JPH0918313A - 負荷駆動回路の制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 本発明は、直流モータの速度制御を行うパル
ス幅変調駆動回路の制御方法に関し、モータの逆起電力
により生ずる電流による電力損失を抑制することができ
る直流モータ駆動回路の制御方法を提供することを目的
とする。 【構成】 駆動トランジスタ２０、４０のゲート２４、
４４にＰＷＭ信号を付与し、駆動トランジスタ１０、３
０のゲート１４、３４をアースに接続すると、駆動トラ
ンジスタ１０はオン、３０はオフに保持され、また、Ｐ
ＷＭ信号がハイレベルからローレベルに遷移する際、駆
動トランジスタ２０はオン状態に遷移する。このため、
直流モータ６０の逆起電力による電流は駆動トランジス
タ２０に流れ、駆動トランジスタ２０のソース・ドレイ
ン間に形成されたダイオード２２には殆ど流れない。こ
の結果、ダイオード２２における電力損失が抑制され
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、負荷駆動回路の制御方
法に係わり、特に負荷をパルス幅変調制御を用いて駆動
する負荷駆動回路の制御方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来より、直流モータの制御を行う場合
にＨブリッジで構成された駆動回路を用いて、パルス幅
変調（以下、ＰＷＭと称す）制御により直流モータの速
度を制御することが行われている。

【０００３】ＰＷＭ制御は、直流モータを駆動するスイ
ッチング素子のオン・オフをＰＷＭパルスによって制御
することにより、直流モータ駆動電流を制御するもので
ある。すなわち、直流モータの駆動電流を増加させる場
合にはスイッチング素子のオン時間を長く、減少させる
場合にはオン時間を短くする制御が行われる。かかるＰ
ＷＭ制御による直流モータ駆動回路の制御方法として
は、例えば特開平５−３８１８８に開示される技術が従
来より公知である。

【０００４】上記公報に開示される直流モータ駆動回路
の制御方法においては、直流モータに対して対角に接続
される２つのスイッチング素子からなるスイッチング素
子対を２組備えたＨブリッジ型の駆動回路が用いられて
いる。そして、直流モータの駆動方向に応じて選択され
たスイッチング素子対の一方のスイッチングトランジス
タをオン状態とし、他方をオン・オフ制御することによ
り、モータ駆動電流の制御が行われている。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】上記従来の直流モータ
制御回路の制御方法において、オン・オフ制御されるス
イッチングトランジスタがオン状態からオフ状態に遷移
する際、直流モータの端子両端には、逆起電力が生ず
る。かかる逆起電力からスイッチングトランジスタを保
護するため、Ｈブリッジ回路のスイッチングトランジス
タにはダイオードが並列に配設されている。これらのダ
イオードは、オフ状態とされたスイッチング素子にモー
タの逆起電力が作用した際に、その逆起電力に起因する
電流をバイパスして流通させることができるように配設
されている。かかる構成によれば、ＰＷＭ制御に伴って
モータに逆起電力が生じても、スイッチング素子に不当
な電圧が印加されることがなく、スイッチング素子を有
効に保護することができる。

【０００６】ところで、一般に、ダイオードに順方向電
流が流れる場合、ダイオードの両端子間には電圧降下が
生ずる。このため、上記従来の制御回路においては、電
流がダイオードを通って還流する時にダイオードにおい
て電力損失が生ずる。かかる電力損失が生ずると、制御
回路部からの発熱が増大するため、放熱処理など回路実
装上の構成が煩雑になるという問題が生ずる。さらに、
消費電力が増大するため、車載システムの様にバッテリ
ーが電源として用いられる場合には、バッテリー寿命に
影響を与えるという問題をも生ずる。上記従来の直流モ
ータ制御回路の制御方法は、前述の如き環流による電力
損失に伴うかかる問題を有するものであった。

