JP5820287B2 - モータ駆動制御装置およびその動作方法 - Google Patents

Description

本発明は、３相直流モータを駆動するモータ駆動制御装置およびその動作方法に関し、特に広い温度変化および広い電源電圧の動作条件において種々の種類のモータを確実に起動するのに有効な技術に関するものである。

ハードディスク装置(ＨＤＤ)の磁気ディスクを回転させるためのスピンドルモータとしてはブラシレスの３相直流モータが使用され、スピンドルモータによって磁気ディスクを高速で回転させ、回転中の磁気ディスクの表面にリード／ライト用の磁気ヘッドを近接させ磁気ディスクの径方向に磁気ヘッドを移動することで磁気ディスクの情報の書き込みと磁気ディスクの情報の読み出しとが実行される。

従来のブラシレスの３相直流モータの駆動制御には、ホール素子を使用して、ロータ(回転子)とステータ(固定子)との位置関係を検出して、検出された位置関係から３相のコイル相のうち通電を開始する相を決定することによってモータの逆転を防止していた。しかし、ホール素子を使用したロータ位置検出器をモータに設けると装置の小型化が困難となるので、ハードディスク装置ではセンサレスの直流モータが多用されるようになった。このようなセンサレスの直流モータでは、回転を開始する際にロータとステータとの位置関係が判らないと、ロータが逆転する可能性がある。

下記特許文献１には、ブラシレスモータの各相の界磁コイルにロータが反応しない程度の短いパルス電流を順方向と逆方向とに順次供給して、非通電相に現れる順方向供給時の誘起電圧と逆方向供給時の誘起電圧を合成して、合成誘起電圧の極性の判定結果に基づいて通電開始相を決定することが記載されている。尚、誘起電圧は、ロータの磁石とステータの界磁コイルとの位置関係によって、ロータの磁石の磁力線によってステータの界磁コイルに誘起される電圧を示すものである。３相のうちの２相の界磁コイルに流す電流を順方向と逆方向とに変化させて、それぞれの誘起電圧を比較することで、２相の界磁コイルのいずれに対してロータの磁石の極が近いか、またその極がＳ極かＮ極かを判定することができる。一方、モータの逆起電圧は、ステータの界磁コイルの磁界中でのロータの磁石の回転により回転数に比例してステータの界磁コイルに発生する電圧であり、モータの誘起電圧とモータの逆起電圧とは本質的に異なったものである。

更に、下記特許文献２の図１３および関連説明には、３相センスによる初期ロータ位置の特定および通電相の決定、通電によるモータ駆動、３相センスによるロータの移動の確認、通電によるモータ駆動、３相センスによるロータの移動の確認、通電によるモータ駆動のシーケンスを含むモータの起動制御が記載されている。３相センスは、ロータが反応しないような短いパルス電流を２相の界磁コイルに順方向と逆方向とに流して、残りの１相の非通電相に現れる誘起電圧のＡ／Ｄ変換結果を積算レジスタで累積することによって実行される。

初期ロータ位置の特定のための最初の３相センスでは、３相の全ての非通電相での誘起電圧の極性が判定され、判定された３相の誘起電圧の極性に基づき通電開始相が決定される。最初の通電によるモータ駆動では、最初の３相センスで決定された通電開始相である２相の界磁コイルに比較的短い所定時間の通電が行われて、モータの最初の初期加速が実行される。２回目と３回目との各３相センスでは、通電開始相から決定される次期検出相に関する誘起電圧の極性反転が判定される。

また更に、下記特許文献３の図３および関連説明には、下記特許文献２に記載された初期加速のための３相センスの検出期間とモータ駆動の通電期間との合計期間で決定されるモータ起動時の騒音を防止して起動時間を短縮するためのモータ起動方法が記載されている。すなわち、１回の３相センスにより下記特許文献２と同様に３相の全ての非通電相での誘起電圧の極性が判定され、判定された３相の起電圧の極性に基づき通電開始相が決定される。その後のモータ駆動のための通電のＰＷＭ駆動では、非通電相に発生する誘起電圧が検出され、誘起電圧のピークを検出することに応答して通電相が切り替えられる。通電相を切り替えた後も、引き続きモータ駆動中の非通電相に現れる誘起電圧のピークを検出して、これを相切り替えのタイミングに使用してモータを加速するものである。

特開２００１−２７５３８７号 公報 特開２００６−１１５５９９号 公報 特開２００８−１１３５０６号 公報

本発明者は本発明に先立って、広範囲の動作条件において、種々の種類のモータを起動することが可能なハードディスク装置(ＨＤＤ)の磁気ディスクを回転させるためのモータドライバＩＣと呼ばれる半導体集積回路の開発に従事した。

この開発では、広い温度変化および広い電源電圧の変化があっても種々の種類のモータを確実に起動することが要求された。しかし、本発明者はこの開発において、上記特許文献３に記載のモータ起動方法では、広い温度変化および広い電源電圧の動作条件において、種々の種類のモータを確実に起動することが困難であることを見出したものである。

図１３は、本発明に先立って本発明者によって検討された３相直流モータを駆動するモータ駆動制御装置の構成を示す図である。

図１３に示したように、モータ(ＭＴ)１のＵ相のステータコイルＬＵとＶ相のステータコイルＬＶとＷ相のステータコイルＬＷの一端には、それぞれ逆起電圧Ｂ−ｅｍｆ(Ｕ)、Ｂ−ｅｍｆ(Ｖ)、Ｂ−ｅｍｆ(Ｗ)を等価的に示す電圧源が接続されている。尚、モータ(ＭＴ)１のＵ相のステータコイルＬＵとＶ相のステータコイルＬＶとＷ相のステータコイルＬＷの他端は、中点として共通接続される。

図１３に示したモータ駆動制御装置は、仮想中点生成部２、誘起電圧検出部３、Ａ／Ｄ変換部４、初期加速制御部５、出力駆動制御部６Ａ、ＰＷＭ変調器６Ｂ、駆動電圧発生器６Ｃ、パラメータ設定レジスタ７Ａ、シリアルポート７Ｂ、出力ドライバ８、電流検出部９Ａ、センス増幅器９Ｂを含んでいる。

３相のモータ(ＭＴ)１のステータコイルＬＵ、ＬＶ、ＬＷは、出力ドライバ８によってＰＷＭ(Pulse Width Modulation：パルス幅変調)駆動される。すなわち、出力ドライバ８は、スピンドル出力プリドライバ８１、プルアップパワーＭＯＳＦＥＴＭ１、Ｍ２、Ｍ３、プルダウンパワーＭＯＳＦＥＴＭ４、Ｍ５、Ｍ６により構成されている。モータ(ＭＴ)１のＵ相のステータコイルＬＵはプルアップパワーＭＯＳＦＥＴＭ１とプルダウンパワーＭＯＳＦＥＴＭ４とによって駆動され、モータ(ＭＴ)１のＶ相のステータコイルＬＶはプルアップパワーＭＯＳＦＥＴＭ２とプルダウンパワーＭＯＳＦＥＴＭ５とによって駆動され、モータ(ＭＴ)１のＷ相のステータコイルＬＷはプルアップパワーＭＯＳＦＥＴＭ３とプルダウンパワーＭＯＳＦＥＴＭ６とによって駆動される。またスピンドル出力プリドライバ８１は、出力駆動制御部６Ａから生成される出力制御信号ＵＰＷＭ、ＵＨＩＺ、ＶＰＷＭ、ＶＨＩＺ、ＷＰＷＭ、ＷＨＩＺによって駆動される。

３相のモータ(ＭＴ)１のモータ駆動電流は、直流シャント抵抗Ｒsnsによって構成された電流検出部９Ａを使用して検出される。直流シャント抵抗Ｒsnsの一端は出力ドライバ８の３個のプルダウンパワーＭＯＳＦＥＴＭ４、Ｍ５、Ｍ６の共通ソースに接続されて、直流シャント抵抗Ｒsnsの他端は接地電圧に接続される。従って、出力ドライバ８の３個のプルダウンパワーＭＯＳＦＥＴＭ４、Ｍ５、Ｍ６の共通ソースに流れるモータ駆動電流Ｉ_SENSEは、電流検出部９Ａの直流シャント抵抗Ｒsnsによって電圧に変換され、この電圧はセンス増幅器９Ｂによって増幅されて、センス増幅器９Ｂの電流検出電圧ＣＲＮＴＯＵＴはＡ／Ｄ変換部４のセレクタ４Ａを介してＡ／Ｄコンバータ４Ｂに供給される。Ａ／Ｄコンバータ４Ｂの出力ＡＤＣＯＵＴの電流検出デジタル信号とパラメータ設定レジスタ７Ａから供給される電流指示の値の誤差が駆動電圧発生器６Ｃによって計算され、この誤差に応答する駆動電圧ＶＤＲＶが駆動電圧発生器６Ｃの出力からＰＷＭ変調器６Ｂの入力に供給される。駆動電圧ＶＤＲＶに応答してＰＷＭ変調器６ＢはＰＷＭ信号を出力駆動制御部６Ａの入力に供給するので、出力駆動制御部６Ａは出力ドライバ８のパワーＭＯＳＦＥＴをＰＷＭ駆動する出力制御信号ＵＰＷＭ、ＵＨＩＺ、ＶＰＷＭ、ＶＨＩＺ、ＷＰＷＭ、ＷＨＩＺを生成する。尚、パラメータ設定レジスタ７Ａの電流指示の値は、シリアルポート７Ｂを介して、図１３のモータ駆動制御装置の外部のマイクロコントローラ等から設定することが可能とされる。

その結果、電流検出部９Ａの直流シャント抵抗Ｒsnsによって検出されるモータ駆動電流Ｉ_SENSEがパラメータ設定レジスタ７Ａの電流指示の値よりも小さい場合には、駆動電圧発生器６Ｃの出力のＶＤＲＶ信号が大きくなるように駆動電圧発生器６Ｃが制御され、ＰＷＭ変調器６Ｂの出力のＰＷＭ信号のデューティが大きくされ、モータ駆動電流が増加される。その反対に、電流検出部９Ａの直流シャント抵抗Ｒsnsによって検出されるモータ駆動電流がパラメータ設定レジスタ７Ａの電流指示の値よりも大きい場合には、駆動電圧発生器６Ｃの出力のＶＤＲＶ信号が小さくなるように駆動電圧発生器６Ｃが制御され、ＰＷＭ変調器６Ｂの出力のＰＷＭ信号のデューティが小さくされ、モータ駆動電流が減少される。すなわち、電流検出部９Ａによって検出されるモータ駆動電流Ｉ_SENSEとパラメータ設定レジスタ７Ａの電流指示の値との差が検出され、その差がゼロとなるようにＰＷＭ変調器６Ｂの出力のＰＷＭ信号のデューティが調整され、出力駆動制御部６Ａにより出力ドライバ８のパワーＭＯＳＦＥＴを駆動するＰＷＭ駆動制御信号が生成されて、モータ駆動電流Ｉ_SENSEの電流制御が実行される。

仮想中点生成部２は３個の抵抗Ｒ_Ｕ、Ｒ_Ｖ、Ｒ_Ｗを含み、３個の抵抗Ｒ_Ｕ、Ｒ_Ｖ、Ｒ_Ｗの一端はモータ(ＭＴ)１のステータコイルＬＵ、ＬＶ、ＬＷの一端に接続される。仮想中点生成部２の３個の抵抗Ｒ_Ｕ、Ｒ_Ｖ、Ｒ_Ｗの抵抗値が等しい抵抗Ｒに設定されることによって、３個の抵抗Ｒ_Ｕ、Ｒ_Ｖ、Ｒ_Ｗの他端の電圧はモータ(ＭＴ)１のＵ相のステータコイルＬＵとＶ相のステータコイルＬＶとＷ相のステータコイルＬＷの共通接続された他端の中点電位と実質的に等しい仮想中点電圧となる。

誘起電圧検出部３は、セレクタ３１と増幅器３２とサンプル／ホールド回路３３とによって構成される。セレクタ３１の第１スイッチＳＷ１の一端はモータ(ＭＴ)１のＵ相のステータコイルＬＵの一端と仮想中点生成部２の抵抗Ｒ_Ｕの一端に接続され、第２スイッチＳＷ２の一端はモータ(ＭＴ)１のＶ相のステータコイルＬＶの一端と仮想中点生成部２の抵抗Ｒ_Ｖの一端とに接続され、第３スイッチＳＷ３の一端はモータ(ＭＴ)１のＷ相のステータコイルＬＷの一端と仮想中点生成部２の抵抗Ｒ_Ｗの一端とに接続される。セレクタ３１の第１スイッチＳＷ１と第２スイッチＳＷ２と第３スイッチＳＷ３の３個の他端は増幅器３２の非反転入力端子＋に共通接続され、増幅器３２の反転入力端子−には仮想中点生成部２の３個の抵抗Ｒ_Ｕ、Ｒ_Ｖ、Ｒ_Ｗの共通接続された他端の仮想中点電圧が供給される。また、セレクタ３１の第１スイッチＳＷ１と第２スイッチＳＷ２と第３スイッチＳＷ３のオン・オフ制御は、初期加速制御部５の誘起電圧判定部５１から生成される選択信号ＳＥＬによって制御される。誘起電圧検出部３の増幅器３２の出力信号はサンプル／ホールド回路３３の入力端子に供給され、サンプル／ホールド回路３３の出力端子のサンプル／ホールド出力信号である誘起検出電圧ＶＭＯＵＴはＡ／Ｄ変換部４のセレクタ４Ａを介してＡ／Ｄコンバータ４Ｂに供給される。

初期加速制御部５は、誘起電圧判定部５１とデコーダ５２とシーケンサ５３とによって構成される。誘起電圧判定部５１は、誘起電圧検出部３とＡ／Ｄ変換部４とによって生成されるモータ(ＭＴ)１のＵ相とＶ相とＷ相の各相の誘起電圧の極性を判定して更に所定の基準値Ｖ_ＴＨのレベルよりも大きいか小さいかを判定する。誘起電圧判定部５１の出力から、モータ(ＭＴ)１のＵ相とＶ相とＷ相のプルアップおよびプルダウンの通電相を示す出力信号Ｄｍｏｄｅが生成される。

初期加速制御部５のデコーダ５２は、電圧判定部５１の出力から生成される出力信号Ｄｍｏｄｅをデコードすることによってモータ(ＭＴ)１のＵ相とＶ相とＷ相とのプルアップおよびプルダウンの通電相を指示する初期加速出力信号ＵＰＯＮ、ＵＮＯＮ、ＶＰＯＮ、ＶＮＯＮ、ＷＰＯＮ、ＷＮＯＮを生成する。

