JPH037089A - センサレス方式ブラシレスモータ - Google Patents
センサレス方式ブラシレスモータInfo
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- JPH037089A JPH037089A JP1139560A JP13956089A JPH037089A JP H037089 A JPH037089 A JP H037089A JP 1139560 A JP1139560 A JP 1139560A JP 13956089 A JP13956089 A JP 13956089A JP H037089 A JPH037089 A JP H037089A
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- 238000012790 confirmation Methods 0.000 claims abstract description 12
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- BGPVFRJUHWVFKM-UHFFFAOYSA-N N1=C2C=CC=CC2=[N+]([O-])C1(CC1)CCC21N=C1C=CC=CC1=[N+]2[O-] Chemical compound N1=C2C=CC=CC2=[N+]([O-])C1(CC1)CCC21N=C1C=CC=CC1=[N+]2[O-] BGPVFRJUHWVFKM-UHFFFAOYSA-N 0.000 abstract description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 12
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/14—Electronic commutators
- H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
- H02P6/18—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/06—Arrangements for speed regulation of a single motor wherein the motor speed is measured and compared with a given physical value so as to adjust the motor speed
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/14—Electronic commutators
- H02P6/15—Controlling commutation time
- H02P6/153—Controlling commutation time wherein the commutation is advanced from position signals phase in function of the speed
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は、駆動磁極位置検出器を省いたセンサレス方式
のブラシレスモータに関する。
のブラシレスモータに関する。
（従来の技術）
近年、ブラシレスモータは広く使用されている。
このブラシレスモータにおいて、ホール素子等の駆動磁
極位置検出器を省いた、いわゆるセンサレス方式のブラ
シレスモータが公知である。
極位置検出器を省いた、いわゆるセンサレス方式のブラ
シレスモータが公知である。
第６図は、従来のセンサレス方式ブラシレスモータの例
を示すブロック図、第７図は、第６図のモータの動作を
説明する波形図である。
を示すブロック図、第７図は、第６図のモータの動作を
説明する波形図である。
第６図に示すように、従来例のセンサレス方式ブラシレ
スモータ３１において、ロータに配置された円板状の駆
動マグネット２に形成された４極の駆動磁極２ａと、ス
テータに配置されたこの駆動磁極２ａと対向する４相の
駆動コイル３とでモータ出力部が構成されている。又、
この駆動マグネット２の外周に配置されたリング状のＦ
Ｇマグネット４に形成された１２８極のＦＣ磁極４ａと
、このステータに配置されたこのＦＧ磁極４ａと対向す
る回転速度検出信号発生用の磁電変換要素であるＦＧヘ
ッド５とで回転速度検出用周波数発電機（以降ＦＧと略
記する）６が構成され、又、このロータの外周付近に配
置されたＰＧマグネット３２に形成された単極のＰＧ磁
極３２ａと、このステータに配置された回転位置検出信
号発生用の磁電変換要素であるＰＧヘッド３３とで回転
位置検出用パルス発電機（以降ＰＧと略記する）３４が
構成されている。
スモータ３１において、ロータに配置された円板状の駆
動マグネット２に形成された４極の駆動磁極２ａと、ス
テータに配置されたこの駆動磁極２ａと対向する４相の
駆動コイル３とでモータ出力部が構成されている。又、
この駆動マグネット２の外周に配置されたリング状のＦ
Ｇマグネット４に形成された１２８極のＦＣ磁極４ａと
、このステータに配置されたこのＦＧ磁極４ａと対向す
る回転速度検出信号発生用の磁電変換要素であるＦＧヘ
