JP3362195B2 - ブラシレス直流モータの駆動制御装置 - Google Patents
ブラシレス直流モータの駆動制御装置Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、たとえばエアコンや
給湯器などの送風機駆動用モータ、パソコンやワープロ
などのＯＡ機器のディスク駆動用モータなどに用いられ
る３相アキシャルタイプのブラシレス直流モータの駆動
制御装置に関するものである。
給湯器などの送風機駆動用モータ、パソコンやワープロ
などのＯＡ機器のディスク駆動用モータなどに用いられ
る３相アキシャルタイプのブラシレス直流モータの駆動
制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、この種のブラシレス直流モータの
駆動制御装置として、たとえば特開平５−１３７３７５
号公報に開示されたものが知られている。すなわち、図
１５で示すように、商用交流電源１１から供給された交
流電圧Ｅが整流平滑回路１２で直流電圧ＶM に変換され
たのち、直流電圧ＶM を降圧用スイッチング電源１３で
チョッピングにより降圧可変し、この降圧された直流電
圧ＶMLを駆動制御回路１４に供給するように構成されて
いる。
駆動制御装置として、たとえば特開平５−１３７３７５
号公報に開示されたものが知られている。すなわち、図
１５で示すように、商用交流電源１１から供給された交
流電圧Ｅが整流平滑回路１２で直流電圧ＶM に変換され
たのち、直流電圧ＶM を降圧用スイッチング電源１３で
チョッピングにより降圧可変し、この降圧された直流電
圧ＶMLを駆動制御回路１４に供給するように構成されて
いる。
【０００３】また、ロ−タ位置検出器８からの信号は転
流信号発生回路２９で論理処理され、その出力信号をス
イッチングパワー素子駆動回路２８に入力して、複数の
スイッチングパワー素子からなる通電切換回路２３を転
流駆動し、上記各スイッチングパワー素子のＯＮ・ＯＦ
Ｆ動作でもって直流モータＭの各相アマチュアコイル７
に上記スイッチング電源１３からの降圧直流電圧ＶMLを
供給して順次通電し、上記直流モータＭのロータアッセ
ンブリを回転させる。
流信号発生回路２９で論理処理され、その出力信号をス
イッチングパワー素子駆動回路２８に入力して、複数の
スイッチングパワー素子からなる通電切換回路２３を転
流駆動し、上記各スイッチングパワー素子のＯＮ・ＯＦ
Ｆ動作でもって直流モータＭの各相アマチュアコイル７
に上記スイッチング電源１３からの降圧直流電圧ＶMLを
供給して順次通電し、上記直流モータＭのロータアッセ
ンブリを回転させる。
【０００４】上記直流モータＭの回転に際し、速度誤差
信号発生回路３０は、外部からの回転速度指令信号ｂと
速度センサ３１からの回転速度信号ｃとを比較して速度
誤差信号ｄを発生し、この速度誤差信号ｄをパルス幅変
調（ＰＷＭ）回路３２に入力して、上記両信号ｂ，ｃの
誤差に応じたＯＮ・ＯＦＦデューティの高周波ＰＷＭ信
号ｄを発生し、このＰＷＭ信号ｄでもって上記スイッチ
ングパワー素子を間欠的にＯＮ・ＯＦＦ制御して上記直
流モータＭを可変速制御する。
信号発生回路３０は、外部からの回転速度指令信号ｂと
速度センサ３１からの回転速度信号ｃとを比較して速度
誤差信号ｄを発生し、この速度誤差信号ｄをパルス幅変
調（ＰＷＭ）回路３２に入力して、上記両信号ｂ，ｃの
誤差に応じたＯＮ・ＯＦＦデューティの高周波ＰＷＭ信
号ｄを発生し、このＰＷＭ信号ｄでもって上記スイッチ
ングパワー素子を間欠的にＯＮ・ＯＦＦ制御して上記直
流モータＭを可変速制御する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上記構成に
よる直流モータの駆動制御装置は、降圧用スイッチング
電源１３で直流電圧ＶM をチョッピングにより降圧可変
し、この可変制御された降圧直流電圧ＶMLを駆動制御回
路１４に供給して、直流モータＭの各相アマチュアコイ
ル７への印加電圧ＶMLを制御して通電電流Ｉ（ＩU,ＩV,
ＩW)を間接的に制御しているため、その回転数精度を高
めることができないという課題がある。
よる直流モータの駆動制御装置は、降圧用スイッチング
電源１３で直流電圧ＶM をチョッピングにより降圧可変
し、この可変制御された降圧直流電圧ＶMLを駆動制御回
路１４に供給して、直流モータＭの各相アマチュアコイ
ル７への印加電圧ＶMLを制御して通電電流Ｉ（ＩU,ＩV,
ＩW)を間接的に制御しているため、その回転数精度を高
めることができないという課題がある。
【０００６】また、上記構成によれば、降圧用スイッチ
ング電源１３がパワートランジスタからなるスイッチン
グパワー素子ＴＲと、平滑用ダイオ−ドＤ１，平滑用コ
イルＬおよび平滑用コンデンサＣ２からなる平滑回路３
３とで構成されているため、部品点数が多く、ブラシレ
ス直流モータの駆動制御装置が高価かつ大形化するなど
の課題がある。
ング電源１３がパワートランジスタからなるスイッチン
グパワー素子ＴＲと、平滑用ダイオ−ドＤ１，平滑用コ
イルＬおよび平滑用コンデンサＣ２からなる平滑回路３
３とで構成されているため、部品点数が多く、ブラシレ
ス直流モータの駆動制御装置が高価かつ大形化するなど
の課題がある。
【０００７】この発明は上記課題を解消するためになさ
れたもので、モータの回転数精度を高め、モータの騒音
発生を防止するとともに、モータ駆動効率の悪化やトル
クむらを防止し、小形で安価なブラシレス直流モータの
駆動制御装置を提供することを目的としている。
れたもので、モータの回転数精度を高め、モータの騒音
発生を防止するとともに、モータ駆動効率の悪化やトル
クむらを防止し、小形で安価なブラシレス直流モータの
駆動制御装置を提供することを目的としている。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項１の発明によるブラシレス直流モータの駆動
制御装置は、回転軸に固定されたロータヨークにロータ
マグネットを装着してなるロータアッセンブリと、上記