初期加速制御部５のシーケンサ５３は、パラメータ設定レジスタ７Ａから供給される３相のモータ(ＭＴ)１の回転開始のスタート信号Ｓｔａｒｔに応答して、誘起電圧検出部３による３相の誘起電圧の検出動作を指示するセンス信号SENSEを電圧判定部５１に供給する。またシーケンサ５３は、電圧判定部５１の出力から生成される出力信号Ｄｍｏｄｅに応答して、モータ(ＭＴ)１のＵ相とＶ相とＷ相とのプルアップおよびプルダウンの６個の通電状態を示す初期加速通電モード信号Ｓｍｏｄｅを電圧判定部５１に供給する。

図１３に示した本発明に先立って本発明者によって検討されたモータ駆動制御装置では、上記特許文献２と上記特許文献３に記載されたように、３相のモータ(ＭＴ)１の初期加速のために誘起電圧検出部３による３相の誘起電圧の極性判定に基づき初期ロータ位置が特定され、通電開始相が決定される。この通電開始相は、誘起電圧判定部５１の出力端子から生成される通電相を指示する出力信号Ｄｍｏｄｅによって示される。従って、この初期通電相の決定結果に従って、図１３に示したモータ駆動制御装置は、通電(モータ駆動)を開始して、３相のモータ(ＭＴ)１のＰＷＭ駆動を開始する。

図１３に示したモータ駆動制御装置によるこのＰＷＭ駆動中において、上記特許文献３に記載されたように非通電相に発生する誘起電圧が検出され、誘起電圧のピークを検出して通電相が切り替えられ、通電相を切り替えた後も引き続きモータ駆動中の非通電相に現れる誘起電圧のピークを検出して、これを相切り替えのタイミングに使用してモータが加速される。

しかし、上述したように本発明者はこの開発において、図１３に示したモータ駆動制御装置によるモータ起動方法では、広い温度変化および広い電源電圧の動作条件において種々の種類のモータを確実に起動することが困難であることを見出したものである。

図１４は、図１３に示した本発明に先立って本発明者により検討されたモータ駆動制御装置によるＰＷＭ駆動中に非通電相に発生する誘起電圧の駆動電流およびＰＷＭ駆動信号のデューティに対する依存性を示した図である。尚、図１４の駆動電流とＰＷＭ駆動信号のデューティは、それぞれＰＷＭ駆動中の駆動電流とＰＷＭ駆動信号のハイレベル期間の比率である。

図１４(Ａ)の縦軸と横軸は、ＰＷＭ駆動信号のデューティが一定の条件でのＰＷＭ駆動中の非通電相に発生する誘起電圧とＰＷＭ駆動中の駆動電流をそれぞれ示したものである。従って、図１４(Ａ)より、ＰＷＭ駆動信号のデューティが一定の条件では、駆動電流の増加に比例して誘起電圧が増加することが理解される。

図１４(Ｂ)の縦軸と横軸は、ＰＷＭ駆動中の駆動電流が一定の条件でのＰＷＭ駆動中の非通電相に発生する誘起電圧とＰＷＭ駆動信号のデューティをそれぞれ示したものである。従って、図１４(Ｂ)より、ＰＷＭ駆動中の駆動電流が一定の条件では、ＰＷＭ駆動信号のデューティ(ＰＷＭ駆動信号のハイレベル期間の比率)の増加に反比例して誘起電圧が減少することが理解される。

図１３に示したモータ駆動制御装置においては、初期加速用の３相の誘起電圧の極性判定に基づいた初期ロータ位置の特定後の通電開始時においては、出力ドライバ８の電源電圧Ｖspnの異常な低下、温度上昇による出力ドライバ８のパワーＭＯＳＦＥＴＭ１〜Ｍ６のオン抵抗の増大、モータ(ＭＴ)１のステータコイルＬＵ、ＬＶ、ＬＷの高抵抗値の寄生抵抗等の原因によって、ＰＷＭ駆動中の駆動電流Ｉ_SENSEが低下する。

更に図１３に示したモータ駆動制御装置においては、初期加速の通電(モータ駆動)によってモータ(ＭＴ)１が回転を開始するので、通電状態の２相のステータコイルに逆起電圧Ｂ−ｅｍｆが発生する。その結果、この状態のＰＷＭ駆動中の駆動電流Ｉ_SENSEは、出力ドライバ８の電源電圧Ｖspnから通電状態の２相のステータコイルの逆起電圧Ｂ−ｅｍｆの差電圧を減算して、この減算電圧を出力ドライバ８のパワーＭＯＳＦＥＴＭ１〜Ｍ６のオン抵抗とモータ(ＭＴ)１のステータコイルＬＵ、ＬＶ、ＬＷの寄生抵抗の合計抵抗で除算することで算出される。モータ(ＭＴ)１の加速に従って通電状態の２相のステータコイルの逆起電圧Ｂ−ｅｍｆの差電圧が増大するので、初期加速中のＰＷＭ駆動中の駆動電流Ｉ_SENSEは低下する。

以上説明した種々の理由によって、図１３に示したモータ駆動制御装置においては初期加速のための通電開始時のＰＷＭ駆動中の駆動電流Ｉ_SENSEは、パラメータ設定レジスタ７Ａの電流指示値よりも低下するものとなる。その結果、電流検出部９Ａによって検出されるモータ駆動電流Ｉ_SENSEがパラメータ設定レジスタ７Ａの電流指示値よりも低下しているので、駆動電圧発生器６Ｃの出力のＶＤＲＶ信号は大きくなり、ＰＷＭ変調器６Ｂの出力のＰＷＭ信号のデューティを増加して、モータ駆動電流を増加しようとする。

しかし、ＰＷＭ駆動信号のデューティが増加すると、図１４(Ｂ)に示したように、ＰＷＭ駆動信号のデューティの増加に反比例して誘起電圧が減少することになる。従って、図１３に示した本発明に先立って本発明者によって検討されたモータ駆動制御装置では、誘起電圧判定部５１がモータ(ＭＴ)１のＵ相とＶ相とＷ相の各相の誘起電圧の極性を判定して更に所定の基準値Ｖ_ＴＨのレベルよりも大きいか小さいかを判定することが困難となる。その結果、誘起電圧判定部５１の出力からモータ(ＭＴ)１のＵ相とＶ相とＷ相のプルアップおよびプルダウンの通電相を示す出力信号Ｄｍｏｄｅが生成されなくなって、モータ(ＭＴ)１を確実に起動することが困難なことが、本発明に先立った本発明者による検討によって明らかとされた。特に、３相直流モータであるモータ(ＭＴ)１の種類によっては、ステータコイルＬＵ、ＬＶ、ＬＷの寄生抵抗値が高いものがあるので、ステータコイルＬＵ、ＬＶ、ＬＷの寄生抵抗値が高いモータ(ＭＴ)１であっても、モータ(ＭＴ)１を確実に起動することが必要となる。

本発明は、以上のような本発明に先立った本発明者等による検討の結果、なされたものである。

従って、本発明の目的とするところは、広い温度変化および広い電源電圧の動作条件において種々の種類のモータを確実に起動することにある。

本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。

本願において開示される発明のうちの代表的なものについて簡単に説明すれば下記のとおりである。

すなわち、本発明の代表的な実施の形態によるモータ駆動制御装置は、電圧検出部(３)と、Ａ／Ｄ変換部(４)と、初期加速制御部(５)と、出力駆動制御部(６Ａ、６Ｂ、６Ｃ)と、出力ドライバ(８)と、電流検出部(９Ａ)とを具備する。

前記出力ドライバ(８)は、多相直流モータ(１)を駆動する複数のパワートランジスタ(Ｍ１〜Ｍ６)と、前記複数のパワートランジスタの複数の入力電極を駆動する出力プリドライバ(８１)とを含む。

前記電流検出部(９Ａ)は、前記多相直流モータ(１)に流れるモータ駆動電流(Ｉ_SENSE)を検出可能とされる。

前記電流検出部(９Ａ)によって検出される前記モータ駆動電流の検出情報は、前記Ａ／Ｄ変換部(４)により電流検出デジタル信号(ＡＤＣＯＵＴ)に変換される。

前記出力駆動制御部(６Ａ、６Ｂ、６Ｃ)は、電流指示信号と前記電流検出デジタル信号(ＡＤＣＯＵＴ)との誤差が最小となるようなＰＷＭ駆動のためのＰＷＭ駆動出力信号(ＵＰＷＭ、ＶＰＷＭ、ＷＰＷＭ)を前記出力プリドライバ(８１)に供給する。

前記電圧検出部(３)は、前記多相直流モータ(１)の各相のステータコイル(ＬＵ、ＬＶ、ＬＷ)に生成される誘起電圧を検出して、検出誘起電圧(ＶＭＯＵＴ)を生成することが可能とされる。

前記初期加速制御部(５)は、前記多相直流モータ(１)の起動時に動作状態に制御され、前記電圧検出部(３)から生成される前記検出誘起電圧(ＶＭＯＵＴ)に応答して前記多相直流モータ(１)の初期加速のための通電相を指示する複数の初期加速出力信号(ＵＰＯＮ、ＵＮＯＮ、ＶＰＯＮ、ＶＮＯＮ、ＷＰＯＮ、ＷＮＯＮ)を前記出力駆動制御部(６Ａ、６Ｂ、６Ｃ)に供給する。

前記初期加速制御部(５)と前記出力駆動制御部(６Ａ、６Ｂ、６Ｃ)と前記出力ドライバ(８)とは、前記多相直流モータ(１)の前記起動時に前記検出誘起電圧(ＶＭＯＵＴ)と前記誤差とにそれぞれ応答して前記通電相の切り替えと前記ＰＷＭ駆動によって前記多相直流モータ(１)の前記初期加速を行うものである。

前記初期加速の期間に前記出力駆動制御部(６Ａ、６Ｂ、６Ｃ)から前記出力プリドライバ(８１)に供給される前記ＰＷＭ駆動出力信号(ＵＰＷＭ、ＶＰＷＭ、ＷＰＷＭ)のデューティの上限値が、前記出力駆動制御部(６Ａ、６Ｂ、６Ｃ)に任意に設定可能とされたことを特徴とするものである(図１参照)。

本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記の通りである。

すなわち、本発明によれば、広い温度変化および広い電源電圧の動作条件において種々の種類のモータを確実に起動することができる。

図１は、本発明の実施の形態１による３相直流モータを駆動するためのモータ駆動制御装置の構成を示す図である。 図２は、図１に示した本発明の実施の形態１によるモータ駆動制御装置において、３相のモータ(ＭＴ)１の初期加速に先立ってモータ(ＭＴ)の初期ロータ位置を特定する誘起電圧検出部３によって誘起電圧を検出するために、ロータが応答しないような短いパルス電流を２相の界磁コイルに流す様子を示す図である。 図３は、図１に示した本発明の実施の形態１によるモータ駆動制御装置において、３相のモータ(ＭＴ)１の回転によってモータ(ＭＴ)１のステータコイルＬＵ、ＬＶ、ＬＷにそれぞれ発生する逆起電圧Ｂ−ｅｍｆ(Ｕ)、Ｂ−ｅｍｆ(Ｖ)、Ｂ−ｅｍｆ(Ｗ)の波形を示す図である。 図４は、図１に示した本発明の実施の形態１によるモータ駆動制御装置において、図２(Ａ)に示す順方向の短パルス電流通電により非通電相のＵ相に生成される誘起電圧Ｖｍ＋と図２(Ｂ)に示す逆方向の短パルス電流通電により非通電相のＵ相に生成される誘起電圧Ｖｍ−との和の正規化された誘起電圧の波形を示す図である。 図５は、図１に示した本発明の実施の形態１によるモータ駆動制御装置の初期加速制御部５の誘起電圧判定部５１の構成を示す図である。 図６は、図１と図５に示した本発明の実施の形態１によるモータ駆動制御装置におけるモータ(ＭＴ)１の３相のステータコイルＬＵ、ＬＶ、ＬＷの逆起電圧Ｂ−ｅｍｆ(Ｕ)、Ｂ−ｅｍｆ(Ｖ)、Ｂ−ｅｍｆ(Ｗ)と３相の加算誘起電圧(Ｖｍｕ＋)＋(Ｖｍｕ−)、(Ｖｍｖ＋)＋(Ｖｍｖ−)、(Ｖｍｗ＋)＋(Ｖｍｗ−)と絶対値回路５１４の絶対値出力ＡＤＣＯＵＴの波形を示す図である。 図７は、図１に示した本発明の実施の形態１によるモータ駆動制御装置の駆動電圧発生器６Ｃの構成を示す図である。 図８は図１に示した本発明の実施の形態１による初期加速のための通電開始時におけるモータ駆動制御装置のＰＷＭ変調器６Ｂおよび出力駆動制御部６Ａの構成を示す図である。 図９は、図８に示した本発明の実施の形態１による初期加速のための通電開始時におけるモータ駆動制御装置のＰＷＭ変調器６Ｂおよび出力駆動制御部６Ａの動作を説明するための波形図である。 図１０は、図１と図７に示した本発明の実施の形態１によるモータ駆動制御装置によって実行される３相センスによるロータの位置特定動作と初期加速のための通電動作との動作シーケンスを説明する図である。 図１１は、図１に示したモータ駆動制御装置の初期加速制御部５の誘起電圧判定部５１の本発明の実施の形態２による構成を示す図である。 図１２は、図１１に示した本発明の実施の形態２による誘起電圧判定部５１を含んだ図１に示したモータ駆動制御装置におけるモータ(ＭＴ)１の３相のステータコイルＬＵ、ＬＶ、ＬＷの逆起電圧と３相の加算誘起電圧と絶対値回路５１４の絶対値出力ＡＤＣＯＵＴと比較出力信号ＣＯＭと極性判定信号ＰＯＬの波形を示す図である。 図１３は、本発明に先立って本発明者によって検討された３相直流モータを駆動するモータ駆動制御装置の構成を示す図である。 図１４は、図１３に示した本発明に先立って本発明者により検討されたモータ駆動制御装置によるＰＷＭ駆動中に非通電相に発生する誘起電圧の駆動電流およびＰＷＭ駆動信号のデューティに対する依存性を示した図である。

１．実施の形態の概要
まず、本願において開示される発明の代表的な実施の形態について概要を説明する。代表的な実施の形態についての概要説明で括弧を付して参照する図面の参照符号は、それが付された構成要素の概念に含まれるものを例示するに過ぎない。