ッド５とで回転速度検出用周波数発電機（以降ＦＧと略
記する）６が構成され、又、このロータの外周付近に配
置されたＰＧマグネット３２に形成された単極のＰＧ磁
極３２ａと、このステータに配置された回転位置検出信
号発生用の磁電変換要素であるＰＧヘッド３３とで回転
位置検出用パルス発電機（以降ＰＧと略記する）３４が
構成されている。
そして、このロータの回転に伴い、このＰＧヘッド３３
からは、このロータの１回転に付き１回、このＰＧ磁ｔ
ｆｆｉ ３２ ａがこのＰＧヘッド３３と対向する回転
角ごとにＰＣ出力ｐが発生し、このＰＣ出力ρは波形整
形回路７−２に供給される。この波形整形回路７−２に
おいてこのＰＧ出力ｇは、矩形状に波形整形されてイン
デックス信号ｍとなり、このインデックス信号ｍはＦＣ
分周回路３つに供給される。
からは、このロータの１回転に付き１回、このＰＧ磁ｔ
ｆｆｉ ３２ ａがこのＰＧヘッド３３と対向する回転
角ごとにＰＣ出力ｐが発生し、このＰＣ出力ρは波形整
形回路７−２に供給される。この波形整形回路７−２に
おいてこのＰＧ出力ｇは、矩形状に波形整形されてイン
デックス信号ｍとなり、このインデックス信号ｍはＦＣ
分周回路３つに供給される。
一方、前記ＦＧヘッド５からは、このロータの１回転当
たり６４サイクルの回転速度に比例した周波数のＦＧ出
力ａが発生し、このＦＧ出力ａは波形整形回路７−１に
供給される。この波形整形回路７−１においてこのＦＧ
出力ａは矩形波に波形整形されてＦＧ倍信号となり、こ
のＦＧ倍信号は起動確認回路８、前記ＦＧ分周回路３９
、定速度制御回路１４に供給される。
たり６４サイクルの回転速度に比例した周波数のＦＧ出
力ａが発生し、このＦＧ出力ａは波形整形回路７−１に
供給される。この波形整形回路７−１においてこのＦＧ
出力ａは矩形波に波形整形されてＦＧ倍信号となり、こ
のＦＧ倍信号は起動確認回路８、前記ＦＧ分周回路３９
、定速度制御回路１４に供給される。
前記ロータが停止時は、この起動確認回路８の働きで電
子スイッチ１２は第６図で左側に接続されることにより
、発振起動回路１１が発生する起動信号がブラシレスモ
ータ駆動回路１３−２に供給される。この起動信号に基
づきこのブラシレスモータ駆動回路１３−２において、
前記４招の駆動コイル３に駆動電流を切り換えて流すこ
とにより、前記駆動マグネット２、従ってこのロータは
回転駆動される。
子スイッチ１２は第６図で左側に接続されることにより
、発振起動回路１１が発生する起動信号がブラシレスモ
ータ駆動回路１３−２に供給される。この起動信号に基
づきこのブラシレスモータ駆動回路１３−２において、
前記４招の駆動コイル３に駆動電流を切り換えて流すこ
とにより、前記駆動マグネット２、従ってこのロータは
回転駆動される。
そして、前記ＦＧ倍信号に基づき、前記起動確認回路８
の働きによりこのロータが所定の回転速度に達したこと
を確認して、前記電子スイッチ１２を第６図で右側に接
続することにより、前記ＦＧ分周回路３９の出力がこの
ブラシレスモータ駆動回路１３−２に供給される。この
ＦＧ分周回路３９において、このＦＧ倍信号は所定の分
周比（本例では１／８）で分周されると共に、前記イン
デックス信号ｍによりリセットされ、回転方向に対する
位置情報となった駆動信号ｄ−２が生成される。この駆
動信号ｄ−２に基′づき前記ブラシレスモータ駆動回路
１３−２において、４相の相電流流通信号ｅ−２，ｆ−
２，ｇ−２，ｈ−２が生成され、この４相の相電流流通
信号ｅ−２゜ｆ−２，ｇ−２，ｈ−２に基づき前記４相
の駆動コイル３に駆動電流を切り換えて流すことにより
、前記駆動マグネット２、従って前記ロータは回転駆動
される。
の働きによりこのロータが所定の回転速度に達したこと
を確認して、前記電子スイッチ１２を第６図で右側に接
続することにより、前記ＦＧ分周回路３９の出力がこの
ブラシレスモータ駆動回路１３−２に供給される。この
ＦＧ分周回路３９において、このＦＧ倍信号は所定の分
周比（本例では１／８）で分周されると共に、前記イン
デックス信号ｍによりリセットされ、回転方向に対する
位置情報となった駆動信号ｄ−２が生成される。この駆
動信号ｄ−２に基′づき前記ブラシレスモータ駆動回路
１３−２において、４相の相電流流通信号ｅ−２，ｆ−
２，ｇ−２，ｈ−２が生成され、この４相の相電流流通
信号ｅ−２゜ｆ−２，ｇ−２，ｈ−２に基づき前記４相
の駆動コイル３に駆動電流を切り換えて流すことにより
、前記駆動マグネット２、従って前記ロータは回転駆動
される。
又、前記定速度制御回路１４において、前記ＦＣ信号す
に基づきこのロータを定速度に制御するための信号であ
る定速度制御信号が生成され、このブラシレスモータ駆
動回路１３−２に供給される。このブラシレスモータ駆
動回路１３−２において、この定速度制御信号に基づき
前記駆動コイル３に流す前記駆動電流を調整することに
より、上記の如くこのモータ３１には回転速度を負帰還
するループが形成されるから、このロータは定速度に制
御される。
に基づきこのロータを定速度に制御するための信号であ
る定速度制御信号が生成され、このブラシレスモータ駆
動回路１３−２に供給される。このブラシレスモータ駆
動回路１３−２において、この定速度制御信号に基づき
前記駆動コイル３に流す前記駆動電流を調整することに
より、上記の如くこのモータ３１には回転速度を負帰還
するループが形成されるから、このロータは定速度に制