ロータマグネットに対向する複数のアマチュアコイルを
ステータヨークに回転方向へ装着してなるステータアッ
センブリと、上記各アマチュアコイルに順次通電して上
記ロータアッセンブリの回転を駆動制御する駆動制御回
路とを具備し、上記駆動制御回路は、上記ロータマグネ
ットの磁極分布を検出してロ−タ位置検出信号を出力す
るロ−タ位置検出器と、外部からの指令信号で上記ロ−
タ位置検出信号の振幅を可変させる電流調整回路と、上
記ロ−タ位置検出信号に電気角で所定角度の位相差をも
った複数の変移信号とこの変移信号に対し１８０°の位
相差をもった反転信号とを出力する移相回路と、上記変
移信号を全波整流して全波整流信号を出力する全波整流
器と、上記変移信号と反転信号とを比較して上記ロータ
マグネットの磁極を判別する極性判別信号を出力する第
１の比較器と、可聴周波数帯域以上の３角波もしくは鋸
歯状波からなる高周波基準信号を発生する基準信号発振
器と、上記全波整流信号と高周波基準信号とを比較して
両信号の差からパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を出力する
第２の比較器と、上記極性判別信号とＰＷＭ信号とをロ
ジック処理して両信号の論理和信号を出力する論理回路
と、上記論理和信号を受けて対応する各相のアマチュア
コイルに通電する通電切換回路とを備え、上記指令信号
にもとづく上記電流調整回路の通電電流の制御で上記ロ
−タ位置検出信号の振幅を可変させてモータ速度を加減
速制御するように構成したことを特徴とする。
に、請求項１の発明によるブラシレス直流モータの駆動
制御装置は、回転軸に固定されたロータヨークにロータ
マグネットを装着してなるロータアッセンブリと、上記
ロータマグネットに対向する複数のアマチュアコイルを
ステータヨークに回転方向へ装着してなるステータアッ
センブリと、上記各アマチュアコイルに順次通電して上
記ロータアッセンブリの回転を駆動制御する駆動制御回
路とを具備し、上記駆動制御回路は、上記ロータマグネ
ットの磁極分布を検出してロ−タ位置検出信号を出力す
るロ−タ位置検出器と、外部からの指令信号で上記ロ−
タ位置検出信号の振幅を可変させる電流調整回路と、上
記ロ−タ位置検出信号に電気角で所定角度の位相差をも
った複数の変移信号とこの変移信号に対し１８０°の位
相差をもった反転信号とを出力する移相回路と、上記変
移信号を全波整流して全波整流信号を出力する全波整流
器と、上記変移信号と反転信号とを比較して上記ロータ
マグネットの磁極を判別する極性判別信号を出力する第
１の比較器と、可聴周波数帯域以上の３角波もしくは鋸
歯状波からなる高周波基準信号を発生する基準信号発振
器と、上記全波整流信号と高周波基準信号とを比較して
両信号の差からパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を出力する
第２の比較器と、上記極性判別信号とＰＷＭ信号とをロ
ジック処理して両信号の論理和信号を出力する論理回路
と、上記論理和信号を受けて対応する各相のアマチュア
コイルに通電する通電切換回路とを備え、上記指令信号
にもとづく上記電流調整回路の通電電流の制御で上記ロ
−タ位置検出信号の振幅を可変させてモータ速度を加減
速制御するように構成したことを特徴とする。
【０００９】請求項２の発明によるブラシレス直流モー
タの駆動制御装置は、駆動制御回路が、上記ロータマグ
ネットの磁極分布を検出してロ−タ位置検出信号を出力
するロ−タ位置検出器と、上記ロ−タ位置検出信号の振
幅を一定値に保持するオートゲインコントロール（ＡＧ
Ｃ）回路と、上記ロ−タ位置検出信号に電気角で所定角
度の位相差をもった複数の変移信号とこの変移信号に対
し１８０°の位相差をもった反転信号とを出力する移相
回路と、上記変移信号を全波整流して全波整流信号を出
力する全波整流器と、上記変移信号と反転信号とを比較
して上記ロータマグネットの磁極を判別する極性判別信
号を出力する第１の比較器と、可聴周波数帯域以上の３
角波もしくは鋸歯状波からなる高周波基準信号を発生す
るとともに外部からの指令信号で上記基準信号を可変制
御する基準信号発振器と、上記全波整流信号と高周波基
準信号とを比較して両信号の差からパルス幅変調（ＰＷ
Ｍ）信号を出力する第２の比較器と、上記極性判別信号
とＰＷＭ信号とをロジック処理して両信号の論理和信号
を出力する論理回路と、上記論理和信号を受けて対応す
る各相のアマチュアコイルに通電する通電切換回路とを
備え、上記指令信号にもとづく上記基準信号の可変制御
で上記ＰＷＭ信号におけるＯＮ・ＯＦＦデューティのパ
ルス幅を拡縮させてモータ速度を制御するように構成し
たことを特徴とするブラシレス直流モータの駆動制御装
置。
タの駆動制御装置は、駆動制御回路が、上記ロータマグ
ネットの磁極分布を検出してロ−タ位置検出信号を出力
するロ−タ位置検出器と、上記ロ−タ位置検出信号の振
幅を一定値に保持するオートゲインコントロール（ＡＧ
Ｃ）回路と、上記ロ−タ位置検出信号に電気角で所定角
度の位相差をもった複数の変移信号とこの変移信号に対
し１８０°の位相差をもった反転信号とを出力する移相
回路と、上記変移信号を全波整流して全波整流信号を出
力する全波整流器と、上記変移信号と反転信号とを比較
して上記ロータマグネットの磁極を判別する極性判別信
号を出力する第１の比較器と、可聴周波数帯域以上の３
角波もしくは鋸歯状波からなる高周波基準信号を発生す
るとともに外部からの指令信号で上記基準信号を可変制
御する基準信号発振器と、上記全波整流信号と高周波基
準信号とを比較して両信号の差からパルス幅変調（ＰＷ
Ｍ）信号を出力する第２の比較器と、上記極性判別信号
とＰＷＭ信号とをロジック処理して両信号の論理和信号
を出力する論理回路と、上記論理和信号を受けて対応す
る各相のアマチュアコイルに通電する通電切換回路とを
備え、上記指令信号にもとづく上記基準信号の可変制御
で上記ＰＷＭ信号におけるＯＮ・ＯＦＦデューティのパ
ルス幅を拡縮させてモータ速度を制御するように構成し
たことを特徴とするブラシレス直流モータの駆動制御装