〔１〕本発明の代表的な実施の形態によるモータ駆動制御装置は、電圧検出部(３)と、Ａ／Ｄ変換部(４)と、初期加速制御部(５)と、出力駆動制御部(６Ａ、６Ｂ、６Ｃ)と、出力ドライバ(８)と、電流検出部(９Ａ)とを具備する。

前記出力ドライバ(８)は、多相直流モータ(１)を駆動する複数のパワートランジスタ(Ｍ１〜Ｍ６)と、前記複数のパワートランジスタの複数の入力電極を駆動する出力プリドライバ(８１)とを含む。

前記電流検出部(９Ａ)は、前記多相直流モータ(１)に流れるモータ駆動電流(Ｉ_SENSE)を検出可能とされる。

前記電流検出部(９Ａ)によって検出される前記モータ駆動電流の検出情報は、前記Ａ／Ｄ変換部(４)により電流検出デジタル信号(ＡＤＣＯＵＴ)に変換される。

前記出力駆動制御部(６Ａ、６Ｂ、６Ｃ)は、電流指示信号と前記電流検出デジタル信号(ＡＤＣＯＵＴ)との誤差が最小となるようなＰＷＭ駆動のためのＰＷＭ駆動出力信号(ＵＰＷＭ、ＶＰＷＭ、ＷＰＷＭ)を前記出力プリドライバ(８１)に供給する。

前記電圧検出部(３)は、前記多相直流モータ(１)の各相のステータコイル(ＬＵ、ＬＶ、ＬＷ)に生成される誘起電圧を検出して、検出誘起電圧(ＶＭＯＵＴ)を生成することが可能とされる。

前記初期加速制御部(５)は、前記多相直流モータ(１)の起動時に動作状態に制御され、前記電圧検出部(３)から生成される前記検出誘起電圧(ＶＭＯＵＴ)に応答して前記多相直流モータ(１)の初期加速のための通電相を指示する複数の初期加速出力信号(ＵＰＯＮ、ＵＮＯＮ、ＶＰＯＮ、ＶＮＯＮ、ＷＰＯＮ、ＷＮＯＮ)を前記出力駆動制御部(６Ａ、６Ｂ、６Ｃ)に供給する。

前記初期加速制御部(５)と前記出力駆動制御部(６Ａ、６Ｂ、６Ｃ)と前記出力ドライバ(８)とは、前記多相直流モータ(１)の前記起動時に前記検出誘起電圧(ＶＭＯＵＴ)と前記誤差とにそれぞれ応答して前記通電相の切り替えと前記ＰＷＭ駆動によって前記多相直流モータ(１)の前記初期加速を行うものである。

前記初期加速の期間に前記出力駆動制御部(６Ａ、６Ｂ、６Ｃ)から前記出力プリドライバ(８１)に供給される前記ＰＷＭ駆動出力信号(ＵＰＷＭ、ＶＰＷＭ、ＷＰＷＭ)のデューティの上限値が、前記出力駆動制御部(６Ａ、６Ｂ、６Ｃ)に任意に設定可能とされたことを特徴とするものである(図１参照)。

前記実施の形態によれば、広い温度変化および広い電源電圧の動作条件において、種々の種類のモータを確実に起動することができる。

好適な実施の形態では、前記電圧検出部(３)から生成される前記検出誘起電圧(ＶＭＯＵＴ)は、前記Ａ／Ｄ変換部(４)により誘起電圧検出デジタル信号(ＡＤＣＯＵＴ)に変換される。

前記初期加速に先立って、前記初期加速制御部(５)は前記多相直流モータ(１)の前記各相の前記誘起電圧検出デジタル信号(ＡＤＣＯＵＴ)の極性情報の組み合わせから前記多相直流モータ(１)のロータの位置を特定可能とされたことを特徴とするものである(図６参照)。

他の好適な実施の形態では、前記初期加速に先立って特定された前記ロータの位置に基づいて、前記初期加速制御部(５)は前記初期加速のための最初の通電相を決定することを特徴とするものである(図６参照)。

更に他の好適な実施の形態では、前記初期加速のための前記最初の通電相への通電の後に、前記誘起電圧検出デジタル信号(ＡＤＣＯＵＴ)が所定の基準値(Ｖ_ＴＨ)に到達することに応答して、前記初期加速制御部(５)は前記通電相の前記切り替えを実行することを特徴とするものである(図６参照)。

より好適な実施の形態では、前記モータ駆動制御装置は、前記モータ駆動制御装置の外部からの制御信号を受信可能な入力回路(７Ａ、７Ｂ)を更に具備する。

前記初期加速の期間に前記出力駆動制御部(６Ａ、Ｂ、Ｃ)から前記出力プリドライバ(８１)に供給される前記ＰＷＭ駆動出力信号(ＵＰＷＭ、ＶＰＷＭ、ＷＰＷＭ)の前記デューティの前記上限値を任意に設定するためのデューティ制御信号(ＣＬＰＷＭ)が、前記モータ駆動制御装置の前記外部から前記入力回路(７Ａ、７Ｂ)を介して前記出力駆動制御部(６Ａ、Ｂ、Ｃ)に供給可能とされたことを特徴とする(図１参照)。

他のより好適な実施の形態では、前記初期加速制御部(５)は前記入力回路(７Ａ、７Ｂ)から供給される前記多相直流モータ(１)の回転開始のスタート信号(Ｓｔａｒｔ)に応答して、前記初期加速の期間にクランプ許可信号(ＣＬＥＮＡ)を生成する。

前記初期加速の期間において、前記初期加速制御部(５)から生成される前記クランプ許可信号(ＣＬＥＮＡ)に応答して、前記出力駆動制御部(６Ａ、６Ｂ、６Ｃ)は前記出力プリドライバ(８１)に供給する前記ＰＷＭ駆動出力信号(ＵＰＷＭ、ＶＰＷＭ、ＷＰＷＭ)の前記デューティの前記上限値を前記デューティ制御信号(ＣＬＰＷＭ)に従って設定することを特徴とするものである(図１、図７参照)。

更に他のより好適な実施の形態では、前記初期加速制御部(５)は、前記誘起電圧検出デジタル信号(ＡＤＣＯＵＴ)が所定のタイミングで前記所定の基準値(Ｖ_ＴＨ)に到達しないことを検出して、当該非到達の検出信号(ＣＯＭ)を生成する。

前記初期加速制御部(５)は、前記非到達の検出信号(ＣＯＭ)に応答して、前記所定の基準値(Ｖ_ＴＨ)のレベルよりも低レベルのサブ基準値(Ｖ_{ＴＨＳＵＢ})を生成する。

前記初期加速制御部(５)は、前記誘起電圧検出デジタル信号(ＡＤＣＯＵＴ)が前記低レベルのサブ基準値(Ｖ_{ＴＨＳＵＢ})に到達することに応答して、前記通電相の切り替えを実行することを特徴とする(図１１、図１２参照)。

別のより好適な実施の形態においては、前記所定の基準値(Ｖ_ＴＨ)は、前記モータ駆動制御装置の前記外部から前記入力回路(７Ａ、７Ｂ)を介して前記初期加速制御部(５)に供給可能とされたことを特徴とするものである(図１参照)。

具体的な実施の形態では、前記電圧検出部(３)と前記Ａ／Ｄ変換部(４)と前記初期加速制御部(５)と前記出力駆動制御部(６Ａ、６Ｂ、６Ｃ)と前記出力ドライバ(８)は、半導体集積回路の半導体チップに集積化されたことを特徴とするものである(図１参照)。

最も具体的な実施の形態では、前記半導体集積回路の前記半導体チップに集積化された前記電圧検出部(３)と前記Ａ／Ｄ変換部(４)と前記初期加速制御部(５)と前記出力駆動制御部(６Ａ、６Ｂ、６Ｃ)と前記出力ドライバ(８)はハードディスク装置の磁気ディスクを回転させるためのスピンドルモータとしての３相直流モータである前記多相直流モータ(１)を駆動可能とされたことを特徴とするものである(図１参照)。

〔２〕本発明の別の観点の代表的な実施の形態は、電圧検出部(３)とＡ／Ｄ変換部(４)と初期加速制御部(５)と出力駆動制御部(６Ａ、６Ｂ、６Ｃ)と出力ドライバ(８)と電流検出部(９Ａ)を具備するモータ駆動制御装置の動作方法である。

前記出力ドライバ(８)は、多相直流モータ(１)を駆動する複数のパワートランジスタ(Ｍ１〜Ｍ６)と、前記複数のパワートランジスタの複数の入力電極を駆動する出力プリドライバ(８１)とを含む。

前記電流検出部(９Ａ)は、前記多相直流モータ(１)に流れるモータ駆動電流(Ｉ_SENSE)を検出可能とされる。

前記電流検出部(９Ａ)によって検出される前記モータ駆動電流の検出情報は、前記Ａ／Ｄ変換部(４)により電流検出デジタル信号(ＡＤＣＯＵＴ)に変換される。

前記出力駆動制御部(６Ａ、６Ｂ、６Ｃ)は、電流指示信号と前記電流検出デジタル信号(ＡＤＣＯＵＴ)との誤差が最小となるようなＰＷＭ駆動のためのＰＷＭ駆動出力信号(ＵＰＷＭ、ＶＰＷＭ、ＷＰＷＭ)を前記出力プリドライバ(８１)に供給する。

前記電圧検出部(３)は、前記多相直流モータ(１)の各相のステータコイル(ＬＵ、ＬＶ、ＬＷ)に生成される誘起電圧を検出して、検出誘起電圧(ＶＭＯＵＴ)を生成することが可能とされる。

前記初期加速制御部(５)は、前記多相直流モータ(１)の起動時に動作状態に制御され、前記電圧検出部(３)から生成される前記検出誘起電圧(ＶＭＯＵＴ)に応答して前記多相直流モータ(１)の初期加速のための通電相を指示する複数の初期加速出力信号(ＵＰＯＮ、ＵＮＯＮ、ＶＰＯＮ、ＶＮＯＮ、ＷＰＯＮ、ＷＮＯＮ)を前記出力駆動制御部(６Ａ、６Ｂ、６Ｃ)に供給する。

前記初期加速制御部(５)と前記出力駆動制御部(６Ａ、６Ｂ、６Ｃ)と前記出力ドライバ(８)とは、前記多相直流モータ(１)の前記起動時に前記検出誘起電圧(ＶＭＯＵＴ)と前記誤差とにそれぞれ応答して前記通電相の切り替えと前記ＰＷＭ駆動によって前記多相直流モータ(１)の前記初期加速を行うものである。

前記初期加速の期間に前記出力駆動制御部(６Ａ、６Ｂ、６Ｃ)から前記出力プリドライバ(８１)に供給される前記ＰＷＭ駆動出力信号(ＵＰＷＭ、ＶＰＷＭ、ＷＰＷＭ)のデューティの上限値が、前記出力駆動制御部(６Ａ、６Ｂ、６Ｃ)に任意に設定可能とされたことを特徴とするものである(図１参照)。

前記実施の形態によれば、広い温度変化および広い電源電圧の動作条件において、種々の種類のモータを確実に起動することができる。

２．実施の形態の詳細
次に、実施の形態について更に詳述する。尚、発明を実施するための最良の形態を説明するための全図において、前記の図と同一の機能を有する部品には同一の符号を付して、その繰り返しの説明は省略する。

［実施の形態１］
《モータ駆動制御装置の本質的な構成》
図１は、本発明の実施の形態１による３相直流モータを駆動するためのモータ駆動制御装置の構成を示す図である。

図１に示した本発明の実施の形態１によるモータ駆動制御装置と図１３に示した本発明に先立って本発明者によって検討されたモータ駆動制御装置との本質的な相違は、下記の点である。

すなわち、図１に示した本発明の実施の形態１によるモータ駆動制御装置では、初期加速制御部５のシーケンサ５３からクランプイネーブル信号ＣＬＥＮＡが駆動電圧発生器６Ｃに供給され、パラメータ設定レジスタ７ＡからＰＷＭデューティ上限クランプ信号ＣＬＰＷＭが駆動電圧発生器６Ｃに供給される。

すなわち、クランプイネーブル信号ＣＬＥＮＡは、誘起電圧検出部３による初期ロータ位置の特定後での初期加速のための通電開始時における出力駆動制御部６Ａから生成されるＰＷＭ駆動制御信号ＵＰＷＭ、ＶＰＷＭ、ＷＰＷＭのデューティの増大をクランプ可能とするための信号である。更にＰＷＭデューティ上限クランプ信号ＣＬＰＷＭは、クランプイネーブル信号ＣＬＥＮＡによって可能となったＰＷＭ駆動制御信号ＵＰＷＭ、ＶＰＷＭ、ＷＰＷＭのデューティクランプ動作におけるＰＷＭデューティ上限値を指定するための信号である。このＰＷＭデューティ上限クランプ信号ＣＬＰＷＭの上限設定値は、シリアルポート７Ｂを介して外部のマイクロコントローラもしくは中央処理ユニット(ＣＰＵ)から任意の値に設定可能とされる。更に、クランプイネーブル信号ＣＬＥＮＡは後に説明するスタート信号Ｓｔａｒｔのローレベルからハイレベルの変化タイミングから初期加速期間に対応する遅延時間の間に、初期加速制御部５のシーケンサ５３によってハイレベルに維持される。初期加速期間に対応する遅延時間が経過すると、クランプイネーブル信号ＣＬＥＮＡは初期加速制御部５のシーケンサ５３によってハイレベルからローレベルに変更される。

従って、初期加速制御部５のシーケンサ５３からハイレベルのクランプイネーブル信号ＣＬＥＮＡが駆動電圧発生器６Ｃに供給されて、パラメータ設定レジスタ７ＡからＰＷＭデューティ上限値が例えば８０％を示したＰＷＭデューティ上限クランプ信号ＣＬＰＷＭが駆動電圧発生器６Ｃに供給される場合を想定する。Ａ／Ｄコンバータ４Ｂの出力ＡＤＣＯＵＴの電流検出デジタル信号とパラメータ設定レジスタ７Ａから供給される電流指示の値の誤差が駆動電圧発生器６Ｃによって計算され、この誤差の最大値の８０％に対応する駆動電圧ＶＤＲＶが駆動電圧発生器６Ｃの出力からＰＷＭ変調器６Ｂの入力に供給される。この最大誤差の８０％に対応する駆動電圧ＶＤＲＶに応答してＰＷＭ変調器６Ｂは最大電圧振幅が８０％に制限されたＰＷＭ信号を出力駆動制御部６Ａの入力に供給するので、出力駆動制御部６Ａから生成されるＰＷＭ駆動制御信号ＵＰＷＭ、ＶＰＷＭ、ＷＰＷＭのデューティの増加の上限がＰＷＭデューティ上限クランプ信号ＣＬＰＷＭによって指定された８０％にクランプされる。