御される。
（発明が解決しようとする課題）
以上のような構成の従来例のセンサレス方式ブラシレス
モータ３１において、前記ＰＧ３４が前記モータ出力部
の側部に形成された構造であるから、このモータ３１を
小型化する場合障害となる。
モータ３１において、前記ＰＧ３４が前記モータ出力部
の側部に形成された構造であるから、このモータ３１を
小型化する場合障害となる。
又、このＰＧ３４は、前記ＰＧ倍信号と前記ＦＧ倍信号
との位相調整のため、前記ＰＧヘッド３３の位置調整に
工数を要し、部品代も掛かるから、コスト高となる。特
にこのＦＧ倍信号のパルス数が多い場合は、このＰＧ信
信号上このＦＧ倍信号との高精度な位相調整は困難なも
のとなる。
との位相調整のため、前記ＰＧヘッド３３の位置調整に
工数を要し、部品代も掛かるから、コスト高となる。特
にこのＦＧ倍信号のパルス数が多い場合は、このＰＧ信
信号上このＦＧ倍信号との高精度な位相調整は困難なも
のとなる。
又、このモータ３１の定格負荷状態において、前記駆動
磁極２ａの回転により前記４相の駆動コイル３に誘起さ
れる逆起電力波形に対して、前記４１１の相電流流通信
号ｅ−２，ｆ−２，ｇ−２゜ｈ−２のタイミングが適正
となるように、この駆動磁極２ａ、前記ＦＣ磁極４ａ及
びＰＧＧ極３２ａは所定の関係位置に配置されているが
、この負荷が変動した場合は、電機子反作用の変化によ
り、この逆起電力波形に対するこの４相の相電流流通信
号ｅ−２，ｆ−２，ｇ−２，ｈ−２、従って前記駆動電
流のタイミングが上記適正状態からずれる、いわゆる中
性点ずれが発生し、このモータの発生トルクが減少する
。
磁極２ａの回転により前記４相の駆動コイル３に誘起さ
れる逆起電力波形に対して、前記４１１の相電流流通信
号ｅ−２，ｆ−２，ｇ−２゜ｈ−２のタイミングが適正
となるように、この駆動磁極２ａ、前記ＦＣ磁極４ａ及
びＰＧＧ極３２ａは所定の関係位置に配置されているが
、この負荷が変動した場合は、電機子反作用の変化によ
り、この逆起電力波形に対するこの４相の相電流流通信
号ｅ−２，ｆ−２，ｇ−２，ｈ−２、従って前記駆動電
流のタイミングが上記適正状態からずれる、いわゆる中
性点ずれが発生し、このモータの発生トルクが減少する
。
本発明は上記の点に着目してなされたもので、前記ＰＧ
３４を省略し、しかもこの中性点ずれが発生しないセン
サレス方式ブラシレスモータを提供することを目的とす
るものである。
３４を省略し、しかもこの中性点ずれが発生しないセン
サレス方式ブラシレスモータを提供することを目的とす
るものである。
（課題を解決するための手段）
本発明のセンサレス方式ブラシレスモータは、ロータに
備えた多極の駆動磁極とステータに備えたこの駆動磁極
と協働して回転トルクを発生する多相の駆動コイルとを
有するモータ出力部と、前記ロータの回転速度に応じた
回転速度検出信号を発生する回転速度検出手段と、前記
回転速度検出信号に応じて駆動電流切換情報となるパル
スの駆動信号を生成すると共に位相補正信号に基づきこ
の駆動信号のタイミングを補正する駆動信号発生手段と
、起動信号又は前記駆動信号に基づき前記多相の駆動コ
イルに駆動電流を切り換えて流すことにより前記ロータ
を回転駆動するブラシレスモータ駆動回路と、起動時前
記ロータを起動させる起動信号を出力する発振起動回路
と、前記起動時は前記発振起動回路からの前記起動信号
を、所定の回転速度に達した後は前記駆動信号発生手段
からの前記駆動信号を前記ブラシレスモータ駆動回路へ
切り換えて供給する起動確認回路と、前記回転速度検出
信号及び駆動信号に基づき、前記多相の駆動コイルに前
記駆動電流を流す流通期間に対して所定のタイミングで
２点以上の測定タイミングを表す測定タイミング信号を
生成する測定タイミング信号発生手段と、前記駆動コイ
ルに誘起される逆起電力波形を表す電圧を検出する逆起
電力波形検出手段と、前記逆起電力波形検出手段の検出
電圧を前記Ｊｐｊ定タイミング信号に基づき測定し、前
記２点以上のｎ１定タイミングに対応した２個以上のｎ
１定値を得る電圧測定手段と、前記２個以上の測定値に
基づき前記逆起電力波形に対する前記流通期間のタイミ
ングを表す前記位相補正信号を生成する位相補正信号発
生手段とを備えるよう構成したものである。
備えた多極の駆動磁極とステータに備えたこの駆動磁極
と協働して回転トルクを発生する多相の駆動コイルとを
有するモータ出力部と、前記ロータの回転速度に応じた
回転速度検出信号を発生する回転速度検出手段と、前記
回転速度検出信号に応じて駆動電流切換情報となるパル
スの駆動信号を生成すると共に位相補正信号に基づきこ
の駆動信号のタイミングを補正する駆動信号発生手段と
、起動信号又は前記駆動信号に基づき前記多相の駆動コ
イルに駆動電流を切り換えて流すことにより前記ロータ
を回転駆動するブラシレスモータ駆動回路と、起動時前
記ロータを起動させる起動信号を出力する発振起動回路
と、前記起動時は前記発振起動回路からの前記起動信号
を、所定の回転速度に達した後は前記駆動信号発生手段
からの前記駆動信号を前記ブラシレスモータ駆動回路へ
切り換えて供給する起動確認回路と、前記回転速度検出
信号及び駆動信号に基づき、前記多相の駆動コイルに前
記駆動電流を流す流通期間に対して所定のタイミングで
２点以上の測定タイミングを表す測定タイミング信号を
生成する測定タイミング信号発生手段と、前記駆動コイ