置。
【００１０】請求項３の発明によるブラシレス直流モー
タの駆動制御装置は、上記基準信号発振器が外部からの
指令信号を受けて振幅が可変に制御される高周波基準信
号を発生するように構成されていることを特徴とする。
請求項４の発明によるブラシレス直流モータの駆動制御
装置は、上記基準信号発振器が外部からの指令信号を受
けて中心レベルが可変に制御される高周波基準信号を発
生するように構成されていることを特徴とする。請求項
５の発明によるブラシレス直流モータの駆動制御装置
は、上記基準信号発振器が外部からの指令信号を受けて
振幅と中心レベルが可変に制御される高周波基準信号を
発生するように構成されていることを特徴とする請求項
２に記載のブラシレス直流モータの駆動制御装置。
タの駆動制御装置は、上記基準信号発振器が外部からの
指令信号を受けて振幅が可変に制御される高周波基準信
号を発生するように構成されていることを特徴とする。
請求項４の発明によるブラシレス直流モータの駆動制御
装置は、上記基準信号発振器が外部からの指令信号を受
けて中心レベルが可変に制御される高周波基準信号を発
生するように構成されていることを特徴とする。請求項
５の発明によるブラシレス直流モータの駆動制御装置
は、上記基準信号発振器が外部からの指令信号を受けて
振幅と中心レベルが可変に制御される高周波基準信号を
発生するように構成されていることを特徴とする請求項
２に記載のブラシレス直流モータの駆動制御装置。
【００１１】請求項６の発明によるブラシレス直流モー
タの駆動制御装置は、駆動制御回路が、上記ロータマグ
ネットの磁極分布を検出してロ−タ位置検出信号を出力
するロ−タ位置検出器と、上記ロ−タ位置検出信号の振
幅を一定値に保持するオートゲインコントロール（ＡＧ
Ｃ）回路と、上記ロ−タ位置検出信号に電気角で所定角
度の位相差をもった複数の変移信号とこの変移信号に対
し１８０°の位相差をもった反転信号とを出力する移相
回路と、上記変移信号を全波整流して全波整流信号を出
力する全波整流器と、上記外部からの指令信号で上記全
波整流信号の最大振幅値を所定値に可変制御するリミッ
タと、上記変移信号と反転信号とを比較して上記ロータ
マグネットの磁極を判別する極性判別信号を出力する第
１の比較器と、可聴周波数帯域以上の３角波もしくは鋸
歯状波からなる高周波基準信号を発生する基準信号発振
器と、最大振幅値が所定値に制御された上記全波整流信
号と高周波基準信号とを比較して両信号の差からパルス
幅変調（ＰＷＭ）信号を出力する第２の比較器と、上記
極性判別信号とＰＷＭ信号とをロジック処理して両信号
の論理和信号を出力する論理回路と、上記論理和信号を
受けて対応する各相のアマチュアコイルに通電する通電
切換回路とを備え、上記指令信号にもとづく上記全波整
流信号の最大振幅値の可変制御で上記ＰＷＭ信号におけ
るＯＮ・ＯＦＦデューティのパルス幅を拡縮させてモー
タ速度を制御するように構成したことを特徴とする。
タの駆動制御装置は、駆動制御回路が、上記ロータマグ
ネットの磁極分布を検出してロ−タ位置検出信号を出力
するロ−タ位置検出器と、上記ロ−タ位置検出信号の振
幅を一定値に保持するオートゲインコントロール（ＡＧ
Ｃ）回路と、上記ロ−タ位置検出信号に電気角で所定角
度の位相差をもった複数の変移信号とこの変移信号に対
し１８０°の位相差をもった反転信号とを出力する移相
回路と、上記変移信号を全波整流して全波整流信号を出
力する全波整流器と、上記外部からの指令信号で上記全
波整流信号の最大振幅値を所定値に可変制御するリミッ
タと、上記変移信号と反転信号とを比較して上記ロータ
マグネットの磁極を判別する極性判別信号を出力する第
１の比較器と、可聴周波数帯域以上の３角波もしくは鋸
歯状波からなる高周波基準信号を発生する基準信号発振
器と、最大振幅値が所定値に制御された上記全波整流信
号と高周波基準信号とを比較して両信号の差からパルス
幅変調（ＰＷＭ）信号を出力する第２の比較器と、上記
極性判別信号とＰＷＭ信号とをロジック処理して両信号
の論理和信号を出力する論理回路と、上記論理和信号を
受けて対応する各相のアマチュアコイルに通電する通電
切換回路とを備え、上記指令信号にもとづく上記全波整
流信号の最大振幅値の可変制御で上記ＰＷＭ信号におけ
るＯＮ・ＯＦＦデューティのパルス幅を拡縮させてモー
タ速度を制御するように構成したことを特徴とする。
【００１２】請求項７の発明によるブラシレス直流モー
タの駆動制御装置は、駆動制御回路が、上記ロータマグ
ネットの磁極分布を検出してロ−タ位置検出信号を出力
するロ−タ位置検出器と、上記ロ−タ位置検出信号の振
幅を一定値に保持するオートゲインコントロール（ＡＧ
Ｃ）回路と、上記ロ−タ位置検出信号に電気角で所定角
度の位相差をもった複数の変移信号とこの変移信号に対
し１８０°の位相差をもった反転信号とを出力する移相
回路と、上記変移信号を全波整流して全波整流信号を出
力する全波整流器と、上記変移信号と反転信号とを比較
して上記ロータマグネットの磁極を判別する極性判別信
号を出力する第１の比較器と、可聴周波数帯域以上の３
角波もしくは鋸歯状波からなる高周波基準信号を発生す
る基準信号発振器と、上記全波整流信号と高周波基準信
号とを比較して両信号の差からパルス幅変調（ＰＷＭ）
信号を出力する第２の比較器と、外部からの指令信号で
あるＰＷＭ信号と第２の比較器からのＰＷＭ信号とをロ
ジック処理して両信号の論理積信号を出力する論理積回
路と、上記極性判別信号と論理積信号とをロジック処理
して両信号の論理和信号を出力する論理和回路と、上記
論理和信号を受けて対応する各相のアマチュアコイルに
通電する通電切換回路とを備え、上記指令信号であるＰ
ＷＭ信号におけるＯＮ・ＯＦＦデューティのパルス幅を
拡縮させてモータ速度を制御するように構成したことを
特徴とする。
タの駆動制御装置は、駆動制御回路が、上記ロータマグ
ネットの磁極分布を検出してロ−タ位置検出信号を出力
するロ−タ位置検出器と、上記ロ−タ位置検出信号の振
幅を一定値に保持するオートゲインコントロール（ＡＧ