従って、図１に示した本発明の実施の形態１によるモータ駆動制御装置によれば、図１４(Ｂ)に示すＰＷＭ駆動信号のデューティの増加がＰＷＭデューティ上限クランプ信号ＣＬＰＷＭによって指定された８０％にクランプされるので、誘起電圧の減少もクランプされる。

その結果、モータ(ＭＴ)１のステータコイルＬＵ、ＬＶ、ＬＷの寄生抵抗が高い等の原因によって、初期加速中のＰＷＭ駆動電流Ｉ_SENSEがパラメータ設定レジスタ７Ａから供給される電流指示値よりも低い状態においても、誘起電圧判定部５１がモータ(ＭＴ)１のＵ相とＶ相とＷ相の各相の誘起電圧の極性を判定して更に所定の基準値Ｖ_ＴＨのレベルより大きいか小さいかを判定することが可能となる。従って、誘起電圧判定部５１の出力からモータ(ＭＴ)１のＵ相とＶ相とＷ相とのプルアップおよびプルダウンの通電相を示す出力信号Ｄｍｏｄｅが生成されて、モータ(ＭＴ)１を確実に起動することが可能となる。

以下に、図１に示した本発明の実施の形態１によるモータ駆動制御装置の具体的な構成を説明する。

《モータ駆動制御装置の具体的な構成》
図１に示したように、モータ(ＭＴ)１のＵ相のステータコイルＬＵとＶ相のステータコイルＬＶとＷ相のステータコイルＬＷの一端には、それぞれ逆起電圧Ｂ−ｅｍｆ(Ｕ)、Ｂ−ｅｍｆ(Ｖ)、Ｂ−ｅｍｆ(Ｗ)を等価的に示す電圧源が接続されている。尚、モータ(ＭＴ)１のＵ相のステータコイルＬＵとＶ相のステータコイルＬＶとＷ相のステータコイルＬＷの他端は、中点として共通接続される。

図１に示したモータ駆動制御装置は、仮想中点生成部２、誘起電圧検出部３、Ａ／Ｄ変換部４、初期加速制御部５、出力駆動制御部６Ａ、ＰＷＭ変調器６Ｂ、駆動電圧発生器６Ｃ、パラメータ設定レジスタ７Ａ、シリアルポート７Ｂ、出力ドライバ８、電流検出部９Ａ、センス増幅器９Ｂを含んでいる。

尚、図１に示したモータ駆動制御装置において、電流検出部９Ａ以外の仮想中点生成部２、誘起電圧検出部３、Ａ／Ｄ変換部４、初期加速制御部５、出力駆動制御部６Ａ、ＰＷＭ変調器６Ｂ、駆動電圧発生器６Ｃ、パラメータ設定レジスタ７Ａ、シリアルポート７Ｂ、出力ドライバ８、センス増幅器９ＢはモータドライバＩＣと呼ばれる半導体集積回路の半導体チップに集積化されている。更に図１に示したモータドライバＩＣと呼ばれる半導体集積回路によって構成されたモータ駆動制御装置は、ハードディスク装置(ＨＤＤ)の磁気ディスクを回転させるためのスピンドルモータとしての３相直流モータである３相のモータ(ＭＴ)１を駆動するものである。

《出力ドライバ》
３相のモータ(ＭＴ)１のステータコイルＬＵ、ＬＶ、ＬＷは、出力ドライバ８によってＰＷＭ駆動される。すなわち、出力ドライバ８は、スピンドル出力プリドライバ８１と、プルアップパワーＭＯＳＦＥＴＭ１、Ｍ２、Ｍ３と、プルダウンパワーＭＯＳＦＥＴＭ４、Ｍ５、Ｍ６とによって構成されている。モータ(ＭＴ)１のＵ相のステータコイルＬＵはプルアップパワーＭＯＳＦＥＴＭ１とプルダウンパワーＭＯＳＦＥＴＭ４とによって駆動され、モータ(ＭＴ)１のＶ相のステータコイルＬＶはプルアップパワーＭＯＳＦＥＴＭ２とプルダウンパワーＭＯＳＦＥＴＭ５とによって駆動され、モータ(ＭＴ)１のＷ相のステータコイルＬＷはプルアップパワーＭＯＳＦＥＴＭ３とプルダウンパワーＭＯＳＦＥＴＭ６とによって駆動される。またスピンドル出力プリドライバ８１は、出力駆動制御部６Ａから生成される出力制御信号ＵＰＷＭ、ＵＨＩＺ、ＶＰＷＭ、ＶＨＩＺ、ＷＰＷＭ、ＷＨＩＺによって駆動される。

《電流検出部およびセンス増幅器》
３相のモータ(ＭＴ)１のモータ駆動電流は、直流シャント抵抗Ｒsnsによって構成された電流検出部９Ａを使用して検出される。直流シャント抵抗Ｒsnsの一端は出力ドライバ８の３個のプルダウンパワーＭＯＳＦＥＴＭ４、Ｍ５、Ｍ６の共通ソースに接続されて、直流シャント抵抗Ｒsnsの他端は接地電圧に接続される。

従って、出力ドライバ８の３個のプルダウンパワーＭＯＳＦＥＴＭ４、Ｍ５、Ｍ６の共通ソースに流れるモータ駆動電流Ｉ_SENSEは、電流検出部９Ａの直流シャント抵抗Ｒsnsによって電圧に変換され、この電圧はセンス増幅器９Ｂによって増幅されて、センス増幅器９Ｂの電流検出電圧ＣＲＮＴＯＵＴはＡ／Ｄ変換部４のセレクタ４Ａを介してＡ／Ｄコンバータ４Ｂに供給される。

《駆動電圧発生器、ＰＷＭ変調器および出力駆動制御部》
Ａ／Ｄコンバータ４Ｂの出力ＡＤＣＯＵＴの電流検出デジタル信号とパラメータ設定レジスタ７Ａから供給される電流指示の値との誤差が駆動電圧発生器６Ｃによって計算され、この誤差に応答する駆動電圧ＶＤＲＶが駆動電圧発生器６Ｃの出力からＰＷＭ変調器６Ｂの入力に供給される。駆動電圧ＶＤＲＶに応答してＰＷＭ変調器６ＢはＰＷＭ信号を出力駆動制御部６Ａの入力端子に供給するので、出力駆動制御部６Ａは出力ドライバ８のパワーＭＯＳＦＥＴをＰＷＭ駆動する出力制御信号ＵＰＷＭ、ＵＨＩＺ、ＶＰＷＭ、ＶＨＩＺ、ＷＰＷＭ、ＷＨＩＺを生成する。尚、パラメータ設定レジスタ７Ａの電流指示の値は、シリアルポート７Ｂを介して図１のモータ駆動制御装置の外部のマイクロコントローラ等から設定することが可能とされる。更に通電相の切り替えのためにパラメータ設定レジスタ７Ａから初期加速制御部５の誘起電圧判定部５１に設定される所定の基準値Ｖ_ＴＨも、シリアルポート７Ｂを介して図１のモータ駆動制御装置の外部のマイクロコントローラ等からパラメータ設定レジスタ７Ａに設定することが可能とされる。

その結果、電流検出部９Ａの直流シャント抵抗Ｒsnsによって検出されるモータ駆動電流Ｉ_SENSEがパラメータ設定レジスタ７Ａの電流指示の値よりも小さい場合には、駆動電圧発生器６Ｃの出力のＶＤＲＶ信号が大きくなるように駆動電圧発生器６Ｃが制御され、ＰＷＭ変調器６Ｂの出力のＰＷＭ信号のデューティが大きくされ、モータ駆動電流が増加される。その反対に、電流検出部９Ａの直流シャント抵抗Ｒsnsによって検出されるモータ駆動電流がパラメータ設定レジスタ７Ａの電流指示の値よりも大きい場合には、駆動電圧発生器６Ｃの出力のＶＤＲＶ信号が小さくなるように駆動電圧発生器６Ｃが制御され、ＰＷＭ変調器６Ｂの出力のＰＷＭ信号のデューティが小さくされ、モータ駆動電流が減少される。すなわち、電流検出部９Ａによって検出されるモータ駆動電流Ｉ_SENSEとパラメータ設定レジスタ７Ａの電流指示の値との差が検出され、その差がゼロとなるようにＰＷＭ変調器６Ｂの出力のＰＷＭ信号のデューティが調整され、出力駆動制御部６Ａにより出力ドライバ８のパワーＭＯＳＦＥＴを駆動するＰＷＭ駆動制御信号が生成されて、モータ駆動電流Ｉ_SENSEの電流制御が実行される。

《仮想中点生成部》
仮想中点生成部２は３個の抵抗Ｒ_Ｕ、Ｒ_Ｖ、Ｒ_Ｗを含み、３個の抵抗Ｒ_Ｕ、Ｒ_Ｖ、Ｒ_Ｗの一端はモータ(ＭＴ)１のステータコイルＬＵ、ＬＶ、ＬＷの一端に接続される。仮想中点生成部２の３個の抵抗Ｒ_Ｕ、Ｒ_Ｖ、Ｒ_Ｗの抵抗値が等しい抵抗Ｒに設定されることによって、３個の抵抗Ｒ_Ｕ、Ｒ_Ｖ、Ｒ_Ｗの他端の電圧はモータ(ＭＴ)１のＵ相のステータコイルＬＵとＶ相のステータコイルＬＶとＷ相のステータコイルＬＷの共通接続された他端の中点電位と実質的に等しい仮想中点電圧となる。

《誘起電圧検出部およびＡ／Ｄ変換部》
誘起電圧検出部３は、セレクタ３１と増幅器３２とサンプル／ホールド回路３３とによって構成される。セレクタ３１の第１スイッチＳＷ１の一端はモータ(ＭＴ)１のＵ相のステータコイルＬＵの一端と仮想中点生成部２の抵抗Ｒ_Ｕの一端に接続され、第２スイッチＳＷ２の一端はモータ(ＭＴ)１のＶ相のステータコイルＬＶの一端と仮想中点生成部２の抵抗Ｒ_Ｖの一端とに接続され、第３スイッチＳＷ３の一端はモータ(ＭＴ)１のＷ相のステータコイルＬＷの一端と仮想中点生成部２の抵抗Ｒ_Ｗの一端とに接続される。セレクタ３１の第１スイッチＳＷ１と第２スイッチＳＷ２と第３スイッチＳＷ３の３個の他端は増幅器３２の非反転入力端子＋に共通接続され、増幅器３２の反転入力端子−には仮想中点生成部２の３個の抵抗Ｒ_Ｕ、Ｒ_Ｖ、Ｒ_Ｗの共通接続された他端の仮想中点電圧が供給される。また、セレクタ３１の第１スイッチＳＷ１と第２スイッチＳＷ２と第３スイッチＳＷ３のオン・オフ制御は、初期加速制御部５の誘起電圧判定部５１から生成される選択信号ＳＥＬによって制御される。誘起電圧検出部３の増幅器３２の出力信号はサンプル／ホールド回路３３の入力端子に供給され、サンプル／ホールド回路３３の出力端子のサンプル／ホールド出力信号である誘起検出電圧ＶＭＯＵＴはＡ／Ｄ変換部４のセレクタ４Ａを介してＡ／Ｄコンバータ４Ｂに供給される。

《初期加速制御部》
初期加速制御部５は、誘起電圧判定部５１とデコーダ５２とシーケンサ５３とによって構成される。誘起電圧判定部５１は、誘起電圧検出部３とＡ／Ｄ変換部４とによって生成されるモータ(ＭＴ)１のＵ相とＶ相とＷ相の各相の誘起電圧の極性を判定して更に所定の基準値Ｖ_ＴＨのレベルよりも大きいか小さいかを判定する。誘起電圧判定部５１の出力から、モータ(ＭＴ)１のＵ相とＶ相とＷ相のプルアップおよびプルダウンの通電相を示す出力信号Ｄｍｏｄｅが生成される。

初期加速制御部５のデコーダ５２は、電圧判定部５１の出力から生成される出力信号Ｄｍｏｄｅをデコードすることによってモータ(ＭＴ)１のＵ相とＶ相とＷ相とのプルアップおよびプルダウンの通電相を指示する初期加速出力信号ＵＰＯＮ、ＵＮＯＮ、ＶＰＯＮ、ＶＮＯＮ、ＷＰＯＮ、ＷＮＯＮを生成する。

初期加速制御部５のシーケンサ５３は、パラメータ設定レジスタ７Ａから供給される３相のモータ(ＭＴ)１の回転開始のスタート信号Ｓｔａｒｔに応答して、誘起電圧検出部３による３相の誘起電圧の検出動作を指示するセンス信号SENSEを電圧判定部５１に供給する。またシーケンサ５３は、電圧判定部５１の出力から生成される出力信号Ｄｍｏｄｅに応答して、モータ(ＭＴ)１のＵ相とＶ相とＷ相とのプルアップおよびプルダウンの６個の通電状態を示す初期加速通電モード信号Ｓｍｏｄｅを電圧判定部５１に供給する。

図１に示した本発明の実施の形態１によるモータ駆動制御装置では、上記特許文献２と上記特許文献３に記載されたように３相のモータ(ＭＴ)１の初期加速のために誘起電圧検出部３による３相の誘起電圧の極性判定に基づき初期ロータ位置が特定されて、通電開始相が決定される。この通電開始相は、誘起電圧判定部５１の出力端子から生成される通電相を指示する出力信号Ｄｍｏｄｅによって指示される。従って、この初期通電相の決定結果に応答して、図１に示した本発明の実施の形態１によるモータ駆動制御装置は、通電(モータ駆動)を開始して、３相のモータ(ＭＴ)１のＰＷＭ駆動を開始する。

図１に示した本発明の実施の形態１によるモータ駆動制御装置によるＰＷＭ駆動中においては、上記特許文献３に記載されたように非通電相に発生する誘起電圧が検出され、誘起電圧が所定の基準値Ｖ_ＴＨを超えた際に通電相が切り替えられる。更に通電相を切り替えた後も引き続きモータ駆動中の非通電相に現れる誘起電圧が所定の基準値Ｖ_ＴＨを超えるタイミングが検出されて、これを相切り替えのタイミングに使用してモータが加速される。