ルに誘起される逆起電力波形を表す電圧を検出する逆起
電力波形検出手段と、前記逆起電力波形検出手段の検出
電圧を前記Ｊｐｊ定タイミング信号に基づき測定し、前
記２点以上のｎ１定タイミングに対応した２個以上のｎ
１定値を得る電圧測定手段と、前記２個以上の測定値に
基づき前記逆起電力波形に対する前記流通期間のタイミ
ングを表す前記位相補正信号を生成する位相補正信号発
生手段とを備えるよう構成したものである。
（実施例）
本発明のセンサレス方式ブラシレスモータは、前記ＰＧ
を省略し、その代りに、前記逆起電力波形を表す電圧を
検出し、前記相電流流通信号に対して所定のタイミング
で２点以上この検出電圧レベルをｉｌｌ定し、この測定
値から前記中性点ずれを検出し、この検出値に基づきこ
の中性点ずれを自動補正するものである。
を省略し、その代りに、前記逆起電力波形を表す電圧を
検出し、前記相電流流通信号に対して所定のタイミング
で２点以上この検出電圧レベルをｉｌｌ定し、この測定
値から前記中性点ずれを検出し、この検出値に基づきこ
の中性点ずれを自動補正するものである。
第１図は、本発明のセンサレス方式ブラシレスモータの
第１の実施例を示すブロック図、第２図は、第１図及び
第４図のモータの回転動作を説明する波形図、第３図は
第１図のモータの中性点調整動作を説明する波形図であ
る。
第１の実施例を示すブロック図、第２図は、第１図及び
第４図のモータの回転動作を説明する波形図、第３図は
第１図のモータの中性点調整動作を説明する波形図であ
る。
第１図に示すように、本発明の第１の実施例のセンサレ
ス方式ブラシレスモータ１において、ロータに配置され
た円板状の駆動マグネット２に形成された４極の駆動磁
極２ａと、ステータに配置されたこの駆動磁極２ａと対
向する４相の駆動コイル３とで前述の従来例と同様なモ
ータ出力部が構成されている。
ス方式ブラシレスモータ１において、ロータに配置され
た円板状の駆動マグネット２に形成された４極の駆動磁
極２ａと、ステータに配置されたこの駆動磁極２ａと対
向する４相の駆動コイル３とで前述の従来例と同様なモ
ータ出力部が構成されている。
又、この駆動マグネット２の外周に配置されたリング状
のＦＧマグネット４に形成された１２８極のＦＧｍ極４
ａと、このステータに配置されたこのＦＣ磁極４ａと対
向する回転速度検出信号発生用の磁電変換要素であるＦ
Ｇヘッド５とで、前述の従来例と同様なＦＧ６が構成さ
れている。
のＦＧマグネット４に形成された１２８極のＦＧｍ極４
ａと、このステータに配置されたこのＦＣ磁極４ａと対
向する回転速度検出信号発生用の磁電変換要素であるＦ
Ｇヘッド５とで、前述の従来例と同様なＦＧ６が構成さ
れている。
そして、前記ロータの回転に伴い、このＦＧヘッド５か
らは、このロータの１回転当たり６４サイクルの回転速
度に比例した周波数のＦＧ出力ａが発生し、このＦＧ出
力ａは波形整形回路７−１に供給される。この波形整形
回路７−１においてこのＦＣ出力ａは、矩形波に波形整
形されてＦＣ信号すとなり、このＦＧ倍信号は起動確認
回路８、ＦＧ分周回路９、定速度制御回路１４に供給さ
れる。
らは、このロータの１回転当たり６４サイクルの回転速
度に比例した周波数のＦＧ出力ａが発生し、このＦＧ出
力ａは波形整形回路７−１に供給される。この波形整形
回路７−１においてこのＦＣ出力ａは、矩形波に波形整
形されてＦＣ信号すとなり、このＦＧ倍信号は起動確認
回路８、ＦＧ分周回路９、定速度制御回路１４に供給さ
れる。
このＦＧ分周回路９において、このＦＧ倍信号は所定の
分周比（本例では１／２）で分周され、ＦＧ分周信号Ｃ
が生成され、このＦＧ分周信号ＣはＦＧカウンタ１０及
び測定タイミング発生回路１５−１に供給される。この
ＦＧカウンタ１０１；おいて、このＦＧ分周信号Ｃはカ
ウントされ、所定のカウント数（本例では４カウント）
ごとにハイとなる矩形波である駆動信号ｄ−１が生成さ
れると共に、後述するカウント補正回路１８からのカウ
ント補正信号に応じて、この矩形波生成のカウント数の
増減が行なわれることにより前述の中性点ずれの自動補
正が行なわれ、この駆動信号ｄ−１は前記電子スイッチ
１２及びｆｉ１１定タイミング信号発生回路１５−１に
供給される。
分周比（本例では１／２）で分周され、ＦＧ分周信号Ｃ
が生成され、このＦＧ分周信号ＣはＦＧカウンタ１０及
び測定タイミング発生回路１５−１に供給される。この
ＦＧカウンタ１０１；おいて、このＦＧ分周信号Ｃはカ
ウントされ、所定のカウント数（本例では４カウント）
ごとにハイとなる矩形波である駆動信号ｄ−１が生成さ
れると共に、後述するカウント補正回路１８からのカウ
ント補正信号に応じて、この矩形波生成のカウント数の
増減が行なわれることにより前述の中性点ずれの自動補
正が行なわれ、この駆動信号ｄ−１は前記電子スイッチ
１２及びｆｉ１１定タイミング信号発生回路１５−１に
供給される。
前記ロータが停止時は、前記起動確認回路８の働きで電
子スイッチ１２は第１図で左側に接続されることにより
、発振起動回路１１が発生する起動信号がブラシレスモ
ータ駆動回路１３−１に供給される。この起動信号に基
づきこのブラシレスモータ駆動回路１３−１において、
前記４相の駆動コイル３に駆動電流を切り換えて流すこ
とにより、前記駆動マグネット２、従ってこのロータは
回転駆動される。
子スイッチ１２は第１図で左側に接続されることにより
、発振起動回路１１が発生する起動信号がブラシレスモ
