるパルス変調信号ＳＰＷＭ１を生成する。ロジック回路２７０はパルス変調信号ＳＰＷＭに応じて、ステッピングモータ１０２のコイル１０２に接続されるブリッジ回路２０２＿１を制御する。駆動回路２００Ａは、電流設定値ＩＲＥＦを外部に出力可能に、または電流設定値ＩＲＥＦに外部からアクセス可能に構成される。【選択図】図４

Description

本発明は、ステッピングモータの駆動技術に関する。

ステッピングモータは、電子機器、産業機械、ロボットにおいて広く採用される。ステッピングモータは、ホストコントローラが生成する入力クロックに同期して回転する同期モータであり、起動、停止、位置決めに優れた制御性を持っている。さらにステッピングモータは、オープンループでの位置制御が可能であり、またデジタル信号処理に適するという特性を有する。

通常状態において、ステッピングモータのロータは、入力クロック数に比例したステップ角ずつ同期して回転する。ところが、急な負荷変動や速度変化が生ずると同期が失われる。これを脱調という。ひとたび脱調すると、その後、ステッピングモータを正常に駆動するために特別な処理が必要となるため、脱調を防止することが望まれる。

この問題を解決するために、多くの場合、想定される最大の負荷にマージンを設け、脱調マージンを考慮した出力トルクが得られるように、駆動回路を設計することになる。ところが、マージンを大きくすると電力損失が大きくなる。

特許文献５には、脱調を防止しつつ、出力トルク（すなわち電流量）をフィードバックにより最適化することにより、消費電力を低減して効率を改善する技術が提案されている。図１は、従来のステッピングモータとその駆動回路を備えるモータシステムのブロック図である。

ホストコントローラ２は、駆動回路４に対して、入力クロックＣＬＫを供給する。駆動回路４は、入力クロックＣＬＫと同期して、励磁位置を変化させる。

図２は、励磁位置を説明する図である。励磁位置は、ステッピングモータ６の２個のコイルＬ１，Ｌ２に流れるコイル電流（駆動電流）Ｉ_ＯＵＴ１，Ｉ_ＯＵＴ２の組み合わせとして把握される。図２には、８個の励磁位置１〜８が示されている。１相励磁では、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２に交互に電流が流れ、励磁位置２，４，６，８を遷移する。２相励磁では、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２の両方に電流が流れ、励磁位置１，３，５，７を遷移する。１−２相励磁では、１相励磁と２相励磁の組み合わせであり、励磁位置１〜８を遷移する。マイクロステップ駆動では、さらに励磁位置が細かく制御される。

図３は、ステッピングモータの駆動シーケンスを説明する図である。始動時に、入力クロックＣＬＫの周波数ｆ_ＩＮは時間とともに上昇し、ステッピングモータが加速する。そして、周波数ｆ_ＩＮがある目標値に到達すると、一定に保たれ、ステッピングモータが定速回転する。その後、ステッピングモータを停止させる際には、入力クロックＣＬＫの周波数を低下させ、ステッピングモータを減速させる。図３の制御を台形波駆動とも称する。

通常状態において、ステッピングモータのロータは、入力クロック数に比例したステップ角ずつ同期して回転する。ところが、急な負荷変動や速度変化が生ずると同期が失われる。これを脱調という。ひとたび脱調すると、その後、ステッピングモータを正常に駆動するために特別な処理が必要となるため、脱調を防止することが望まれる。

そこで、脱調の可能性が高い加速時および減速時においては、脱調マージンを考慮した十分に大きい固定的な出力トルクが得られるように、駆動電流の目標値Ｉ_ＲＥＦを、固定的な値Ｉ_ＦＵＬＬに設定する（高トルクモード）。

回転数が安定し、脱調の可能性が低い状況では、駆動電流の目標値Ｉ_ＲＥＦを減少させて、効率を改善させる（高効率モード）。特許文献５には、脱調を防止しつつ、出力トルク（すなわち電流量）をフィードバックにより最適化することにより、消費電力を低減して効率を改善する技術が提案されている。具体的には逆起電力Ｖ_ＢＥＭＦにもとづいて負荷角φを推定し、負荷角φが目標値φ_ＲＥＦに近づくように駆動電流（コイル電流）の目標値Ｉ_ＲＥＦがフィードバック制御される。逆起電力Ｖ_ＢＥＭＦは式（１）で表される。
Ｖ_ＢＥＭＦ＝Ｋ_Ｅ×ω×ｃｏｓφ …（１）
ωはステッピングモータの回転数であり、Ｋ_Ｅは逆起電力定数である。

特許文献５に記載の技術では、負荷角にもとづく検出値ｃｏｓφが、その目標値ｃｏｓ（φ_ＲＥＦ）に近づくように、フィードバックループが形成され、高効率モードにおけるコイル電流Ｉ_ＯＵＴ１，Ｉ_ＯＵＴ２が最適化される。