《誘起電圧の検出》
図２は、図１に示した本発明の実施の形態１によるモータ駆動制御装置において、３相のモータ(ＭＴ)１の初期加速のためにモータ(ＭＴ)の初期ロータ位置を特定するための誘起電圧検出部３によって誘起電圧を検出するために、ロータが応答しないような短いパルス電流を２相の界磁コイルに流す様子を示す図である。

図２(Ａ)は、モータ(ＭＴ)１のＶ相からＷ相へ順方向に短いパルス電流を流すことによって、非通電相のＵ相にロータの磁石とステータの磁界コイルとの位置関係に依存する誘起電圧Ｖｍ＋が生成される様子を示す図である。

図２(Ｂ)は、モータ(ＭＴ)１のＷ相からＶ相へ逆方向に短いパルス電流を流すことによって、非通電相のＵ相にロータの磁石とステータの磁界コイルとの位置関係に依存する誘起電圧Ｖｍ−が生成される様子を示す図である。

《逆起電圧》
図３は、図１に示した本発明の実施の形態１によるモータ駆動制御装置において、３相のモータ(ＭＴ)１の回転によってモータ(ＭＴ)１のステータコイルＬＵ、ＬＶ、ＬＷにそれぞれ発生する逆起電圧Ｂ−ｅｍｆ(Ｕ)、Ｂ−ｅｍｆ(Ｖ)、Ｂ−ｅｍｆ(Ｗ)の波形を示す図である。

ステータコイルＬＵに発生する逆起電圧Ｂ−ｅｍｆ(Ｕ)は黒い丸が付された線で示され、ステータコイルＬＶに発生する逆起電圧Ｂ−ｅｍｆ(Ｖ)は黒い四角が付された線で示され、ステータコイルＬＷに発生する逆起電圧Ｂ−ｅｍｆ(Ｗ)は黒い三角が付された線で示されている。

《和の正規化誘起電圧》
図４は、図１に示した本発明の実施の形態１によるモータ駆動制御装置において、図２(Ａ)に示す順方向の短パルス電流通電により非通電相のＵ相に生成される誘起電圧Ｖｍ＋と図２(Ｂ)に示す逆方向の短パルス電流通電により非通電相のＵ相に生成される誘起電圧Ｖｍ−との和の正規化された誘起電圧の波形を示す図である。

図４において、図２(Ａ)に示した順方向の短パルス電流通電により非通電相のＵ相に生成される誘起電圧Ｖｍ＋は黒い四角が付された線で示され、図２(Ｂ)に示した逆方向の短パルス電流通電により非通電相のＵ相に生成される誘起電圧Ｖｍ−は白い三角が付された線で示され、誘起電圧Ｖｍ＋と誘起電圧Ｖｍ−との和による正規化された誘起電圧は太い実線で示されている。図４で太い実線で示された正規化誘起電圧の極性は電気角１８０°毎に切り替えられて、図４で太い実線で示された非通電相のＵ相に生成される正規化誘起電圧の位相は図３の黒い丸が付された線で示されたステータコイルＬＵに発生する逆起電圧Ｂ−ｅｍｆ(Ｕ)の位相よりも電気角９０°進んだ関係となる。

《誘起電圧判定部》
図５は、図１に示した本発明の実施の形態１によるモータ駆動制御装置の初期加速制御部５の誘起電圧判定部５１の構成を示す図である。

図５に示すように誘起電圧判定部５１は、センス相デコーダ５１１、誘起電圧格納レジスタ５１２、加算部５１３、絶対値回路５１４、比較器５１５、通電相デコーダ５１６によって構成される。

センス相デコーダ５１１は、図１のシーケンサ５３から供給される３相の誘起電圧の検出動作を指示するセンス信号SENSEとモータ(ＭＴ)１のＵ相とＶ相とＷ相のプルアップおよびプルダウンの６個の通電状態を示す初期加速通電モード信号Ｓｍｏｄｅとに応答して、誘起電圧格納レジスタ５１２に供給される６個の格納イネーブルｅｎを生成する。

誘起電圧格納レジスタ５１２の６個のレジスタ５１２１〜５１２６と絶対値回路５１４の入力端子には、図１のＡ／Ｄ変換部４のＡ／Ｄコンバータ４Ｂの出力ＡＤＣＯＵＴからの誘起電圧デジタル変換信号が供給される。

第１レジスタ５１２１はセンス相デコーダ５１１の第１格納イネーブルｅｎのタイミングにおいて、モータ(ＭＴ)１のＶ相からＷ相へ順方向に流される短いパルス電流により非通電相のＵ相に生成される誘起電圧Ｖｍｕ＋のデジタル変換信号を格納する。第２レジスタ５１２２はセンス相デコーダ５１１の第２格納イネーブルｅｎのタイミングにおいて、モータ(ＭＴ)１のＷ相からＶ相へ逆方向に流される短いパルス電流により非通電相のＵ相に生成される誘起電圧Ｖｍｕ−のデジタル変換信号を格納する。

第３レジスタ５１２３はセンス相デコーダ５１１の第３格納イネーブルｅｎのタイミングにおいて、モータ(ＭＴ)１のＵ相からＷ相へ順方向に流される短いパルス電流により非通電相のＶ相に生成される誘起電圧Ｖｍｖ＋のデジタル変換信号を格納する。第４レジスタ５１２４はセンス相デコーダ５１１の第４格納イネーブルｅｎのタイミングにおいて、モータ(ＭＴ)１のＷ相からＵ相へ逆方向に流される短いパルス電流により非通電相のＶ相に生成される誘起電圧Ｖｍｖ−のデジタル変換信号を格納する。

第５レジスタ５１２５はセンス相デコーダ５１１の第５格納イネーブルｅｎのタイミングにおいて、モータ(ＭＴ)１のＵ相からＶ相へ順方向に流される短いパルス電流により非通電相のＷ相に生成される誘起電圧Ｖｍｗ＋のデジタル変換信号を格納する。第６レジスタ５１２６はセンス相デコーダ５１１の第６格納イネーブルｅｎのタイミングにおいて、モータ(ＭＴ)１のＶ相からＵ相へ逆方向に流される短いパルス電流により非通電相のＷ相に生成される誘起電圧Ｖｍｗ−のデジタル変換信号を格納する。

加算部５１３は、第１加算器５１３１と第２加算器５１３２と第３加算器５１３３とを含んでいる。

第１加算器５１３１は第１レジスタ５１２１の格納情報である誘起電圧Ｖｍｕ＋のデジタル変換信号と第２レジスタ５１２２の格納情報である誘起電圧Ｖｍｕ−のデジタル変換信号とを加算することによって、和の誘起電圧(Ｖｍｕ＋)＋(Ｖｍｕ−)のデジタル変換信号を生成する。

第２加算器５１３２は第３レジスタ５１２３の格納情報である誘起電圧Ｖｍｖ＋のデジタル変換信号と第４レジスタ５１２４の格納情報である誘起電圧Ｖｍｖ−のデジタル変換信号とを加算することによって、和の誘起電圧(Ｖｍｖ＋)＋(Ｖｍｖ−)のデジタル変換信号を生成する。

第３加算器５１３３は第５レジスタ５１２５の格納情報である誘起電圧Ｖｍｗ＋のデジタル変換信号と第６レジスタ５１２６の格納情報である誘起電圧Ｖｍｗ−のデジタル変換信号とを加算することによって、和の誘起電圧(Ｖｍｗ＋)＋(Ｖｍｗ−)のデジタル変換信号を生成する。

絶対値回路５１４の出力端子に生成されるＡ／Ｄコンバータ４Ｂの出力ＡＤＣＯＵＴの誘起電圧デジタル変換信号の絶対値と図１のパラメータ設定レジスタ７Ａから供給される所定の基準値Ｖ_ＴＨのデジタル値とが比較器５１５によって比較され、比較出力信号ＣＯＭは通電相デコーダ５１６に供給される。

通電相デコーダ５１６は、３相の誘起電圧の検出動作を指示するセンス信号SENSEと加算部５１３からのデジタル変換信号(Ｖｍｕ＋)＋(Ｖｍｕ−)、(Ｖｍｖ＋)＋(Ｖｍｖ−)、(Ｖｍｗ＋)＋(Ｖｍｗ−)と６個の通電状態を示す初期加速通電モード信号Ｓｍｏｄｅと比較器５１５の比較出力信号ＣＯＭとに応答して、通電相指示出力信号Ｄｍｏｄｅを生成する。従って、通電相デコーダ５１６は、誘起電圧検出部３とＡ／Ｄ変換部４とによって生成されるモータ(ＭＴ)１のＵ相とＶ相とＷ相の各相の加算誘起電圧の極性を判定して更に所定の基準値Ｖ_ＴＨのレベルよりも大きいか小さいかを判定する。このようにして、誘起電圧判定部５１は、モータ(ＭＴ)１のＵ相とＶ相とＷ相とのプルアップおよびプルダウンの通電相を示す出力信号Ｄｍｏｄｅを生成する。

《ロータの位置の特定》
図６は、図１と図５に示した本発明の実施の形態１によるモータ駆動制御装置におけるモータ(ＭＴ)１の３相のステータコイルＬＵ、ＬＶ、ＬＷの逆起電圧Ｂ−ｅｍｆ(Ｕ)、Ｂ−ｅｍｆ(Ｖ)、Ｂ−ｅｍｆ(Ｗ)と３相の加算誘起電圧(Ｖｍｕ＋)＋(Ｖｍｕ−)、(Ｖｍｖ＋)＋(Ｖｍｖ−)、(Ｖｍｗ＋)＋(Ｖｍｗ−)と絶対値回路５１４の絶対値出力ＡＤＣＯＵＴの波形を示す図である。

図６の下部のテーブルに示したように、３相の加算誘起電圧の極性情報(正／負)の組み合わせから、電気角６０°ステップでロータの位置を特定することが可能となる。例えは、Ｕ相とＶ相とＷ相の加算誘起電圧の極性が(正、正、負)である場合には、ロータは電気角で０〜６０°の位置であることが特定されて、Ｕ相からＶ相へ駆動電流を通電することによって、正転トルクが発生してロータを正転させることが可能となる。

上述したように、図１と図５に示した本発明の実施の形態１によるモータ駆動制御装置の誘起電圧判定部５１によって判定された３相の加算誘起電圧の極性情報に基づきモータ(ＭＴ)１の初期加速の通電開始相が決定されるので、次のモータ(ＭＴ)１の初期加速ではこの決定された通電開始相への通電が開始される。

更に、図６に示したように、３相の加算誘起電圧(Ｖｍｕ＋)＋(Ｖｍｕ−)、(Ｖｍｖ＋)＋(Ｖｍｖ−)、(Ｖｍｗ＋)＋(Ｖｍｗ−)に対応する絶対値回路５１４の絶対値出力ＡＤＣＯＵＴが所定の基準値Ｖ_ＴＨに到達することによって、通電相の切り替えが行われ、モータ(ＭＴ)１の初期加速が行われる。

《初期加速のための駆動電圧発生器》
図７は、図１に示した本発明の実施の形態１によるモータ駆動制御装置の駆動電圧発生器６Ｃの構成を示す図である。

図７に示した駆動電圧発生器６Ｃは、上述の初期加速の正転トルクを決定するための駆動電圧ＶＤＲＶを生成するものである。

図７に示したように、駆動電圧発生器６Ｃは、デジタル減算器６Ｃ１とデジタル位相補償器６Ｃ２とデジタルクランプ回路６Ｃ３とデジタル乗算器６Ｃ４とによって構成されている。

デジタル減算器６Ｃ１においては、パラメータ設定レジスタ７Ａから供給される電流指示の値からＡ／Ｄコンバータ４Ｂの出力ＡＤＣＯＵＴの電流検出デジタル信号が減算される。従って、Ａ／Ｄコンバータ４Ｂの出力ＡＤＣＯＵＴの電流検出デジタル信号とパラメータ設定レジスタ７Ａから供給される電流指示の値の誤差に対応するデジタル誤差出力信号がデジタル減算器６Ｃ１から、デジタル位相補償器６Ｃ２の入力端子に供給される。

デジタル位相補償器６Ｃ２はデジタル減算器６Ｃ１から供給されるデジタル誤差出力信号のデジタル積分処理を実行することによって、デジタル位相補償器６Ｃ２の出力端子からは上述した初期加速の正転トルクを決定するＰＷＭ駆動のデューティを指示するデジタルＰＷＭデューティ出力信号ＰＷＭ Ｄｕｔｙが生成される。

デジタルクランプ回路６Ｃ３には、パラメータ設定レジスタ７ＡからＰＷＭデューティ上限値が例えば、８０％であることを示したＰＷＭデューティ上限クランプ信号ＣＬＰＷＭと初期加速制御部５のシーケンサ５３からハイレベルのクランプイネーブル信号ＣＬＥＮＡとデジタル位相補償器６Ｃ２からデジタルＰＷＭデューティ出力信号ＰＷＭ Ｄｕｔｙとが供給される。その結果、デジタルＰＷＭデューティ出力信号ＰＷＭ Ｄｕｔｙが指示するＰＷＭ駆動のデューティがＰＷＭデューティ上限値８０％未満である場合には、８０％未満のデジタルＰＷＭデューティ出力信号ＰＷＭ Ｄｕｔｙが、デジタルクランプ回路６Ｃ３の出力端子から生成される。一方、デジタルＰＷＭデューティ出力信号ＰＷＭ Ｄｕｔｙが指示するＰＷＭ駆動のデューティがＰＷＭデューティ上限値８０％よりも大きい場合には、ＰＷＭデューティ上限クランプ信号ＣＬＰＷＭによって指示されるＰＷＭデューティ上限値の８０％が、デジタルクランプ回路６Ｃ３の出力端子から生成される。また、ローレベルのクランプイネーブル信号ＣＬＥＮＡが初期加速制御部５のシーケンサ５３からデジタルクランプ回路６Ｃ３に供給される場合には、０％〜１００％の範囲のデューティを有するデジタルＰＷＭデューティ出力信号ＰＷＭ Ｄｕｔｙが、クランプされずに直接、デジタルクランプ回路６Ｃ３の出力端子から生成される。

デジタル乗算器６Ｃ４は、デジタルクランプ回路６Ｃ３のデジタル出力信号とＰＷＭ周期カウント数とを乗算することによって、デジタル駆動電圧ＶＤＲＶを生成する。

ＰＷＭ変調器６Ｂは、駆動電圧発生器６Ｃのデジタル乗算器６Ｃ４から生成されるデジタル駆動電圧ＶＤＲＶに応答して、デジタル駆動電圧ＶＤＲＶによって指定されたデューティに対応するＰＷＭ信号を出力駆動制御部６Ａの入力端子に供給する。

