JP3422112B2

JP3422112B2 - ブラシレスｄｃモータ

Info

Publication number: JP3422112B2
Application number: JP00107795A
Authority: JP
Inventors: 泰三木村
Original assignee: Daikin Industries Ltd
Current assignee: Daikin Industries Ltd
Priority date: 1995-01-09
Filing date: 1995-01-09
Publication date: 2003-06-30
Anticipated expiration: 2018-06-30
Also published as: JPH08191589A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、ブラシレスＤＣ(直
流)モータの電機子コイルに誘起された誘起電圧に基づ
いて、回転子と固定子の相対的な位置を表わす位置信号
を検出して、その位置信号に基づいて、電機子コイルの
電圧パターンを制御するブラシレスＤＣモータに関す
る。

【０００２】

【従来の技術】従来、ブラシレスＤＣモータとしては、
特公平５−７２１９７号に記載のものがある。このブラ
シレスＤＣモータは、図２８に示すように、複数極の永
久磁石を有する回転子７０と、３相Ｙ結線された電機子
コイル７１a,７１b,７１cを有する固定子７１と、上記
電機子コイル７１a,７１b,７１cに並列状態で３相Ｙ結
線された抵抗７２a,７２b,７２cからなる抵抗回路７２
と、上記電機子コイル７１a,７１b,７１cに対する回転
子７０の相対的な回転位置を検出する回転位置検出器７
３と、上記回転位置検出器７３からの回転子７０の回転
位置を表わす位置信号を受けて、電機子コイル７１a,７
１b,７１cに対する電圧パターンを切り換えるスイッチ
ング信号を出力するマイクロコンピュータ(以下、マイ
コンという)７４と、上記マイコン７４からのスイッチ
ング信号を受けて、電機子コイル７１a,７１b,７１cの
電圧パターンを切り換え制御する転流制御信号を出力す
るベース駆動回路７５と、上記ベース駆動回路７５から
の転流制御信号を受けて、電機子コイル７１a,７１b,７
１cの電圧パターンを切り換えるインバータ部８０とを
備えている。

【０００３】上記インバータ部８０は、直流電源７６の
正極側にスイッチ７７を介して夫々接続された３つのト
ランジスタ８０a,８０b,８０cと、直流電源７６の負極
側に夫々接続された３つのトランジスタ８０d,８０e,８
０fとから構成されている。上記トランジスタ８０aとト
ランジスタ８０dのコレクタを互いに接続し、トランジ
スタ８０bとトランジスタ８０eのコレクタを互いに接続
し、トランジスタ８０cとトランジスタ８０fのコレクタ
を互いに接続している。上記トランジスタ８０a,８０d
の互いに接続された部分にＵ相の電機子コイル７１aを
接続し、トランジスタ８０b,８０eの互いに接続された
部分にＶ相の電機子コイル７１bを接続し、トランジス
タ８０c,８０fの互いに接続された部分にＷ相の電機子
コイル７１cを接続している。そして、上記ベース駆動
回路７５からの転流制御信号をインバータ部８０の各ト
ランジスタ８０a〜８０fのベースに夫々入力している。

【０００４】また、上記回転位置検出器７３は、上記抵
抗回路７２の中性点の電圧Ｖ_Mと電機子コイル７１a,７
１b,７１cの中性点の電圧Ｖ_Nとが入力され、抵抗回路７
２の中性点と電機子コイル７１a,７１b,７１cの中性点
との電位差を表わす電位差信号Ｖ_MNを出力する差動増幅
器８１と、上記差動増幅器８１からの電位差信号Ｖ_MNを
受けて、その電位差信号Ｖ_MNを積分する積分器８２と、
上記積分器８２からの電位差信号Ｖ_MNを積分した積分信
号を受けて、位置信号を出力する零クロスコンパレータ
８３とを備えている。また、コンパレータ８４は、上記
電機子コイル７１cの両端が入力端子に夫々接続され、
誘起電圧Ｅ_Wの極性を表わす信号をマイコン７４に出力
する。

【０００５】上記構成のブラシレスＤＣモータにおい
て、インバータ部８０からの各Ｕ相,Ｖ相,Ｗ相のモータ
端子電圧をＶ_U,Ｖ_V,Ｖ_W、電機子コイル７１a,７１b,７
１cの各Ｕ相,Ｖ相,Ｗ相の誘起電圧をＥ_U,Ｅ_V,Ｅ_Wとする
と、抵抗回路７２の中性点の電圧Ｖ_Mと電機子コイル７
１a,７１b,７１cの中性点の電圧Ｖ_Nは、Ｖ_M ＝ (１／３)(Ｖ_U＋Ｖ_V＋Ｖ_W) Ｖ_N ＝ (１／３){(Ｖ_U−Ｅ_U)＋(Ｖ_V−Ｅ_V)＋(Ｖ_W−Ｅ
_W)} となる。したがって、上記抵抗回路７２の中性点と電機
子コイル７１a,７１b,７１cの中性点との電位差を表わ
す電位差信号Ｖ_MNは、Ｖ_MN ＝Ｖ_M−Ｖ_N ＝ (１／３)(Ｅ_U＋Ｅ_V＋Ｅ_W) となり、電機子コイル７１a,７１b,７１cの誘起電圧
Ｅ_U,Ｅ_V,Ｅ_Wの和に比例する。

【０００６】上記電機子コイル７１a,７１b,７１cの誘
起電圧Ｅ_U,Ｅ_V,Ｅ_Wは、図２９(A)〜(C)に示すように、
１２０deg毎に位相の異なる台形状の波形となり、電位
差信号Ｖ_MNは、誘起電圧Ｅ_U,Ｅ_V,Ｅ_Wに対して３倍の基
本波周波数成分を有する略三角波となる。この電位差信
号Ｖ_MNの三角波のピーク点が電圧パターンの切り換え点
となる。上記積分器８２は、差動増幅器８１からの電位
差信号Ｖ_MNを積分して、略正弦波状の積分信号∫Ｖ_MNdt
(図２９(E)に示す)を出力する。そして、上記零クロス
コンパレータ８３は、積分信号∫Ｖ_MNdtのゼロクロス点
を検出して、位置信号(図２９(F)に示す)をマイコン７
４に出力する。すなわち、この電位差信号Ｖ_MNのピーク
点は、回転速度によって振幅が変動するため、電位差信
号Ｖ_MNを積分して、ゼロクロス点を検出するようにして
いるのである。上記位置信号は、上記固定子７１の電機
子コイル７１a,７１b,７１cに対する回転子７０の相対
的な位置を示すものである。次に、上記マイコン７４
は、零クロスコンパレータ８３からの位置信号を受け
て、ベース駆動回路７５にスイッチング信号を出力す
る。上記ベース駆動回路７５は、マイコン７４からのス
イッチング信号を受けて、インバータ部８０の各トラン
ジスタ８０a〜８０fのベースに転流制御信号(図２９(G)
〜(L)に示す)を出力する。そして、上記インバータ部８
０の各トランジスタ８０a〜８０fは、順次オンオフし
て、電機子コイル７１a,７１b,７１cに対する電圧パタ
ーンを切り換える。

【０００７】こうして、上記ブラシレスＤＣモータは、
電機子コイル７１a,７１b,７１cの誘起電圧Ｅ_U,Ｅ_V,Ｅ_W
より回転子７０の回転位置を表わす位置信号を検出し
て、インバータ部８０は、その位置信号によって電機子
コイル７１a,７１b,７１cの電圧パターンの切り換えを
行う。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上記ブラシ
レスＤＣモータを用いて、圧縮機のようなトルクの変動
幅が大きい負荷を駆動したとき、ブラシレスＤＣモータ
の性能を十分に発揮すれば、圧縮機に要求される運転エ
リア(図３０に示す)内での運転が可能である。しかしな
がら、上記負荷を駆動した場合、モータの誘起電圧に対
する電圧パターンの位相を調整することができないた
め、全運転エリア内で運転ができないという問題があ
る。

【０００９】そこで、本願出願人により、上記インバー
タ部８０の出力電圧による速度制御を行いつつ、電圧パ
ターンの位相補正によって、全運転エリア内で運転が可
能なブラシレスＤＣモータが考えられた。このブラシレ
スＤＣモータは、通常、図３１に示す圧縮機の運転エリ
ア内の定格点で運転され、その定格点でモータ効率が最
大になることが望ましい。ところが、図３２に示すよう
に、トルク２０kgfcmで一定のときに、インバータ出力
電圧は、回転数に比例して徐々に高くなる右上がりの特
性直線となり、全運転エリアで運転可能とするために定
格点でインバータ出力電圧は最大電圧２００Ｖより小さ
くなる。このため、定格出力を出すためにモータ電流を
多く流すので、図３３に示すように、定格点では、銅損
が増えてモータ効率が低下するという問題があり、定格
点でインバータ出力電圧が最大になるモータを使用する
必要がある。しかし、この場合、定格点より大きい出力で
の運転ができなくなるという問題が新たに生じる。

【００１０】そこで、この発明の目的は、電圧による速
度制御と位相による速度制御を最適に切り替えて、定格
点以下では最大効率で運転でき、定格点より大きい出力
での運転も可能であるブラシレスＤＣモータを提供する
ことにある。

【００１１】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１のブラシレスＤＣモータは、複数極の磁石
を有する回転子と、３相Ｙ結線に接続された電機子コイ
ルを有する固定子と、上記電機子コイルに対して並列状
態で３相Ｙ結線された抵抗回路と、上記電機子コイルの
中性点と上記抵抗回路の中性点との電位差に基づいて、
上記回転子と上記固定子の相対的な回転位置を検出し
て、６０deg毎にレベルが切り換わる位置信号を出力す
る回転位置検出手段と、上記回転位置検出手段の上記位
置信号に基づいて、上記電機子コイルの電圧パターンを
切り換えるインバータ部とを備えるブラシレスＤＣモー
タにおいて、上記電機子コイルの中性点と上記抵抗回路
の中性点との電位差を検出して、上記電位差を表わす電
位差信号を出力する電位差検出手段と、上記電位差検出
手段により検出された上記電位差信号を積分して、積分
信号を出力する積分手段と、上記積分手段からの上記積
分信号を受けて、上記積分信号のレベルが所定値以上か
否かを判定するレベル判定手段と、上記インバータ部の
出力電圧を変化させて上記回転子の回転速度を制御する
ために、電圧指令信号を上記インバータ部に出力する電
圧速度制御手段と、上記位置信号の切り換わり時点から
上記電圧パターンを切り換えるまでの位相を変化させて
上記回転子の回転速度を制御するために、位相補正角を
表わす指令信号を出力する位相速度制御手段と、上記位
置信号の切り換わり時点から上記電圧パターンを切り換
えるまでの位相を、上記位相速度制御手段からの上記指
令信号に基づいて補正する位相補正手段と、上記電圧速
度制御手段からの上記電圧指令信号に基づいて、上記電
圧速度制御手段により回転速度を制御するとき、上記イ
ンバータ部の出力電圧が最大電圧となると、上記電圧速
度制御手段から上記位相速度制御手段に回転速度の制御
を切り替える一方、上記位相速度制御手段により回転速
度を制御するとき、上記レベル判定手段が上記積分信号
のレベルが上記所定値未満であると判定すると、上記位
相速度制御手段から上記電圧速度制御手段に回転速度の
制御を切り替える速度制御切替手段とを備えたことを特
徴としている。