特開平９−１０３０９６号公報 特開２００４−１２０９５７号公報 特開２０００−１８４７８９号公報 特開２００４−１８０３５４号公報 特許第６２５８００４号公報

特許文献５に記載の駆動回路を用いたモータシステムでは、電流量Ｉ_ＲＥＦは、駆動回路４の内部で生成されている。コイル電流の量には、システムの設計や制御に有用な情報が含まれているが、現状、駆動回路の外部からは、現在、どれくらいのトルクでステッピングモータ６が駆動されているのかを知るすべはない。

本発明はかかる課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、システムの設計あるいは制御に有用な情報を外部に出力可能な駆動回路の提供にある。

本発明のある態様は、ステッピングモータの駆動回路に関する。駆動回路は、コイルに生ずる逆起電力を検出する逆起電力検出回路と、逆起電力にもとづいて電流設定値を生成する電流値設定回路と、コイルに流れるコイル電流の検出値が電流設定値にもとづく目標量に近づくようにパルス変調されるパルス変調信号を生成する定電流チョッパ回路と、パルス変調信号に応じて、コイルに接続されるブリッジ回路を制御するロジック回路と、を備える。駆動回路は、電流設定値を外部に出力可能に、または電流設定値に外部からアクセス可能に構成される。

駆動回路は、電流設定値をデジタル信号として外部に出力するインタフェース回路をさらに備えてもよい。

駆動回路は、電流設定値をアナログ信号に変換するＤ／Ａコンバータと、アナログの電流設定値を外部に出力するバッファ回路と、をさらに備えてもよい。

本発明の別の態様もまた、駆動回路である。この駆動回路は、コイルに生ずる逆起電力を検出する逆起電力検出回路と、逆起電力にもとづいて電流設定値を生成する電流値設定回路と、コイルに流れるコイル電流の検出値が電流設定値にもとづく目標量に近づくようにパルス変調されるパルス変調信号を生成する定電流チョッパ回路と、パルス変調信号に応じてコイルに接続されるブリッジ回路を制御するロジック回路と、を備える。コイル電流の検出値を外部に出力可能に、また、または電流設定値に外部からアクセス可能に構成される。

コイル電流の検出値は、ブリッジ回路に設けられた検出抵抗の電圧降下に応じていてもよい。駆動回路は、検出抵抗の電圧降下を外部に出力するバッファをさらに備えてもよい。

コイル電流の検出値は、ブリッジ回路に設けられた検出抵抗の電圧降下に応じていてもよい。駆動回路は、検出抵抗の電圧降下をデジタル値に変換するＡ／Ｄコンバータと、デジタル値を外部に出力するインタフェース回路と、をさらに備えてもよい。

電流値設定回路は、逆起電力にもとづいて負荷角を推定する負荷角推定部と、推定された負荷角が所定の目標角に近づくように、電流設定値を生成するフィードバック制御器と、を含んでもよい。

定電流チョッパ回路は、コイル電流の検出値を、電流設定値にもとづくしきい値と比較するコンパレータと、所定の周波数で発振するオシレータと、コンパレータの出力に応じてオフレベルに遷移し、オシレータの出力に応じてオンレベルに遷移するパルス変調信号を出力するフリップフロップと、を含んでもよい。

駆動回路は、ひとつの半導体基板に一体集積化されてもよい。「一体集積化」とは、回路の構成要素のすべてが半導体基板上に形成される場合や、回路の主要構成要素が一体集積化される場合が含まれ、回路定数の調節用に一部の抵抗やキャパシタなどが半導体基板の外部に設けられていてもよい。回路を１つのチップ上に集積化することにより、回路面積を削減することができるとともに、回路素子の特性を均一に保つことができる。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明のある態様によれば、システムの設計あるいは制御に有用な情報を外部に提供できる。

従来のステッピングモータとその駆動回路を備えるモータシステムのブロック図である。 励磁位置を説明する図である。 ステッピングモータの駆動シーケンスを説明する図である。 実施の形態１に係る駆動回路を備えるモータシステムのブロック図である。 図５（ａ）〜（ｃ）は、インタフェース回路の構成例を示す図である。 駆動回路の構成例を示す回路図である。 実施の形態２に係る駆動回路を備えるモータシステムのブロック図である。 図８（ａ）〜（ｃ）は、インタフェース回路の構成例を示す図である。 電流値設定回路の別の構成例を示す図である。 図１０（ａ）〜（ｃ）は、駆動回路を備える電子機器の例を示す斜視図である。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

本明細書において参照する波形図やタイムチャートの縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化され、あるいは誇張もしくは強調されている。

（実施の形態１）
図４は、実施の形態１に係る駆動回路２００Ａを備えるモータシステム１００Ａのブロック図である。駆動回路２００Ａは、ステッピングモータ１０２およびホストコントローラ２とともにモータシステム１００Ａを構成する。ステッピングモータ１０２は、ＰＭ（Permanent Magnet）型、ＶＲ型（Variable Reluctance）型、ＨＢ（Hybrid）型のいずれであってもよい。