その結果、ハイレベルのクランプイネーブル信号ＣＬＥＮＡがデジタルクランプ回路６Ｃ３に供給されている場合には、ＰＷＭ変調器６Ｂから生成されるＰＷＭ信号はＰＷＭデューティ上限値の８０％未満となる。一方、ローレベルのクランプイネーブル信号ＣＬＥＮＡがデジタルクランプ回路６Ｃ３に供給されている場合には、ＰＷＭ変調器６Ｂから生成されるＰＷＭ信号は０％〜１００％の範囲のデューティとなる。

出力駆動制御部６Ａから生成されるＰＷＭ駆動制御信号ＵＰＷＭ、ＶＰＷＭ、ＷＰＷＭのデューティは、ＰＷＭ変調器６Ｂから生成されるＰＷＭ信号のデューティで決定され、初期加速制御部５の初期加速出力信号ＵＰＯＮ、ＵＮＯＮ、ＶＰＯＮ、ＶＮＯＮ、ＷＰＯＮ、ＷＮＯＮによって出力駆動制御部６ＡからＰＷＭ駆動制御信号を出力する相が選択される。

その結果、ハイレベルのクランプイネーブル信号ＣＬＥＮＡがデジタルクランプ回路６Ｃ３に供給されている場合には、ＰＷＭ駆動制御信号ＵＰＷＭ、ＶＰＷＭ、ＷＰＷＭのデューティはＰＷＭデューティ上限値の８０％未満のデジタルＰＷＭデューティ出力信号ＰＷＭ Ｄｕｔｙに対応するものとなる。一方、ローレベルのクランプイネーブル信号ＣＬＥＮＡがデジタルクランプ回路６Ｃ３に供給されている場合には、ＰＷＭ駆動制御信号ＵＰＷＭ、ＶＰＷＭ、ＷＰＷＭのデューティは０％〜１００％の範囲のデューティを有するデジタルＰＷＭデューティ出力信号ＰＷＭ Ｄｕｔｙに対応するものとなる。

出力ドライバ８のパワーＭＯＳＦＥＴを通電したモータ駆動電流Ｉ_SENSEは、電流検出部９Ａの直流シャント抵抗Ｒsnsにより電圧に変換され、この電圧はセンス増幅器９Ｂにより増幅され、センス増幅器９Ｂの電流検出電圧ＣＲＮＴＯＵＴはＡ／Ｄ変換部４のＡ／Ｄコンバータ４Ｂに供給される。Ａ／Ｄコンバータ４Ｂの出力ＡＤＣＯＵＴの電流検出デジタル信号は、駆動電圧発生器６Ｃのデジタル減算器６Ｃ１に供給される。

《初期加速のための通電開始》
図８は図１に示した本発明の実施の形態１による初期加速のための通電開始時におけるモータ駆動制御装置のＰＷＭ変調器６Ｂおよび出力駆動制御部６Ａの構成を示す図である。

図８に示すように、ＰＷＭ変調器６Ｂは、減算器６Ｂ１、加算器６Ｂ２、ＰＷＭ周期カウンタ６Ｂ３、除算器６Ｂ４、比較器６Ｂ５、６Ｂ６、ＡＮＤ回路６Ｂ７によって構成されている。駆動電圧発生器６Ｃから生成されるデジタル駆動電圧ＶＤＲＶは減算器６Ｂ１と加算器６Ｂ２とに供給され、ＰＷＭ周期カウント数は減算器６Ｂ１とＰＷＭ周期カウンタ６Ｂ３に供給され、ＰＷＭ周期カウンタ６Ｂ３はＰＷＭ周期カウント数に応答してカウント出力ＣＮＴを生成する。減算器６Ｂ１によるデジタル駆動電圧ＶＤＲＶとＰＷＭ周期カウント数との減算結果は除算器６Ｂ４によって１／２のデジタル値のＰＳＴ信号に変換され、ＰＳＴ信号は加算器６Ｂ２と比較器６Ｂ６とに供給され、加算器６Ｂ２でのデジタル駆動電圧ＶＤＲＶとＰＳＴ信号の加算によるＰＥＤ信号が比較器６Ｂ５に供給される。ＰＷＭ周期カウンタ６Ｂ３からのカウント出力ＣＮＴは比較器６Ｂ５、６Ｂ６に供給されているので、比較器６Ｂ５、６Ｂ６はカウント出力ＣＮＴとＰＥＤ信号、ＰＳＴ信号とのデジタル比較を実行する。比較器６Ｂ５、６Ｂ６のデジタル比較結果はＡＮＤ回路６Ｂ７の２個の入力端子に供給され、ＡＮＤ回路６Ｂ７の出力端子からＰＷＭ変調器６Ｂの出力のＰＷＭ信号が生成される。

図８に示すように、出力駆動制御部６Ａは、ＡＮＤ回路６Ａ１、６Ａ３、６Ａ５とＮＯＲ回路６Ａ２、６Ａ４、６Ａ６によって構成されている。出力駆動制御部６ＡのＡＮＤ回路６Ａ１、６Ａ３、６Ａ５とＮＯＲ回路６Ａ２、６Ａ４、６Ａ６の複数の入力端子には、初期加速制御部５のデコーダ５２から生成される初期加速出力信号ＵＰＯＮ、ＵＮＯＮ、ＶＰＯＮ、ＶＮＯＮ、ＷＰＯＮ、ＷＮＯＮが供給される。出力駆動制御部６ＡのＡＮＤ回路６Ａ１、６Ａ３、６Ａ５とＮＯＲ回路６Ａ２、６Ａ４、６Ａ６の複数の出力端子からは、出力駆動制御部６Ａの出力制御信号ＵＰＷＭ、ＵＨＩＺ、ＶＰＷＭ、ＶＨＩＺ、ＷＰＷＭ、ＷＨＩＺが生成される。

初期加速出力信号ＵＰＯＮがハイレベル“１”の場合には、ＰＷＭ変調器６Ｂの出力のＰＷＭ信号は出力駆動制御部６ＡのＡＮＤ回路６Ａ１によって選択され、ＡＮＤ回路６Ａ１の出力端子から出力制御信号ＵＰＷＭがＰＷＭ選択出力信号として生成される。従って、出力駆動制御部６ＡのＰＷＭ選択出力信号としての出力制御信号ＵＰＷＭに応答して図１に示した出力トライバ８のＵ相のプルダウンパワーＭＯＳＦＥＴＭ４がＰＷＭ駆動によってオン状態に制御され、Ｕ相のモータ(ＭＴ)１の通電が実行される。初期加速出力信号ＵＰＯＮ、ＵＮＯＮの両者がローレベル“０”の場合には、ＡＮＤ回路６Ａ１から出力制御信号ＵＰＷＭがＰＷＭ選択出力信号として生成されずに、ＮＯＲ回路６Ａ２の出力端子からは出力制御信号ＵＨＩＺが生成される。従って、出力駆動制御部６ＡのＰＷＭ非選択出力信号としての出力制御信号ＵＨＩＺに応答して、図１に示した出力トライバ８のＵ相のプルアップパワーＭＯＳＦＥＴＭ１とプルダウンパワーＭＯＳＦＥＴＭ４とがオフ状態に制御され、Ｕ相のモータ(ＭＴ)１の通電は実行されない。

初期加速出力信号ＶＰＯＮがハイレベル“１”の場合には、ＰＷＭ変調器６Ｂの出力のＰＷＭ信号は出力駆動制御部６ＡのＡＮＤ回路６Ａ３によって選択され、ＡＮＤ回路６Ａ３の出力端子から出力制御信号ＶＰＷＭがＰＷＭ選択出力信号として生成される。従って、出力駆動制御部６ＡのＰＷＭ選択出力信号としての出力制御信号ＵＰＷＭに応答して図１に示した出力トライバ８のＶ相のプルダウンパワーＭＯＳＦＥＴＭ５がＰＷＭ駆動によってオン状態に制御され、Ｖ相のモータ(ＭＴ)１の通電が実行される。初期加速出力信号ＶＰＯＮ、ＶＮＯＮの両者がローレベル“０”の場合には、ＡＮＤ回路６Ａ３から出力制御信号ＶＰＷＭがＰＷＭ選択出力信号として生成されずに、ＮＯＲ回路６Ａ４の出力端子からは出力制御信号ＶＨＩＺが生成される。従って、出力駆動制御部６ＡのＰＷＭ非選択出力信号としての出力制御信号ＶＨＩＺに応答して、図１に示した出力トライバ８のＶ相のプルアップパワーＭＯＳＦＥＴＭ２とプルダウンパワーＭＯＳＦＥＴＭ５とがオフ状態に制御され、Ｖ相のモータ(ＭＴ)１の通電は実行されない。

初期加速出力信号ＷＰＯＮがハイレベル“１”の場合には、ＰＷＭ変調器６Ｂの出力のＰＷＭ信号は出力駆動制御部６ＡのＡＮＤ回路６Ａ５によって選択され、ＡＮＤ回路６Ａ５の出力端子から出力制御信号ＷＰＷＭがＰＷＭ選択出力信号として生成される。従って、出力駆動制御部６ＡのＰＷＭ選択出力信号としての出力制御信号ＷＰＷＭに応答して図１に示した出力トライバ８のＷ相のプルダウンパワーＭＯＳＦＥＴＭ６がＰＷＭ駆動によってオン状態に制御され、Ｗ相のモータ(ＭＴ)１の通電が実行される。初期加速出力信号ＷＰＯＮ、ＷＮＯＮの両者がローレベル“０”の場合には、ＡＮＤ回路６Ａ５から出力制御信号ＷＰＷＭがＰＷＭ選択出力信号として生成されずに、ＮＯＲ回路６Ａ６の出力端子からは出力制御信号ＷＨＩＺが生成される。従って、出力駆動制御部６ＡのＰＷＭ非選択出力信号としての出力制御信号ＷＨＩＺに応答して、図１に示した出力トライバ８のＷ相のプルアップパワーＭＯＳＦＥＴＭ３とプルダウンパワーＭＯＳＦＥＴＭ６とがオフ状態に制御され、Ｗ相のモータ(ＭＴ)１の通電は実行されない。

以上、説明したように初期加速制御部５のデコーダ５２から生成される初期加速出力信号ＵＰＯＮ、ＵＮＯＮ、ＶＰＯＮ、ＶＮＯＮ、ＷＰＯＮ、ＷＮＯＮに出力駆動制御部６Ａが応答して、３相のモータ(ＭＴ)１の通電を実行して初期加速を行うものである。

図９は、図８に示した本発明の実施の形態１による初期加速のための通電開始時におけるモータ駆動制御装置のＰＷＭ変調器６Ｂおよび出力駆動制御部６Ａの動作を説明するための波形図である。

図９には、減算器６Ｂ１とＰＷＭ周期カウンタ６Ｂ３に供給されるＰＷＭ周期カウント数と、加算器６Ｂ２での加算によるＰＥＤ信号と、ＰＷＭ周期カウンタ６Ｂ３のカウント出力ＣＮＴと、除算器６Ｂ４によるＰＳＴ信号と、ＡＮＤ回路６Ｂ７の出力端子から生成されるＰＷＭ変調器６Ｂの出力のＰＷＭ信号が示されている。

図９の一番左に示すように、カウント出力ＣＮＴのレベルが低レベルのＰＳＴ信号より高くまた高レベルのＰＥＤ信号よりも低い場合には、比較器６Ｂ６の出力はハイレベル“１”となり、比較器６Ｂ５の出力ｍハイレベル“１”となるので、ＰＷＭ変調器６Ｂの出力のＰＷＭ信号もハイレベル“１”となる。

図９の左から２番目に示すように、カウント出力ＣＮＴのレベルが低レベルのＰＳＴ信号より高く更に高レベルのＰＥＤ信号よりも高い場合には、比較器６Ｂ６の出力はハイレベル“１”となり、比較器６Ｂ５の出力はローレベル“０”となるので、ＰＷＭ変調器６Ｂの出力のＰＷＭ信号はローレベル“０”となる。

図９の左から３番目に示すように、カウント出力ＣＮＴのレベルが低レベルのＰＳＴ信号より低く更に高レベルのＰＥＤ信号よりも低い場合には、比較器６Ｂ６の出力はローレベル“０”となり、比較器６Ｂ５の出力はハイレベル“１”となるので、ＰＷＭ変調器６Ｂの出力のＰＷＭ信号はローレベル“０”となる。

図９の左から４番目に示すように、カウント出力ＣＮＴのレベルが低レベルのＰＳＴ信号より高くまた高レベルのＰＥＤ信号よりも低い場合には、比較器６Ｂ６の出力はハイレベル“１”となり、比較器６Ｂ５の出力はハイレベル“１”となるので、ＰＷＭ変調器６Ｂの出力のＰＷＭ信号はハイレベル“１”となる。

図９の左から５番目に示すように、カウント出力ＣＮＴのレベルが低レベルのＰＳＴ信号より高く更に高レベルのＰＥＤ信号よりも高い場合には、比較器６Ｂ６の出力はハイレベル“１”となり、比較器６Ｂ５の出力はローレベル“０”となるので、ＰＷＭ変調器６Ｂの出力のＰＷＭ信号はローレベル“０”となる。

図９の左から６番目に示すように、カウント出力ＣＮＴのレベルが低レベルのＰＳＴ信号より低く更に高レベルのＰＥＤ信号よりも低い場合には、比較器６Ｂ６の出力はローレベル“０”となり、比較器６Ｂ５の出力はハイレベル“１”となるので、ＰＷＭ変調器６Ｂの出力のＰＷＭ信号はローレベル“０”となる。

図９の一番右に示すように、カウント出力ＣＮＴのレベルが低レベルのＰＳＴ信号より高くまた高レベルのＰＥＤ信号よりも低い場合には、比較器６Ｂ６の出力はハイレベル“１”となり、比較器６Ｂ５の出力はハイレベル“１”となるので、ＰＷＭ変調器６Ｂの出力のＰＷＭ信号はハイレベル“１”となる。

従って図９に示すように、ＰＷＭ変調器６Ｂの出力のＰＷＭ信号のハイレベル“１”の期間(デューティ)は、駆動電圧発生器６Ｃから生成されるデジタル駆動電圧ＶＤＲＶによって決定される。しかし、駆動電圧発生器６Ｃから生成されるデジタル駆動電圧ＶＤＲＶがＰＷＭ周期カウント数と等しくなると、ＰＳＴ信号はゼロとなって、ＰＥＤ信号はデジタル駆動電圧ＶＤＲＶ、すなわちＰＷＭ周期カウント数となるので、ＰＷＭ変調器６Ｂの出力のＰＷＭ信号のデューティが１００％となる危険性がある。