Ｃ）回路と、上記ロ−タ位置検出信号に電気角で所定角
度の位相差をもった複数の変移信号とこの変移信号に対
し１８０°の位相差をもった反転信号とを出力する移相
回路と、上記変移信号を全波整流して全波整流信号を出
力する全波整流器と、上記変移信号と反転信号とを比較
して上記ロータマグネットの磁極を判別する極性判別信
号を出力する第１の比較器と、可聴周波数帯域以上の３
角波もしくは鋸歯状波からなる高周波基準信号を発生す
る基準信号発振器と、上記全波整流信号と高周波基準信
号とを比較して両信号の差からパルス幅変調（ＰＷＭ）
信号を出力する第２の比較器と、外部からの指令信号で
あるＰＷＭ信号と第２の比較器からのＰＷＭ信号とをロ
ジック処理して両信号の論理積信号を出力する論理積回
路と、上記極性判別信号と論理積信号とをロジック処理
して両信号の論理和信号を出力する論理和回路と、上記
論理和信号を受けて対応する各相のアマチュアコイルに
通電する通電切換回路とを備え、上記指令信号であるＰ
ＷＭ信号におけるＯＮ・ＯＦＦデューティのパルス幅を
拡縮させてモータ速度を制御するように構成したことを
特徴とする。
【００１３】
【作用】請求項１の発明によれば、駆動制御回路が指令
信号にもとづく電流調整回路の通電電流の制御でロ−タ
位置検出信号の振幅を可変させてモータ速度を加減速制
御するものであり、たとえばモータ速度が所定値よりも
速すぎた場合、指令信号を出力して上記電流調整回路の
通電電流を減少させ、差動増幅器からの３相出力信号，
移相回路からの各出力信号および全波整流器からの全波
整流信号が減少させ、この全波整流信号の減少によって
第２の比較器からのＰＷＭ信号におけるＯＮ・ＯＦＦデ
ューティのパルス幅を短縮させ、通電切換回路によって
各相のアマチュアコイルへの通電電流を減少させてモー
タを減速させる。
信号にもとづく電流調整回路の通電電流の制御でロ−タ
位置検出信号の振幅を可変させてモータ速度を加減速制
御するものであり、たとえばモータ速度が所定値よりも
速すぎた場合、指令信号を出力して上記電流調整回路の
通電電流を減少させ、差動増幅器からの３相出力信号，
移相回路からの各出力信号および全波整流器からの全波
整流信号が減少させ、この全波整流信号の減少によって
第２の比較器からのＰＷＭ信号におけるＯＮ・ＯＦＦデ
ューティのパルス幅を短縮させ、通電切換回路によって
各相のアマチュアコイルへの通電電流を減少させてモー
タを減速させる。
【００１４】請求項２の発明によれば、ロ−タ位置検出
器が周囲温度や固体差によってロ−タ位置検出信号の振
幅が変動するのをＡＧＣ回路で一定に保持し、発振器に
指令信号を入力して高周波基準信号を可変に制御し、上
記基準信号との比較信号であるＰＷＭ信号におけるＯＮ
・ＯＦＦデューティのパルス幅を拡縮させてモータ速度
を制御することができる。その場合、請求項３ないし５
に記載の発明のように、高周波基準信号における振幅，
中心レベルもしくはこれら両者を可変に制御する指令信
号を上記発振器に入力して、上記基準信号との比較信号
であるＰＷＭ信号におけるＯＮ・ＯＦＦデューティのパ
ルス幅を拡縮させてモータ速度が制御される。
器が周囲温度や固体差によってロ−タ位置検出信号の振
幅が変動するのをＡＧＣ回路で一定に保持し、発振器に
指令信号を入力して高周波基準信号を可変に制御し、上
記基準信号との比較信号であるＰＷＭ信号におけるＯＮ
・ＯＦＦデューティのパルス幅を拡縮させてモータ速度
を制御することができる。その場合、請求項３ないし５
に記載の発明のように、高周波基準信号における振幅，
中心レベルもしくはこれら両者を可変に制御する指令信
号を上記発振器に入力して、上記基準信号との比較信号
であるＰＷＭ信号におけるＯＮ・ＯＦＦデューティのパ
ルス幅を拡縮させてモータ速度が制御される。
【００１５】請求項６の発明によれば、全波整流信号の
最大振幅値を上限値に制限する指令信号をリミット回路
に入力し、上限値に制限された全波整流信号でもってＰ
ＷＭ信号におけるＯＮ・ＯＦＦデューティのパルス幅を
拡縮させてモータ速度が制御される。
最大振幅値を上限値に制限する指令信号をリミット回路
に入力し、上限値に制限された全波整流信号でもってＰ
ＷＭ信号におけるＯＮ・ＯＦＦデューティのパルス幅を
拡縮させてモータ速度が制御される。
【００１６】請求項７の発明によれば、ＰＷＭ信号から
なる指令信号を論理積回路に入力し、第２の比較器から
のＰＷＭ信号と上記指令信号との論理積信号を出力し、
この論理積信号は論理和回路で極性判別信号と比較さ
れ、両信号の論理和信号であるＰＷＭ信号におけるＯＮ
・ＯＦＦデューティのパルス幅を拡縮させてモータ速度
が制御される。
なる指令信号を論理積回路に入力し、第２の比較器から
のＰＷＭ信号と上記指令信号との論理積信号を出力し、
この論理積信号は論理和回路で極性判別信号と比較さ
れ、両信号の論理和信号であるＰＷＭ信号におけるＯＮ
・ＯＦＦデューティのパルス幅を拡縮させてモータ速度
が制御される。
【００１７】
【実施例】以下、この発明の実施例を図面にもとづいて
説明する。 実施例１：図１はこの発明による３相アキシャルタイプ
のブラシレス直流モータの構成を示す半裁縦断面図、図
２は同直流モータの一部切欠した平面図である。同図に
おいて、直流モータＭは、ロータアッセンブリＡとステ
ータアッセンブリＢとから構成され、上記ロータアッセ
ンブリＡは、ロータヨーク１の下面にロータマグネット
２を固着し、回転軸３をラジアルベアリング５を介し軸
受ハウジング６に回転自在に支承して構成され、上記ス
テータアッセンブリＢは、ステータヨーク４の上面に上
記ロータマグネット２に対向させてＵ相，Ｖ相，Ｗ相の
３相アマチュアコイル７（７U,７V,７W)を円周方向（矢
印ａ方向）へ固着し、上記ロータマグネット２の磁束分
布を検出して磁極位置を検出するためにＵ相，Ｖ相，Ｗ
相のロ−タ位置検出器８（８U,８V,８W)を設定して構成
されている。
説明する。 実施例１：図１はこの発明による３相アキシャルタイプ
のブラシレス直流モータの構成を示す半裁縦断面図、図