駆動回路２００Ａの入力ピンＩＮには、ホストコントローラ２から入力クロックＣＬＫが入力される。また駆動回路２００Ａの方向指示ピンＤＩＲには、時計回り（ＣＷ）、反時計回り（ＣＣＷ）を指示する方向指示信号ＤＩＲが入力される。

駆動回路２００Ａは、入力クロックＣＬＫが入力されるたびに、方向指示信号ＤＩＲに応じた方向に、ステッピングモータ１０２のロータを所定角、回転させる。

駆動回路２００Ａは、ブリッジ回路２０２＿１，２０２＿２、電流値設定回路２１０、逆起電力検出回路２３０、定電流チョッパ回路２５０＿１，２５０＿２、ロジック回路２７０、インタフェース回路２８０Ａを備え、ひとつの半導体基板上に一体集積化される。

本実施の形態において、ステッピングモータ１０２は２相モータであり、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２を含む。駆動回路２００Ａの駆動方式は特に限定されず、１相励磁、２相励磁、１−２相励磁、あるいはマイクロステップ駆動（Ｗ１−２相駆動、２Ｗ１−２相駆動など）のいずれであってもよい。

第１チャンネルＣＨ１のブリッジ回路２０２＿１は、第１コイルＬ１と接続される。第２チャンネルＣＨ２のブリッジ回路２０２＿２は、第２コイルＬ２と接続される。

ブリッジ回路２０２＿１、２０２＿２はそれぞれ、４つのトランジスタＭ１〜Ｍ４を含むＨブリッジ回路である。ブリッジ回路２０２＿１のトランジスタＭ１〜Ｍ４は、ロジック回路２７０からの制御信号ＣＮＴ１にもとづいてスイッチングされ、それにより、第１コイルＬ１の電圧（第１コイル電圧ともいう）Ｖ_ＯＵＴ１がスイッチングされる。

ブリッジ回路２０２＿２は、ブリッジ回路２０２＿１と同様に構成され、そのトランジスタＭ１〜Ｍ４は、ロジック回路２７０からの制御信号ＣＮＴ２にもとづいてスイッチングされ、それにより、第２コイルＬ２の電圧（第２コイル電圧ともいう）Ｖ_ＯＵＴ２がスイッチングされる。

電流値設定回路２１０は、電流設定値Ｉ_ＲＥＦを生成する。ステッピングモータ１０２の始動直後は、電流設定値Ｉ_ＲＥＦはある所定値（フルトルク設定値という）Ｉ_ＦＵＬＬに固定される。所定値Ｉ_ＦＵＬＬは、電流設定値Ｉ_ＲＥＦが取り得る範囲の最大値としてもよく、この場合、ステッピングモータ１０２はフルトルクで駆動される。この状態を高トルクモードと称する。

ステッピングモータ１０２が安定的に回転しはじめると、言い換えると脱調のおそれが低下すると、高効率モードに遷移する。電流値設定回路２１０は高効率モードにおいて、電流設定値Ｉ_ＲＥＦを、フィードバック制御により調整し、これにより消費電力を削減する。

逆起電力検出回路２３０は、ステッピングモータ１０２のコイルＬ１（Ｌ２）に生ずる逆起電力Ｖ_{ＢＥＭＦ１}（Ｖ_{ＢＥＭＦ２}）を検出する。逆起電力の検出方法は特に限定されず、公知技術を用いればよい。一般的には逆起電力は、ある検出窓（検出区間）を設定し、コイルの両端をハイインピーダンスとし、そのときのコイルの電圧をサンプリングすることにより得ることができる。したがって逆起電力Ｖ_{ＢＥＭＦ１}（Ｖ_{ＢＥＭＦ２}）は、監視対象のコイルの一端（ブリッジ回路の出力）がハイインピーダンスとなるごとに、すなわち所定の励磁位置ごとに測定することができる。

定電流チョッパ回路２５０＿１は、第１コイルＬ１の通電中に、第１コイルＬ１に流れるコイル電流Ｉ_Ｌ１の検出値Ｉ_ＮＦ１が電流設定値Ｉ_ＲＥＦにもとづく目標量に近づくようにパルス変調されるパルス変調信号Ｓ_ＰＷＭ１を生成する。定電流チョッパ回路２５０＿２は、第２コイルＬ２に通電中に、第２コイルＬ２に流れるコイル電流Ｉ_Ｌ２の検出値Ｉ_ＮＦ２が電流設定値Ｉ_ＲＥＦに近づくようにパルス変調されるパルス変調信号Ｓ_ＰＷＭ２を生成する。