【００１２】また、請求項２のブラシレスＤＣモータ
は、請求項１のブラシレスＤＣモータにおいて、上記電
圧速度制御手段により回転速度を制御する場合、上記レ
ベル判定手段の上記所定値を、最大効率のときの上記積
分信号のレベルに設定し、上記位相補正手段は、上記レ
ベル判定手段の判定結果に基づいて、上記積分手段から
の上記積分信号が上記所定値になるように、上記位置信
号の切り換わり時点から上記電圧パターンを切り換える
までの位相を補正することを特徴としている。

【００１３】また、請求項３のブラシレスＤＣモータ
は、複数極の磁石を有する回転子と、３相Ｙ結線に接続
された電機子コイルを有する固定子と、上記電機子コイ
ルに対して並列状態で３相Ｙ結線された抵抗回路と、上
記電機子コイルの中性点と上記抵抗回路の中性点との電
位差に基づいて、上記回転子と上記固定子の相対的な回
転位置を検出して、６０deg毎にレベルが切り換わる位
置信号を出力する回転位置検出手段と、上記回転位置検
出手段の上記位置信号に基づいて、上記電機子コイルの
電圧パターンを切り換えるインバータ部とを備えるブラ
シレスＤＣモータにおいて、上記電機子コイルの中性点
と上記抵抗回路の中性点との電位差を検出して、上記電
位差を表わす電位差信号を出力する電位差検出手段と、
上記電位差検出手段からの上記電位差信号を受けて、上
記電位差信号のレベルが所定値以上か否かを判定するレ
ベル判定手段と、上記インバータ部の出力電圧を変化さ
せて上記回転子の回転速度を制御するために、電圧指令
信号を上記インバータ部に出力する電圧速度制御手段
と、上記位置信号の切り換わり時点から上記電圧パター
ンを切り換えるまでの位相を変化させて上記回転子の回
転速度を制御するために、位相補正角を表わす指令信号
を出力する位相速度制御手段と、上記位置信号の切り換
わり時点から上記電圧パターンを切り換えるまでの位相
を、上記位相速度制御手段からの上記指令信号に基づい
て補正する位相補正手段と、上記電圧速度制御手段から
の上記電圧指令信号に基づいて、上記電圧速度制御手段
により回転速度を制御するとき、上記インバータ部の出
力電圧が最大電圧となると、上記電圧速度制御手段から
上記位相速度制御手段に回転速度の制御を切り替える一
方、上記位相速度制御手段により回転速度を制御すると
き、上記レベル判定手段が上記電位差信号のレベルが上
記所定値未満であると判定すると、上記位相速度制御手
段から上記電圧速度制御手段に回転速度の制御を切り替
える速度制御切替手段とを備えたことを特徴としてい
る。

【００１４】また、請求項４のブラシレスＤＣモータ
は、請求項３のブラシレスＤＣモータにおいて、上記電
圧速度制御手段により回転速度を制御する場合、上記レ
ベル判定手段の上記所定値を、最大効率のときの上記電
位差信号のレベルに設定し、上記位相補正手段は、上記
レベル判定手段の判定結果に基づいて、上記電位差検出
手段からの上記電位差信号が上記所定値になるように、
上記位置信号の切り換わり時点から上記電圧パターンを
切り換えるまでの位相を補正することを特徴としてい
る。

【００１５】

【作用】上記請求項１のブラシレスＤＣモータによれ
ば、上記回転位置検出手段は、上記電機子コイルの中性
点と上記抵抗回路の中性点との電位差に基づいて、複数
極の磁石を有する回転子と固定子との相対的な回転位置
を検出して、６０deg毎にレベルが切り換わる位置信号
を出力する。そして、上記電位差検出手段は、上記電機
子コイルの中性点と上記抵抗回路の中性点との電位差を
検出して、電位差を表わす電位差信号を出力すると共
に、上記積分手段は、電位差検出手段からの電位差信号
を積分して、積分信号を出力する。上記電圧速度制御手
段は、電圧指令信号を出力して、上記インバータ部の出
力電圧を変化させることによって、回転子の回転速度を
制御する。そして、上記インバータ部の出力電圧が最大
になると、速度制御切替手段は、電圧速度制御手段から
位相速度制御手段に回転速度の制御を切り替える。上記
位相速度制御手段は、位置信号の切り換え時点から電圧
パターンを切り換えるまでの位相を変化させて回転子の
回転速度を制御するために、位相補正角を表わす指令信
号を出力し、位相補正手段は、その位相補正角を表わす
指令信号に基づいて、位置信号の切り換わり時点から電
圧パターンを切り換えるまでの位相を補正する。そし
て、上記レベル判定手段の判定結果に基づいて、積分信
号が所定値未満となると、速度制御切替手段は、位相速
度制御手段から電圧速度制御手段に回転速度の制御を切
り替える。例えば、モータの定格点におけるインバータ
出力電圧を最大電圧にすることによって、定格点では最
大効率でモータを運転すると共に、インバータ出力電圧
の調整で運転可能な領域では、電圧速度制御部を用いて
電圧による速度制御を行う。一方、上記インバータ出力
電圧が最大電圧となり、電圧による速度制御で回転速度
を上げることができない運転領域では、インバータ出力
電圧を最大電圧に固定して、位相速度制御部を用いて位
相による速度制御すなわち弱め界磁制御を行う。つま
り、上記インバータ部の出力電圧の位相を誘起電圧の位
相よりもさらに進めることにより、回転子の界磁を弱め
るような電機子電流を流して、見かけ上、誘起電圧を小
さくして回転速度を上げるのである。

【００１６】したがって、上記電圧速度制御手段と位相
速度制御手段を最適に切り替えることによって、スムー
ズな速度制御切替が可能となる。また、定格点でインバー
タ部の出力電圧を最大にでき、さらに定格点より大きい
出力での運転も可能となる。

【００１７】また、上記請求項２のブラシレスＤＣモー
タによれば、請求項１ブラシレスＤＣモータにおいて、
上記電圧速度制御手段により回転速度を制御する場合、
上記レベル判定手段の上記所定値を、最大効率のときの
上記積分信号のレベルに設定し、上記位相補正手段は、
上記レベル判定手段の判定結果に基づいて、上記積分手
段からの上記積分信号が所定値になるように、すなわち
モータを最大効率で運転するように上記位置信号の切り
換わり時点から上記電圧パターンを切り換えるまでの位
相を補正する。

【００１８】したがって、上記電圧速度制御手段の電圧
による速度制御時は、位相補正手段によってインバータ
部の出力電圧の位相を補正することによって、最大効率
でモータを運転できる。

【００１９】また、上記請求項３のブラシレスＤＣモー
タによれば、上記回転位置検出手段は、上記電機子コイ
ルの中性点と上記抵抗回路の中性点との電位差に基づい
て、複数極の磁石を有する回転子と固定子との相対的な
回転位置を検出して、６０deg毎にレベルが切り換わる位
置信号を出力する。そして、上記電位差検出手段は、上
記電機子コイルの中性点と上記抵抗回路の中性点との電
位差を検出して、電位差を表わす電位差信号を出力す
る。上記電圧速度制御手段は、電圧指令信号を出力し
て、上記インバータ部の出力電圧を変化させることによ
って、回転子の回転速度を制御する。そして、上記イン
バータ部の出力電圧が最大になると、速度制御切替手段
は、電圧速度制御手段から位相速度制御手段に回転速度
の制御を切り替える。上記位相速度制御手段は、位置信
号の切り換わり時点から電圧パターンを切り換えるまで
の位相を変化させて回転子の回転速度を制御するため
に、位相補正角を表わす指令信号を出力し、位相補正手
段は、その位相補正角を表わす指令信号に基づいて、位
置信号の切り換わり時点から電圧パターンを切り換える
までの位相を補正する。そして、上記レベル判定手段の
判定結果に基づいて、電位差信号が所定値未満となる
と、速度制御切替手段は、位相速度制御手段から電圧速
度制御手段に回転速度の制御を切り替える。例えば、モ
ータの定格点におけるインバータ出力電圧を最大電圧に
することによって、定格点では最大効率でモータを運転
すると共に、インバータ出力電圧の調整で運転可能な領
域では、電圧速度制御部を用いて電圧による速度制御を
行う。一方、上記インバータ出力電圧が最大電圧とな
り、電圧による速度制御で回転速度を上げることができ
ない運転領域では、インバータ出力電圧を最大電圧に固
定して、位相速度制御部を用いて位相による速度制御す
なわち弱め界磁制御を行う。

【００２０】したがって、上記電圧速度制御手段と位相
速度制御手段を最適に切り替えることによって、スムー
ズな速度制御切替が可能となる。また、定格点でインバー
タ部の出力電圧を最大にでき、さらに定格点より大きい
出力での運転も可能となる。

【００２１】また、上記請求項４のブラシレスＤＣモー
タによれば、請求項３ブラシレスＤＣモータにおいて、
上記電圧速度制御手段により回転速度を制御する場合、
上記レベル判定手段の上記所定値を、最大効率のときの
上記電位差信号のレベルに設定し、上記位相補正手段
は、上記レベル判定手段の判定結果に基づいて、上記電
位差検出手段からの上記電位差信号が所定値になるよう
に、すなわちモータを最大効率で運転するように上記位
置信号の切り換わり時点から上記電圧パターンを切り換
えるまでの位相を補正する。

【００２２】したがって、上記電圧速度制御手段の電圧
による速度制御時は、位相補正手段によってインバータ
部の出力電圧の位相を補正することによって、最大効率
でモータを運転できる。