ータ駆動回路１３−１に供給される。この起動信号に基
づきこのブラシレスモータ駆動回路１３−１において、
前記４相の駆動コイル３に駆動電流を切り換えて流すこ
とにより、前記駆動マグネット２、従ってこのロータは
回転駆動される。
そして、前記ＦＣ信号すに基づき、前記起動確認回路８
の働きによりこのロータが所定の回転速度に達したこと
を確認して、前記電子スイッチ１２を第１図で右側に接
続することにより、前記ＦＧカウンタ１０からの前記駆
動信号ｄ−１がこのブラシレスモータ駆動回路１３−１
に供給される。この駆動信号ｄ−１に基づきこのブラシ
レスモータ駆動回路１３−１において、この駆動信号ｄ
−１の立ち上がりタイミングで所定の相順で順次切り換
わる４相の相電流流通倍信号ｅ−１゜ｆ−１，ｇ−１，
ｈ−１が生成され、この４相の相電流流通信号ｅ−１，
ｆ−１，ｇ−１，ｈ−１に基づき、前記４相の駆動コイ
ル３に一定の電圧である駆動電圧を順次印加し駆動電流
を切り換えて流すことにより、前記駆動マグネット２、
従って前記ロータは回転駆動される。
の働きによりこのロータが所定の回転速度に達したこと
を確認して、前記電子スイッチ１２を第１図で右側に接
続することにより、前記ＦＧカウンタ１０からの前記駆
動信号ｄ−１がこのブラシレスモータ駆動回路１３−１
に供給される。この駆動信号ｄ−１に基づきこのブラシ
レスモータ駆動回路１３−１において、この駆動信号ｄ
−１の立ち上がりタイミングで所定の相順で順次切り換
わる４相の相電流流通倍信号ｅ−１゜ｆ−１，ｇ−１，
ｈ−１が生成され、この４相の相電流流通信号ｅ−１，
ｆ−１，ｇ−１，ｈ−１に基づき、前記４相の駆動コイ
ル３に一定の電圧である駆動電圧を順次印加し駆動電流
を切り換えて流すことにより、前記駆動マグネット２、
従って前記ロータは回転駆動される。
又、前記定速度制御回路１４による定速度制御信号によ
り、前述の従来例と同様に、このロータは定速度に制御
される。
り、前述の従来例と同様に、このロータは定速度に制御
される。
又、前述の中性点ずれの自動補正は、前記ＦＧカウンタ
１０、測定タイミング信号発生回路１５−１、電圧測定
回路１６−１、演算回路１７、カウント補正回路１８等
により行なわれる。
１０、測定タイミング信号発生回路１５−１、電圧測定
回路１６−１、演算回路１７、カウント補正回路１８等
により行なわれる。
前記４相の駆動コイル３中の１相分の駆動コイル、例え
ば第１相の駆動コイルの前記駆動電圧が印加される端子
電圧が、この電圧測定回路１６−１に供給される。この
第１相の駆動コイルの端子電圧波形は、第３図（Ｄ）〜
（１１）に示すように、この駆動コイルにこの駆動電圧
が印加されている流通期間は、この駆動電圧である一定
電圧レベルを示し、この駆動電圧が他の相の駆動コイル
に印加されこの第１相の駆動コイルには印加されていな
い非流通期間は、同図（Ａ）に示すような前記逆起電力
波形が現れる。
ば第１相の駆動コイルの前記駆動電圧が印加される端子
電圧が、この電圧測定回路１６−１に供給される。この
第１相の駆動コイルの端子電圧波形は、第３図（Ｄ）〜
（１１）に示すように、この駆動コイルにこの駆動電圧
が印加されている流通期間は、この駆動電圧である一定
電圧レベルを示し、この駆動電圧が他の相の駆動コイル
に印加されこの第１相の駆動コイルには印加されていな
い非流通期間は、同図（Ａ）に示すような前記逆起電力
波形が現れる。
一方、前記測定タイミング信号発生回路１５−１におい
て、前記ＦＧ分周信号Ｃ及び駆動信号ｄ−１により、こ
のＦＧ分周信号Ｃのこの流通期間の前及び後１カウント
の立ち上がりタイミングを表す測定タイミング信号が生
成され、この測定タイミング信号は前記電圧測定回路１
６−１に供給される。
て、前記ＦＧ分周信号Ｃ及び駆動信号ｄ−１により、こ
のＦＧ分周信号Ｃのこの流通期間の前及び後１カウント
の立ち上がりタイミングを表す測定タイミング信号が生
成され、この測定タイミング信号は前記電圧測定回路１
６−１に供給される。
この電圧測定回路１６−１において、この測定タイミン
グ信号に基づき前記端子電圧は測定され、上記２つのｉ
ｐＩ定タイミングに対応した測定値ｖ１゜■ が得られ
、この測定ＩｆｉＶ、Ｖ２は前記演算１ 回路１７に供給される。この演算回路１７において、こ
のＶ とＶ の引き算が行なわれ、ｖｌ−２ Ｖ −■ なる差電圧Ｖｄが求められ、この差電ｄ 圧Ｖ、は前記カウント補正回路１８に供給される。
グ信号に基づき前記端子電圧は測定され、上記２つのｉ
ｐＩ定タイミングに対応した測定値ｖ１゜■ が得られ
、この測定ＩｆｉＶ、Ｖ２は前記演算１ 回路１７に供給される。この演算回路１７において、こ
のＶ とＶ の引き算が行なわれ、ｖｌ−２ Ｖ −■ なる差電圧Ｖｄが求められ、この差電ｄ 圧Ｖ、は前記カウント補正回路１８に供給される。
このカウント補正回路１８において、この差電圧Ｖｄに
基づいて、前述の駆動信号ｄ−１を補正するカウント補
正信号が生成される。
基づいて、前述の駆動信号ｄ−１を補正するカウント補
正信号が生成される。
即ち、このカウント補正信号は、第３図（Ｆ）に示す前
記逆起電力波形に対して前記流通期間が適正位相の場合
は０となり、同図（Ｄ）に示すこの流通期間が前記ＦＧ
分周信号Ｃの２カウント分進んでいる場合は、この流通
期間の終了を２カウント分遅らせるものとなり、同図（
Ｅ）に示す１カウント分進んでいる場合は１カウント分