その結果、このような場合にはモータ(ＭＴ)１の非通電相に発生する誘起電圧は図１４(Ｂ)に示したように、ＰＷＭ信号のデューティが１００％では発生しないため、誘起電圧判定部５１が所定の基準値Ｖ_ＴＨのレベルより大きいか小さいかの判定が不可能となる。その結果、誘起電圧判定部５１の出力からモータ(ＭＴ)１のＵ相とＶ相とＷ相のプルアップおよびプルダウンの通電相を示す出力信号Ｄｍｏｄｅが切り替わらなくなり、モータ(ＭＴ)１を確実に起動することが困難となる。

このような状況において、初期加速のための通電開始動作のために、図１と図７に示した本発明の実施の形態１によるモータ駆動制御装置においては、初期加速制御部５のシーケンサ５３からクランプイネーブル信号ＣＬＥＮＡが駆動電圧発生器６Ｃに供給されて、パラメータ設定レジスタ７ＡからＰＷＭデューティ上限クランプ信号ＣＬＰＷＭが駆動電圧発生器６Ｃに供給される。

クランプイネーブル信号ＣＬＥＮＡは、誘起電圧検出部３による初期ロータ位置の特定後での初期加速のための通電開始時における出力駆動制御部６Ａから生成されるＰＷＭ駆動制御信号ＵＰＷＭ、ＶＰＷＭ、ＷＰＷＭのデューティの増大をクランプ可能とする。ＰＷＭデューティ上限クランプ信号ＣＬＰＷＭは、クランプイネーブル信号ＣＬＥＮＡによって可能となったＰＷＭ駆動制御信号ＵＰＷＭ、ＶＰＷＭ、ＷＰＷＭのデューティクランプ動作におけるＰＷＭデューティ上限値を指定するための信号である。

従って、初期加速制御部５のシーケンサ５３からハイレベルのクランプイネーブル信号ＣＬＥＮＡが駆動電圧発生器６Ｃに供給されて、パラメータ設定レジスタ７ＡからＰＷＭデューティ上限値が例えば８０％を示したＰＷＭデューティ上限クランプ信号ＣＬＰＷＭが駆動電圧発生器６Ｃに供給される場合を想定する。Ａ／Ｄコンバータ４Ｂの出力ＡＤＣＯＵＴの電流検出デジタル信号とパラメータ設定レジスタ７Ａから供給される電流指示の値の誤差が駆動電圧発生器６Ｃにより計算され、この誤差に対応する駆動電圧ＶＤＲＶが駆動電圧発生器６Ｃの出力からＰＷＭ変調器６Ｂの入力に供給されるが、その最大値が８０％に制限される。

図９に示したように、駆動電圧発生器６Ｃは最大値が８０％に制限されデジタル駆動電圧ＶＤＲＶを生成することによって、ＰＷＭ変調器６Ｂはデューティが８０％に制限されたＰＷＭ信号を出力駆動制御部６Ａの入力に供給する。その結果、出力駆動制御部６Ａから生成されるＰＷＭ駆動制御信号ＵＰＷＭ、ＶＰＷＭ、ＷＰＷＭのデューティの増加の上限が、ＰＷＭデューティ上限クランプ信号ＣＬＰＷＭによって指定された８０％にクランプされることが可能となる。

その結果、図１と図７に示した本発明の実施の形態１によるモータ駆動制御装置によれば、図９に示した波形図において、ＰＷＭ変調器６Ｂから生成されるＰＷＭ信号のデューティがＰＷＭデューティ上限クランプ信号ＣＬＰＷＭにより指定された数値、例えば８０％にクランプされるようになる。従って、図１と図７とに示した本発明の実施の形態１によるモータ駆動制御装置によれば、誘起電圧判定部５１が所定の基準値Ｖ_ＴＨのレベルより大きいか小さいかの判定が可能となる。その結果、誘起電圧判定部５１の出力からモータ(ＭＴ)１のＵ相とＶ相とＷ相のプルアップおよびプルダウンの通電相を示す出力信号Ｄｍｏｄｅが確実に切り替わり、モータ(ＭＴ)１を安定に起動することが可能となる。

《動作シーケンス》
図１０は、図１と図７に示した本発明の実施の形態１によるモータ駆動制御装置によって実行される３相センスによるロータの位置特定動作と初期加速のための通電動作との動作シーケンスを説明する図である。

図１０に示したように、パラメータ設定レジスタ７Ａから供給される３相のモータ(ＭＴ)１の回転開始のスタート信号Ｓｔａｒｔのハイレベルと誘起電圧検出部３による３相の誘起電圧の検出動作を指示するハイレベルのセンス信号SENSEとに応答して、３相センスによるロータの位置特定動作が開始される。

図１０の拡大図には、３相センスによるロータの位置特定動作の詳細が示されている。

最初のＵ相センスでは、Ｕ相とＶ相とＷ相の３相が全て出力ハイインピーダンス状態Ｈｉ−Ｚとされた後に、オフセットキャリブレーションが実行される。その後に、Ｖ相からＷ相に短いパルス電流が順方向に流されることにより非通電相のＵ相に生成される誘起電圧Ｖｍｕ＋が測定される。再びＵ相とＶ相とＷ相の３相が全て出力ハイインピーダンス状態Ｈｉ−Ｚとされた後に、Ｗ相からＶ相へ短いパルス電流が逆方向に流されることにより非通電相のＵ相に生成される誘起電圧Ｖｍｕ−が測定される。このようにして、Ｕ相の和のデジタル誘起電圧(Ｖｍｕ＋)＋(Ｖｍｕ−)が測定されることが可能となる。

その他のＶ相センスとＷ相センスに関しても、上述したＵ相センスと全く同様に出力ハイインピーダンス状態Ｈｉ−Ｚとオフセットキャリブレーションと誘起電圧センスと出力ハイインピーダンス状態Ｈｉ−Ｚとオフセットキャリブレーションと誘起電圧センスとによって、Ｖ相の和のデジタル誘起電圧(Ｖｍｖ＋)＋(Ｖｍｖ−)とＷ相の和のデジタル誘起電圧(Ｖｍｗ＋)＋(Ｖｍｗ−)とが測定されることが可能となる。

図６の下部のテーブルで説明したように、Ｕ相とＶ相とＷ相との各相の和のデジタル誘起電圧の極性情報(正／負)によって初期ロータ位置を特定して更に正転トルクを発生してロータを正転させるための通電開始相を決定する。

初期加速のための１回目の通電動作では、上述のように決定された通電開始相の２つのステータコイルにＰＷＭ駆動電流が通電されて、１回目の初期加速が実行される。この１回目の通電動作のＰＷＭ駆動中も、非通電相に発生する誘起電圧が検出される。すなわち、図６で説明したように３相の加算誘起電圧(Ｖｍｕ＋)＋(Ｖｍｕ−)、(Ｖｍｖ＋)＋(Ｖｍｖ−)、(Ｖｍｗ＋)＋(Ｖｍｗ−)に対応する絶対値回路５１４の絶対値出力ＡＤＣＯＵＴが所定の基準値Ｖ_ＴＨに到達することによって、通電相の切り替えが行われて、モータ(ＭＴ)１の初期加速が行われる。この１回目の通電動作の絶対値出力ＡＤＣＯＵＴが所定の基準値Ｖ_ＴＨに到達することにより１回目の通電相の切り替えが行われ、初期加速のための２回目の通電動作のＰＷＭ駆動が開始される。この２回目の通電動作のＰＷＭ駆動中も非通電相に発生する誘起電圧が検出され、２回目の通電動作の絶対値出力ＡＤＣＯＵＴが所定の基準値Ｖ_ＴＨに到達することにより２回目の通電相の切り替えが行われて、初期加速のための３回目の通電動作のＰＷＭ駆動が開始される。

図１と図５と図７とに示した本発明の実施の形態１によるモータ駆動制御装置によれば、図１０に示した初期加速のための動作シーケンスにおいて、Ｕ相とＶ相とＷ相との各相のＰＷＭ駆動のデューティの上限値を１００％以下の任意の値に可変設定することが可能となる。その結果、誘起電圧判定部５１がモータ(ＭＴ)１のＵ、Ｖ、Ｗ各相の誘起電圧の極性判定と所定の基準値Ｖ_ＴＨのレベルとの大小判定が可能となって、通電相を示す出力信号Ｄｍｏｄｅが確実に生成され、モータ(ＭＴ)１を確実に起動することが可能となる。

すなわち、パラメータ設定レジスタ７ＡからＰＷＭデューティ上限クランプ信号ＣＬＰＷＭとシーケンサ５３からハイレベルのクランプイネーブル信号ＣＬＥＮＡとが、駆動電圧発生器６Ｃに供給される。従って、ＰＷＭデューティ上限値を例えば、８０％に設定するＰＷＭデューティ上限クランプ信号ＣＬＰＷＭが駆動電圧発生器６Ｃに供給されることによって、ＰＷＭ駆動のデューティの上限値を任意に可変設定することが可能となるものである。

図１０に示した動作シーケンスの３回目の通電動作のＰＷＭ駆動が完了すると、初期加速から最終加速に加速動作が切り替えられる。この切り替えは、モータ(ＭＴ)１の回転数が所定値に到達したことを検出することで実行可能であり、またスタート信号ＳＴＡＲＴのローレベルからハイレベルへの変化タイミングまたはセンス信号SENSEのハイレベルからローレベルへの変化タイミングから所定時間が経過したことを検出することで実行可能である。

切り替えの後の最終加速では、例えば図１に示した本発明の実施の形態１によるモータ駆動制御装置では、誘起電圧検出部３は図３に示した逆起電圧と図４に示した正規化誘起電圧の合成電圧を検出するようになる。その結果、初期加速制御部５の誘起電圧判定部５１は上述した合成電圧の絶対値が所定の基準値Ｖ_ＴＨに到達することで、通電相の切り替えを行い、モータ(ＭＴ)１の最終加速が実行されるものである。この最終加速の動作期間では、シーケンサ５３から駆動電圧発生器６Ｃに供給されるクランプイネーブル信号ＣＬＥＮＡはローレベルとされる。従って、ローレベルのクランプイネーブル信号ＣＬＥＮＡに応答して駆動電圧発生器６Ｃは、０％〜１００％の範囲のデューティを有するデジタルＰＷＭデューティ出力信号ＰＷＭ Ｄｕｔｙをクランプせずに直接、デジタルクランプ回路６Ｃ３の出力端子に生成するものとなる。

デューティが１００％になった場合でも最終加速では逆起電圧を検出することになるため問題なく加速を行うことができ、またデューティの制限もなくなることから、大きな加速トルクによってモータ(ＭＴ)１の最終加速が安定に行うことが可能となるものとなる。

［実施の形態２］
《モータ駆動制御装置の改良構成》
図１と図５と図７とに示した本発明の実施の形態１によるモータ駆動制御装置によれば、温度が発熱等により上昇するか、電源電圧が低下する等の原因によって、初期加速の途中でモータ(ＭＴ)１のＵ相とＶ相とＷ相との各相の誘起電圧が所定の基準値Ｖ_ＴＨのレベルに到達しなくなり、通電相の切り替えが不可能となり、初期加速が中断され、モータ(ＭＴ)１の起動が失敗する可能性を否定できない。

以下に説明する本発明の実施の形態２は、上述したモータ(ＭＴ)１の起動が失敗すると言う可能性を低減するのに有効な技術である。

図１１は、図１に示したモータ駆動制御装置の初期加速制御部５の誘起電圧判定部５１の本発明の実施の形態２による構成を示す図である。

図５に示した本発明の実施の形態１による誘起電圧判定部５１と比較すると、図１１に示す本発明の実施の形態２による誘起電圧判定部５１には基準値切り替え回路５１７が追加されている。

図１１に示す本発明の実施の形態２によれば、絶対値回路５１４の絶対値出力ＡＤＣＯＵＴが所定の基準値Ｖ_ＴＨのレベルに到達しなくなったような場合には、絶対値回路５１４の極性判定信号ＰＯＬの切り替りによって通常の通電相より１つ進んだ通電相に切り替えるように構成する。またその際に基準値切り替え回路５１７は所定の基準値Ｖ_ＴＨのレベルよりも低レベルのサブ基準値Ｖ_{ＴＨＳＵＢ}を比較器５１５の反転入力端子−に供給するように構成する。所定の基準値Ｖ_ＴＨに到達できない際の極性判定信号ＰＯＬの切り替わりは次の通電状態における切り替わりと一致するため、１つ進んだ通電相への切り替えでその後の検出相を正常に戻すことが可能になる。また、一度検出できなかったしきい値Ｖ_ＴＨよりも低レベルのサブ基準値Ｖ_{ＴＨＳＵＢ}に切り替えているため、図１１に示した本発明の実施の形態２によれば、絶対値回路５１４の絶対値出力ＡＤＣＯＵＴは低レベルのサブ基準値Ｖ_{ＴＨＳＵＢ}のレベルに到達するものとなり、通電相の切り替えが可能となり、初期加速が中断されず、モータ(ＭＴ)１の起動が失敗する可能性を低減することが可能となる。尚、図１１に示す本発明の実施の形態２による誘起電圧判定部５１では、比較器５１５の比較出力信号ＣＯＭと絶対値回路５１４の極性判定信号ＰＯＬとは通電相デコーダ５１６に供給される。

図１２は、図１１に示した本発明の実施の形態２による誘起電圧判定部５１を含んだ図１に示したモータ駆動制御装置におけるモータ(ＭＴ)１の３相のステータコイルＬＵ、ＬＶ、ＬＷの逆起電圧と３相の加算誘起電圧と絶対値回路５１４の絶対値出力ＡＤＣＯＵＴと比較出力信号ＣＯＭと極性判定信号ＰＯＬの波形を示す図である。

図１２に示したように、絶対値回路５１４からの絶対値出力ＡＤＣＯＵＴが所定の基準値Ｖ_ＴＨのレベルに到達している場合には、正常な比較出力信号ＣＯＭが比較器５１５から生成される。しかしながら、図１２に示すように絶対値回路５１４からの絶対値出力ＡＤＣＯＵＴが所定の基準値Ｖ_ＴＨのレベルに到達しなくなったような場合には、比較器５１５から正常な比較出力信号ＣＯＭが生成されなくなる。すなわち、電気角６０度のタイミングにおいて、比較器５１５から正常なハイレベルの比較出力信号ＣＯＭが生成されなくなる。