【００２３】

【実施例】以下、この発明のブラシレスＤＣモータを実
施例により詳細に説明する。

【００２４】（第１実施例）図１はこの発明の第１実施
例のブラシレスＤＣモータの構成を示しており、１は電
機子コイル１a,１b,１cがＹ結線され、複数の永久磁石
を有する回転子１０を回転磁界により回転させる固定
子、２は上記電機子コイル１a,１b,１cに並列状態に接
続され、抵抗２a,２b,２cをＹ結線した抵抗回路、３は
上記抵抗回路２の中性点の電圧Ｖ_Mと電機子コイル１a,
１b,１cの中性点の電圧Ｖ_Nとの電位差を表わす電位差信
号Ｖ_MNを検出して、その電位差信号Ｖ_MNに基づいて、回
転子１０の相対的な位置を検出して、回転子１０の相対
的な位置を表わす位置信号を出力する回転位置検出手段
としての回転位置検出器、４は上記回転位置検出器３か
らの位置信号を受けて、スイッチング信号を出力するマ
イコン、５は上記マイコン４からのスイッチング信号を
受けて、転流制御信号を出力するベース駆動回路であ
る。上記ベース駆動回路５からの転流制御信号をインバ
ータ部２０に夫々接続している。なお、上記固定子１と
回転子１０でモータ部１１を構成している。

【００２５】上記回転位置検出器３は、反転入力端子に
抵抗回路２の中性点の電圧Ｖ_Mを入力すると共に、非反
転入力端子に抵抗Ｒ₁を介してグランドＧＮＤを接続
し、出力端子と反転入力端子との間に抵抗Ｒ₂とコンデ
ンサＣ₁とを並列に接続した増幅器ＩＣ1と、上記増幅器
ＩＣ1の出力端子に抵抗Ｒ₃を介して反転入力端子が接続
され、非反転入力端子に抵抗Ｒ₄を介してグランドＧＮ
Ｄが接続されると共に、出力端子と反転入力端子との間
に抵抗Ｒ₅を接続した増幅器ＩＣ2と、上記増幅器ＩＣ2
の出力端子に反転入力端子が接続され、非反転入力端子
に抵抗Ｒ₆を介してグランドＧＮＤが接続されると共に、
出力端子と非反転入力端子との間に抵抗Ｒ₇を接続した
増幅器ＩＣ3とを備えている。上記増幅器ＩＣ1,抵抗
Ｒ₁,抵抗Ｒ₂およびコンデンサＣ₁で電位差検出手段とし
ての差動増幅器２１と積分手段としての積分器２２の両
方を兼ねる構成をしている。また、上記増幅器ＩＣ2と
抵抗Ｒ₃,Ｒ₄,Ｒ₅で反転増幅器２３を構成し、増幅器Ｉ
Ｃ3と抵抗Ｒ₆,Ｒ₇で零クロスコンパレータ２４を構成し
ている。そして、上記電機子コイル１a,１b,１cの中性
点は、グランドＧＮＤと抵抗Ｒ₁を介して増幅器ＩＣ1の
非反転入力端子に接続されているので、差動増幅器２１
(積分器２２)は、抵抗回路２の中性点の電圧Ｖ_Mと電機
子コイル１a,１b,１cの中性点の電圧Ｖ_Nとの電位差を表
わす電位差信号Ｖ_MNを検出すると共に、電位差信号Ｖ_MN
を積分して、積分信号∫Ｖ_MNdtを出力する。

【００２６】また、上記ブラシレスＤＣモータは、回転
位置検出器３の積分器２２からの積分信号∫Ｖ_MNdtを受
けて、レベル検出信号をマイコン４に出力するレベル検
出器６を備えている。このレベル検出器６は、図２に示
すように、回転位置検出器３の積分器２２からの積分信
号∫Ｖ_MNdtを増幅器ＩＣ4の反転入力端子に接続すると
共に、増幅器ＩＣ4の非反転入力端子をグランドＧＮＤ
に抵抗Ｒ₈を介して接続して、増幅器ＩＣ4の出力端子と
非反転入力端子を抵抗Ｒ₉を介して接続している。上記
増幅器ＩＣ4と抵抗Ｒ₈,Ｒ₉でヒステリシス特性を有する
ヒステリシスコンパレータを構成している。上記ブラシ
レスＤＣモータが位置信号に従って駆動され、図４に示
すように、レベル検出器６の増幅器ＩＣ4の反転入力端
子に入力された積分信号∫Ｖ_MNdt(図４(A)に示す)が基
準値Ｅ1を越えると、増幅器ＩＣ4の出力端子はＬレベル
となり、積分信号∫Ｖ_MNdtが基準値Ｅ2未満になると、
増幅器ＩＣ4の出力端子はＨレベルとなる。すなわち、
上記レベル検出器６のレベル検出信号(図４(C)に示す)
は、位置信号(図４(B)に示す)と位相の異なる同一周期
の信号となる。ところが、上記回転位置検出器３からの
積分信号∫Ｖ_MNdtのレベルが小さくなると、積分信号∫
Ｖ_MNが基準値Ｅ1を越えなかったり、積分信号∫Ｖ_MNdt
が基準値Ｅ2未満にならなかったりして、レベル検出信
号は、位置信号に比べて周波数が低くなると共に、デュ
ーティ比が異なる。すなわち、上記積分信号∫Ｖ_MNが所
定のレベル以上か否かをレベル検出信号が所定の周期で
連続するか否かによって検出することができる。

【００２７】また、上記インバータ部２０は、直流電源
９の正極側に夫々コレクタが接続された３つのトランジ
スタ２０a,２０b,２０cと、直流電源９の負極側に夫々
エミッタが接続された３つのトランジスタ２０d,２０e,
２０fとで構成されている。上記トランジスタ２０aのエ
ミッタとトランジスタ２０dのコレクタを互いに接続
し、トランジスタ２０bのエミッタとトランジスタ２０e
のコレクタを互いに接続し、トランジスタ２０cのエミ
ッタとトランジスタ２０fのコレクタを互いに接続して
いる。また、上記トランジスタ２０a,２０dの互いに接
続された部分にＵ相の電機子コイル１aを接続し、トラ
ンジスタ２０b,２０eの互いに接続された部分にＶ相の
電機子コイル１bを接続し、トランジスタ２０c,２０fの
互いに接続された部分にＷ相の電機子コイル１cを接続
している。そして、上記各トランジスタ２０a〜２０fの
コレクタとエミッタとの間にダイオードを夫々逆並列接
続している。

【００２８】また、上記マイコン４は、図３に示すよう
に、図１に示す回転位置検出器３からの位置信号が外部
割込端子を介して接続された位相補正タイマＴ1と、上
記位置信号を受けて、電機子コイル１a,１b,１cの電圧
パターンの周期を測定する周期測定タイマＴ2と、上記周
期測定タイマＴ2からの測定されたタイマ値を受けて、そ
のタイマ値から電機子コイル１a,１b,１cの電圧パター
ンの周期を演算して、周期を表わす周期信号を出力する
周期演算部４１と、上記周期演算部４１からの周期信号
を受けて、その周期から位相補正角に相当するタイマ値
を演算して、位相補正タイマＴ1にタイマ値設定信号を
出力するタイマ値演算部４２とを備えている。また、上
記マイコン４は、周期演算部４１からの周期信号を受け
て、回転速度を演算して現在速度信号を出力する速度演
算部４３と、上記速度演算部４３からの現在速度信号と
外部からの速度指令信号を受けて、電圧指令信号を出力
する電圧速度制御手段としての電圧速度制御部４４と、
上記速度演算部４３からの現在速度信号と外部からの速
度指令信号を受けて、位相補正角指令信号を出力する位
相速度制御手段としての位相速度制御部４５と、位相補
正タイマＴ1からの割込信号ＩＲＱを受けて、電圧パタ
ーン信号を出力するインバータモード選択部４６と、イ
ンバータモード選択部４６からの電圧パターン信号と電
圧速度制御部４４からの電圧指令信号を受けて、スイッ
チング信号を出力するＰＷＭ(パルス幅変調)部４７とを
備えている。上記電圧速度制御部４４からの電圧指令信
号をスイッチＳＷ２の入力１に接続し、最大電圧の電圧
指令信号をスイッチＳＷ２の入力２に接続し、電圧速度
制御部４４からの電圧指令信号と最大電圧の電圧指令信
号のいずれか一方をスイッチＳＷ２からＰＷＭ部４７に
入力している。なお、上記位相補正タイマＴ1,周期測定
タイマＴ2,周期演算部４１およびタイマ値演算部４２で
位相補正手段を構成している。

【００２９】また、上記マイコン４は、上記回転位置検
出器３からの位置信号とレベル検出器６からのレベル検
出信号とを受けて、レベル判定結果を表わすレベル判定
信号および位相補正角指令信号を出力するレベル判定部
５１を備え、レベル判定部５１からの位相補正角指令信
号をスイッチＳＷ１の入力１に接続し、位相速度制御部
４５からの位相補正角指令信号をスイッチＳＷ１の入力
２に接続し、レベル判定部５１からの位相補正角指令信
号と位相速度制御部４５からの位相補正角指令信号のい
ずれか一方をスイッチＳＷ１からタイマ値演算部４２に
入力している。なお、上記レベル検出器６とレベル判定
部５１でレベル判定手段を構成している。

【００３０】また、上記マイコン４は、電圧速度制御部
４４からの電圧指令信号とレベル判定部５１からのレベ
ル判定結果を表わすレベル判定信号とを受けて、電圧に
よる速度制御と位相による速度制御の切り替えを判定す
る速度制御切替判定部５２を備えて、速度制御切替判定
部５２は、電圧により速度制御の場合、スイッチＳＷ
１,ＳＷ２を入力１側に切り替える一方、位相による速
度制御の場合、スイッチＳＷ１,ＳＷ２を入力２側に切
り替える。なお、上記速度制御切替判定部５２とスイッ
チＳＷ１,ＳＷ２で速度制御切替手段を構成している。

【００３１】上記構成において、ブラシレスＤＣモータ
が位置検出に従って駆動されているとき、電機子コイル
１a,１b,１cの各Ｕ相,Ｖ相,Ｗ相の誘起電圧Ｅ_U,Ｅ_V,Ｅ_W
は、図５(A)〜(C)に示すように、１２０deg毎に位相の
異なる台形状の波形となる。そして、図１に示す回転位
置検出器３の増幅器ＩＣ1は、反転入力端子に入力され
た抵抗回路２の中性点の電圧Ｖ_Mと、増幅器ＩＣ1の非反
転入力端子に入力された電機子コイル１a,１b,１cの中
性点の電圧Ｖ_Nとの電位差を表わす電位差信号Ｖ_MN(図５
(D)に示す)を検出すると共に、その電位差信号Ｖ_MNを積
分して、積分信号∫Ｖ_MNdt(図５(E)に示す)を出力す
る。上記積分信号∫Ｖ_MNdtは、回転周波数の３倍の周波
数の略正弦波形となる。そして、上記反転増幅器２３
は、増幅器ＩＣ2の反転入力端子に入力された積分信号
∫Ｖ_MNdtを所定の振幅に増幅し、零クロスコンパレータ
２４は、その増幅された積分信号∫Ｖ_MNdtのゼロクロス
を検出し、位置信号(図５(F)に示す)を出力する。