２は同直流モータの一部切欠した平面図である。同図に
おいて、直流モータＭは、ロータアッセンブリＡとステ
ータアッセンブリＢとから構成され、上記ロータアッセ
ンブリＡは、ロータヨーク１の下面にロータマグネット
２を固着し、回転軸３をラジアルベアリング５を介し軸
受ハウジング６に回転自在に支承して構成され、上記ス
テータアッセンブリＢは、ステータヨーク４の上面に上
記ロータマグネット２に対向させてＵ相，Ｖ相，Ｗ相の
３相アマチュアコイル７（７U,７V,７W)を円周方向（矢
印ａ方向）へ固着し、上記ロータマグネット２の磁束分
布を検出して磁極位置を検出するためにＵ相，Ｖ相，Ｗ
相のロ−タ位置検出器８（８U,８V,８W)を設定して構成
されている。
【００１８】上記アマチュアコイル７は、円周方向のト
ルクを有効に発生させるために、外形状が回転中心Ｏか
らの放射線ｘにほぼ平行な線分に沿って渦巻き状に形成
され、上記ロ−タ位置検出器８（８U,８V,８W)は、上記
ロータマグネット２の磁極位置を検出するためにアマチ
ュアコイル７の中心線ｘ１上に設定され、上記ロータマ
グネット２は、図３で示すように、着磁分布がＮ極部２
ｎとＳ極部２ｓとを回転中心Ｏからの放射線ｘ２に沿っ
て円周方向へ交互に等配して着磁され、上記各アマチュ
アコイル７に電流Ｉ（ＩU,ＩV,ＩW)を順次通電して、図
４で示すように、上記ロータマグネット２とステータヨ
ーク４との間に生起される磁束Φ (Φn,Φs)と上記電流
Ｉとを鎖交させ、フレミングの左手の法則に基づく回転
力を発生させて、上記ロータアッセンブリＡを正転（矢
印ａ１方向）させるように構成されている。
ルクを有効に発生させるために、外形状が回転中心Ｏか
らの放射線ｘにほぼ平行な線分に沿って渦巻き状に形成
され、上記ロ−タ位置検出器８（８U,８V,８W)は、上記
ロータマグネット２の磁極位置を検出するためにアマチ
ュアコイル７の中心線ｘ１上に設定され、上記ロータマ
グネット２は、図３で示すように、着磁分布がＮ極部２
ｎとＳ極部２ｓとを回転中心Ｏからの放射線ｘ２に沿っ
て円周方向へ交互に等配して着磁され、上記各アマチュ
アコイル７に電流Ｉ（ＩU,ＩV,ＩW)を順次通電して、図
４で示すように、上記ロータマグネット２とステータヨ
ーク４との間に生起される磁束Φ (Φn,Φs)と上記電流
Ｉとを鎖交させ、フレミングの左手の法則に基づく回転
力を発生させて、上記ロータアッセンブリＡを正転（矢
印ａ１方向）させるように構成されている。
【００１９】図５はこの発明による直流モータの駆動制
御装置を示すブロック図である。同図において、１１は
商用交流電源、１２は商用交流電源１１から供給される
交流電圧Ｅを直流電圧ＶM に変換する整流平滑回路で、
この整流平滑回路１２はダイオ−ドブリッジ回路Ｄおよ
び平滑用コンデンサＣ１から構成されている。上記ロ−
タ位置検出器８（８U,８V,８W)は、たとえばホ−ル素子
から構成されて、図３におけるロータマグネット２のＮ
極部２ｎとＳ極部２ｓの磁極位置を表わすＵ相，Ｖ相，
Ｗ相における６種の信号Ｈ、すなわちＵ相，Ｖ相，Ｗ相
におけるＮ極部２ｎの検出信号である正極の出力信号Ｈ
UU, ＨVU, ＨWUと、上記各相におけるＳ極部２ｓの検出
信号である負極の出力信号ＨUL, ＨVL, ＨWLとを出力
し、正弦波パターンの１サイクル（電気角３６０°）に
対し３相であるため、各相における出力信号の位相差は
３６０°／３＝１２０°である。
御装置を示すブロック図である。同図において、１１は
商用交流電源、１２は商用交流電源１１から供給される
交流電圧Ｅを直流電圧ＶM に変換する整流平滑回路で、
この整流平滑回路１２はダイオ−ドブリッジ回路Ｄおよ
び平滑用コンデンサＣ１から構成されている。上記ロ−
タ位置検出器８（８U,８V,８W)は、たとえばホ−ル素子
から構成されて、図３におけるロータマグネット２のＮ
極部２ｎとＳ極部２ｓの磁極位置を表わすＵ相，Ｖ相，
Ｗ相における６種の信号Ｈ、すなわちＵ相，Ｖ相，Ｗ相
におけるＮ極部２ｎの検出信号である正極の出力信号Ｈ
UU, ＨVU, ＨWUと、上記各相におけるＳ極部２ｓの検出
信号である負極の出力信号ＨUL, ＨVL, ＨWLとを出力
し、正弦波パターンの１サイクル（電気角３６０°）に
対し３相であるため、各相における出力信号の位相差は
３６０°／３＝１２０°である。
【００２０】１６は差動増幅器で、この差動増幅器１６
は、上記ロ−タ位置検出器８（８U,８V,８W)からの出力
信号Ｈ（ＨU,ＨV,ＨW)における各相ごとに正極と負極の
各出力信号の差をとることにより、信号線に重畳してい
る同相のノイズ成分を除去するものである。１７はたと
えば差動増幅器からなる移相回路で、この移相回路１７
は、図６で示す上記差動増幅器１６からの各出力信号Ｈ
（ＨU,ＨV,ＨW)の相互の差信号（ＨU-ＨV,ＨV-ＨW,ＨW-
ＨU,ＨV-ＨU,ＨW-ＨV,ＨU-ＨW)を求めることにより、た
とえば３０°の位相差Δθを有する変移信号Ｈ1(ＨU1,
ＨV1, ＨW1) と、この変移信号Ｈ1(ＨU1, ＨV1, ＨW1)
より１８０°位相のずれた反転信号Ｈ2(ＨU2, ＨV2,ＨW
2) とを出力するように構成されている。
は、上記ロ−タ位置検出器８（８U,８V,８W)からの出力
信号Ｈ（ＨU,ＨV,ＨW)における各相ごとに正極と負極の
各出力信号の差をとることにより、信号線に重畳してい
る同相のノイズ成分を除去するものである。１７はたと
えば差動増幅器からなる移相回路で、この移相回路１７
は、図６で示す上記差動増幅器１６からの各出力信号Ｈ
（ＨU,ＨV,ＨW)の相互の差信号（ＨU-ＨV,ＨV-ＨW,ＨW-
ＨU,ＨV-ＨU,ＨW-ＨV,ＨU-ＨW)を求めることにより、た
とえば３０°の位相差Δθを有する変移信号Ｈ1(ＨU1,
ＨV1, ＨW1) と、この変移信号Ｈ1(ＨU1, ＨV1, ＨW1)
より１８０°位相のずれた反転信号Ｈ2(ＨU2, ＨV2,ＨW
2) とを出力するように構成されている。
【００２１】１８は第１の比較器で、この比較器１８は
上記移相回路１７からの変移信号Ｈ1(ＨU1, ＨV1, ＨW
