JP2009219222A - モータ駆動装置および半導体集積回路装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ブラシレスモータの起動時間を短縮し、騒音、および振動を大幅に低減する。
【解決手段】セレクタ２１は、モード信号ＭＯＤＥＢに基づいて、符号部２０から出力されるリミット信号Ｌｉｍｉｔ、またはＦｕｌｌ−Ｏｎ信号のいずれかを選択して出力する。セレクタ３１は、ＭＰＵ２５からのモード信号ＭＯＤＥＢに基づいて、出力デコーダ２８，２９のいずれか信号を選択して出力する。セレクタ３０は、モード信号ＣＯＭＭＯＤＥに基づいて、出力デコーダ２６、出力デコーダ２７、またはセレクタ３１の出力信号のいずれか信号を選択して出力する。出力デコーダ２８と出力デコーダ２９とは、モード信号ＭＯＤＥＢに基づいて、セレクタ３１により選択可能であり、出力デコーダ２８が選択された場合には、相通電となり、出力デコーダ２９が選択されると３相通電となる。
【選択図】図１

Description

本発明は、モータの駆動制御技術に関し、特に、ＨＤＤ（Ｈａｒｄ Ｄｉｓｃ Ｄｒｉｖｅ）などに用いられる多相ブラシレスモータの回転制御に有効な技術に関する。

ハードディスク装置などにおける磁気ディスクの駆動には、スピンドルモータが広く用いられている。スピンドルモータは、ブラシレスの直流多相モータからなり、たとえば、モータ駆動用ＩＣによって駆動される該スピンドルモータで磁気ディスクを高速で回転させる。

この種のモータ駆動用ＩＣによるスピンドルモータの駆動では、通電相切り替え時に２相分パルス幅変調（ＰＷＭ）を行い、電流の急峻な変化を抑えたソフトスイッチ方式が採用されている。

また、モータを回転させるためにはモータの位置検出が必要である。スピンドルモータの位置検出は、無通電相を選択し、逆起電圧（ＢＭＥＦ）のゼロクロスを検出することで行っており、この検出結果を用い、通電切り替えをＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）制御により行う。また、逆起電圧が検出可能になるまでの初期加速は、モータ停止状態からの起動の制御を行うＣＯＭＳＥＮＳ制御部により駆動制御が行われる。

直流シャント抵抗により検出したモータ駆動電流が、外部接続されたマイクロプロセッサからの電流指示に一致するように電流制御を行い、出力電流制御はモータに適切なデュティでパルス幅変調（ＰＷＭ：Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｔｄｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）駆動する。

直流シャント抵抗より検出したモータ駆動電流は、ＰＷＭ ＯＮの中心でサンプリングし、モータの相電流の平均値を得る。定常回転においては、低騒音・低トルクリップルのため、たとえば、ソフトスイッチ制御や１８０ｄｅｇ通電を行う。

なお、この種の直流ブラシレスモータの駆動技術としては、たとえば、相電流の大きさを、平均電流より大きい値の過度電流を設定し、相電流の値が過度電流を超過すると、過度電流が発生したと判断し、回転子の回転位置に対する固定子巻線への電圧印加時点を制御するものが知られている（特許文献１参照）。
特開２００６−２０４８９号公報

ところが、上記のようなモータ駆動用によるスピンドルモータの駆動技術では、次のような問題点があることが本発明者により見い出された。

近年、ハードディスク装置は、自動車のカーナビゲーションなどに搭載されるようになったが、自動車用途は一般の産業機械に比べ、温度動作範囲が広いことが要求される。

また、ハードディスク装置のスピンドルモータは、ベアリング軸受けから、オイルなどの流体を使用した軸受けへと移行することによって低騒音化を図っている。

この流体軸受けを使用したモータは、低温時、流体の粘度が上がり、同じ起動時間を達成するには、よりトルクが必要となる。

たとえば、図８に示す２相通電の場合、モータの回転が高くなると、逆起電圧が大きいため、モータのコイルに印加可能な電圧が小さくなることによって電流が減少し、トルクが低下する（電流の減少は、式２にて示される）。

これにより、流体軸受けを使用したモータでは、起動から定回転となるまでの時間が、製品の仕様を満足することができない恐れが生じてしまうことになる。

逆起電圧の振幅が小さい低回転時には、モータのコイルに印加可能な電圧が大きいため、ＰＷＭ駆動信号のデュティは小さく、電源電流の平均は電流指示より少ない。よって、マイクロプロセッサにて電流指示を、装置の仕様を満足するように回転数に応じて増加させれば、その分のトルクを得られることになる。