【００３２】次に、上記回転位置検出器３からの位置信
号は、マイコン４の外部割込端子から周期測定タイマＴ
2に入力される。そして、上記周期測定タイマＴ2は、位
置信号のリーディングエッジからトレイリングエッジま
での期間とトレイリングエッジからリーディングエッジ
までの期間とを測定して、測定されたタイマ値を出力す
る。上記周期測定タイマＴ2からのタイマ値を表わす信
号を受けて、周期演算部４１は、電機子コイル１a,１b,
１cの電圧パターンの周期を求める。すなわち、上記位置
信号のトレイリングエッジからリーディングエッジまで
の期間とリーディングエッジからトレイリングエッジま
での期間は、６０deg毎に繰り返され、測定された各期間
のタイマ値を６倍することによって、上記電圧パターン
の一周期分のタイマ値を求めるのである。

【００３３】そして、上記周期演算部４１からの周期を
表わす周期信号を受けて、タイマ値演算部４２はタイマ
値設定信号を出力する。上記タイマ値演算部４２からの
タイマ値設定信号を受けて、位相補正タイマＴ1は、位
置信号から電圧パターンを切り換えるまでの時間を計時
する。すなわち、上記位相補正タイマＴ1は、カウント
が終了するとインバータモード選択部４６に割込信号Ｉ
ＲＱを出力し、インバータモード選択部４６は、位相補
正された電圧パターン信号(図５(H)〜(M)に示す)をＰＷ
Ｍ部４７に出力するのである。そして、上記ＰＷＭ部４
７は、スイッチング信号を図１に示すベース駆動回路５
に出力して、ベース駆動回路５はインバータ部２０に転
流制御信号を出力すると、インバータ部２０の各トラン
ジスタ２０a〜２０fは夫々オンオフする。なお、図５
(N)に示すインバータモードは、インバータモード選択
部４６において選択された電圧パターン信号(図５(H)〜
(M)に示す)に対応するように０〜５の番号を割り当てた
ものである。

【００３４】以下、上記マイコン４の動作を図６,７,
８,９のフローチャートに従って説明する。なお、上記
マイコン４の外部割込端子に入力される位置信号の立ち
上がり,立ち下がり毎に割込処理１を行う。また、上記
レベル検出器６の基準値Ｅ1,Ｅ2は最大モータ効率点に
おける積分信号∫Ｖ_MNdtのレベルＶ1に対応する値に設
定する。また、割込処理１の開始前に、スイッチＳＷ
１,ＳＷ2は入力１側に選択して、電圧による速度制御を
行うと共に、カウンタＣＮＴ1,ＣＮＴ2をクリアする。

【００３５】まず、図６において、割込処理１がスター
トすると、ステップＳ101で前回レベル検出信号がＨレ
ベルか否かを判定し、前回レベル検出信号がＨレベルで
ある判定すると、ステップＳ111に進み、今回レベル検
出信号がＬレベルか否かを判定する。そして、ステップ
Ｓ111で今回レベル検出信号がＬレベルである判定する
と、ステップＳ112に進み、カウンタＣＮＴ1を＋１し
て、ステップＳ102に進む。一方、ステップＳ111で今回
レベル検出信号がＬレベルでないと判定すると、ステッ
プＳ102に進む。

【００３６】一方、ステップＳ101で前回レベル検出信
号がＨレベルでないと判定すると、ステップＳ113に進
み、今回レベル検出信号がＨレベルか否かを判定する。
そして、ステップＳ113で今回レベル検出信号がＨレベ
ルであると判定すると、ステップＳ114に進み、カウン
タＣＮＴ1を＋１して、ステップＳ102に進む。一方、ス
テップＳ113で今回レベル検出信号がＨレベルでないと
判定すると、ステップＳ102に進む。

【００３７】次に、ステップＳ102でカウンタＣＮＴ2を
＋１し、ステップＳ103に進み、カウンタＣＮＴ2が５で
あるか否かを判定し、カウンタＣＮＴ2が５であると判
定すると、ステップＳ121に進む一方、カウンタＣＮＴ2
が５でないと判定すると、ステップＳ104に進む。そし
て、ステップＳ121でカウンタＣＮＴ1が５であるか否か
を判定し、カウンタＣＮＴ1が５であると判定すると、
ステップＳ122に進み、積分信号∫Ｖ_MNdtのレベルがピ
ーク効率点のレベルＶ1を上回っているとし、ステップ
Ｓ126に進む。一方、ステップＳ121でカウンタＣＮＴ1
が５でないと判定すると、ステップＳ123に進み、カウ
ンタＣＮＴ1が０であるか否かを判定する。そして、ス
テップＳ123でカウンタＣＮＴ1が０であると判定する
と、ステップＳ124に進み、積分信号∫Ｖ_MNdtのレベル
がピーク効率点のレベルＶ1を下回っているとし、ステ
ップＳ126に進む。一方、ステップＳ123でカウンタＣＮ
Ｔ1の内容が０でないと判定すると、ステップＳ125に進
み、積分信号∫Ｖ_MNdtのレベルが最適であるとし、ステ
ップＳ126に進む。次に、ステップＳ126でカウンタＣＮ
Ｔ1をクリアし、ステップＳ127でカウンタＣＮＴ2をク
リアして、ステップＳ104に進む。

【００３８】次に、ステップＳ104で周期測定タイマＴ2
のタイマ値を読み込み、ステップＳ105に進んで、周期
測定タイマＴ2をスタートさせ、次の周期測定を開始す
る。そして、ステップＳ106で周期演算部４１は周期測
定タイマＴ2のタイマ値から位置信号の周期を演算し、
速度演算部４３は、モータ回転周波数(現在速度)を演算
する。

【００３９】次に、ステップＳ107に進み、現在の速度
制御が電圧速度制御であるか否かを判定して、電圧速度
制御であると判定すると、ステップＳ131に進み、誤差周波数＝指令周波数−回転周波数を演算する。なお、上記指令周波数は、外部からの速度
指令信号に基づき、回転周波数は、速度演算部４３で求
めた現在速度に基づく。次に、ステップＳ132で誤差周
波数が０以上か否かを判定して、誤差周波数が０Ｈz以
上であると判定すると、ステップＳ141に進み、Ｂufpa ＝Ｋpa×誤差周波数を演算する。ただし、Ｋpaは係数である。次に、ステッ
プＳ142でＢufia(今回) ＝Ｂufia(前回)＋Ｋia×誤差周波数を演算する。ただし、Ｋiaは係数である。次に、ステッ
プＳ143で電圧指令Ｖreq ＝Ｂufia＋Ｂufpa(今回) を演算して、ステップＳ133に進む。

【００４０】一方、ステップＳ132で誤差周波数が負で
あると判定すると、ステップＳ144に進み、Ｂufpa ＝Ｋpa×誤差周波数を演算する。ただし、Ｋpaは係数である。次に、ステッ
プＳ145でＢufia(今回) ＝Ｂufia(前回)−Ｋia×誤差周波数を演算する。ただし、Ｋiaは係数である。次に、ステッ
プＳ146で電圧指令Ｖreq ＝Ｂufia−Ｂufpa(今回) を演算して、ステップＳ133に進み、電圧速度制御部４
４は、電圧指令Ｖreqを出力する。

【００４１】次に、ステップＳ134でレベルが最適か否
かを判定して、レベルが最適であると判定すると、ステ
ップＳ135に進む一方、レベルが最適でないと判定する
と、ステップＳ151に進み、積分信号∫Ｖ_MNdtのレベル
がピーク効率点のレベルＶ1を上回っているか否かを判
定する。そして、ステップＳ151で積分信号∫Ｖ_MNdtの
レベルがレベルＶ1を上回っていると判定すると、ステ
ップＳ152に進み、前回位相補正角指令に＋１deg(遅れ
補正側)として、ステップＳ135に進む。一方、ステップ
Ｓ151で積分信号∫Ｖ_MNdtのレベルがレベルＶ1を上回っ
ていないと判定すると、ステップＳ153に進み、前回位
相補正角指令を−１deg(進み補正側)として、ステップ
Ｓ135に進む。

【００４２】次に、ステップＳ135で、タイマ値演算部
４２は、位相補正角指令に基づいて位相補正タイマ値Ｔ
ＩＳＯＵを計算する。次に、ステップＳ136で位相補正
タイマＴ1に(図７ではタイマ1とする)位相補正タイマ値
ＴＩＳＯＵを設定し、ステップＳ137で位相補正タイマ
Ｔ1をスタートする。

【００４３】次に、ステップＳ138に進み、電圧指令が
最大電圧か否かを判定して、電圧指令が最大電圧である
と判定すると、ステップＳ154に進み、位相による速度
制御に切り替えて、この割込処理１を終了する。すなわ
ち、上記速度制御切替判定部５２によりスイッチＳＷ
１,ＳＷ２を入力１側から入力２側に切り替え、ＰＷＭ
部４７に最大電圧の電圧指令信号をスイッチＳＷ２を介
して入力し、インバータ部２０の出力電圧を最大にする
と共に、位相速度制御部４５の位相補正角指令信号をス
イッチＳＷ１を介してタイマ演算部４２に入力して、電
圧パターンの位相による速度制御を行うのである。

【００４４】一方、ステップＳ138で電圧指令が最大電
圧でないと判定すると、この割込処理１を終了する。

【００４５】一方、ステップＳ107で電圧速度制御でな
いと判定すると、図８に示すステップＳ161に進み、誤差周波数＝指令周波数−回転周波数を演算する。次に、ステップＳ162で誤差周波数が０Ｈz
以上か否かを判定して、誤差周波数が０以上であると判
定すると、ステップＳ171に進み、Ｂufpb ＝Ｋpb×誤差周波数を演算する。ただし、Ｋpbは係数である。次に、ステッ
プＳ172でＢufib(今回) ＝Ｂufib(前回)−Ｋib×誤差周波数を演算する。ただし、Ｋibは係数である。次に、ステッ
プＳ173で位相指令Ｐreq ＝Ｂufib−Ｂufpb(今回) を演算して、ステップＳ163に進む。