ブリッジ回路２０２＿１，２０２＿２はそれぞれ、電流検出抵抗Ｒ_ＮＦを含み、電流検出抵抗Ｒ_ＮＦの電圧降下が、コイル電流Ｉ_Ｌの検出値となる。なお、電流検出抵抗Ｒ_ＮＦの位置は限定されず、電源側に設けてもよいし、ブリッジ回路の２つの出力の間に、コイルと直列に設けてもよい。

ロジック回路２７０は、パルス変調信号Ｓ_ＰＷＭ１に応じて、第１コイルＬ１に接続されるブリッジ回路２０２＿１を制御する。またロジック回路２７０は、パルス変調信号Ｓ_ＰＷＭ２に応じて、第２コイルＬ２に接続されるブリッジ回路２０２＿２を制御する。

ロジック回路２７０は、入力クロックＣＬＫが入力される度に、励磁位置を変化させ、電流を供給するコイル（もしくはコイルのペア）を切り替える。励磁位置は、第１コイルＬ１のコイル電流と第２コイルＬ２それぞれのコイル電流の大きさと向きの組み合わせとして把握される。励磁位置は、入力クロックＣＬＫのポジエッジのみに応じて遷移してもよいし、ネガエッジのみに応じて遷移してもよいし、それらの両方に応じて遷移してもよい。

上述のように、電流値設定回路２１０は、（i）コイル電流の振幅を規定する電流設定値Ｉ_ＲＥＦをフルトルクに相当する大きな値に固定する高トルクモードと、（ii）電流設定値Ｉ_ＲＥＦをフィードバック制御により調整する高効率モードとが切り替え可能に構成される。

駆動回路２００Ａは、電流設定値Ｉ_ＲＥＦを外部に出力可能に、あるいは電流設定値Ｉ_ＲＥＦに外部からアクセス可能に構成される。このために駆動回路２００Ａには、インタフェース回路２８０Ａが設けられる。

インタフェース回路２８０Ａを、イネーブル、ディセーブルを切り替え可能とし、電流設定値Ｉ_ＲＥＦを知りたい場合にのみ、インタフェース回路２８０Ａをイネーブルとしてもよい。

図５（ａ）〜（ｃ）は、インタフェース回路２８０Ａの構成例を示す図である。図５（ａ）のインタフェース回路２８０Ａは、レジスタ２８２と、Ｉ^２Ｃ（Inter IC）回路２８４を備える。レジスタ２８２には、所定のタイミングにおける電流設定値Ｉ_ＲＥＦが書き込まれる。あるいはレジスタ２８２の値は、時々刻々と変化する電流設定値Ｉ_ＲＥＦによって常に更新されてもよい。Ｉ^２Ｃ回路２８４は、外部から当該レジスタ２８２へのアクセスを受けると、電流設定値Ｉ_ＲＥＦを外部に出力してもよい。Ｉ^２Ｃに代えて、ＳＰＩ（Serial Peripheral Interface）やその他のトランスミッタやトランシーバを用いてもよい。

あるいは、インタフェース回路２８０Ａは、外部からの要求の有無にかかわらず、常に電流設定値Ｉ_ＲＥＦを外部に出力してもよい。図５（ｂ）では、デジタルの電流設定値Ｉ_ＲＥＦがトランスミッタ２８６によって常に外部に出力される。

図５（ｃ）では、Ｄ／Ａコンバータ２８８によって、デジタルの電流設定値Ｉ_ＲＥＦがアナログ信号（電圧信号）に変換される。そして、バッファ２８９は、アナログ信号を外部に出力する。

図６は、駆動回路２００Ａの構成例を示す回路図である。図６には、第１コイルＬ１に関連する部分のみが示される。

電流値設定回路２１０について説明する。電流値設定回路２１０は、フィードバックコントローラ２２０、フィードフォワードコントローラ２４０、マルチプレクサ２１２を含む。フィードフォワードコントローラ２４０は、始動開始直後の高トルクモードにおいて使用される固定的な電流設定値Ｉｘ（＝Ｉ_ＦＵＬＬ）を出力する。この電流設定値Ｉｘは、脱調を防止するために大きな値に設定される。

フィードバックコントローラ２２０は、高効率モードにおいてアクティブとなり、逆起電力Ｖ_ＢＥＭＦにもとづいてフィードバック制御される電流設定値Ｉｙを出力する。

マルチプレクサ２１２は、モード選択信号ＭＯＤＥに応じて、２つの信号Ｉｘ，Ｉｙの一方を選択し、電流設定値Ｉ_ｒｅｆとして出力する。

フィードバックコントローラ２２０は、負荷角推定部２２２、減算器２２４、ＰＩ（比例・積分）制御器２２６を含む。

逆起電力検出回路２３０は、ステッピングモータ１０２のコイルＬ１（Ｌ２）に生ずる逆起電力Ｖ_{ＢＥＭＦ１}（Ｖ_{ＢＥＭＦ２}）を検出する。逆起電力の検出方法は特に限定されず、公知技術を用いればよい。一般的には逆起電力は、ある検出窓（検出区間）を設定し、コイルの両端をハイインピーダンスとし、そのときのコイルの電圧をサンプリングすることにより得ることができる。したがって逆起電力Ｖ_{ＢＥＭＦ１}（Ｖ_{ＢＥＭＦ２}）は、監視対象のコイルの一端（ブリッジ回路の出力）がハイインピーダンスとなるごとに、すなわち所定の励磁位置ごとに測定することができる。