しかし、マイクロプロセッサが電源電流を正確に検出することができないため、マージンを大きく取らなければならず、大幅なトルクの向上を得ることができず、低温時の起動時間を満足できなくなる恐れがある。

さらには、マイクロプロセッサに上記した制御を実行させることにより、ソフトウエアの増大を招いてしまい、該マイクロプロセッサの負荷が大きくなるばかりでなく、開発コストなどが大きくなってしまうという問題がある。

本発明の目的は、起動から定常回転数に至るまでのブラシレスモータのトルクを向上させ、トルク脈動を低減させることにより、該ブラシレスモータの起動時間を短縮し、騒音、および振動を大幅に低減することのできる技術を提供することにある。

本発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴については、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。

本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、次のとおりである。

本発明は、複数のコイルを備えたブラシレスモータの各相に流す電流を切り替えて該ブラシレスモータを駆動するモータ駆動装置であって、ブラシレスモータの起動時から任意の設定回転数までの期間において、ブラシレスモータの通電区間とは異なる追加通電区間を制御するモータ通電制御部を備えたものである。

また、本発明は、 前記モータ通電制御部が、ブラシレスモータの電流指示値に検出電流値を加算し、誤差信号を出力する誤差信号生成部と、該誤差信号生成部が、電流指示値が検出電流値よりも多いと判定した誤差信号を出力した際に、追加通電区間を有効とする制御を行う通電制御部とを有するものである。

さらに、本発明は、前記モータ通電制御部が、ブラシレスモータの駆動電流である検出電流値にＰＷＭ信号を生成するデュティ信号を掛け算し、電源電流の平均値を算出する電流算出部と、ブラシレスモータの電流指示値に電流算出部が算出した算出結果を加算し、誤差信号を出力する誤差信号生成部とを有するものである。

また、本発明は、前記モータ通電制御部が制御する追加通電区間は、通電角度３０ｄｅｇの期間よりなるものである。

さらに、本発明は、前記ブラシレスモータの起動時から任意の設定回転数までの期間において、ブラシレスモータの逆起電圧を検出するために必要な無通電区間を除き、ブラシレスモータに印加可能な電流を増加させるモータ電流制御部を備えたものである。

また、本発明は、前記モータ電流制御部が、ブラシレスモータに３相通電することにより、ブラシレスモータに印加可能な電流を増加させるものである。

また、本願のその他の発明の概要を簡単に示す。

本発明は、複数のコイルを備えたブラシレスモータの各相に流す電流を切り替えてブラシレスモータを駆動するモータ駆動装置に用いられる半導体集積回路装置であって、ブラシレスモータの起動時から任意の設定回転数までの期間において、ブラシレスモータの通電区間とは異なる追加通電区間を制御するモータ通電制御部を備えたものである。

また、本発明は、前記モータ通電制御部が、ブラシレスモータの駆動電流である検出電流値を加算し、誤差信号を出力する誤差信号生成部と、該誤差信号生成部が、電流指示値が検出電流値よりも多いと判定した誤差信号を出力した際に、追加通電区間を有効とする制御を行う通電制御部とを備えたものである。

さらに、本発明は、前記モータ通電制御部が、ブラシレスモータの駆動電流である検出電流値にＰＷＭ信号を生成するデュティ信号を掛け算し、電源電流の平均値を算出する電流算出部と、ブラシレスモータの電流指示値に電流算出部が算出した算出結果を加算し、誤差信号を出力する誤差信号生成部とを有するものである。

また、本発明は、前記モータ通電制御部が制御する追加通電区間は、通電角度３０ｄｅｇの期間よりなるものである。

さらに、本発明は、ブラシレスモータの起動時から任意の設定回転数までの期間において、ブラシレスモータの逆起電圧を検出するために必要な無通電区間を除き、ブラシレスモータに印加可能な電流を増加させるモータ電流制御部を備えたものである。

また、本発明は、前記モータ電流制御部が、ブラシレスモータに３相通電することにより、ブラシレスモータに印加可能な電流を増加させるものである。

本願において開示される発明のうち、代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば以下のとおりである。