1) と、反転信号Ｈ2(ＨU2, ＨV2, ＨW2) とを各相ごと
に比較して、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相における極性判別信号Ｈ
HL（ＨUHL,ＶVHL,ＷWHL)、すなわち図６で示すＨUHL(Ｈ
U1- ＨU2),ＨVHL(ＨV1- ＨV2),ＨWHL(ＨW1- ＨW2) を出
力するように構成されている。１９は全波整流器で、こ
の全波整流器１９は上記移相回路１７からの変移信号Ｈ
1(ＨU1, ＨV1, ＨW1) を全波整流して、全波整流信号Ｈ
3(ＨU3, ＨV3, ＨW3)を出力するように構成されてい
る。２０は第２の比較器で、この比較器２０は、上記全
波整流器１９からの全波整流信号Ｈ3(ＨU3, ＨV3, ＨW
3) と、発振器２１からの可聴周波数帯域（16kHz)以上
の３角波もしくは鋸歯状波の高周波基準信号ｅとを受け
て、上記全波整流信号Ｈ3(ＨU3, ＨV3, ＨW3) と高周波
基準信号ｅとを比較し、これら両信号ｅ, Ｈ3の差から
ＰＷＭ信号ＨPWM(ＨUPWM, ＨVPWM, ＨWPWM) を出力する
ように構成されている。
上記移相回路１７からの変移信号Ｈ1(ＨU1, ＨV1, ＨW
1) と、反転信号Ｈ2(ＨU2, ＨV2, ＨW2) とを各相ごと
に比較して、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相における極性判別信号Ｈ
HL（ＨUHL,ＶVHL,ＷWHL)、すなわち図６で示すＨUHL(Ｈ
U1- ＨU2),ＨVHL(ＨV1- ＨV2),ＨWHL(ＨW1- ＨW2) を出
力するように構成されている。１９は全波整流器で、こ
の全波整流器１９は上記移相回路１７からの変移信号Ｈ
1(ＨU1, ＨV1, ＨW1) を全波整流して、全波整流信号Ｈ
3(ＨU3, ＨV3, ＨW3)を出力するように構成されてい
る。２０は第２の比較器で、この比較器２０は、上記全
波整流器１９からの全波整流信号Ｈ3(ＨU3, ＨV3, ＨW
3) と、発振器２１からの可聴周波数帯域（16kHz)以上
の３角波もしくは鋸歯状波の高周波基準信号ｅとを受け
て、上記全波整流信号Ｈ3(ＨU3, ＨV3, ＨW3) と高周波
基準信号ｅとを比較し、これら両信号ｅ, Ｈ3の差から
ＰＷＭ信号ＨPWM(ＨUPWM, ＨVPWM, ＨWPWM) を出力する
ように構成されている。
【００２２】２２（２２U,２２V,２２W)はＵ相，Ｖ相，
Ｗ相の論理回路で、これら各論理回路２２は、上記第１
の比較器１８からの極性判別信号ＨHL（ＨUHL,ＶVHL,Ｗ
WHL)と、第２の比較器２０からのＰＷＭ信号ＨPWM(ＨUP
WM, ＨVPWM, ＨWPWM) とを各相ごとに受けて、上記両信
号ＨHL，ＨPWM の論理和（ＡＮＤ）信号、すなわちＵ
相，Ｖ相，Ｗ相における正極（Ｎ極）のＰＷＭ信号ＨUU
1,ＨVU1,ＨWU1 を直流モータＭの通電切換回路２３に入
力するとともに、上記各相における負極（Ｓ極）のＰＷ
Ｍ信号ＨUL1,ＨVL1,ＨWL1 を上記通電切換回路２３に入
力するように構成されている。
Ｗ相の論理回路で、これら各論理回路２２は、上記第１
の比較器１８からの極性判別信号ＨHL（ＨUHL,ＶVHL,Ｗ
WHL)と、第２の比較器２０からのＰＷＭ信号ＨPWM(ＨUP
WM, ＨVPWM, ＨWPWM) とを各相ごとに受けて、上記両信
号ＨHL，ＨPWM の論理和（ＡＮＤ）信号、すなわちＵ
相，Ｖ相，Ｗ相における正極（Ｎ極）のＰＷＭ信号ＨUU
1,ＨVU1,ＨWU1 を直流モータＭの通電切換回路２３に入
力するとともに、上記各相における負極（Ｓ極）のＰＷ
Ｍ信号ＨUL1,ＨVL1,ＨWL1 を上記通電切換回路２３に入
力するように構成されている。
【００２３】上記通電切換回路２３は、たとえばＵ相，
Ｖ相，Ｗ相の正極でＯＮ動作するパワートランジスタか
らなるスイッチングパワー素子ＴＲU1, ＴＲV1, ＴＲW1
と、上記各相の負極でＯＮ動作するパワートランジスタ
からなるスイッチングパワー素子ＴＲU2, ＴＲV2, ＴＲ
W2とを備え、上記各スイッチングパワー素子ＴＲU1,Ｔ
ＲV1, ＴＲW1はスイッチングトランジスタＴＲU3, ＴＲ
V3, ＴＲW3を介して上記各相の正極でＯＮ動作し、これ
ら各スイッチングパワー素子ＴＲU1〜ＴＲW2は上記各相
アマチュアコイル７（７U,７V,７W)に上記整流平滑回路
１２からの直流電圧ＶM を供給して順次通電するように
構成されている。
Ｖ相，Ｗ相の正極でＯＮ動作するパワートランジスタか
らなるスイッチングパワー素子ＴＲU1, ＴＲV1, ＴＲW1
と、上記各相の負極でＯＮ動作するパワートランジスタ
からなるスイッチングパワー素子ＴＲU2, ＴＲV2, ＴＲ
W2とを備え、上記各スイッチングパワー素子ＴＲU1,Ｔ
ＲV1, ＴＲW1はスイッチングトランジスタＴＲU3, ＴＲ
V3, ＴＲW3を介して上記各相の正極でＯＮ動作し、これ
ら各スイッチングパワー素子ＴＲU1〜ＴＲW2は上記各相
アマチュアコイル７（７U,７V,７W)に上記整流平滑回路
１２からの直流電圧ＶM を供給して順次通電するように
構成されている。
【００２４】つぎに、上記構成の動作を説明する。商用
電源１１から供給された交流電圧Ｅは、整流平滑回路１
２で直流電圧ＶMに変換されたのち駆動制御回路１４に
印加される。他方、ロ−タ位置検出器８（８U,８V,８W)
からの信号は、差動増幅器１６でノイズ成分が除去され
たのち、上記差動増幅器１６から図６の点線で示す３相
出力信号Ｈ（ＨU,ＨV,ＨW)が出力される。これら各出力
信号Ｈ（ＨU,ＨV,ＨW)は、移相回路１７で差動増幅器１
６からの各出力信号Ｈ（ＨU,ＨV,ＨW)の差信号（ＨU-Ｈ
V,ＨV-ＨW,ＨW-ＨU,ＨV-ＨU,ＨW-ＨV,ＨU-ＨW)を求め、
図６の実線で示す変移信号Ｈ1(ＨU1, ＨV1, ＨW1) と、
この変移信号Ｈ1(ＨU1, ＨV1, ＨW1) より１８０°位相
のずれた図６の２点鎖線で示す反転信号Ｈ2(ＨU2, ＨV