【０００７】本発明は、上述の点に鑑みてなされたもの
であり、環流による電力損失を抑制することができる負
荷駆動回路の制御方法を提供することを目的とする。

【０００８】

【課題を解決するための手段】上記の目的は、負荷に対
して電気的に対角に接続される２つのスイッチング素子
からなる第１のスイッチング素子対及び第２のスイッチ
ング素子対を備えるＨブリッジ式の負荷駆動回路を制御
する方法において、前記負荷への通電方向に応じて、前
記第１のスイッチング素子対または前記第２のスイッチ
ング素子対のうちの一方の素子対を構成するスイッチン
グ素子のうち一方のスイッチング素子をオン状態とし、
前記オン状態とされた一方のスイッチング素子と対をな
す他方のスイッチング素子をオン・オフ制御し、前記負
荷に対して、前記オン状態とされた一方のスイッチング
素子と対向して接続される第３のスイッチング素子を、
前記他方のスイッチング素子と反転状態に制御すること
により達成される。

【０００９】

【作用】本発明において、他方のスイッチング素子がオ
ン状態の時、第３のスイッチング素子はオフ状態とされ
る。このため、負荷にはオン状態とされた一方のスイッ
チング素子と他方のスイッチング素子とを経由する所定
の方向の駆動電流が流れる。

【００１０】他方のスイッチング素子がオン状態からオ
フ状態に遷移されると、負荷に付与されていた駆動電圧
は所定値からゼロに変化する。このため、負荷の端子間
には逆起電力が生ずる。この際、第３のスイッチング素
子はオフ状態からオン状態に遷移される。このため、負
荷の逆起電力による環流電流は、第３のスイッチング素
子、オン状態とされた一方のスイッチング素子、及び負
荷を経由する経路を流通する。

【００１１】

【実施例】図１は本実施例で用いる直流モータ駆動回路
の回路図である。図１において、駆動用トランジスタ１
０、２０はｎチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ（以下、ｎＦ
ＥＴと称す）であり、それぞれゲート１４、２４がロー
レベルに設定されることによりオン状態となる。また、
駆動用トランジスタ３０、４０はｐチャネルパワーＭＯ
ＳＦＥＴ（以下、ｐＦＥＴと称す）であり、それぞれゲ
ート３４、４４がハイレベルに設定されることにより、
オン状態となる。

【００１２】駆動トランジスタ１０、２０、３０、４０
のゲート１４、２４、３４、４４は、スイッチ８０を介
してＰＷＭ信号発生器７５またはアース端子７６に接続
される。スイッチ８０は、駆動トランジスタ１０、３０
のゲート１４、３４をＰＷＭ信号発生器７５に接続し、
かつ、駆動トランジスタ２０、４０のゲート２４、４４
をアース端子７６に接続する第１の状態、及び、駆動ト
ランジスタ１０、３０のゲート１４、３４をアース端子
７６に接続し、かつ、駆動トランジスタ２０、４０のゲ
ート２４、４４をＰＷＭ信号発生器に接続する第２の状
態を形成する。この場合、ＰＷＭ信号発生器又はアース
端子７６に同時に接続される駆動トランジスタ１０と３
０、及び駆動トランジスタ２０と４０は、つねに互いに
異なるオン・オフ状態となるように制御される。

【００１３】駆動トランジスタ１０、２０のドレイン１
３、２３は共にＶ点を経由して電源５０に接続されてい
る。電源５０は直流モータ６０の定格駆動電圧を常時出
力する。また、駆動トランジスタ１０，２０のソース１
５、２５はそれぞれ図１中に示すＡ点及びＢ点を経由し
て駆動トランジスタ３０、４０のドレイン３３、４３に
接続されている。直流モータ６０はＡ点とＢ点との間に
接続されている。

【００１４】駆動トランジスタ１０、２０、３０、４０
のソース・ドレイン間には、それぞれダイオード１２、
２２、３２、４２が接続されている。本実施例において
は、ダイオード１２、２２、３２、４２をパワーＭＯＳ
ＦＥＴ内部に形成されるｐｎ接合により生ずる寄生ダイ
オードによって形成している。これらダイオード１２、
２２、３２、４２により駆動トランジスタ１０、２０、
３０、４０に過大な逆方向電圧が付与されることが防止
される。なお、駆動トランジスタ１０、２０、３０、４
０としてバイポーラ型トランジスタなど、かかる寄生ダ
イオードが形成されない素子が用いられる場合には、ダ
イオード１２、２２、３２、４２として外付ダイオード
を用いることで同様の構成を実現することができる。