（１）逆起電圧が大きく、ブラシレスモータのコイルに印加可能な電圧が小さく、電流が低下する条件下において、トルクアップを可能とすることができる。

（２）上記（１）により、ブラシレスモータの起動時間を短縮することができる。

（３）また、トルク脈動を低減することができ、ブラシレスモータの起動時における低騒音化を実現することができる。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、実施の形態を説明するための全図において、同一の部材には原則として同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。

図１は、本発明の一実施の形態によるモータ駆動装置のブロック図、図２は、リミット信号が選択／非選択されている際のモータ駆動装置における各部のタイミングチャート、図３は、２相通電時におけるモータ駆動装置における各部のタイミングチャート、図４は、３相通電時におけるモータ駆動装置における各部のタイミングチャート、図５は、３相通電と最大相電流との関係を示す説明図、図６は、２相通電時における電流とトルクのシミュレーション例を示す説明図、図７は、３相通電時における電流とトルクのシミュレーション例を示す説明図、図８は、２相通電と最大相電流との関係を示す説明図、図９は、３相通電時における電流とトルクのシミュレーションの他の例を示す説明図、図１０は、３相ブラシレスモータの起動から定回転までのモータ駆動装置におけるシーケンスの一例を示すフローチャート、図１１は、本発明の電源電流制御を有効にした２．５インチ型ハードディスクドライバの動作波形例を示した説明図、図１２は、本発明の３相通電を有効にした２．５インチ型ハードディスクドライバの動作波形例を示した説明図、図１３は、図１２に続く動作波形例を示した説明図、図１４は、本発明の電源電流制御と３相通電とを有効にした２．５インチ型ハードディスクドライバの動作波形例を示した説明図、図１５は、本発明を適用しない場合のハードディスクドライバの動作波形例を示した説明図である。

本実施の形態において、モータ駆動装置１は、たとえば、ハードディスクなどに用いられるスピンドルモータなどの３相ブラシレスモータＭを駆動制御する。モータ駆動装置１は、図１に示すように、電流出力回路２、出力制御部３、通電タイミングカウンタ４、定常回転制御部５、ＣＯＭＳＥＮＳ制御部６、セレクタ７、プリアンプ８、フィルタ９、コンパレータ１０、位相誤差検出部１１、ＰＬＬフィルタ１２、サンプル／ホールド回路１３、出力電流検出用差動アンプ１４、Ａ／Ｄ変換器１５、掛け算器１６、セレクタ１７、加算器１８、フィルタ１９、符号部２０、セレクタ２１、シリアルＩ／Ｏ２２、シーケンサ２３、直流シャント抵抗２４、およびＭＰＵ２５から構成されている。

また、掛け算器１６、セレクタ１７、加算器１８、フィルタ１９、符号部２０、ならびにセレクタ２１によって、モータ通電制御部が構成されている。

モータ駆動装置１において、電流出力回路２、出力制御部３、通電タイミングカウンタ４、定常回転制御部５、ＣＯＭＳＥＮＳ制御部６、セレクタ７、プリアンプ８、フィルタ９、コンパレータ１０、位相誤差検出部１１、ＰＬＬフィルタ１２、サンプル／ホールド回路１３、出力電流検出用差動アンプ１４、Ａ／Ｄ変換器１５、掛け算器１６、セレクタ１７、加算器１８、フィルタ１９、符号部２０、セレクタ２１、シリアルＩ／Ｏ２２、およびシーケンサ２３によって、たとえば、モータ駆動用ＩＣが構成されており、直流シャント抵抗２４、ならびにマイクロプロセッサであるＭＰＵ２５は、該モータ駆動用ＩＣに外部接続された構成となっている。

電流出力回路２は、出力部２ａと出力プリドライバ２ｂとからなり、３相ブラシレスモータＭのコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに順次電流を流す。出力部２ａは、パワーＭＯＳＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などからなるトランジスタＭ１〜Ｍ６から構成されている。

３相ブラシレスモータＭは、出力部２ａ、および出力プリドライバ２ｂによってパルス幅変調（ＰＷＭ）信号により駆動される。出力制御部３は、定常回転制御部５が生成した正弦波状の駆動電圧をＰＷＭ変調し、電流出力回路２のトランジスタＭ１〜Ｍ６を駆動して出力電流を制御するＰＷＭ信号を生成して供給し、逆起電圧を検出するコイル端子を選択する制御信号をセレクタ７に出力する。

出力プリドライバ２ｂは、出力制御部３がＰＷＭ変調した信号を入力として動作する。出力プリドライバ２ｂから出力されるスピンドル出力電圧Ｕ，Ｖ，Ｗは、セレクタ７でＢＥＭＦ（逆起電圧）検出相が選択され、モータコイルの中性点ＣＴとの差電圧がプリアンプ８で生成される。