負荷角推定部２２２は、逆起電力Ｖ_{ＢＥＭＦ１}にもとづいて負荷角φを推定する。負荷角φは、第１コイルＬ１に流れる駆動電流で定まる電流ベクトル（つまり位置指令）と、ロータ（可動子）の位置の差に相当する。上述のように、逆起電力Ｖ_{ＢＥＭＦ１}は、以下の式で与えられる。
Ｖ_{ＢＥＭＦ１}＝Ｋ_Ｅ・ω・ｃｏｓφ
Ｋ_Ｅは逆起電力定数、ωは回転速度である。したがって、逆起電力Ｖ_ＢＥＭＦを測定することで、負荷角φと相関を有する検出値を生成することができる。たとえば、ｃｏｓφを検出値としてもよく、この場合、検出値は式（２）で表される。
ｃｏｓφ＝Ｖ_{ＢＥＭＦ１}・ω^−１／Ｋ_Ｅ
＝Ｖ_{ＢＥＭＦ１}・（Ｔ／２π）・Ｋ_Ｅ ^−１ …（２）

フィードバックコントローラ２２０は、推定された負荷角φが所定の目標角φ_ＲＥＦに近づくように、電流設定値Ｉｙを生成する。具体的には減算器２２４は、負荷角φにもとづく検出値ｃｏｓφとその目標値ｃｏｓ（φ_ＲＥＦ）の誤差ＥＲＲを生成する。ＰＩ制御器２２６は、誤差ＥＲＲがゼロとなるようにＰＩ制御演算を行い、電流設定値Ｉｙを生成する。フィードバックコントローラ２２０の処理は、誤差増幅器を用いたアナログ回路でも実現可能である。

定電流チョッパ回路２５０＿１は、Ｄ／Ａコンバータ２５２、ＰＷＭコンパレータ２５４、オシレータ２５６、フリップフロップ２５８を含む。Ｄ／Ａコンバータ２５２は、電流設定値Ｉ_ＲＥＦをアナログ電圧Ｖ_ＲＥＦに変換する。ＰＷＭコンパレータ２５４は、フィードバック信号Ｉ_ＮＦ１を基準電圧Ｖ_ＲＥＦと比較し、Ｉ_ＮＦ１＞Ｖ_ＲＥＦとなると、オフ信号Ｓ_ＯＦＦをアサート（ハイ）する。オシレータ２５６は、チョッピング周波数を規定する周期的なオン信号Ｓ_ＯＮを生成する。フリップフロップ２５８は、オン信号Ｓ_ＯＮに応じてオンレベル（たとえばハイ）に遷移し、オフ信号Ｓ_ＯＦＦに応じてオフレベル（たとえばロー）に遷移するＰＷＭ信号Ｓ_ＰＷＭ１を出力する。

図６には、インタフェース回路２８０Ａが省略されているが、インタフェース回路２８０Ａの構成に応じた箇所に設けることができる。図５（ａ）のインタフェース回路２８０Ａを採用する場合、フィードバックコントローラ２２０の出力Ｉｙを、レジスタ２８２に格納すればよい。図５（ｂ）のインタフェース回路２８０Ａを採用する場合、フィードバックコントローラ２２０の出力Ｉｙを、トランスミッタ２８６によって外部に出力すればよい。これらの経路は、図６の（i）として示される。

図５（ｃ）のインタフェース回路２８０Ａを採用する場合、Ｄ／Ａコンバータ２８８は、Ｄ／Ａコンバータ２５２に対応付けることができ、Ｄ／Ａコンバータ２５２の出力をバッファ２８９によって外部に出力すればよい。この経路は、図６の（ii）として示される。

以上が駆動回路２００Ａの構成である。続いてその動作を説明する。

（i）インタフェース回路２８０Ａは、モータシステム１００の設計段階において、有効活用することができる。設計段階において、プラットフォームやアプリケーションごとに、ステッピングモータ１０２の負荷や、回転数が決められる。これらが決まると、高効率モードにおける電流量は、おおよそ一定の値となる。したがって、設計段階において、高効率モードにおいて、ある量に安定化された電流設定値Ｉ_ＲＥＦを取得すれば、ステッピングモータがどの程度のトルクで駆動されているかなどを知ることができ、システムの設計に役立てることができる。

（ii）インタフェース回路２８０Ａは、モータシステム１００の実動作時においても有効活用することができる。たとえば、高効率モードにおいて安定化された電流設定値Ｉ_ＲＥＦを監視し、それが適正範囲を逸脱していれば、エラーと判定することができる。