【００４６】一方、ステップＳ162で誤差周波数が負で
あると判定すると、ステップＳ174に進み、Ｂufpb ＝Ｋpb×誤差周波数を演算する。ただし、Ｋpbは係数である。次に、ステッ
プＳ175でＢufib(今回) ＝Ｂufib(前回)＋Ｋib×誤差周波数を演算する。ただし、Ｋibは係数である。次に、ステッ
プＳ176で位相指令Ｐreq ＝Ｂufib＋Ｂufpb(今回) を演算して、ステップＳ163に進む。

【００４７】次に、ステップＳ163で位相補正角指令Ｐr
eqより位相補正タイマ値ＴＩＳＯＵを計算する。次に、
ステップＳ164で最大電圧の電圧指令信号をＰＷＭ部４
７に入力する。次に、ステップＳ165で位相補正タイマ
Ｔ1(図８ではタイマ１とする)に位相補正タイマ値ＴＩ
ＳＯＵを設定し、ステップＳ166で位相補正タイマＴ1を
スタートする。そして、ステップＳ167に進み、積分信
号∫Ｖ_MNdtのレベルがピーク効率点のレベルＶ1を下回
っているか否かを判定して、積分信号∫Ｖ_MNdtのレベル
がレベルＶ1を下回っていると判定すると、ステップＳ1
78に進み、電圧による速度制御に切り替えて、この割込
処理１を終了する。すなわち、上記速度制御切替判定部
５２によりスイッチＳＷ１,ＳＷ２を入力１側に切り替
え、電圧速度制御部４４からの電圧指令信号をＰＷＭ部
４７にスイッチＳＷ２を介して入力し、インバータ部２
０の出力電圧を調整して電圧による速度制御を行うと共
に、レベル判定部５１からの位相補正角指令信号をスイ
ッチＳＷ１を介してタイマ演算部４２に入力して、電圧
パターンの位相を調整して最大モータ効率運転を行うの
である。

【００４８】一方、ステップＳ167で積分信号∫Ｖ_MNdt
のレベルがレベルＶ1を下回っていないと判定すると、
この割込処理１を終了する。

【００４９】また、図９に示すように、位相補正タイマ
Ｔ1のカウントが終了して、位相補正タイマＴ1より割込
信号ＩＲＱを出力すると、ステップＳ181でインバータ
モードを１ステップ進める。次に、ステップＳ182で電
圧パターンを出力して、この割込処理２を終了する。

【００５０】図５(A)〜(N)は、このブラシレスＤＣモー
タの各部の信号を示している。上記ブラシレスＤＣモー
タは、図６〜図９のフローチャートに従って動作して、
図５(G)に示すように、位相補正タイマＴ1は、位置信号
毎に順次スタートする。そして、例えばインバータモー
ド(図５(N)に示す)が［４］のときに、位置信号の切り
換わり時点を基準点にして、位相補正タイマＴ1をスタ
ートして、位相補正タイマＴ1がカウント終了した時点
でインバータモードを１ステップ進めて[５]にする。

【００５１】このように、上記割込処理１が５回行われ
る毎に、レベル検出信号がＨレベルからＬレベルとＬレ
ベルからＨレベルへの変化が連続するか否かを判定し
て、レベル検出信号の変化が５回連続したと判定する
と、積分信号∫Ｖ_MNdtのレベルが所定値(レベル検出器
６の基準値Ｅ₁,Ｅ₂に基づく)以上であるとする一方、レ
ベル検出信号の変化が１回もないと判定すると、積分信
号∫Ｖ_MNdtのレベルが所定値未満であるとする。また、
上記レベル検出信号の変化が１〜４回のときは、積分信
号∫Ｖ_MNdtのレベルが所定値近傍で安定し、最適なレベ
ルであるとするのである。

【００５２】そして、電圧による速度制御を行っている
場合、積分信号∫Ｖ_MNdtのレベルが所定値以上のとき、
電圧パターンの位相を１deg毎に遅らせる一方、積分信
号∫Ｖ_MNdtのレベルが所定値未満のとき、電圧パターン
の位相を１deg毎に進める。したがって、上記所定値を
ピーク効率点における積分信号∫Ｖ_MNdtのレベルに設定
することによって、積分信号∫Ｖ_MNdtのレベルが所定値
になるように、電圧パターンの位相補正を行って、最大
モータ効率運転をすることができる。そして、電圧によ
る速度制御で回転周波数を上げて電圧指令が最大となっ
たとき、位相による速度制御に切り替える。

【００５３】一方、位相による速度制御を行っている場
合、常に電圧指令を最大として、位相補正角を補正して
回転周波数を制御し、積分信号∫Ｖ_MNdtのレベルが所定
値未満となったとき、電圧による速度制御に切り替え
る。

【００５４】したがって、図１０に示すように、回転数
８０rps,トルク２０kgfcmを定格点とするモータにおい
て、その定格点でインバータ出力電圧を最大にすること
によって、定格点でモータ効率を最大にすることができ
る。そして、最大モータ効率制御領域(電圧による速度
制御領域)は図１０の斜線部で示す領域となり、弱め界
磁制御領域(位相による速度制御領域)は、その最大モー
タ効率制御領域の右上に隣接する領域となる。なお、上
記最大モータ効率制御領域と弱め界磁制御領域との境界
線は、電圧による速度制御において、インバータ出力電
圧が最大電圧のときを示している。

【００５５】図１１は、図１０におけるトルク２０kgfc
m一定のときの回転数とインバータ出力電圧との関係を
示し、回転数が０rpsから略８０rpsまでの領域では、イ
ンバータ出力電圧が０Ｖから最大電圧２００Ｖまで回転
数に比例して増加する最大モータ効率制御領域となり、
回転数が８０rpsを越える領域は、インバータ出力電圧
を最大電圧２００Ｖ固定して、弱め界磁制御領域とな
る。

【００５６】また、図１２はトルク一定での回転数とモ
ータ効率の関係を示し、回転数が略８０rpsの定格点で
インバータ出力電圧が最大電圧で、かつモータ効率が最
大となる。

【００５７】なお、図１３はトルク一定で位相による速
度制御を行っているときの位相補正角と回転数との関係
を示しており、位相補正角を遅れ補正側にすると回転数
が小さくなり、位相補正角を進み補正側にすると回転数
が大きくなる。図１０の弱め界磁制御領域において、ト
ルク２０kgfcm,回転数１１０rpsで運転している状態か
ら定格点に回転数を下げていく場合、位相補正角を遅れ
位相側に制御し、最大モータ効率点を過ぎても電圧によ
る速度制御に切り替えないと、脱調限界点に達してモー
タが脱調してしまう。そこで、図１４に示す電圧速度制
御時(速度一定時)の位相補正角と積分信号∫Ｖ_MNdtとの
関係に示すとおり、位相補正角が遅れ補正側になるほど
積分信号∫Ｖ_MNdtのレベルが小さくなり、位相補正角が
進み補正側になるほど積分信号∫Ｖ_MNdtのレベルが大き
くなり、電圧による速度制御を行っている場合は、最大
モータ効率点の積分信号∫Ｖ_MNdtのレベルが略一定のＶ
1となる特性を利用して、位相による速度制御から電圧
による速度制御に切り替えを行う。すなわち、位相によ
る速度制御時は、最大モータ効率点の位相よりも進み補
正側にあるので、積分信号∫Ｖ_MNdtのレベルはＶ1より
大きく、位相補正角を遅れ補正側にして、回転数を小さ
くしながら、積分信号∫Ｖ_MNdtのレベルをレベル判定部
５１で監視し、積分信号∫Ｖ_MNdtのレベルがＶ1になっ
たとき、電圧による速度制御に切り替えることによっ
て、位相による速度制御から電圧による速度制御にスム
ーズに切り替えるのである。

【００５８】例えば、図１５に示すように、圧縮機の運
転エリア内の弱め界磁制御領域において、定格点Ａから
トルクを大きくしてＢ点に移行し、さらにそのトルクを
一定にしたまま回転数を下げて、電圧による速度制御に
切り替えるＣ点に移行する。このとき、積分信号∫Ｖ_MN
dtのレベルは、図１６に示すように、定格点Ａでは、位
相補正角φ２のピーク効率点のレベルＶ1となり、その
Ｖ1よりもレベルが大きい領域が弱め界磁制御領域であ
る。そして、定格点Ａからトルクを大きくすると、積分
信号∫Ｖ_MNdtの特性を表わす略直線は、進み補正側に略
平行移動し、それに従って、レベルＶ1よりも大きい値
のＢ点に移行する。次に、Ｂ点から積分信号∫Ｖ_MNdtの
特性を表わす略直線に沿って位相補正角φ１のＣ点に移
行する。

【００５９】また、図１７に示すように、圧縮機の運転
エリア内の弱め界磁制御領域において、定格点Ａから回
転数を上げてＢ点に移行し、さらにその回転数を一定に
したままトルクを下げて、電圧による速度制御に切り替
えるＣ点に移行する。このとき、積分信号∫Ｖ_MNdtのレ
ベルは、図１８に示すように、定格点Ａでは、位相補正
角φ２のピーク効率点のレベルＶ1となり、そのＶ1より
もレベルが大きい領域が弱め界磁制御領域である。そし
て、定格点Ａから回転数を上げると、積分信号∫Ｖ_MNdt
の特性を表わす略直線に沿ってレベルＶ1よりも大きい
値のＢ点に移行する。次に、Ｂ点からトルクを小さくす
ると、積分信号∫Ｖ_MNdtの特性を表わす略直線は、遅れ
補正側に略平行移動し、それに従って、位相補正角φ３
のレベルＶ1のＣ点に移行する。

【００６０】したがって、電圧による速度制御と位相に
よる速度制御を最適に切り替えることによって、定格点
でインバータ部の出力電圧を最大電圧にでき、定格点で
モータを最大効率運転することができる。

【００６１】また、電圧による速度制御の場合、位相補
正手段によってインバータ部出力電圧の位相を、積分信
号∫Ｖ_MNdtのレベルがピーク効率点のレベルＶ1になる
ように補正することによって、モータを最大効率で運転
することができる。