プリアンプ８の出力信号は、フィルタ９でフィルタリングされた後、コンパレータ１０によってＢＥＭＦ（逆起電圧）のゼロクロスを検出する。ゼロクロス検出結果は、位相誤差検出部１１へ入力される。

この位相誤差検出部１１の出力信号は、ＰＬＬフィルタ１２、通電タイミングカウンタ４、出力制御部３、電流出力回路２、および３相ブラシレスモータＭからなるＰＬＬ制御ループによって低回転ジッタでのモータ駆動を実現する。

３相ブラシレスモータＭにおけるモータ駆動電流の検出は、直流シャント抵抗２４を用いて行う。直流シャント抵抗２４で検出された電圧は、サンプル／ホールド回路１３を経て出力電流検出用差動アンプ１４により増幅され、Ａ／Ｄ変換器１５によってＡ／Ｄ変換される。

Ａ／Ｄ変換された検出値ＣＲＮＴＯＵＴは、ＭＰＵ２５から出力される電流指示ＳＰＮＣＲＮＴＤから、電流算出部となる掛け算器１６、および誤差信号生成部となる加算器１８によって誤差信号Ｅｒｒｏｒが計算され、フィルタ１９、出力制御部３、電流出力回路２、ならびに３相ブラシレスモータＭからなる電流制御ループによって駆動電流の制御が行われる。

モータの速度制御については、出力制御部３より回転数に比例した周期信号ＰＨＡＳＥがＭＰＵ２５に出力される。ＭＰＵ２５は、周期信号ＰＨＡＳＥに基づいて目標速度との比較を行い、速度に応じた電流指示を行う。

ＣＯＭＳＥＮＳ制御部６は、３相ブラシレスモータＭの停止状態からの起動の制御を行う。シーケンサ２３は、モータ駆動用ＩＣにおける内部の動作を制御し、セレクタ１７の制御端子に出力するモード信号ＭＯＤＥＡを回転数に応じて生成する。

このモード信号ＭＯＤＥＡは、シリアルＩ／Ｏ２２より設定されるモード信号ＭＯＤＥＡ＿ＳＣＩがＨｉレベルの場合、シーケンサ２３によって制御される信号である。定常回転制御時においては、相電流Ｉｍを検出する必要があり、モード信号ＭＯＤＥＡは、シーケンサ２３によってＬｏレベルとなる。

セレクタ１７は、モード信号ＭＯＤＥＡにより、掛け算器１６に掛ける値を、１（１００％）、あるいはＤｕｔｙ（デュティ信号）を選択可能とし、１（１００％）が選択された場合には、電流指示ＳＰＮＣＲＮＴＤの制御対象は、相電流Ｉｍであり、Ｄｕｔｙが選択された際には、電源電流Ｉｐｓの平均に変更される。

この場合、Ｄｕｔｙ（デュティ信号）と電流値ＣＲＮＴＯＵＴとを掛け算することで、現在の電流値Ｖｒｎｆから、電源電流Ｉｐｓの平均を求めることが可能であり、その値と電流指示ＳＰＮＣＲＮＴＤを比較して制御を行うことにより、電源電流Ｉｐｓの制御が可能となる。

また、ＭＰＵ２５とのインターフェースは、シリアルＩ／Ｏ２２で行われ、電流指示、電流制御、ＰＬＬ制御などにおける各種パラメータがレジスタにより設定される。

符号部２０は、加算器１８の誤差信号Ｅｒｒｏｒに基づいて符号ビットを取り出し、リミット信号Ｌｉｍｉｔを出力する。なお、リミット信号Ｌｉｍｉｔは、Ｅｒｒｏｒの正負であるため、コンパレータによって構成するようにしてもよい。その場合、コンパレータの正（＋）側入力端子に加算器１８の誤差信号Ｅｒｒｏｒが入力され、該コンパレータの負（−）側入力端子に基準電位が接続された構成となる。

リミット信号Ｌｉｍｉｔは、誤差信号Ｅｒｒｏｒが正（電流指示ＳＰＮＣＲＮＴＤ＞検出値ＣＲＮＴＯＵＴ）の際にＨｉレベル、誤差信号Ｅｒｒｏｒが負（電流指示ＳＰＮＣＲＮＴＤ＜検出値ＣＲＮＴＯＵＴ）の際にＬｏレベルとなる。