遅らせるものとなり、同図（）Ｉ）に示す２力ウント分
遅れている場合はこの流通期間の開始を２力ウント分早
めるものとなる。このカウント補正信号に応じて、前記
ＦＧカウンタ１０において、前述の如く、前記駆動信号
ｄ−１のカウント数の増減が行なわれ、中性点ずれの自
動補正が行なわれる。
記逆起電力波形に対して前記流通期間が適正位相の場合
は０となり、同図（Ｄ）に示すこの流通期間が前記ＦＧ
分周信号Ｃの２カウント分進んでいる場合は、この流通
期間の終了を２カウント分遅らせるものとなり、同図（
Ｅ）に示す１カウント分進んでいる場合は１カウント分
遅らせるものとなり、同図（）Ｉ）に示す２力ウント分
遅れている場合はこの流通期間の開始を２力ウント分早
めるものとなる。このカウント補正信号に応じて、前記
ＦＧカウンタ１０において、前述の如く、前記駆動信号
ｄ−１のカウント数の増減が行なわれ、中性点ずれの自
動補正が行なわれる。
以上説明した本発明の第１の実施例は、定電圧駆動にお
いて、この中性点ずれの検出に、前記逆起電力波形を表
す電圧として前記駆動コイルの端子電圧を用いる例であ
るが、次に、この駆動コイルを流れる前記駆動電流を用
いる第２の実施例について説明する。
いて、この中性点ずれの検出に、前記逆起電力波形を表
す電圧として前記駆動コイルの端子電圧を用いる例であ
るが、次に、この駆動コイルを流れる前記駆動電流を用
いる第２の実施例について説明する。
第４図は、本発明のセンサレス方式ブラシレスモータの
第２の実施例を示すブロック図、第５図は第４図のモー
タの中性点調整動作を説明する波形図である。
第２の実施例を示すブロック図、第５図は第４図のモー
タの中性点調整動作を説明する波形図である。
本発明の第２の実施例のセンサレス方式ブラシレスモー
タ２１は、前述の第１の実施例のモータ１に対して、前
述の如く、前記中性点ずれの検出に前記駆動電流を用い
る点だけが異なるものであるから、この第１の実施例と
同様部分には同符号を付し、この説明を省略する。
タ２１は、前述の第１の実施例のモータ１に対して、前
述の如く、前記中性点ずれの検出に前記駆動電流を用い
る点だけが異なるものであるから、この第１の実施例と
同様部分には同符号を付し、この説明を省略する。
この第２の実施例のモータ２１において、前記４相の駆
動コイル３の共通接続点とアースとの間に、小抵抗値の
駆動電流検出抵抗Ｒが挿入されており、この駆動電流検
出抵抗Ｒのこの駆動コイル３の共通接続点側の端子電圧
が、電圧ｉＤＩ定回路１６−２に供給される。この駆動
電流検出抵抗Ｒの端子電圧波形は、第５図（Ｄ）〜（Ｈ
）に示すように、前記各流通期間内に前記駆動電圧と前
記逆起電力との差電圧によりこの４相の駆動コイル３に
それぞれ流れる前記駆動電流の総和を示し、前記逆起電
力波形を表す波形が現れる。この同図（Ｄ）〜（１１）
の波形は、この流通期間のタイミングが、前述の第３図
（Ｄ）〜（Ｈ）にそれぞれ対応したものである。
動コイル３の共通接続点とアースとの間に、小抵抗値の
駆動電流検出抵抗Ｒが挿入されており、この駆動電流検
出抵抗Ｒのこの駆動コイル３の共通接続点側の端子電圧
が、電圧ｉＤＩ定回路１６−２に供給される。この駆動
電流検出抵抗Ｒの端子電圧波形は、第５図（Ｄ）〜（Ｈ
）に示すように、前記各流通期間内に前記駆動電圧と前
記逆起電力との差電圧によりこの４相の駆動コイル３に
それぞれ流れる前記駆動電流の総和を示し、前記逆起電
力波形を表す波形が現れる。この同図（Ｄ）〜（１１）
の波形は、この流通期間のタイミングが、前述の第３図
（Ｄ）〜（Ｈ）にそれぞれ対応したものである。
一方、測定タイミング信号発生回路１５−２において、
前記ＦＧ分周信号Ｃ及び駆動信号ｄ−１により、このＦ
Ｇ分周信号Ｃのこの流通期間の開始後及び終了前１カウ
ントの立ち上がりタイミングを表す測定タイミング信号
が生成され、この測定タイミング信号は前記電圧測定回
路１６−２に供給される。
前記ＦＧ分周信号Ｃ及び駆動信号ｄ−１により、このＦ
Ｇ分周信号Ｃのこの流通期間の開始後及び終了前１カウ
ントの立ち上がりタイミングを表す測定タイミング信号
が生成され、この測定タイミング信号は前記電圧測定回
路１６−２に供給される。
この電圧測定回路１６−２において、この測定タイミン
グ信号に基づき前記端子電圧は測定され、上記２つの測
定タイミングに対応した′Ｋｐｊ定値ｖ１゜■ が得ら
れ、この測定値Ｖ、Ｖ２に基づき、１ 前述の本発明の第１の実施例の場合と同様に、前記駆動
信号ｄ−１のカウント数の増減が行なわれ、前記中性点
ずれの自動補正が行なわれる。
グ信号に基づき前記端子電圧は測定され、上記２つの測
定タイミングに対応した′Ｋｐｊ定値ｖ１゜■ が得ら
れ、この測定値Ｖ、Ｖ２に基づき、１ 前述の本発明の第１の実施例の場合と同様に、前記駆動
信号ｄ−１のカウント数の増減が行なわれ、前記中性点
ずれの自動補正が行なわれる。
以上説明した本発明の第１及び第２の実施例は、前記１
相の駆動コイルの逆起電力波形の電気角３６０＠に対し
て、前記ＦＣ分周信号Ｃの１６カウントを対応させ、±
２カウントの前記流通期間の増減を行なうものであるが
、前記ＦＧ６によるＦＣ信号すのパルス数は、前述の定
速度制御の精度向上のため、本例よりも多くする場合も
多いから、この場合は、この中性点ずれの自動補正のピ
ッチを更に細かくすることが可能となる。この場合、こ