【００６２】（第２実施例）図１９はこの発明の第２実
施例のブラシレスＤＣモータの要部構成図を示し、図１
のブラシレスＤＣモータとマイコン,レベル検出器を除
いて同一の構成をしており、マイコン１００とレベル検
出器６Ａ,６Ｂ,…以外は図と説明を省略する。また、図
２０は上記ブラシレスＤＣモータのマイコン１００のブ
ロック図を示している。このブラシレスＤＣモータのマ
イコン１００は、第１実施例のマイコン４のレベル判定
部５１を除く他の構成部と、速度演算部４３からの現在
速度信号およびトルク信号を受けて、切替信号を出力す
るレベル検出信号切替部１０１と、レベル検出信号切替
部１０１からの切替信号を受けて、レベル検出器６Ａ,
６Ｂ,…からのレベル検出信号を切り替えるスイッチＳ
Ｗ３と、そのスイッチＳＷ３からのレベル検出信号と回
転位置検出器３からの位置信号を受けて、レベル判定結
果を表わす信号を出力するレベル判定部１０２とを備え
ている。

【００６３】なお、この第２実施例のブラシレスＤＣモ
ータは、図２１,２２に示すように、第１実施例のブラ
シレスＤＣモータとは、以下に述べるように特性が異な
る。

【００６４】まず、図２１は、上記ブラシレスＤＣモー
タにおいて、運転周波数を一定にして、負荷を変化させ
たときの位相補正角に対する積分信号∫Ｖ_MNdtの特性を
示している。上記ブラシレスＤＣモータの特性は、位相
補正角の進み補正側から遅れ補正側に積分信号∫Ｖ_MNdt
のレベルが徐々に小さくなる略直線となり、負荷が大き
いほど位相補正角の進み補正側となる一方、負荷が小さ
いほど位相補正角の進み補正側から遅れ補正側にほぼ平
行に移動する。そして、負荷が大きいときにピーク効率
点の位相補正角はφ5となり、この位相補正角φ5のとき
の積分信号∫Ｖ_MNdtのレベルはＶ2となった。一方、負
荷が小さいときにピーク効率点の位相補正角はφ6とな
り、この位相補正角φ6のときの積分信号∫Ｖ_MNdtのレ
ベルはＶ3となった。

【００６５】また、図２２は、上記ブラシレスＤＣモー
タにおいて、負荷を一定にして、運転周波数を変化させ
たときの位相補正角に対する積分信号∫Ｖ_MNdtの特性を
示している。上記ブラシレスＤＣモータの特性は、位相
補正角の進み補正側から遅れ補正側に積分信号∫Ｖ_MNdt
のレベルが徐々に小さくなる略直線となり、運転周波数
が高いほど位相補正角の進み補正側となる一方、運転周
波数が低いほど位相補正角の進み補正側から遅れ補正側
にほぼ平行に移動する。そして、運転周波数が高いとき
にピーク効率点の位相補正角はφ7となり、この位相補
正角φ7のときの積分信号∫Ｖ_MNdtのレベルはＶ4となっ
た。一方、運転周波数が低いときにピーク効率点の位相
補正角はφ8となり、この位相補正角φ8のときの積分信
号∫Ｖ_MNdtのレベルはＶ5となった。

【００６６】すなわち、負荷の大小および運転周波数の
高低に従ってピーク効率点の積分信号のレベルが一定と
ならないブラシレスＤＣモータについて、この発明を適
用する。

【００６７】上記構成のブラシレスＤＣモータにおい
て、回転位置検出器３からの位置信号と、速度演算部４
３からの現在速度信号と外部からの負荷に応じたトルク
値を表わすトルク信号とに基づいて、レベル検出信号切
替部１０１は、切替信号をスイッチＳＷ３に出力する。
すなわち、負荷の変化および運転周波数の変化に応じ
て、レベル検出器６Ａ,６Ｂ,…のうちの一つを選択し
て、積分信号∫Ｖ_MNdtのレベルを判定する基準値を切り
替えるのである。その後、上記マイコン１００は、第１
実施例の図６,７,８,９のフローチャートに示す割込処
理を行う。したがって、電圧による速度制御から位相に
よる速度制御への切り替えは、インバータ部２０の出力
電圧が最大のときに行う一方、位相による速度制御から
電圧による速度制御への切り替えは、負荷や回転周波数
によって積分信号∫Ｖ_MNdtのレベルが変化しても、その
負荷や回転周波数に応じた基準値に基づいて積分信号を
監視して、積分信号∫Ｖ_MNdtのレベルが基準値を下回る
ときに行う。

【００６８】したがって、定格点でインバータ部の出力
電圧を最大電圧にでき、定格点でモータを最大効率運転
することができる。

【００６９】また、電圧による速度制御の場合、位相補
正手段によってインバータ部出力電圧の位相を、積分信
号∫Ｖ_MNdtのレベルが負荷,運転周波数に応じて選択さ
れた基準値になるように補正することによって、モータ
を最大効率で運転することができる。

【００７０】なお、上記第２実施例では、レベル検出器
６Ａ,６Ｂ,…は、積分信号のレベルを判定したが、電位
差信号のレベルを判定してもよい。

【００７１】つまり、図２３に示すように、上記ブラシ
レスＤＣモータにおいて、負荷を一定にして、運転周波
数を変化させたときの位相補正角に対する電位差信号の
特性を示している。上記ブラシレスＤＣモータの特性
は、位相補正角の進み補正側から遅れ補正側に電位差信
号のレベルが徐々に小さくなる略直線となり、運転周波
数が高いほど位相補正角の進み補正側となる一方、運転
周波数が低いほど位相補正角の進み補正側から遅れ補正
側にほぼ平行に移動する。そして、運転周波数が高いと
きにピーク効率点の位相補正角はφ3となり、この位相
補正角φ3のときの電位差信号のレベルはＶ2となった。
一方、運転周波数が低いときにピーク効率点の位相補正
角はφ3となり、この位相補正角φ3のときの電位差信号
のレベルはＶ22となった。なお、位相補正角φ13は脱調
限界点で、運転周波数が高いときの脱調限界レベルはＶ
3、運転周波数が低いときの脱調限界レベルはＶ23とな
る。この電位差信号の特性に基づいて、運転周波数の変
化に応じて、レベル検出器６Ａ,６Ｂ,…のうちの一つを
選択して、電位差信号のレベルを判定する基準値を切り
替えるようにしてもよい。

【００７２】（第３実施例）また、図２４はこの発明の
第３実施例のブラシレスＤＣモータに用いたマイコンの
ブロック図を示し、図１のブラシレスＤＣモータとマイ
コン,レベル検出器を除いて同一の構成をしており、マ
イコン２００とレベル検出器に代わるＡ／Ｄ変換器２０
２以外は図と説明を省略する。なお、回転位置検出器３
からの積分信号を受けて、Ａ／Ｄ変換器２０２はＡ／Ｄ
変換された積分信号を出力する。

【００７３】また、上記ブラシレスＤＣモータのマイコ
ン２００は、回転位置検出器３からの位置信号と、速度
演算部４３からの現在速度信号と、外部からの負荷トル
ク値を表わすトルク信号と、Ａ／Ｄ変換器２０２からの
Ａ／Ｄ変換された積分信号とを受けて、レベル判定結果
を表わす信号を出力するレベル判定部２０１を備えてい
る。なお、上記ブラシレスＤＣモータも、第２実施例と
同様に、負荷の大小および運転周波数の高低に従ってピ
ーク効率点の積分信号のレベルが一定とならない。

【００７４】上記構成のブラシレスＤＣモータにおい
て、レベル判定部２０１は、速度演算部４３からの現在
速度信号と外部からのトルク信号とに基づいて、予め設
定されたテーブルから基準値を選択して、Ａ／Ｄ変換さ
れた積分信号のピーク値がその基準値以上か否かを判別
する。そして、上記第１実施例の図６,７,８,９のフロ
ーチャートに示す割込処理を行う。したがって、電圧に
よる速度制御から位相による速度制御への切り替えは、
インバータ部２０の出力電圧が最大のときに行う一方、
位相による速度制御から電圧による速度制御への切り替
えは、負荷や回転周波数によって積分信号∫Ｖ_MNdtのレ
ベルが変化しても、その負荷や回転周波数に応じた基準
値に基づいて積分信号を監視して、積分信号∫Ｖ_MNdtの
レベルが基準値を下回るときに行う。

【００７５】したがって、定格点でインバータ部の出力
電圧を最大電圧にでき、定格点でモータを最大効率運転
することができる。

【００７６】また、電圧による速度制御の場合、位相補
正手段によってインバータ部出力電圧の位相を、積分信
号∫Ｖ_MNdtのレベルが負荷,運転周波数に応じて選択さ
れた基準値になるように補正することによって、モータ
を最大効率で運転することができる。

【００７７】上記第１,第２,第３実施例では、積分信号
のレベルが所定値になるように、位相補正角を調整し
て、最大効率運転を行ったが、電位差信号のレベルが所
定値になるようにしてもよい。

【００７８】また、上記第１,第２,第３実施例では、位
相補正手段として位相補正タイマＴ1,周期測定タイマＴ
2,周期演算部４１およびタイマ値演算部４２を用いた
が、位相補正手段はこれに限らないのは勿論である。

【００７９】また、上記第１,第２,第３実施例では、マ
イコン４,１００,２００を用いたが、マイコンの代りに
論理回路等により構成してもよい。

【００８０】また、上記第１,第２,第３実施例では、電
機子コイル１a,１b,１cの電圧パターンの切り換え方式
を１８０度通電方式としたが、電圧パターンの切り換え
は１８０度に限らず、１２０〜１８０度の通電方式であ
ればよい。

【００８１】また、第１,第２,第３実施例では、回転位
置検出手段として回転位置検出器３を用いたが、回転位
置検出手段はこれに限らず、他の回路構成でもよいのは
勿論である。

【００８２】すなわち、図２５に示すように、抵抗回路
２の中性点の電圧Ｖ_Mが反転入力端子に接続され、非反
転入力端子とグランドＧＮＤとの間に抵抗Ｒ₂₁が接続さ
れると共に、出力端子と反転入力端子との間に抵抗Ｒ₂₂
とコンデンサＣ₂₁が並列に接続された増幅器ＩＣ21と、
上記増幅器ＩＣ21の出力端子に反転入力端子が接続さ
れ、非反転入力端子とグランドＧＮＤとの間に抵抗Ｒ₂₃
が接続されると共に、出力端子と非反転入力端子との間
に抵抗Ｒ₂₄を接続して増幅器ＩＣ22とを備えたものでも
よい。