モード信号ＭＯＤＥＢ１は、セレクタ２１を制御する信号であり、このモード信号ＭＯＤＥＢ１により、追加通電区間（ＥｘｔｒａＯｎ）の状態を、図２（ａ）に示すＦｕｌｌ−Ｏｎ、または図２（ｂ）に示すリミット信号Ｌｉｍｉｔによる制御状態のいずれかに選択可能である。

リミット信号Ｌｉｍｉｔが、ＭＰＵ２５から出力されるモード信号ＭＯＤＥＢ１によってセレクタ２１により制御が選択されている場合、図２（ｂ）に示すように、リミット信号ＬｉｍｉｔがＨｉレベルでＯｎとなり、リミット信号ＬｉｍｉｔがＬｏレベルでＯｆｆとなる。また、リミット信号Ｌｉｍｉｔの更新は、電流量を示す検出値ＣＲＮＴＯＵＴの更新毎に行われる。

出力制御部３には、出力デコーダ２６〜２９、セレクタ３０，３１、およびＰＷＭ変調器３２が備えられている。出力デコーダ２６の３つの入力部には、通電タイミングカウンタ４の出力信号、定常回転制御部５の出力信号、ならびにＰＷＭ変調器２がＰＷＭ変調した信号ＰＷＭＣＬＫがそれぞれ入力されるように接続されている。

出力デコーダ２７の２つの入力部には、ＣＯＭＳＥＮＳ制御部６の出力信号、および信号ＰＷＭＣＬＫがそれぞれ入力されるように接続されている。出力デコーダ２８の２つの入力部には、通電タイミングカウンタ４の出力信号、および信号ＰＷＭＣＬＫがそれぞれ入力されるように接続されている。

また、モータ電流制御部となる出力デコーダ２９の３つの入力部には、通電タイミングカウンタ４の出力信号、信号ＰＷＭＣＬＫ、ならびにセレクタ２１から出力される信号がそれぞれ入力されるように接続されている。

セレクタ２１は、ＭＰＵ２５から出力されるモード信号ＭＯＤＥＢに基づいて、符号部２０から出力されるリミット信号Ｌｉｍｉｔ、またはＦｕｌｌ−Ｏｎ信号のいずれかを選択して出力する。

セレクタ３１は、ＭＰＵ２５から出力されるモード信号ＭＯＤＥＢに基づいて、出力デコーダ２８、または出力デコーダ２９のいずれか信号を選択して出力する。セレクタ３０は、シーケンサ２３から出力されるモード信号ＣＯＭＭＯＤＥに基づいて、出力デコーダ２６、出力デコーダ２７、またはセレクタ３１の出力信号のいずれか信号を選択して出力する。

出力デコーダ２６は、定常回転制御部５からの指示により、ソフトスイッチ制御、および１８０ｄｅｇ通電の通電相を決定する。出力デコーダ２７は、ＣＯＭＳＥＮＳ制御部６からの指示により、位置センス、および加速のための通電相を決定する。

また、出力デコーダ２８と出力デコーダ２９とは、モード信号ＭＯＤＥＢに基づいて、セレクタ３１により選択可能であり、出力デコーダ２８が選択された場合には、図３に示す２相通電となり、出力デコーダ２９が選択された際には、図４に示す３相通電となる。

選択された出力デコーダ２６〜２９の出力は、シーケンサ２３から出力されるモード信号ＣＯＭＭＯＤＥによって制御される。本実施の形態では、ＢＥＭＦ検出のマージンと、トルクアップの効果の関係から追加通電区間を３０ｄｅｇとし、１５０ｄｅｇ通電を行っている。

出力デコーダ２９を設けることによって、ＢＥＭＦを検出するのに必要な無通電区間を除き、追加通電区間ＥｘｔｒａＯｎ（図４）を追加し、図５に示す式１の状態が生まれ、図６、図７に示すように電流を増加させることが可能である。

また、１２０ｄｅｇ通電では、切り替え先の相は、コイルの時定数から、電流が増加するのに時間がかかり、結果、トルク脈動が発生する。３相通電部分が存在すると、切り替え元の相と、切り替え先の相の電流が段階的に入れ替わるため、コイルの時定数が見えにくく、相切り替えによるトルクの脈動を抑えることが可能である。