2, ＨW2) とが出力される。
電源１１から供給された交流電圧Ｅは、整流平滑回路１
２で直流電圧ＶMに変換されたのち駆動制御回路１４に
印加される。他方、ロ−タ位置検出器８（８U,８V,８W)
からの信号は、差動増幅器１６でノイズ成分が除去され
たのち、上記差動増幅器１６から図６の点線で示す３相
出力信号Ｈ（ＨU,ＨV,ＨW)が出力される。これら各出力
信号Ｈ（ＨU,ＨV,ＨW)は、移相回路１７で差動増幅器１
６からの各出力信号Ｈ（ＨU,ＨV,ＨW)の差信号（ＨU-Ｈ
V,ＨV-ＨW,ＨW-ＨU,ＨV-ＨU,ＨW-ＨV,ＨU-ＨW)を求め、
図６の実線で示す変移信号Ｈ1(ＨU1, ＨV1, ＨW1) と、
この変移信号Ｈ1(ＨU1, ＨV1, ＨW1) より１８０°位相
のずれた図６の２点鎖線で示す反転信号Ｈ2(ＨU2, ＨV
2, ＨW2) とが出力される。
【００２５】上記移相回路１７からの変移信号Ｈ1(ＨU
1, ＨV1, ＨW1) と、反転信号Ｈ2(ＨU2, ＨV2, ＨW2)
とは、第１の比較器１８で各相ごとに比較して、その各
極性判別信号ＨHL（ＨUHL,ＶVHL,ＷWHL)、すなわちＨUH
L(ＨU1- ＨU2),ＨVHL(ＨV1- ＨV2),ＨWHL(ＨW1- ＨW2)
が出力される。これら各極性判別信号ＨHL（ＨUHL,ＶVH
L,ＷWHL)は、通電切換回路２３における各相の正極側の
スイッチングパワー素子ＴＲU1, ＴＲV1, ＴＲW1と、各
相の負極側のスイッチングパワー素子ＴＲU2, ＴＲV2,
ＴＲW2のいずれをＯＮ動作させるかの情報信号となり、
その一例としてＵ相の極性判別信号ＨUHL が図６に実線
で示されている。
1, ＨV1, ＨW1) と、反転信号Ｈ2(ＨU2, ＨV2, ＨW2)
とは、第１の比較器１８で各相ごとに比較して、その各
極性判別信号ＨHL（ＨUHL,ＶVHL,ＷWHL)、すなわちＨUH
L(ＨU1- ＨU2),ＨVHL(ＨV1- ＨV2),ＨWHL(ＨW1- ＨW2)
が出力される。これら各極性判別信号ＨHL（ＨUHL,ＶVH
L,ＷWHL)は、通電切換回路２３における各相の正極側の
スイッチングパワー素子ＴＲU1, ＴＲV1, ＴＲW1と、各
相の負極側のスイッチングパワー素子ＴＲU2, ＴＲV2,
ＴＲW2のいずれをＯＮ動作させるかの情報信号となり、
その一例としてＵ相の極性判別信号ＨUHL が図６に実線
で示されている。
【００２６】また、上記移相回路１７からの変移信号Ｈ
1(ＨU1, ＨV1, ＨW1) は全波整流器１９で全波整流され
て全波整流信号Ｈ3(ＨU3, ＨV3, ＨW3) が出力される。
この全波整流信号Ｈ3(ＨU3, ＨV3, ＨW3) のうちの一例
として、Ｕ相の全波整流信号ＨU3が図６に示されてい
る。上記全波整流信号Ｈ3(ＨU3, ＨV3, ＨW3) は、第２
の比較器２０で発振器２１からの可聴周波数帯域（16kH
z)以上の図６の実線で示す３角波の高周波基準信号ｅと
比較されて、これら両信号ｅ, Ｈ3(ＨU3, ＨV3, ＨW3)
の差から図６で示すＰＷＭ信号ＨPWM(ＨUPWM, ＨVPWM,
ＨWPWM) が出力される。
1(ＨU1, ＨV1, ＨW1) は全波整流器１９で全波整流され
て全波整流信号Ｈ3(ＨU3, ＨV3, ＨW3) が出力される。
この全波整流信号Ｈ3(ＨU3, ＨV3, ＨW3) のうちの一例
として、Ｕ相の全波整流信号ＨU3が図６に示されてい
る。上記全波整流信号Ｈ3(ＨU3, ＨV3, ＨW3) は、第２
の比較器２０で発振器２１からの可聴周波数帯域（16kH
z)以上の図６の実線で示す３角波の高周波基準信号ｅと
比較されて、これら両信号ｅ, Ｈ3(ＨU3, ＨV3, ＨW3)
の差から図６で示すＰＷＭ信号ＨPWM(ＨUPWM, ＨVPWM,
ＨWPWM) が出力される。
【００２７】上記ＰＷＭ信号ＨPWM(ＨUPWM, ＨVPWM, Ｈ
WPWM) は、論理回路２２（２２U,２２V,２２W)で極性判
別信号ＨHL（ＨUHL,ＶVHL,ＷWHL)と各相ごとに比較され
て、両信号ＨHL，ＨPWM の論理和（ＡＮＤ）信号、すな
わちＵ相，Ｖ相，Ｗ相における正極（Ｎ極）のＰＷＭ信
号ＨUU1,ＨVU1,ＨWU1 を直流モータＭの通電切換回路２
３に入力するとともに、上記各相における負極（Ｓ極）
のＰＷＭ信号ＨUL1,ＨVL1,ＨWL1 を上記通電切換回路２
３に入力する。
WPWM) は、論理回路２２（２２U,２２V,２２W)で極性判
別信号ＨHL（ＨUHL,ＶVHL,ＷWHL)と各相ごとに比較され
て、両信号ＨHL，ＨPWM の論理和（ＡＮＤ）信号、すな
わちＵ相，Ｖ相，Ｗ相における正極（Ｎ極）のＰＷＭ信
号ＨUU1,ＨVU1,ＨWU1 を直流モータＭの通電切換回路２
３に入力するとともに、上記各相における負極（Ｓ極）
のＰＷＭ信号ＨUL1,ＨVL1,ＨWL1 を上記通電切換回路２
３に入力する。
【００２８】上記通電切換回路２３におけるＵ相，Ｖ
相，Ｗ相のスイッチングパワー素子ＴＲU1, ＴＲV1, Ｔ
ＲW1は、スイッチングトランジスタＴＲU3, ＴＲV3, Ｔ
ＲW3を介して上記ＰＷＭ信号ＨUU1,ＨVU1,ＨWU1 が入力
されて各相の正極でＯＮ動作し、上記整流平滑回路１２
からの直流電圧ＶM を対応する各相のアマチュアコイル
７（７U,７V,７W)に供給する。また、上記通電切換回路
２３におけるＵ相，Ｖ相，Ｗ相のスイッチングパワー素
子ＴＲU2, ＴＲV2, ＴＲW2は、上記ＰＷＭ信号ＨUL1,Ｈ
VL1,ＨWL1 が入力されて各相の負極でＯＮ動作し、上記
整流平滑回路１２からの直流電圧ＶM を各相のアマチュ
アコイル７（７U,７V,７W)に印加して順次通電し、図１
および図２で示すロータアッセンブリＡを正転（矢印ａ
１方向）させる。
相，Ｗ相のスイッチングパワー素子ＴＲU1, ＴＲV1, Ｔ
ＲW1は、スイッチングトランジスタＴＲU3, ＴＲV3, Ｔ
ＲW3を介して上記ＰＷＭ信号ＨUU1,ＨVU1,ＨWU1 が入力
されて各相の正極でＯＮ動作し、上記整流平滑回路１２
からの直流電圧ＶM を対応する各相のアマチュアコイル