【００８３】また、図２６に示すように、抵抗回路２の
中性点の電圧Ｖ_Mが反転入力端子に接続され、非反転入
力端子とグランドＧＮＤとの間に抵抗Ｒ₃₁が接続される
と共に、出力端子と反転入力端子との間に抵抗Ｒ₃₂が接
続された増幅器ＩＣ31と、その増幅器ＩＣ31の出力端子
と抵抗Ｒ₃₃を介して反転入力端子が接続され、非反転入
力端子とグランドＧＮＤとの間に抵抗Ｒ₃₄が接続される
と共に、出力端子と反転入力端子との間に抵抗Ｒ₃₅とコ
ンデンサＣ₃₁が並列に接続された増幅器ＩＣ32と、上記
増幅器ＩＣ32の出力端子に反転入力端子が接続され、非
反転入力端子とグランドＧＮＤとの間に抵抗Ｒ₃₆が接続
されると共に、出力端子と非反転入力端子との間に抵抗
Ｒ₃₇を接続して増幅器ＩＣ33とを備えたものでもよい。

【００８４】また、図２７に示すように、電機子コイル
１a,１b,１cがＹ結線され、複数の永久磁石を有する回
転子１０を回転磁界により回転させる固定子１と、上記
電機子コイル１a,１b,１cに並列状態に接続され、抵抗
２a,２b,２cをＹ結線した抵抗回路２と、直流電源１０
９の正極側に夫々接続された３つのトランジスタ２０a,
２０b,２０cと直流電源１０９の負極側に夫々接続され
た３つのトランジスタ２０d,２０e,２０fとから構成さ
れ、トランジスタ２０d,２０e,２０fのエミッタがグラ
ンドＧＮＤに接続されたインバータ部２０を備えたブラ
シレスＤＣモータにおいて、電機子コイル１a,１b,１c
の中性点の電圧Ｖ_Nが抵抗Ｒ₄₁を介して反転入力端子に
接続され、抵抗２a,２b,２cの中性点の電圧Ｖ_Mが非反転
入力端子に接続されると共に、非反転入力端子とグラン
ドＧＮＤとの間に抵抗Ｒ₄₂が接続され、出力端子と反転
入力端子との間に抵抗Ｒ₄₃が接続された増幅器ＩＣ41
と、その増幅器ＩＣ41の出力端子と抵抗Ｒ₄₄を介して反
転入力端子が接続され、非反転入力端子とグランドＧＮ
Ｄとの間に抵抗Ｒ₄₅が接続されると共に、出力端子と反
転入力端子との間に抵抗Ｒ₄₆とコンデンサＣ₄₁とが並列
に接続された増幅器ＩＣ42と、上記増幅器ＩＣ42の出力
端子に反転入力端子が接続され、非反転入力端子とグラ
ンドＧＮＤとの間に抵抗Ｒ₄₇が接続されると共に、出力
端子と非反転入力端子との間に抵抗Ｒ₄₈を接続して増幅
器ＩＣ43とを備えたものでのよい。

【００８５】また、上記第１実施例では、回転位置検出
器３の差動増幅器２１を電位差検出手段とし、積分器２
２を積分手段として用いたが、電位差検出手段と積分手
段は、回転位置検出器とは別に構成してもよい。

【００８６】また、上記第３実施例では、積分信号∫Ｖ
_MNdtをＡ／Ｄ変換したが、電位差信号または電位差信号
を平滑した信号あるいは積分信号∫Ｖ_MNdtを平滑した信
号をＡ／Ｄ変換して、そのＡ／Ｄ変換された信号を用い
てレベル判定を行ってもよい。

【００８７】

【発明の効果】以上より明らかなように、請求項１の発
明のブラシレスＤＣモータは、複数極の磁石を有する回
転子と、３相Ｙ結線に接続された電機子コイルを有する
固定子と、上記電機子コイルに対して並列状態で３相Ｙ
結線された抵抗回路と、上記電機子コイルの中性点と上
記抵抗回路の中性点との電位差に基づいて、上記回転子
と上記固定子の相対的な回転位置を検出して、６０deg
毎にレベルが切り換わる位置信号を出力する回転位置検
出手段と、上記回転位置検出手段の上記位置信号に基づ
いて、上記電機子コイルの電圧パターンを切り換えるイ
ンバータ部とを備えるブラシレスＤＣモータにおいて、
電位差検出手段は、電機子コイルの中性点と抵抗回路の
中性点との電位差を検出して、その電位差を表わす電位
差信号を出力すると共に、積分手段は、電位差検出手段
により検出された電位差信号を積分して、積分信号を出
力し、積分手段からの積分信号を受けて、レベル判定手
段は、積分信号のレベルが所定値以上か否かを判定し、
電圧速度制御手段は、インバータ部の出力電圧を変化さ
せて回転子の回転速度を制御するために、電圧指令信号
をインバータ部に出力する一方、位相速度制御手段は、
位置信号の切り換わり時点から電圧パターンを切り換え
るまでの位相を変化させて回転子の回転速度を制御する
ために、位相補正角を表わす指令信号を出力し、位相補
正手段は、位置信号の切り換わり時点から電圧パターン
を切り換えるまでの位相を、位相速度制御手段からの指
令信号に基づいて補正し、電圧速度制御手段からの電圧
指令信号に基づいて、速度制御切替手段は、電圧速度制
御手段により回転速度を制御するとき、インバータ部の
出力電圧が最大電圧となると、電圧速度制御手段から位
相速度制御手段に回転速度の制御を切り替える一方、位
相速度制御手段により回転速度を制御するとき、レベル
判定手段が積分信号のレベルが所定値未満であると判定
すると、位相速度制御手段から電圧速度制御手段に回転
速度の制御を切り替えるものである。

【００８８】したがって、請求項１の発明のブラシレス
ＤＣモータによれば、上記電圧速度制御手段と位相速度
制御手段を最適に切り替えることによって、スムーズな
速度制御切替が可能となる。また、定格点でインバータ
部の出力電圧を最大にでき、さらに定格点より大きい出
力での運転も可能となる。

【００８９】また、請求項２の発明のブラシレスＤＣモ
ータは、請求項１のブラシレスＤＣモータにおいて、上
記電圧速度制御手段により回転速度を制御する場合、上
記レベル判定手段の上記所定値を、最大効率のときの上
記積分信号のレベルに設定し、上記位相補正手段は、上
記レベル判定手段の判定結果に基づいて、上記積分手段
からの上記積分信号が上記所定値になるように、上記位
置信号の切り換わり時点から上記電圧パターンを切り換
えるまでの位相を補正するものである。

【００９０】したがって、請求項２の発明のブラシレス
ＤＣモータによれば、上記電圧速度制御手段の電圧によ
る速度制御時は、位相補正手段によってインバータ部の
出力電圧の位相を補正することによって、最大効率でモ
ータを運転することができる。

【００９１】また、請求項３の発明のブラシレスＤＣモ
ータは、複数極の磁石を有する回転子と、３相Ｙ結線に
接続された電機子コイルを有する固定子と、上記電機子
コイルに対して並列状態で３相Ｙ結線された抵抗回路
と、上記電機子コイルの中性点と上記抵抗回路の中性点
との電位差に基づいて、上記回転子と上記固定子の相対
的な回転位置を検出して、６０deg毎にレベルが切り換
わる位置信号を出力する回転位置検出手段と、上記回転
位置検出手段の上記位置信号に基づいて、上記電機子コ
イルの電圧パターンを切り換えるインバータ部とを備え
るブラシレスＤＣモータにおいて、電位差検出手段は、
電機子コイルの中性点と抵抗回路の中性点との電位差を
検出して、上記電位差を表わす電位差信号を出力し、レ
ベル判定手段は、電位差検出手段からの電位差信号を受
けて、電位差信号のレベルが所定値以上か否かを判定
し、電圧速度制御手段は、インバータ部の出力電圧を変
化させて回転子の回転速度を制御するために、電圧指令
信号をインバータ部に出力する一方、位相速度制御手段
は、位置信号の切り換わり時点から電圧パターンを切り
換えるまでの位相を変化させて回転子の回転速度を制御
するために、位相補正角を表わす指令信号を出力し、位
相補正手段は、位置信号の切り換わり時点から電圧パタ
ーンを切り換えるまでの位相を、位相速度制御手段から
の指令信号に基づいて補正し、電圧速度制御手段からの
電圧指令信号に基づいて、速度制御切替手段は、電圧速
度制御手段により回転速度を制御するとき、インバータ
部の出力電圧が最大電圧となると、電圧速度制御手段か
ら位相速度制御手段に回転速度の制御を切り替える一
方、位相速度制御手段により回転速度を制御するとき、
レベル判定手段が電位差信号のレベルが所定値未満であ
ると判定すると、位相速度制御手段から上記電圧速度制
御手段に回転速度の制御を切り替えるものである。

【００９２】したがって、請求項３の発明のブラシレス
ＤＣモータによれば、上記電圧速度制御手段と位相速度
制御手段を最適に切り替えることによって、スムーズな
速度制御切替が可能となる。また、定格点でインバータ
部の出力電圧を最大にでき、さらに定格点より大きい出
力での運転も可能となる。

【００９３】また、請求項４の発明のブラシレスＤＣモ
ータは、請求項３のブラシレスＤＣモータにおいて、上
記電圧速度制御手段により回転速度を制御する場合、上
記レベル判定手段の上記所定値を、最大効率のときの上
記電位差信号のレベルに設定し、上記位相補正手段は、
上記レベル判定手段の判定結果に基づいて、上記電位差
検出手段からの上記電位差信号が上記所定値になるよう
に、上記位置信号の切り換わり時点から上記電圧パター
ンを切り換えるまでの位相を補正するものである。

【００９４】したがって、請求項４の発明のブラシレス
ＤＣモータによれば、上記電圧速度制御手段の電圧によ
る速度制御時は、位相補正手段によってインバータ部の
出力電圧の位相を補正することによって、最大効率でモ
ータを運転することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】図１はこの発明の第１実施例のブラシレスＤ
Ｃモータの構成図である。