さらに、追加通電区間ＥｘｔｒａＯｎ中にＯｎ固定とすると、図８の式２と式１（図５）が交互に表れるため、モータに流すことが可能な電流は大きく変動し、電流制御系の位相補償であるフィルタの時定数によっては、Ｄｕｔｙが追従できず、図７のように、電流指示値を超えてしまう。

これを防止するために、符号部２０（またはコンパレータ）を追加し、図４のＥｘｔｒａＯｎで示した追加通電区間を、電流指示ＳＰＮＣＲＮＴＤと現在の電流値Ｖｒｎｆとの比較信号Ｅｒｒｏｒより得たリミット信号Ｌｉｍｉｔを用いて、ＰＷＭ毎にＯＮ−ＯＦＦの切り替えを図２（ｂ）に示すように行う。

その結果、図９に示したように、電流指示値を超える電流を抑えることが可能であり、かつ、更なるトルク脈動の低減も可能である。

また、モータ駆動装置１としては、前述したモータ停止状態からの起動の制御を行うＣＯＭＳＥＮＳ制御や、ソフトスイッチ制御もしくは１８０ｄｅｇ通電を行う定常回転制御も有する。

次に、３相ブラシレスモータＭの起動から定回転までのモータ駆動装置１におけるシーケンス例を図１０のフローチャートを用いて説明する。

まず、ＭＰＵ２５は、３相ブラシレスモータＭを起動させるために、モード信号ＭＯＤＥＡ＿ＳＣＩ，ＭＯＤＥＢ，ＭＯＤＥＢ１をそれぞれ設定する（ステップＳ１０１）。各設定は、たとえば、アプリケーションなどにより動作モードを選択しておく。

設定が終了すると、ＭＰＵ２５は、通電開始信号ＳＰＮＥＮＡ（たとえば、Ｈｉレベル）を出力する（ステップＳ１０２）。それにより、シーケンサ２３は、モード信号ＣＯＭＭＯＤＥをＣＯＭＳＥＮＳ制御部６に出力して初期加速用のＣＯＭＳＥＮＳ制御とし、かつ、モード信号ＭＯＤＥＡをモード信号ＭＯＤＥＡ＿ＳＣＩで設定された状態（Ｈｉレベル）に変更する（ステップＳ１０３）。

シーケンサ２３は、ＣＯＭＳＥＮＳ制御の終了を確認し（ステップＳ１０４）、モード信号ＣＯＭＭＯＤＥをＰＬＬ制御とする（ステップＳ１０５）。シーケンサ２３がＰＬＬ制御になると、モード信号ＭＯＤＥＢ，ＭＯＤＥＢ１に応じて出力デコーダ２８，２９を選択する。

続いて、ＭＰＵ２５は、３相ブラシレスモータＭの現在の回転数を周期信号ＰＨＡＳＥにより判断し、目標回転数に到達したことを確認すると（ステップＳ１０６）、定常回転制御（ソフトスイッチ制御信号ＳＯＦＴＥＮＡをＨｉレベル）にする（ステップＳ１０７）。

そして、シーケンサ２３は、３相ブラシレスモータＭが定常回転制御に入ると、モード信号ＭＯＤＥＡをＬｏレベルとし、かつ、出力デコーダ２６を選択する制御を行う（ステップＳ１０８）。

図１１〜図１４は、本発明を適用した２．５インチ型ハードディスクドライバの動作波形例を示した説明図であり、図１５は、本発明を適用しない場合の動作波形例を示した説明図である。

図１５の起動波形では、回転（ｖｅｌｏｃｉｔｙ）が低い場合、電源電流Ｉｐｓは電流指示ＳＰＮＣＲＮＴＤに対して小さい。また、回転が上がっていくと、モータ電流が電流指示値以下となる。

低温動作時はモータ起動により多くのトルクが必要なため、起動時間への影響は特に大きくなる。

図１１は、本発明の電源電流制御を有効にした（モード信号ＭＯＤＥＡ＝Ｈｉ）際の起動波形である。

図示するように、３相ブラシレスモータＭの回転が低い時に、電源電流Ｉｐｓが電流指示ＳＰＮＣＲＮＴＤと一致するよう制御が働いており、相電流Ｉｍ＿Ｕが増加している（図１１、（１））。