（実施の形態２）
図７は、実施の形態２に係る駆動回路２００Ｂを備えるモータシステム１００Ｂのブロック図である。モータシステム１００Ｂの基本的な構成は図４のモータシステム１００Ａと同様であり、相違点のみを説明する。

駆動回路２００Ｂは、コイル電流Ｉ_Ｌの検出値を外部に出力可能に構成され、またはコイル電流の検出値に外部からアクセス可能に構成される。駆動回路２００Ｂは、図４のインタフェース回路２８０Ａに代えてインタフェース回路２８０Ｂを備える。インタフェース回路２８０Ｂは、コイル電流の検出値を、アナログ信号あるいはデジタル信号として外部に出力するために設けられ、あるいはインタフェース回路２８０Ｂは、外部からコイル電流の検出値にアクセスするために設けられる。

コイル電流の検出値Ｉ_ＮＦ１（あるいはＩ_ＮＦ２）は、ブリッジ回路２０２＿１（あるいは２０２＿２）に設けられた検出抵抗Ｒ_ＮＦの電圧降下に応じている。

図８（ａ）〜（ｃ）は、インタフェース回路２８０Ｂの構成例を示す図である。図８（ａ）のインタフェース回路２８０Ｂは、Ａ／Ｄコンバータ２９０、レジスタ２９２、Ｉ^２Ｃ回路２９４を備える。Ａ／Ｄコンバータ２９０は、所定のタイミングにおける電流検出値Ｉ_ＦＢをサンプリングし、デジタル信号に変換する。電流検出値のデジタル信号は、レジスタ２９２に書き込まれる。レジスタ２９２の値は、サンプリングタイミングごとに常時更新されてもよい。Ｉ^２Ｃ回路２９４は、外部から当該レジスタ２９２へのアクセスを受けると、デジタルの電流検出値Ｉ_ＮＦを外部に出力してもよい。Ｉ^２Ｃに代えて、ＳＰＩ（Serial Peripheral Interface）やその他のトランスミッタやトランシーバを用いてもよい。

あるいは、インタフェース回路２８０Ｂは、外部からの要求の有無にかかわらず、常に電流検出値Ｉ_ＮＦを外部に出力してもよい。図８（ｂ）では、デジタルの電流検出値Ｉ_ＮＦがトランスミッタ２９６によって常に外部に出力される。

図８（ｃ）では、バッファ２９８は、アナログの電流検出値Ｉ_ＮＦを外部に出力する。

図７の駆動回路２００Ｂは、より具体的には図６の駆動回路２００Ａと同様に構成することができ、適切な箇所にインタフェース回路２８０Ｂを追加すればよい。

以上が駆動回路２００Ｂの構成である。続いてその動作を説明する。

（i）インタフェース回路２８０Ｂは、モータシステム１００の設計段階において、有効活用することができる。電流検出値Ｉ_ＮＦが電流設定値Ｉ_ＲＥＦと一致するように定電流チョッピング制御が行われることから、定常状態において、電流検出値Ｉ_ＮＦと電流設定値Ｉ_ＲＥＦは実質的に等しいと考えることができる。

設計段階において、高効率モードにおいて、ステッピングモータが安定的に駆動される状況において、ある量に安定化された電流検出値Ｉ_ＮＦを取得すれば、ステッピングモータがどの程度のトルクで駆動されているかなどを知ることができ、システムの設計に役立てることができる。

（ii）インタフェース回路２８０Ｂは、モータシステム１００の実動作時においても有効活用することができる。たとえば、高効率モードにおいて安定化された電流検出値Ｉ_ＮＦを監視し、それが適正範囲を逸脱していれば、エラーと判定することができる。

図９は、電流値設定回路２１０の別の構成例を示す図である。フィードバックコントローラ２２０は、高効率モードにおいてアクティブとなり、負荷角φが目標値φ_ＲＥＦに近づくように値が調節される電流補正値ΔＩを生成する。電流補正値ΔＩは、高トルクモードにおいてゼロである。

フィードフォワードコントローラ２４０は、高効率モードにおいて、所定の高効率設定値Ｉ_ＬＯＷを出力する。Ｉ_ＦＵＬＬ＞Ｉ_ＬＯＷの関係が成り立っていてもよい。電流値設定回路２１０は、図５のマルチプレクサ２１２に代えて加算器２１４を含み、加算器２１４は、フィードフォワードコントローラ２４０が生成する高効率設定値Ｉ_ＬＯＷに、電流補正値ΔＩを加算する。これにより負荷角φが目標値φ_ＲＥＦに近づくように、電流設定値Ｉ_ＲＥＦ＝Ｉ_ＬＯＷ＋ΔＩが調節される。