の流通期間の切り換わり期間付近は、ノイズ、過渡現像
等があるから、この付近を前記測定タイミングとしない
ようにする。又、このＦＣ信号すのパルス数が少ない場
合、前記ＦＧ分周回路９によるこのＦＧ倍信号の分周を
省略することが出来るのは勿論である。
相の駆動コイルの逆起電力波形の電気角３６０＠に対し
て、前記ＦＣ分周信号Ｃの１６カウントを対応させ、±
２カウントの前記流通期間の増減を行なうものであるが
、前記ＦＧ６によるＦＣ信号すのパルス数は、前述の定
速度制御の精度向上のため、本例よりも多くする場合も
多いから、この場合は、この中性点ずれの自動補正のピ
ッチを更に細かくすることが可能となる。この場合、こ
の流通期間の切り換わり期間付近は、ノイズ、過渡現像
等があるから、この付近を前記測定タイミングとしない
ようにする。又、このＦＣ信号すのパルス数が少ない場
合、前記ＦＧ分周回路９によるこのＦＧ倍信号の分周を
省略することが出来るのは勿論である。
上述の第１及び第２の実施例において、前記中性点調整
動作をディジタル信号処理により行った場合は、この動
作を行なう回路部分が、前記回転動作を行なうディジタ
ルＩＣに一緒に収納可能であるから、この回路部分のコ
ストアップなしに構成可能である。又、上述の第１及び
第２の実施例のモータ１及び２１は、駆動磁極位置検出
器を省いたセンサレス方式ブラシレスモータであるから
、この駆動磁極位置検出器分のコストダウン、小型化が
可能となるのは勿論のこと、前記ＰＧ３４を省略したも
のであるから、更にコストダウンが可能であり、又、小
型化が可能である。又、中性点の自動調整が行なわれる
から、負荷変動があった場合等でも常に前記最適位相に
補正され、高効率に駆動されると共に、トルクリップル
が抑制され、ノイズの発生が防止される。
動作をディジタル信号処理により行った場合は、この動
作を行なう回路部分が、前記回転動作を行なうディジタ
ルＩＣに一緒に収納可能であるから、この回路部分のコ
ストアップなしに構成可能である。又、上述の第１及び
第２の実施例のモータ１及び２１は、駆動磁極位置検出
器を省いたセンサレス方式ブラシレスモータであるから
、この駆動磁極位置検出器分のコストダウン、小型化が
可能となるのは勿論のこと、前記ＰＧ３４を省略したも
のであるから、更にコストダウンが可能であり、又、小
型化が可能である。又、中性点の自動調整が行なわれる
から、負荷変動があった場合等でも常に前記最適位相に
補正され、高効率に駆動されると共に、トルクリップル
が抑制され、ノイズの発生が防止される。
又、この中性点の自動調整が行なわれることにより、前
述の発振起動回路１１の動作及びこの発振起動回路１１
と前記ＦＣカウンター０との切り換え動作が多少ラフな
場合でも、この高効率駆動は問題なく行なわれる。
述の発振起動回路１１の動作及びこの発振起動回路１１
と前記ＦＣカウンター０との切り換え動作が多少ラフな
場合でも、この高効率駆動は問題なく行なわれる。
又、この中性点の自動調整が行なわれることにより、前
記駆動磁極２ａとＦＧ磁極４ａとの関係位置が多少ずれ
た場合でも、この高効率駆動は問題なく行なわれる。
記駆動磁極２ａとＦＧ磁極４ａとの関係位置が多少ずれ
た場合でも、この高効率駆動は問題なく行なわれる。
又、この中性点の自動調整は、前述の電子スイッチ１２
の前記ＦＣカウンター０への切り換えと同時に動作を開
始するから、安定した起動が行なわれる。
の前記ＦＣカウンター０への切り換えと同時に動作を開
始するから、安定した起動が行なわれる。
又、この中性点の自動調整は、前述の如く、前記２つの
測定値Ｖ 、ｖ２の相対比較結果に基づいて行なわれる
ものであるから、モータ特性の製造上のばらつき等があ
った場合でも、安定に動作する。
測定値Ｖ 、ｖ２の相対比較結果に基づいて行なわれる
ものであるから、モータ特性の製造上のばらつき等があ
った場合でも、安定に動作する。
なお、前記中性点ずれを表す前記逆起電力波形を表す電
圧としては、上述の２例の外に、定電流駆動の場合の前
記駆動コイルに印加される駆動電圧等が利用可能である
。
圧としては、上述の２例の外に、定電流駆動の場合の前
記駆動コイルに印加される駆動電圧等が利用可能である
。
（発明の効果）
以上の構成よりなる本発明のセンサレス方式ブラシスモ
ータは、中性点の自動調整が行なわれるから、負荷変動
があった場合等でも高効率に駆動されると共に、トルク
リップルが抑制され、ノイズの発生が防止される。又、
小型化、コストダウンも可能となる。
ータは、中性点の自動調整が行なわれるから、負荷変動
があった場合等でも高効率に駆動されると共に、トルク
リップルが抑制され、ノイズの発生が防止される。又、
小型化、コストダウンも可能となる。
第１図は本発明のセンサレス方式ブラシレスモータの第
１の実施例を示すブロック図、第２図は第１図及び第４
図のモータの回転動作を説明する波形図、第３図は第１
図のモータの中性点調整動作を説明する波形図、第４図
は本発明のセンサレス方式ブラシレスモータの第２の実
施例を示すブロック図、第５図は第４図のモータの中性
点調整動作を説明する波形図、第６図は従来のセンサレ
ス方式ブラシレスモータの例を示すブロック図、第７図
は第６図のモータの動作を説明する波形図である。 １．２１．３１・・・センサレス方式ブラシレスモータ
、２・・・駆動マグネット、２ａ・・・駆動磁極、３・
・・駆動コイル、４・・・ＦＧマグネット、４ａ・・・