その結果、トルクがアップし、図１５と比較すると、起動時間の短縮は、１．５９−１．５２ ＝ ０．０７ｓｅｃとなる。

図１２、および図１３は、本発明の３相通電を有効（モード信号ＭＯＤＥＢ＝Ｈｉ）にした際の起動波形を示したものである。

図１２、図１３に示すように、回転が高くなったとき、３相通電によって、相電流Ｉｍ＿Ｕが増加している（図中（２））。シミュレーション結果と同様、モード信号ＭＯＤＥＢ１＝Ｈｉの図１３の方が電源電流Ｉｐｓの脈動が小さくなっている。

図１５と比較すると、起動時間短縮は、モード信号ＭＯＤＥＢ１の影響はほぼなく、１．５９−１．４９ ＝ ０．１ｓｅｃとなる。

図１４は、本発明の電源電流制御と３相通電とを有効にした（モード信号ＭＯＤＥＡ＝Ｈｉ、モード信号ＭＯＤＥＢ＝Ｈｉ）際の起動波形を示したものである。

図示するように、回転が低い時は、供給電流Ｉｐｓを超えないように相電流Ｉｍ＿Ｕが増加し（図中（１））、回転が高い場合は、モード信号ＭＯＤＥＡ＝Ｈｉとなることによって、相電流Ｉｍ＿Ａが増加している（図中（２））。

この場合、図１５と比較すると、起動時間の短縮は、１．５９−１．４１ ＝ ０．１８ｓｅｃとなる。

それにより、本実施の形態によれば、ＢＥＭＦが大きいため、モータのコイルに印加可能な電圧が小さく、電流が低下する条件であってもトルクアップが可能となり、３相ブラシレスモータＭの起動時間を短縮させることができる。

また、トルク脈動が低減されるので、３相ブラシレスモータＭの起動時における低騒音かを実現することができる。

以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。

たとえば、電流指示値ＳＰＮＣＲＮＴＤと比較してエラー信号Ｅｒｒｏｒを得るための方法は、図１６に示すように、３相ブラシレスモータＭにおける駆動電流の検出値である検出値ＣＲＮＴＯＵＴと該検出値ＣＲＮＴＯＵＴにＤｕｔｙ（デュティ）を掛け算した結果とをモード信号ＭＯＤＥＡに基づいてセレクタ１７で選択し、電流指示値ＳＰＮＣＲＮＴＤと比較する構成としてもよい。

本発明は、多相ブラシレスモータにおける起動時の低騒音化、および低振動化を実現する技術に適している。

本発明の一実施の形態によるモータ駆動装置のブロック図である。 リミット信号が選択／非選択されている際のモータ駆動装置における各部のタイミングチャートである。 ２相通電時におけるモータ駆動装置における各部のタイミングチャートである。 ３相通電時におけるモータ駆動装置における各部のタイミングチャートである。 ３相通電と最大相電流との関係を示す説明図である。 ２相通電時における電流とトルクのシミュレーション例を示す説明図である。 ３相通電時における電流とトルクのシミュレーション例を示す説明図である。 ２相通電と最大相電流との関係を示す説明図である。 ３相通電時における電流とトルクのシミュレーションの他の例を示す説明図である。 ３相ブラシレスモータの起動から定回転までのモータ駆動装置におけるシーケンスの一例を示すフローチャートである。 本発明の電源電流制御を有効にした２．５インチ型ハードディスクドライバの動作波形例を示した説明図である。 本発明の３相通電を有効にした２．５インチ型ハードディスクドライバの動作波形例を示した説明図である。 図１２に続く動作波形例を示した説明図である。 本発明の電源電流制御と３相通電とを有効にした２．５インチ型ハードディスクドライバの動作波形例を示した説明図である。 本発明を適用しない場合のハードディスクドライバの動作波形例を示した説明図である。 本発明の他の実施の形態によるモータ駆動装置のブロック図である。

符号の説明

１ モータ駆動装置
２ 電流出力回路
２ａ 出力部
２ｂ 出力プリドライバ
３ 出力制御部
４ 通電タイミングカウンタ
５ 定常回転制御部
６ ＣＯＭＳＥＮＳ制御部
７ セレクタ
８ プリアンプ
９ フィルタ
１０ コンパレータ
１１ 位相誤差検出部
１２ ＰＬＬフィルタ
１３ サンプル／ホールド回路
１４ 出力電流検出用差動アンプ
１５ Ａ／Ｄ変換器
１６ 掛け算器
１７ セレクタ
１８ 加算器
１９ フィルタ
２０ 符号部
２１ セレクタ
２２ シリアルＩ／Ｏ
２３ シーケンサ
２４ 直流シャント抵抗
２５ ＭＰＵ
２６〜２９ 出力デコーダ
３０，３１ セレクタ
３２ ＰＷＭ変調器
Ｍ１〜Ｍ６ トランジスタ