【００１５】かかる構成の制御回路を用いて直流モータ
６０を正転方向に駆動する場合、すなわち、図１中のＡ
点からＢ点に向けて駆動電流を流す場合の制御方法を、
図２を参照しながら説明する。図２は直流モータ６０を
正転方向に駆動する場合のＰＷＭ信号発生器７５から出
力されるＰＷＭ信号及び駆動トランジスタ１０、２０、
３０、４０のゲート１４、２４、３４、４４への制御信
号のタイミングチャートである。なお、駆動トランジス
タ１０、２０は同図（Ｂ）、（Ｃ）に示す如く、ゲート
電圧がローレベル（Ｌ）の時にオン、ハイレベル（Ｈ）
の時にオフ状態となり、また、駆動トランジスタ３０、
４０はゲート電圧がＨの時にオン状態、Ｌの時にオフ状
態となる。

【００１６】直流モータ６０を正転方向に駆動する場
合、駆動トランジスタ２０及び４０のゲート２４及び４
４がＰＷＭパルス発生器７５の出力に接続され、駆動ト
ランジスタ１０及び３０のゲート１４及び３４がアース
に接続されるようにスイッチ８０を設定する。この場
合、ＰＷＭパルス発生器７５からのＰＷＭ信号に同期し
て、駆動トランジスタ１０、２０及び駆動トランジスタ
３０、４０のゲート電圧は、図２（Ｂ）、（Ｃ）、
（Ｄ）、（Ｅ）に示す如く変化する。

【００１７】図２（Ａ）の区間ａに示す如く、ＰＷＭ信
号がＨの時には駆動トランジスタ４０がオン状態とな
り、また、駆動トランジスタ２０はオフ状態となる。こ
の際、駆動トランジスタ１０はオン状態に、駆動トラン
ジスタ３０はオフ状態にそれぞれ保持されている。この
結果、電源５０、Ｖ点、駆動トランジスタ１０、Ａ点、
直流モータ６０、Ｂ点、駆動トランジスタ４０、Ｅ点、
アースなる順路で電流が流れ、直流モータ６０は正転す
る。

【００１８】また、図２（Ａ）の区間ｂに示す如く、Ｐ
ＷＭ信号がＬの時には駆動トランジスタ４０がオフ状態
となるため、直流モータ６０に付与される駆動電圧はゼ
ロとなる。従って、ＰＷＭ信号のデューティ比を変化さ
せることにより、直流モータ６０の駆動電流の平均値を
制御することができる。これにより、直流モータ６０の
回転速度を制御することができる。

【００１９】ＰＷＭパルスがＨからＬに遷移すると、駆
動トランジスタ４０はオン状態からオフ状態に遷移し、
また、駆動トランジスタ２０はオフ状態からオン状態に
遷移する。一方、駆動トランジスタ１０はオン状態に、
また、駆動トランジスタ３０はオフ状態にそれぞれ保持
されている。この際、直流モータ６０に付与される駆動
電圧は所定値からゼロに遷移する。このため、直流モー
タ６０の両端子間には逆起電力が生じ、Ａ点はＢ点に対
して高電位となる。この時、前述の如く駆動トランジス
タ２０及び１０は共にオン状態であるため、Ａ点、直流
モータ６０、Ｂ点駆動トランジスタ２０、Ｖ点、駆動ト
ランジスタ１０、Ａ点なる順路の閉回路が形成される。
このため、かかる閉回路には上記した逆起電力により環
状の電流、すなわち環流電流が流れる。この場合、駆動
トランジスタ２０のソース・ドレイン間にはダイオード
２２が、前記環流に対して順方向に設けられている。し
かし、ダイオード２２の順方向抵抗は駆動トランジスタ
２０のオン状態でのソース・ドレイン間の抵抗に比して
充分大きい。このため、環流電流はその大部分が駆動ト
ランジスタ２０のソース・ドレイン間を経由して流れ、
ダイオード２２を流れる電流は僅かである。従って、本
実施例によれば、環流がダイオード２２を流れることに
起因する電力損失を抑制することができる。例えば、ダ
イオード２２に順方向電流が流れた場合の電圧降下が
０．７Ｖ、環流電流の大きさが３．５Ａとすると、従来
の制御方法に比して約２．４Ｗの電力損失を抑制できる
ことになる。