最後に、駆動回路２００Ａや２００Ｂ（単に駆動回路２００と総称する）の用途を説明する。駆動回路２００は、さまざまな電子機器に利用される。図１０（ａ）〜（ｃ）は、駆動回路２００を備える電子機器の例を示す斜視図である。

図１０（ａ）の電子機器は、光ディスク装置５００である。光ディスク装置５００は、光ディスク５０２と、ピックアップ５０４、を備える。ピックアップ５０４は、光ディスク５０２にデータを書き込み、読み出すために設けられる。ピックアップ５０４は、光ディスク５０２の記録面上を、光ディスクの半径方向に可動となっている（トラッキング）。また、ピックアップ５０４と光ディスクの距離も可変となっている（フォーカシング）。ピックアップ５０４は、図示しないステッピングモータにより位置決めされる。駆動回路２００は、ステッピングモータを制御する。この構成によれば、脱調を防止しながら高効率で、ピックアップ５０４を高精度に位置決めできる。

図１０（ｂ）の電子機器は、デジタルスチルカメラやデジタルビデオカメラ、携帯電話端末など、撮像機能付きデバイス６００である。デバイス６００は、撮像素子６０２、オートフォーカス用レンズ６０４を備える。ステッピングモータ１０２は、オートフォーカス用レンズ６０４の位置決めを行う。駆動回路２００はステッピングモータ１０２を駆動するこの構成によれば、脱調を防止しながら高効率で、オートフォーカス用レンズ６０４を高精度に位置決めできる。オートフォーカス用レンズの他、手ぶれ補正用のレンズの駆動に駆動回路２００を用いてもよい。あるいは駆動回路２００は、絞り制御に用いてもよい。

図１０（ｃ）の電子機器は、プリンタ７００である。プリンタ７００は、ヘッド７０２、ガイドレール７０４を備える。ヘッド７０２は、ガイドレール７０４に沿って位置決め可能に支持されている。ステッピングモータ１０２は、ヘッド７０２の位置を制御する。駆動回路２００は、ステッピングモータ１０２を制御する。この構成によれば、脱調を防止しながら高効率で、ヘッド７０２を高精度に位置決めできる。ヘッド駆動用のほか、用紙送り機構用のモータの駆動に、駆動回路２００を用いてもよい。

以上、本発明について、実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。以下、こうした変形例について説明する。

（変形例１）
ロジック回路２７０は、負荷角φが目標角φ_ＲＥＦに近づくように、パルス変調信号Ｓ２のデューティ比を調節することに代えて、あるいはそれと組み合わせて、ブリッジ回路２０２に供給される電源電圧Ｖ_ＤＤを調節してもよい。電源電圧Ｖ_ＤＤを変化させることにより、ステッピングモータ１０２のコイルＬ１、Ｌ２に供給される電力を変化させることができる。

（変形例２）
実施の形態では、ブリッジ回路２０２がフルブリッジ回路（Ｈブリッジ）で構成される場合を説明したが、それには限定されず、ハーフブリッジ回路で構成されてもよい。またブリッジ回路２０２は、駆動回路２００Ａ（２００Ｂ）とは別チップであってもよいし、ディスクリート部品であってもよい。

（変形例３）
高効率モードにおける電流設定値Ｉｙの生成方法は、実施の形態で説明したものに限定されない。たとえば逆起電力Ｖ_{ＢＥＭＦ１}の目標値Ｖ_{ＢＥＭＦ（ＲＥＦ）}を定めておき、逆起電力Ｖ_{ＢＥＭＦ１}が目標値Ｖ_{ＢＥＭＦ（ＲＥＦ）}に近づくように、フィードバックループを構成してもよい。

（変形例４）
実施の形態では２つのコイルに流れる電流Ｉ_ＯＵＴ１，Ｉ_ＯＵＴ２は、励磁位置に応じてオン、オフされるが、その電流量は、励磁位置によらずに一定であった。この場合、１−２相励磁の場合にトルクが変動することとなる。この制御に変えて、励磁位置にかかわらずトルクが一定となるように電流Ｉ_ＯＵＴ１，Ｉ_ＯＵＴ２を修正してもよい。たとえば１−２相励磁では、励磁位置２，４，６，８における電流Ｉ_ＯＵＴ１，Ｉ_ＯＵＴ２の量を、励磁位置１，３，５，７における電流の量の√２倍としてもよい。

（変形例５）
実施の形態ではフィードバックコントローラ２２０をＰＩ制御器で構成したがその限りでなく、ＰＩＤコントローラなどを採用してもよい。

実施の形態にもとづき、具体的な語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が可能である。

Ｌ１ 第１コイル
Ｌ２ 第２コイル
２ ホストコントローラ
１００ モータシステム
１０２ ステッピングモータ
２００ 駆動回路
２０２ ブリッジ回路
２１０ 電流値設定回路
Ｒ_ＮＦ 検出抵抗
２１２ マルチプレクサ
２１４ 加算器
２２０ フィードバックコントローラ
２２２ 負荷角推定部
２２４ 減算器
２２６ ＰＩ制御器
２３０ 逆起電力検出回路
２４０ フィードフォワードコントローラ
２５０ 定電流チョッパ回路
２５２ Ｄ／Ａコンバータ
２５４ ＰＷＭコンパレータ
２５６ オシレータ
２５８ フリップフロップ
２７０ ロジック回路
２８０ インタフェース回路
２８８ Ｄ／Ａコンバータ