Claims (12)

1. 複数のコイルを備えたブラシレスモータの各相に流す電流を切り替えて前記ブラシレスモータを駆動するモータ駆動装置であって、
   前記ブラシレスモータの起動時から任意の設定回転数までの期間において、前記ブラシレスモータの通電区間とは異なる追加通電区間を制御するモータ通電制御部を備えたことを特徴とするモータ駆動装置。
2. 請求項１記載のモータ駆動装置において、
   前記モータ通電制御部は、
   前記ブラシレスモータの電流指示値に検出電流値を加算し、誤差信号を出力する誤差信号生成部と、
   前記誤差信号生成部が、前記電流指示値が前記検出電流値よりも多いと判定した誤差信号を出力した際に、前記追加通電区間を有効とする制御を行う通電制御部とを有することを特徴とするモータ駆動装置。
3. 請求項１または２記載のモータ駆動装置において、
   前記モータ通電制御部は、
   前記ブラシレスモータの駆動電流である検出電流値にＰＷＭ信号を生成するデュティ信号を掛け算し、電源電流の平均値を算出する電流算出部と、
   前記ブラシレスモータの電流指示値に前記電流算出部が算出した算出結果を加算し、誤差信号を出力する誤差信号生成部とを有することを特徴とするモータ駆動装置。
4. 請求項１〜３のいずれか１項に記載のモータ駆動装置において、
   前記モータ通電制御部が制御する追加通電区間は、通電角度３０ｄｅｇの期間であることを特徴とするモータ駆動装置。
5. 請求項１〜４のいずれか１項に記載のモータ駆動装置において、
   前記ブラシレスモータの起動時から任意の設定回転数までの期間において、前記ブラシレスモータの逆起電圧を検出するために必要な無通電区間を除き、前記ブラシレスモータに印加可能な電流を増加させるモータ電流制御部を備えたことを特徴とするモータ駆動装置。
6. 請求項５記載のモータ駆動装置において、
   前記モータ電流制御部は、
   前記ブラシレスモータに３相通電することにより、前記ブラシレスモータに印加可能な電流を増加させることを特徴とするモータ駆動装置。
7. 複数のコイルを備えたブラシレスモータの各相に流す電流を切り替えて前記ブラシレスモータを駆動するモータ駆動装置に用いられる半導体集積回路装置であって、
   前記ブラシレスモータの起動時から任意の設定回転数までの期間において、前記ブラシレスモータの通電区間とは異なる追加通電区間を制御するモータ通電制御部を備えたことを特徴とする半導体集積回路装置。
8. 請求項７記載の半導体集積回路装置において、
   前記モータ通電制御部は、
   前記ブラシレスモータの駆動電流である検出電流値を加算し、誤差信号を出力する誤差信号生成部と、
   前記誤差信号生成部が、前記電流指示値が前記検出電流値よりも多いと判定した誤差信号を出力した際に、前記追加通電区間を有効とする制御を行う通電制御部とを備えたことを特徴とする半導体集積回路装置。
9. 請求項７または８記載の半導体集積回路装置において、
   前記モータ通電制御部は、
   前記ブラシレスモータの駆動電流である検出電流値にＰＷＭ信号を生成するデュティ信号を掛け算し、電源電流の平均値を算出する電流算出部と、
   前記ブラシレスモータの電流指示値に前記電流算出部が算出した算出結果を加算し、誤差信号を出力する誤差信号生成部とを有することを特徴とする半導体集積回路装置。
10. 請求項７〜９のいずれか１項に記載の半導体集積回路装置において、
    前記モータ通電制御部が制御する追加通電区間は、通電角度３０ｄｅｇの期間であることを特徴とする半導体集積回路装置。
11. 請求項７〜１０のいずれか１項に記載の半導体集積回路装置において、
    前記ブラシレスモータの起動時から任意の設定回転数までの期間において、前記ブラシレスモータの逆起電圧を検出するために必要な無通電区間を除き、前記ブラシレスモータに印加可能な電流を増加させるモータ電流制御部を備えたことを特徴とする半導体集積回路装置。
12. 請求項１１記載の半導体集積回路装置において、
    前記モータ電流制御部は、
    前記ブラシレスモータに３相通電することにより、前記ブラシレスモータに印加可能な電流を増加させることを特徴とする半導体集積回路装置。