従って、例えば図１１に示した本発明の実施の形態２による誘起電圧判定部５１の通電相デコーダ５１６は、時間計測を実行することによって、所定のタイミングで比較器５１５から正常なハイレベルの比較出力信号ＣＯＭが供給されなくなったことを検出する。これに応答して通電相デコーダ５１６は、極性判定信号ＰＯＬの切り替りで通常の通電相より１つ進んだ通電相に切り替えるように動作する。また、通電相の切り替えの際に、基準値切り替え回路５１７は所定の基準値Ｖ_ＴＨのレベルよりも低レベルのサブ基準値Ｖ_{ＴＨＳＵＢ}を比較器５１５の反転入力端子−に供給するように構成する。

従って、図１２に示したように、何らかの異常によって絶対値回路５１４からの絶対値出力ＡＤＣＯＵＴが所定の基準値Ｖ_ＴＨのレベルに到達しなくなった場合においても、通電相の切り替えは極性判定信号ＰＯＬで行うことができ、極性判定信号ＰＯＬの切り替わりは次の通電状態における切り替わりと一致するため、１つ進んだ通電相への切り替えによってその後の検出相を正常に戻すことが可能になる。また、一度検出できなかったしきい値Ｖ_ＴＨよりも低レベルのサブ基準値Ｖ_{ＴＨＳＵＢ}に切り替えているため、絶対値回路５１４の絶対値出力ＡＤＣＯＵＴは低レベルのサブ基準値Ｖ_{ＴＨＳＵＢ}のレベルに到達するものとなり、その後の通電相の切り替えも可能となり、初期加速が中断されず、モータ(ＭＴ)１の起動が失敗する可能性を低減することが可能となる。

以上説明したように、図１１と図１２に示した本発明の実施の形態２によれば、初期加速の動作期間中に一時的な異常が発生した場合には、この異常なタイミングの相切り替えをスキップして比較器５１５の反転入力端子−に供給される基準レベルを所定の値からそれよりも低レベルのサブ基準値に切り替えられるものである。従って、その次のタイミングで絶対値回路５１４の絶対値出力ＡＤＣＯＵＴは低レベルのサブ基準値に到達して、通電相の切り替えが可能となり、初期加速が中断されず、モータ(ＭＴ)１の起動が失敗する可能性が低減されるものである。尚、絶対値回路５１４の絶対値出力ＡＤＣＯＵＴが低レベルのサブ基準値Ｖ_{ＴＨＳＵＢ}のレベルに所定回数分到達することを検出することに応答して、比較器５１５の反転入力端子−に供給される基準レベルを低レベルのサブ基準値Ｖ_{ＴＨＳＵＢ}から所定の基準値Ｖ_ＴＨのレベルに切り替えられるものである。

以上、本発明者によってなされた発明を種々の実施の形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。

例えば、出力ドライバ８に含まれたプルアップパワーＭＯＳＦＥＴＭ１、Ｍ２、Ｍ３はＮチャネルＭＯＳＦＥＴだけではなく、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴを使用することができる。

更に、出力ドライバ８に含まれたプルアップパワーＭＯＳＦＥＴＭ１、Ｍ２、Ｍ３とプルダウンプパワーＭＯＳＦＥＴＭ４、Ｍ５、Ｍ６とは、ＭＯＳＦＥＴだけではなく、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(ＩＧＢＴ)のパワートランジスタを使用することが可能である。

また更に上述した実施の形態では、３相直流モータを駆動制御するモータ駆動制御装置を例に説明したが、本発明はそれ以外に多相直流モータを駆動制御するモータ駆動制御装置に適用することも可能である。

更に本発明は、ハードディスク装置(ＨＤＤ)の磁気ディスクを回転させるためのスピンドルモータだけではなく、ハードディスク装置(ＨＤＤ)や光ディスク装置の冷却ファンモータを駆動制御するモータ駆動制御装置に適用することも可能である。

１…モータ(ＭＴ)
２…仮想中点生成部
３…誘起電圧検出部
４…Ａ／Ｄ変換部
５…初期加速制御部
５１…誘起電圧判定部
５２…デコーダ
５３…シーケンサ
６Ａ…出力駆動制御部
６Ｂ…ＰＷＭ変調器
６Ｃ…駆動電圧発生器
７Ａ…パラメータ設定レジスタ
７Ｂ…シリアルポート
８…出力ドライバ
９Ａ…電流検出部
９Ｂ…センス増幅器
ＵＰＷＭ、ＶＰＷＭ、ＷＰＷＭ…ＰＷＭ駆動制御信号
ＣＬＥＮＡ…クランプイネーブル信号
ＣＬＰＷＭ…ＰＷＭデューティ上限クランプ信号

Claims (18)

1. 電圧検出部と、Ａ／Ｄ変換部と、初期加速制御部と、出力駆動制御部と、出力ドライバと、電流検出部と、入力回路とを具備するモータ駆動制御装置であって、
   前記出力ドライバは、多相直流モータを駆動する複数のパワートランジスタと、前記複数のパワートランジスタの複数の入力電極を駆動する出力プリドライバとを含み、
   前記電流検出部は、前記多相直流モータに流れるモータ駆動電流を検出可能とされ、
   前記電流検出部によって検出される前記モータ駆動電流の検出情報は、前記Ａ／Ｄ変換部により電流検出デジタル信号に変換され、
   前記出力駆動制御部は、電流指示信号と前記電流検出デジタル信号との誤差が最小となるようなＰＷＭ駆動のためのＰＷＭ駆動出力信号を前記出力プリドライバに供給して、
   前記電圧検出部は、前記多相直流モータの各相のステータコイルに生成される誘起電圧を検出して、検出誘起電圧を生成することが可能とされ、
   前記初期加速制御部は、前記多相直流モータの起動時に動作状態に制御され、前記電圧検出部から生成される前記検出誘起電圧に応答して前記多相直流モータの初期加速のための通電相を指示する複数の初期加速出力信号を前記出力駆動制御部に供給して、
   前記初期加速制御部と前記出力駆動制御部と前記出力ドライバとは、前記多相直流モータの前記起動時に前記検出誘起電圧と前記誤差とにそれぞれ応答して前記通電相の切り替えと前記ＰＷＭ駆動によって前記多相直流モータの前記初期加速を行うものであり、
   前記初期加速の期間に前記出力駆動制御部から前記出力プリドライバに供給される前記ＰＷＭ駆動出力信号のデューティの上限値を制限するためのデューティ制御信号が、前記モータ駆動制御装置の外部から前記入力回路に供給される所望の制御信号に基づいて前記出力駆動制御部に供給可能とされた
   ことを特徴とするモータ駆動制御装置。
2. 請求項１において、
   前記電圧検出部から生成される前記検出誘起電圧は、前記Ａ／Ｄ変換部により誘起電圧検出デジタル信号に変換され、
   前記初期加速に先立って、前記初期加速制御部は前記多相直流モータの前記各相の前記誘起電圧検出デジタル信号の極性情報の組み合わせから前記多相直流モータのロータの位置を特定可能とされた
   ことを特徴とするモータ駆動制御装置。
3. 請求項２において、
   前記初期加速に先立って特定された前記ロータの位置に基づいて、前記初期加速制御部は前記初期加速のための最初の通電相を決定する
   ことを特徴とするモータ駆動制御装置。
4. 請求項３において、
   前記初期加速のための前記最初の通電相への通電の後に、前記誘起電圧検出デジタル信号が所定の基準値に到達することに応答して、前記初期加速制御部は前記通電相の前記切り替えを実行する
   ことを特徴とするモータ駆動制御装置。
5. 請求項４において、
   前記初期加速制御部は前記入力回路から供給される前記多相直流モータの回転開始のスタート信号に応答して、前記初期加速の期間にクランプ許可信号を生成して、
   前記初期加速の期間において、前記初期加速制御部から生成される前記クランプ許可信号に応答して、前記出力駆動制御部は前記出力プリドライバに供給する前記ＰＷＭ駆動出力信号の前記デューティの前記上限値を前記デューティ制御信号に従って設定する
   ことを特徴とするモータ駆動制御装置。
6. 請求項５において、
   前記初期加速制御部は、前記誘起電圧検出デジタル信号が所定のタイミングで前記所定の基準値に到達しないことを検出して、当該非到達の検出信号を生成して、
   前記初期加速制御部は、前記非到達の検出信号に応答して、前記所定の基準値のレベルよりも低レベルのサブ基準値を生成して、
   前記初期加速制御部は、前記誘起電圧検出デジタル信号が前記低レベルのサブ基準値に到達することに応答して、前記通電相の切り替えを実行する
   ことを特徴とするモータ駆動制御装置。
7. 請求項５において、
   前記所定の基準値は、前記モータ駆動制御装置の前記外部から前記入力回路を介して前記初期加速制御部に供給可能とされた
   ことを特徴とするモータ駆動制御装置。
8. 請求項５において、
   前記電圧検出部と前記Ａ／Ｄ変換部と前記初期加速制御部と前記出力駆動制御部と前記出力ドライバは、半導体集積回路の半導体チップに集積化されたことを特徴とするモータ駆動制御装置。
9. 請求項８において、
   前記半導体集積回路の前記半導体チップに集積化された前記電圧検出部と前記Ａ／Ｄ変換部と前記初期加速制御部と前記出力駆動制御部と前記出力ドライバはハードディスク装置の磁気ディスクを回転させるためのスピンドルモータとしての３相直流モータである前記多相直流モータを駆動可能とされた
   ことを特徴とするモータ駆動制御装置。
10. 電圧検出部と、Ａ／Ｄ変換部と、初期加速制御部と、出力駆動制御部と、出力ドライバと、電流検出部と、入力回路とを具備するモータ駆動制御装置の動作方法であって、
    前記出力ドライバは、多相直流モータを駆動する複数のパワートランジスタと、前記複数のパワートランジスタの複数の入力電極を駆動する出力プリドライバとを含み、
    前記電流検出部は、前記多相直流モータに流れるモータ駆動電流を検出可能とされ、
    前記電流検出部によって検出される前記モータ駆動電流の検出情報は、前記Ａ／Ｄ変換部により電流検出デジタル信号に変換され、
    前記出力駆動制御部は、電流指示信号と前記電流検出デジタル信号との誤差が最小となるようなＰＷＭ駆動のためのＰＷＭ駆動出力信号を前記出力プリドライバに供給して、
    前記電圧検出部は、前記多相直流モータの各相のステータコイルに生成される誘起電圧を検出して、検出誘起電圧を生成することが可能とされ、
    前記初期加速制御部は、前記多相直流モータの起動時に動作状態に制御され、前記電圧検出部から生成される前記検出誘起電圧に応答して前記多相直流モータの初期加速のための通電相を指示する複数の初期加速出力信号を前記出力駆動制御部に供給して、
    前記初期加速制御部と前記出力駆動制御部と前記出力ドライバとは、前記多相直流モータの前記起動時に前記検出誘起電圧と前記誤差とにそれぞれ応答して前記通電相の切り替えと前記ＰＷＭ駆動によって前記多相直流モータの前記初期加速を行うものであり、
    前記初期加速の期間に前記出力駆動制御部から前記出力プリドライバに供給される前記ＰＷＭ駆動出力信号のデューティの上限値を制限するためのデューティ制御信号が、前記モータ駆動制御装置の外部から前記入力回路に供給される所望の制御信号に基づいて前記出力駆動制御部に供給可能とされた
    ことを特徴とするモータ駆動制御装置の動作方法。
11. 請求項１０において、
    前記電圧検出部から生成される前記検出誘起電圧は、前記Ａ／Ｄ変換部により誘起電圧検出デジタル信号に変換され、
    前記初期加速に先立って、前記初期加速制御部は前記多相直流モータの前記各相の前記誘起電圧検出デジタル信号の極性情報の組み合わせから前記多相直流モータのロータの位置を特定可能とされた
    ことを特徴とするモータ駆動制御装置の動作方法。
12. 請求項１１において、
    前記初期加速に先立って特定された前記ロータの位置に基づいて、前記初期加速制御部は前記初期加速のための最初の通電相を決定する
    ことを特徴とするモータ駆動制御装置の動作方法。
13. 請求項１２において、
    前記初期加速のための前記最初の通電相への通電の後に、前記誘起電圧検出デジタル信号が所定の基準値に到達することに応答して、前記初期加速制御部は前記通電相の前記切り替えを実行する
    ことを特徴とするモータ駆動制御装置の動作方法。
14. 請求項１３において、
    前記初期加速制御部は前記入力回路から供給される前記多相直流モータの回転開始のスタート信号に応答して、前記初期加速の期間にクランプ許可信号を生成して、
    前記初期加速の期間において、前記初期加速制御部から生成される前記クランプ許可信号に応答して、前記出力駆動制御部は前記出力プリドライバに供給する前記ＰＷＭ駆動出力信号の前記デューティの前記上限値を前記デューティ制御信号に従って設定する
    ことを特徴とするモータ駆動制御装置の動作方法。
15. 請求項１４において、
    前記初期加速制御部は、前記誘起電圧検出デジタル信号が所定のタイミングで前記所定の基準値に到達しないことを検出して、当該非到達の検出信号を生成して、
    前記初期加速制御部は、前記非到達の検出信号に応答して、前記所定の基準値のレベルよりも低レベルのサブ基準値を生成して、
    前記初期加速制御部は、前記誘起電圧検出デジタル信号が前記低レベルのサブ基準値に到達することに応答して、前記通電相の切り替えを実行する
    ことを特徴とするモータ駆動制御装置の動作方法。
16. 請求項１４において、
    前記所定の基準値は、前記モータ駆動制御装置の前記外部から前記入力回路を介して前記初期加速制御部に供給可能とされた
    ことを特徴とするモータ駆動制御装置の動作方法。
17. 請求項１４において、
    前記電圧検出部と前記Ａ／Ｄ変換部と前記初期加速制御部と前記出力駆動制御部と前記出力ドライバは、半導体集積回路の半導体チップに集積化された
    ことを特徴とするモータ駆動制御装置の動作方法。
18. 請求項１７において、
    前記半導体集積回路の前記半導体チップに集積化された前記電圧検出部と前記Ａ／Ｄ変換部と前記初期加速制御部と前記出力駆動制御部と前記出力ドライバはハードディスク装置の磁気ディスクを回転させるためのスピンドルモータとしての３相直流モータである前記多相直流モータを駆動可能とされた
    ことを特徴とするモータ駆動制御装置の動作方法。

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