【００２０】なお、モータ６０を逆転方向に駆動する場
合には、駆動トランジスタ１０及び３０のゲート１４及
び３４がＰＷＭパルス発生器７５の出力に接続され、駆
動トランジスタ２０及び４０のゲート２４及び４４がア
ースに接続されるようにスイッチ８０を設定する。この
場合、ＰＷＭ信号がＨからＬに遷移すると、上述した正
転の場合と同様にして、Ａ点、駆動トランジスタ１０、
Ｖ点、駆動トランジスタ２０、Ｂ点、直流モータ６０、
Ａ点なる順路の環流電流が流れる。トランジスタ１０の
ソース・ドレイン間には環流に対して順方向にダイオー
ド１２が設けられているが、環流電流の発生時にはトラ
ンジスタ１０はオン状態となるため、ダイオード１２に
は電流はほとんど流れない。この結果、ダイオード１２
における電力損失を抑制することができる。

【００２１】このように、本実施例の直流モータ制御回
路の制御方法によれば、環流にともなう電力損失を抑制
することができる。このため、電力損失による制御回路
からの発熱を低減することができ、放熱方法を簡略化す
ることができる。また、消費電力の増大を抑制すること
ができるため、電源としてバッテリーを用いた場合には
バッテリー寿命の劣化を抑制することができる。

【００２２】なお、上記実施例において、直流モータ６
０が前記した負荷に対応している。また、直流モータ６
０を正転方向に駆動する場合には、駆動トランジスタ１
０が前記したオン状態とされた一方のスイッチング素子
に、駆動トランジスタ４０が前記した他方のスイッチン
グ素子に、駆動トランジスタ２０が前記した第３のスイ
ッチング素子に、それぞれ対応し、また、直流モータ６
０を逆転方向に駆動する場合には、駆動トランジスタ２
０が前記したオン状態とされた一方のスイッチング素子
に、駆動トランジスタ３０が前記した他方のスイッチン
グ素子に、駆動トランジスタ１０が前記した第３のスイ
ッチング素子に、それぞれ対応している。

【００２３】なお、本実施例においては、モータ６０を
正転方向に駆動する場合には、駆動トランジスタ１０を
オン状態に保持し、駆動トランジスタ４０のオン・オフ
を制御することにより直流モータ６０の速度を制御して
いるが、本発明はこれに限定されるものではなく、駆動
トランジスタ４０をオン状態に保持し、駆動トランジス
タ１０のオン・オフを制御することにより直流モータ６
０の速度を制御してもよい。この場合には、駆動トラン
ジスタ１０、２０にはｐＦＥＴを用い、駆動トランジス
タ３０、４０にはｎＦＥＴを用いる。そして、駆動トラ
ンジスタ１０及び３０のゲート１４及び３４がＰＷＭパ
ルス発生器７５の出力に接続され、駆動トランジスタ２
０及び４０のゲート２４及び４４がアースに接続される
ようにスイッチ８０を設定する。かかる構成によれば、
ＰＷＭ信号がＨの時に直流モータ６０に駆動電流が流れ
る。ＰＷＭ信号がＨからＬに遷移すると、環流は、Ａ
点、モータ６０、Ｂ点、駆動トランジスタ４０、Ｅ点、
駆動トランジスタ３０なる順路を流れる。このため、環
流に対して順方向に設けられたダイオード３２における
電力損失が抑制される。なお、スイッチ８０を前記と逆
に設定することにより、モータ６０は逆転方向に駆動さ
れる。この場合にはダイオード４２における電力損失が
抑制される。