【図２】図２は上記ブラシレスＤＣモータのレベル検
出器の回路図である。

【図３】図３は上記ブラシレスＤＣモータのマイコン
のブロック図である。

【図４】図４は上記レベル検出器を用いた場合の各部
の信号を示す図である。

【図５】図５は上記ブラシレスＤＣモータの各部の信
号を示す図である。

【図６】図６は上記マイコンの割込処理１を示すフロ
ーチャートである。

【図７】図７は上記マイコンの割込処理１を示すフロ
ーチャートである。

【図８】図８は上記マイコンの割込処理１を示すフロ
ーチャートである。

【図９】図９は上記マイコンの位相補正用タイマのタ
イマ割り込みによる割込処理２を示すフローチャートで
ある。

【図１０】図１０は上記ブラシレスＤＣモータの負荷
として圧縮機を駆動したときの圧縮機の運転エリアを示
す図である。

【図１１】図１１は上記ブラシレスＤＣモータの回転
数に対するインバータ出力電圧の特性を示す図である。

【図１２】図１２は上記ブラシレスＤＣモータの回転
数に対するモータ効率の特性を示す図である。

【図１３】図１３は上記ブラシレスＤＣモータにおい
て、位相補正角に対する回転周波数の特性を示す図であ
る。

【図１４】図１４は上記ブラシレスＤＣモータにおい
て、位相補正角に対する積分信号の特性を示す図であ
る。

【図１５】図１５は上記ブラシレスＤＣモータにおい
て、電圧による速度制御から位相による速度制御に切り
替え、さらに電圧により速度制御に切り替えたときの運
転状態の移行を示す図である。

【図１６】図１６は上記ブラシレスＤＣモータにおい
て、電圧による速度制御から位相による速度制御に切り
替え、さらに電圧による速度制御に切り替えたときの位
相補正角に対する積分信号の関係を示す図である。

【図１７】図１７は上記ブラシレスＤＣモータにおい
て、電圧による速度制御から位相による速度制御に切り
替え、さらに電圧による速度制御に切り替えたときの運
転状態の移行を示す図である。

【図１８】図１８は上記ブラシレスＤＣモータにおい
て、電圧による速度制御から位相による速度制御に切り
替え、さらに電圧による速度制御に切り替えたときの位
相補正角に対する積分信号の関係を示す図である。

【図１９】図１９はこの発明の第２実施例のブラシレ
スＤＣモータの要部構成図である。

【図２０】図２０は上記ブラシレスＤＣモータのマイ
コンのブロック図である。

【図２１】図２１は上記ブラシレスＤＣモータにおい
て、周波数一定で負荷を変化させたときの位相補正角に
対する積分信号の特性を示す図である。

【図２２】図２２は上記ブラシレスＤＣモータにおい
て、負荷一定で周波数を変化させたときの位相補正角に
対する積分信号の特性を示す図である。

【図２３】図２３は上記ブラシレスＤＣモータにおい
て、負荷一定で周波数を変化させたときの位相補正角に
対する電位差信号の特性を示す図である。

【図２４】図２４はこの発明の第３実施例のブラシレ
スＤＣモータのマイコンのブロック図である。

【図２５】図２５は他の例の回転位置検出器の回路図
である。

【図２６】図２６は他の例の回転位置検出器の回路図
である。

【図２７】図２７は他の例の回転位置検出器の回路図
である。

【図２８】図２８は従来のブラシレスＤＣモータの構
成図である。

【図２９】図２９は上記ブラシレスＤＣモータの各部
の信号を示す図である。

【図３０】図３０は上記ブラシレスＤＣモータの負荷
として圧縮機を駆動したときの圧縮機の運転エリアを示
す図である。

【図３１】図３１は上記ブラシレスＤＣモータの負荷
として圧縮機を駆動したときの圧縮機の運転エリアを示
す図である。

【図３２】図３２は上記ブラシレスＤＣモータの回転
数に対するインバータ出力電圧の特性を示す図である。

【図３３】図３３は上記ブラシレスＤＣモータの回転
数に対するモータ効率の特性を示す図である。

【符号の説明】

１…固定子、１a,１b,１c…電機子コイル、２…抵抗回
路、３…回転位置検出器、４…マイコン、５…ベース駆
動回路、６…レベル検出器、９…直流電源、１０…回転
子、２０…インバータ部、２０a〜２０f…トランジス
タ、４１…周期演算部、４２…タイマ値演算部、４３…
速度演算部、４４…電圧速度制御部、４５…位相速度制
御部、４６…インバータモード選択部、４７…ＰＷＭ
部、５１…レベル判定部、５２…速度制御切替判定部、
Ｔ1…位相補正タイマ、Ｔ2…周期測定タイマ。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02P 6/16 H02P 6/08 H02P 6/24

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】複数極の磁石を有する回転子(１０)と、
３相Ｙ結線に接続された電機子コイル(１a,１b,１c)を
有する固定子(１)と、上記電機子コイル(１a,１b,１c)
に対して並列状態で３相Ｙ結線された抵抗回路(２)と、
上記電機子コイル(１a,１b,１c)の中性点と上記抵抗回
路(２)の中性点との電位差に基づいて、上記回転子(１
０)と上記固定子(１)の相対的な回転位置を検出して、
６０deg毎にレベルが切り換わる位置信号を出力する回
転位置検出手段(３)と、上記回転位置検出手段(３)の上
記位置信号に基づいて、上記電機子コイル(１a,１b,１
c)の電圧パターンを切り換えるインバータ部(２０)とを
備えるブラシレスＤＣモータにおいて、上記電機子コイル(１a,１b,１c)の中性点と上記抵抗回
路(２)の中性点との電位差を検出して、上記電位差を表
わす電位差信号を出力する電位差検出手段(２１)と、上記電位差検出手段(２１)により検出された上記電位差
信号を積分して、積分信号を出力する積分手段(２２)
と、上記積分手段(２２)からの上記積分信号を受けて、上記
積分信号のレベルが所定値以上か否かを判定するレベル
判定手段(６,５１)と、上記インバータ部(２０)の出力電圧を変化させて上記回
転子(１０)の回転速度を制御するために、電圧指令信号
を上記インバータ部(２０)に出力する電圧速度制御手段
(４４)と、上記位置信号の切り換わり時点から上記電圧パターンを
切り換えるまでの位相を変化させて上記回転子(１０)の
回転速度を制御するために、位相補正角を表わす指令信
号を出力する位相速度制御手段(４５)と、上記位置信号の切り換わり時点から上記電圧パターンを
切り換えるまでの位相を、上記位相速度制御手段(４５)
からの上記指令信号に基づいて補正する位相補正手段
(Ｔ1,Ｔ2,４１,４２)と、上記電圧速度制御手段(４４)からの上記電圧指令信号に
基づいて、上記電圧速度制御手段(４４)により回転速度
を制御するとき、上記インバータ部(２０)の出力電圧が
最大電圧となると、上記電圧速度制御手段(４４)から上
記位相速度制御手段(４５)に回転速度の制御を切り替え
る一方、上記位相速度制御手段(４５)により回転速度を
制御するとき、上記レベル判定手段(６,５１)が上記積
分信号のレベルが上記所定値未満であると判定すると、
上記位相速度制御手段(４５)から上記電圧速度制御手段
(４４)に回転速度の制御を切り替える速度制御切替手段
(５２,ＳＷ１,ＳＷ２)とを備えたことを特徴とするブラ
シレスＤＣモータ。
【請求項２】請求項１に記載のブラシレスＤＣモータ
において、上記電圧速度制御手段(４４)により回転速度
を制御する場合、上記レベル判定手段(６)の上記所定値
を、最大効率のときの上記積分信号のレベルに設定し、
上記位相補正手段(Ｔ1,Ｔ2,４１,４２)は、上記レベル
判定手段(６)の判定結果に基づいて、上記積分手段(２
２)からの上記積分信号が上記所定値になるように、上
記位置信号の切り換わり時点から上記電圧パターンを切
り換えるまでの位相を補正することを特徴とするブラシ
レスＤＣモータ。
【請求項３】複数極の磁石を有する回転子(１０)と、
３相Ｙ結線に接続された電機子コイル(１a,１b,１c)を
有する固定子(１)と、上記電機子コイル(１a,１b,１c)
に対して並列状態で３相Ｙ結線された抵抗回路(２)と、
上記電機子コイル(１a,１b,１c)の中性点と上記抵抗回
路(２)の中性点との電位差に基づいて、上記回転子(１
０)と上記固定子(１)の相対的な回転位置を検出して、
６０deg毎にレベルが切り換わる位置信号を出力する回
転位置検出手段(３)と、上記回転位置検出手段(３)の上
記位置信号に基づいて、上記電機子コイル(１a,１b,１
c)の電圧パターンを切り換えるインバータ部(２０)とを
備えるブラシレスＤＣモータにおいて、上記電機子コイル(１a,１b,１c)の中性点と上記抵抗回
路(２)の中性点との電位差を検出して、上記電位差を表
わす電位差信号を出力する電位差検出手段(２１)と、上記電位差検出手段(２１)からの上記電位差信号を受け
て、上記電位差信号のレベルが所定値以上か否かを判定
するレベル判定手段と、上記インバータ部(２０)の出力電圧を変化させて上記回
転子(１０)の回転速度を制御するために、電圧指令信号
を上記インバータ部(２０)に出力する電圧速度制御手段
(４４)と、上記位置信号の切り換わり時点から上記電圧パターンを
切り換えるまでの位相を変化させて上記回転子(１０)の
回転速度を制御するために、位相補正角を表わす指令信
号を出力する位相速度制御手段(４５)と、上記位置信号の切り換わり時点から上記電圧パターンを
切り換えるまでの位相を、上記位相速度制御手段(４５)
からの上記指令信号に基づいて補正する位相補正手段
(Ｔ1,Ｔ2,４１,４２)と、上記電圧速度制御手段(４４)からの上記電圧指令信号に
基づいて、上記電圧速度制御手段(４４)により回転速度
を制御するとき、上記インバータ部(２０)の出力電圧が
最大電圧となると、上記電圧速度制御手段(４４)から上
記位相速度制御手段(４５)に回転速度の制御を切り替え
る一方、上記位相速度制御手段(４５)により回転速度を
制御するとき、上記レベル判定手段が上記電位差信号の
レベルが上記所定値未満であると判定すると、上記位相
速度制御手段(４５)から上記電圧速度制御手段(４４)に
回転速度の制御を切り替える速度制御切替手段(５２,Ｓ
Ｗ１,ＳＷ２)とを備えたことを特徴とするブラシレスＤ
Ｃモータ。
【請求項４】請求項３に記載のブラシレスＤＣモータ
において、上記電圧速度制御手段(４４)により回転速度
を制御する場合、上記レベル判定手段の上記所定値を、
最大効率のときの上記電位差信号のレベルに設定し、上
記位相補正手段(Ｔ1,Ｔ2,４１,４２)は、上記レベル判
定手段の判定結果に基づいて、上記電位差検出手段(２
１)からの上記電位差信号が上記所定値になるように、
上記位置信号の切り換わり時点から上記電圧パターンを
切り換えるまでの位相を補正することを特徴とするブラ
シレスＤＣモータ。