Claims (12)

1. ステッピングモータの駆動回路であって、
   コイルに生ずる逆起電力を検出する逆起電力検出回路と、
   前記逆起電力にもとづいて電流設定値を生成する電流値設定回路と、
   前記コイルに流れるコイル電流の検出値が前記電流設定値にもとづく目標量に近づくようにパルス変調されるパルス変調信号を生成する定電流チョッパ回路と、
   前記パルス変調信号に応じて、前記コイルに接続されるブリッジ回路を制御するロジック回路と、
   を備え、
   前記電流設定値を外部に出力可能に、または前記電流設定値に外部からアクセス可能に構成されることを特徴とする駆動回路。
2. 前記電流設定値をデジタル信号として外部に出力するインタフェース回路をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載の駆動回路。
3. 前記電流設定値をアナログ信号に変換するＤ／Ａコンバータと、
   アナログの前記電流設定値を外部に出力するバッファ回路と、
   をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載の駆動回路。
4. ステッピングモータの駆動回路であって、
   コイルに生ずる逆起電力を検出する逆起電力検出回路と、
   前記逆起電力にもとづいて電流設定値を生成する電流値設定回路と、
   前記コイルに流れるコイル電流の検出値が前記電流設定値にもとづく目標量に近づくようにパルス変調されるパルス変調信号を生成する定電流チョッパ回路と、
   前記パルス変調信号に応じて、前記コイルに接続されるブリッジ回路を制御するロジック回路と、
   を備え、
   前記コイル電流の検出値を外部に出力可能に、または前記コイル電流の検出値に外部からアクセス可能に構成されることを特徴とする駆動回路。
5. 前記コイル電流の検出値は、前記ブリッジ回路に設けられた検出抵抗の電圧降下に応じており、
   前記検出抵抗の前記電圧降下を外部に出力するバッファをさらに備えることを特徴とする請求項４に記載の駆動回路。
6. 前記コイル電流の検出値は、前記ブリッジ回路に設けられた検出抵抗の電圧降下に応じており、
   前記検出抵抗の前記電圧降下をデジタル値に変換するＡ／Ｄコンバータと、
   前記デジタル値を外部に出力するインタフェース回路と、
   をさらに備えることを特徴とする請求項４に記載の駆動回路。
7. 前記電流値設定回路は、
   前記逆起電力にもとづいて負荷角を推定する負荷角推定部と、
   推定された前記負荷角が所定の目標角に近づくように、前記電流設定値を生成するフィードバック制御器と、
   を含むことを特徴とする請求項１から６のいずれかに記載の駆動回路。
8. 前記定電流チョッパ回路は、
   前記コイル電流の検出値を、前記電流設定値にもとづくしきい値と比較するコンパレータと、
   所定の周波数で発振するオシレータと、
   前記コンパレータの出力に応じてオフレベルに遷移し、前記オシレータの出力に応じてオンレベルに遷移する前記パルス変調信号を出力するフリップフロップと、
   を含むことを特徴とする請求項１から７のいずれかに記載の駆動回路。
9. ひとつの半導体基板に一体集積化されたことを特徴とする請求項１から８のいずれかに記載の駆動回路。
10. ステッピングモータと、
    前記ステッピングモータを駆動する請求項１から９のいずれかに記載の駆動回路と、
    を備えることを特徴とする電子機器。
11. ステッピングモータの駆動方法であって、
    コイルに生ずる逆起電力を検出するステップと、
    前記逆起電力にもとづいて電流設定値を生成するステップと、
    前記コイルに流れるコイル電流の検出値が前記電流設定値にもとづく目標量に近づくようにパルス変調されるパルス変調信号を生成するステップと、
    前記パルス変調信号に応じて、前記ステッピングモータのコイルに接続されるブリッジ回路を制御するステップと、
    前記電流設定値をホストコントローラに供給するステップと、
    を備えることを特徴とする駆動方法。
12. ステッピングモータの駆動方法であって、
    コイルに生ずる逆起電力を検出するステップと、
    前記逆起電力にもとづいて電流設定値を生成するステップと、
    前記コイルに流れるコイル電流の検出値が前記電流設定値にもとづく目標量に近づくようにパルス変調されるパルス変調信号を生成するステップと、
    前記パルス変調信号に応じて、前記ステッピングモータのコイルに接続されるブリッジ回路を制御するステップと、
    前記コイル電流の検出値をホストコントローラに供給するステップと、
    を備えることを特徴とする駆動方法。

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