【００２４】あるいは、上記実施例と同様に駆動トラン
ジスタ１０、２０にはｎＦＥＴを用い、駆動トランジス
タ３０、４０にはｐＦＥＴを用いて、スイッチ８０を、
ＰＷＭ信号発生器７５とハイレベル電圧とを切り替える
ように構成しても同様の動作が得られる。モータ６０を
正転方向に駆動する場合には、駆動トランジスタ１０及
び３０のゲート１４及び３４がＰＷＭパルス発生器７５
の出力に接続され、駆動トランジスタ２０及び４０のゲ
ート２４及び４４がハイレベル電圧に接続されるように
スイッチ８０を設定する。かかる構成によれば、ＰＷＭ
信号がＬの時に直流モータ６０に駆動電流が流れる。Ｐ
ＷＭ信号がＬからＨに遷移すると、環流は、Ａ点、モー
タ６０、Ｂ点、駆動トランジスタ４０、Ｅ点、駆動トラ
ンジスタ３０なる順路を流れる。このため、環流に対し
て順方向に設けられたダイオード３２における電力損失
が抑制される。なお、スイッチ８０を前記と逆に設定す
ることにより、モータ６０は逆転方向に駆動される。こ
の場合にはダイオード４２における電力損失が抑制され
る。

【００２５】ところで、上記の実施例においては、駆動
トランジスタ１０、２０、３０、４０の保護を図る意味
で、ダイオード１２、２２、３２、４２を配設している
が、本発明はこれに限定されるものではなく、ダイオー
ドを省略することも可能である。

【００２６】また、本実施例の制御方法は、ＤＣモータ
駆動用Ｈブリッジ回路の制御に用いられているが、本発
明はこれに限定されるものではなく、パルス状の駆動電
流により負荷を駆動するＨブリッジ回路の制御に一般的
に用いることができる。例えば、ステップモータを駆動
する場合に、Ｈブリッジ回路によって駆動電流を制御す
ることが行われている。この場合、パルス状の駆動電流
の方向を制御することによりステップモータのステータ
側の歯とロータ側の歯との間に働く力を斥力と引力とに
切り替えることができる。本発明のＨブリッジ回路の制
御方法によれば、上述の第１の状態と第２の状態を切り
替えることで、かかる斥力と引力の切り替えを行うこと
ができると共に、Ｈブリッジ回路における電力損失を抑
制することができる。従って、本発明は、かかるステッ
プモータ駆動用Ｈブリッジ回路の制御に用いることがで
きるとともに、ステップモータの駆動を省電力化するこ
とができる。

【００２７】

【発明の効果】上述の如く、本発明によれば、他方のス
イッチング素子のオン・オフ制御がＰＷＭ制御により行
われる。このため、負荷の速度を制御することができ
る。他方のスイッチング素子がオン状態からオフ状態に
遷移すると、第３のスイッチング素子はオフ状態からオ
ン状態に遷移する。このため、第３のスイッチング素子
に並列に設けられたダイオードに流れる環流を抑制する
ことができる。この結果、ダイオードにおける電力損失
を抑制することができ、従って、負荷制御回路の発熱及
び電力消費を低減することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例である直流モータの制御回路の
回路図である。

【図２】本実施例の直流モータ正転時のＰＷＭ信号及び
駆動トランジスタのゲートへの制御信号のタイミングチ
ャートを示す図である。

【符号の説明】

１０、２０、３０、４０ 駆動トランジスタ １２、２２、３２、４２ ダイオード ５０ 電源 ６０ 直流モータ ７５ ＰＷＭ信号発生器

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】負荷に対して電気的に対角に接続される２
   つのスイッチング素子からなる第１のスイッチング素子
   対及び第２のスイッチング素子対を備えるＨブリッジ式
   の負荷駆動回路を制御する方法において、 前記負荷への通電方向に応じて、前記第１のスイッチン
   グ素子対または前記第２のスイッチング素子対のうちの
   一方の素子対を構成するスイッチング素子のうち一方の
   スイッチング素子をオン状態とし、 前記オン状態とされた一方のスイッチング素子と対をな
   す他方のスイッチング素子をオン・オフ制御し、 前記負荷に対して、前記オン状態とされた一方のスイッ
   チング素子と対向して接続される第３のスイッチング素
   子を、前記他方のスイッチング素子と反転状態に制御す
   ることを特徴とする負荷駆動回路の制御方法。