ＦＧ磁極、５・・・ＦＧヘッド、６・・・ＦＧ（回転速
度検出手段）、 ８・・・起動確認回路、 １０・・・ＦＧカウンタ（駆動信号発生手段）、１１・
・・発振起動回路、 １３−１．１３−２・・・ブラシレスモーフ駆動回路、
１５−１．１５−２・・・測定タイミング信号発生回路
（測定タイミング信号発生手段）、 １６−１．１６−２・・・電圧測定回路（電圧測定手段
）、１８・・・カウント補正回路（位相補正信号発生手
段）。
１の実施例を示すブロック図、第２図は第１図及び第４
図のモータの回転動作を説明する波形図、第３図は第１
図のモータの中性点調整動作を説明する波形図、第４図
は本発明のセンサレス方式ブラシレスモータの第２の実
施例を示すブロック図、第５図は第４図のモータの中性
点調整動作を説明する波形図、第６図は従来のセンサレ
ス方式ブラシレスモータの例を示すブロック図、第７図
は第６図のモータの動作を説明する波形図である。 １．２１．３１・・・センサレス方式ブラシレスモータ
、２・・・駆動マグネット、２ａ・・・駆動磁極、３・
・・駆動コイル、４・・・ＦＧマグネット、４ａ・・・
ＦＧ磁極、５・・・ＦＧヘッド、６・・・ＦＧ（回転速
度検出手段）、 ８・・・起動確認回路、 １０・・・ＦＧカウンタ（駆動信号発生手段）、１１・
・・発振起動回路、 １３−１．１３−２・・・ブラシレスモーフ駆動回路、
１５−１．１５−２・・・測定タイミング信号発生回路
（測定タイミング信号発生手段）、 １６−１．１６−２・・・電圧測定回路（電圧測定手段
）、１８・・・カウント補正回路（位相補正信号発生手
段）。
Claims (1)
- ロータに備えた多極の駆動磁極とステータに備えたこの
駆動磁極と協働して回転トルクを発生する多相の駆動コ
イルとを有するモータ出力部と、前記ロータの回転速度
に応じた回転速度検出信号を発生する回転速度検出手段
と、前記回転速度検出信号に応じて駆動電流切換情報と
なるパルスの駆動信号を生成すると共に位相補正信号に
基づきこの駆動信号のタイミングを補正する駆動信号発
生手段と、起動信号又は前記駆動信号に基づき前記多相
の駆動コイルに駆動電流を切り換えて流すことにより前
記ロータを回転駆動するブラシレスモータ駆動回路と、
起動時前記ロータを起動させる起動信号を出力する発振
起動回路と、前記起動時は前記発振起動回路からの前記
起動信号を、所定の回転速度に達した後は前記駆動信号
発生手段からの前記駆動信号を前記ブラシレスモータ駆
動回路へ切り換えて供給する起動確認回路と、前記回転
速度検出信号及び駆動信号に基づき、前記多相の駆動コ
イルに前記駆動電流を流す流通期間に対して所定のタイ
ミングで２点以上の測定タイミングを表す測定タイミン
グ信号を生成する測定タイミング信号発生手段と、前記
駆動コイルに誘起される逆起電力波形を表す電圧を検出
する逆起電力波形検出手段と、前記逆起電力波形検出手
段の検出電圧を前記測定タイミング信号に基づき測定し
、前記２点以上の測定タイミングに対応した２個以上の
測定値を得る電圧測定手段と、前記２個以上の測定値に
基づき前記逆起電力波形に対する前記流通期間のタイミ
ングを表す前記位相補正信号を生成する位相補正信号発
生手段とを備えたこと特徴とするセンサレス方式ブラシ
レスモータ。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1139560A JPH06103995B2 (ja) | 1989-05-31 | 1989-05-31 | センサレス方式ブラシレスモータ |
| US07/531,489 US5036264A (en) | 1989-05-31 | 1990-05-31 | Brushless motor with no rotor-position sensor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1139560A JPH06103995B2 (ja) | 1989-05-31 | 1989-05-31 | センサレス方式ブラシレスモータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH037089A true JPH037089A (ja) | 1991-01-14 |
| JPH06103995B2 JPH06103995B2 (ja) | 1994-12-14 |
Family
ID=15248109
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1139560A Expired - Lifetime JPH06103995B2 (ja) | 1989-05-31 | 1989-05-31 | センサレス方式ブラシレスモータ |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5036264A (ja) |
| JP (1) | JPH06103995B2 (ja) |
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06103995B2 (ja) | 1994-12-14 |
| US5036264A (en) | 1991-07-30 |
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