７（７U,７V,７W)に供給する。また、上記通電切換回路
２３におけるＵ相，Ｖ相，Ｗ相のスイッチングパワー素
子ＴＲU2, ＴＲV2, ＴＲW2は、上記ＰＷＭ信号ＨUL1,Ｈ
VL1,ＨWL1 が入力されて各相の負極でＯＮ動作し、上記
整流平滑回路１２からの直流電圧ＶM を各相のアマチュ
アコイル７（７U,７V,７W)に印加して順次通電し、図１
および図２で示すロータアッセンブリＡを正転（矢印ａ
１方向）させる。
【００２９】他方、マイクロコンピュータなどの中央演
算装置（ＣＰＵ）２５は、回転数検出回路２４からのパ
ルス列を所定時間ごとにカウントして現在速度を検知
し、たとえばモータ速度が所定値よりも速すぎた場合、
指令信号ｇを出力し、内蔵のＤ／Ａコンバータ（図示せ
ず）を介し電流調整回路２６における、たとえば電界効
果型のトランジスタＴＲ１のゲート電圧を制御してロ−
タ位置検出器８（８U,８V,８W)の通電電流ｉを減少させ
る。上記ロ−タ位置検出器８（８U,８V,８W)への通電電
流ｉの減少にともなって、上記差動増幅器１６からの３
相出力信号Ｈ（ＨU,ＨV,ＨW)，移相回路１７からの各出
力信号Ｈ1(ＨU1, ＨV1, ＨW1) ，Ｈ2(ＨU2, ＨV2, ＨW
2) および全波整流器１９からの全波整流信号Ｈ3(ＨU3,
ＨV3, ＨW3) が減少し、たとえばＵ相の全波整流信号
ＨU3が図６の点線で示す全波整流信号ＨU31 から実線で
示す全波整流信号ＨU32 に減少させる。
算装置（ＣＰＵ）２５は、回転数検出回路２４からのパ
ルス列を所定時間ごとにカウントして現在速度を検知
し、たとえばモータ速度が所定値よりも速すぎた場合、
指令信号ｇを出力し、内蔵のＤ／Ａコンバータ（図示せ
ず）を介し電流調整回路２６における、たとえば電界効
果型のトランジスタＴＲ１のゲート電圧を制御してロ−
タ位置検出器８（８U,８V,８W)の通電電流ｉを減少させ
る。上記ロ−タ位置検出器８（８U,８V,８W)への通電電
流ｉの減少にともなって、上記差動増幅器１６からの３
相出力信号Ｈ（ＨU,ＨV,ＨW)，移相回路１７からの各出
力信号Ｈ1(ＨU1, ＨV1, ＨW1) ，Ｈ2(ＨU2, ＨV2, ＨW
2) および全波整流器１９からの全波整流信号Ｈ3(ＨU3,
ＨV3, ＨW3) が減少し、たとえばＵ相の全波整流信号
ＨU3が図６の点線で示す全波整流信号ＨU31 から実線で
示す全波整流信号ＨU32 に減少させる。
【００３０】この全波整流信号Ｈ3(ＨU3, ＨV3, ＨW3)
の減少によって、第２の比較器２０からのＰＷＭ信号Ｈ
PWM(ＨUPWM, ＨVPWM, ＨWPWM) におけるＯＮ・ＯＦＦデ
ューティのパルス幅を短縮させ、通電切換回路２３にお
けるＵ相，Ｖ相，Ｗ相の各スイッチングパワー素子ＴＲ
U1〜ＴＲW2を介して対応する各相のアマチュアコイル７
（７U,７V,７W)への通電電流Ｉ（ＩU,ＩV,ＩW)を減少さ
せ、モータを減速させることができる。その際、上記各
相のアマチュアコイル７（７U,７V,７W)に印加される直
流電圧ＶM は図６で示すように一定値に保持されるとと
もに、上記各相のスイッチングパワー素子ＴＲU1〜ＴＲ
W2を介して対応する各相のアマチュアコイル７（７U,７
V,７W)の通電電流Ｉ（ＩU,ＩV,ＩW)を直接に制御するた
め、図１５で示した従来における直流モータの駆動制御
装置のように、直流電圧ＶMLを制御して上記通電電流Ｉ
（ＩU,ＩV,ＩW)を間接的に制御するものに比較して、モ
ータ速度の制御が高精度になされて上記モータＭの回転
数精度を高めることができる。また、上記構成によれ
ば、従来の降圧用スイッチング電源１３が省略できるた
めに、図１５におけるスイッチングパワー素子ＴＲや平
滑回路２５をなくして部品点数を低減し、安価で小型の
駆動制御装置を提供することができる。
の減少によって、第２の比較器２０からのＰＷＭ信号Ｈ
PWM(ＨUPWM, ＨVPWM, ＨWPWM) におけるＯＮ・ＯＦＦデ
ューティのパルス幅を短縮させ、通電切換回路２３にお
けるＵ相，Ｖ相，Ｗ相の各スイッチングパワー素子ＴＲ
U1〜ＴＲW2を介して対応する各相のアマチュアコイル７
（７U,７V,７W)への通電電流Ｉ（ＩU,ＩV,ＩW)を減少さ
せ、モータを減速させることができる。その際、上記各
相のアマチュアコイル７（７U,７V,７W)に印加される直
流電圧ＶM は図６で示すように一定値に保持されるとと
もに、上記各相のスイッチングパワー素子ＴＲU1〜ＴＲ
W2を介して対応する各相のアマチュアコイル７（７U,７
V,７W)の通電電流Ｉ（ＩU,ＩV,ＩW)を直接に制御するた
め、図１５で示した従来における直流モータの駆動制御
装置のように、直流電圧ＶMLを制御して上記通電電流Ｉ
（ＩU,ＩV,ＩW)を間接的に制御するものに比較して、モ
ータ速度の制御が高精度になされて上記モータＭの回転
数精度を高めることができる。また、上記構成によれ
ば、従来の降圧用スイッチング電源１３が省略できるた
めに、図１５におけるスイッチングパワー素子ＴＲや平
滑回路２５をなくして部品点数を低減し、安価で小型の
駆動制御装置を提供することができる。
【００３１】ところで、上記構成において、ロ−タ位置
検出器８からの信号を受けてアマチュアコイル７に電圧
を印加してから実際に電流Ｉ（ＩU,ＩV,ＩW)が流れ出す
までに、上記アマチュアコイル７（７U,７V,７W)のイン
ダクタンス成分によって時定数に応じた遅れが発生し、
上記アマチュアコイル７に流れる電流Ｉの転流時期が正
規の転流タイミングより遅れ、モータ駆動効率が悪化し
たりトルクむらが増大する。しかしながら、図６で示す
ように、上記アマチュアコイル７に流れる電流Ｉの転流
時期が正規の転流タイミングより所定の電気角遅れるこ
とを見込んで、上記電気角に相当する、たとえばΔθ＝
３０°位相のずれた変移信号Ｈ1(ＨU1, ＨV1, ＨW1) を
移相回路１７から出力させ、上記電流Ｉの転流時期を早
めたり遅らせたりすることによって、ロ−タアッセンブ
リＡの正転（矢印ａ１方向）時はもとより逆転（矢印ａ
２方向）時においても最適な電気角制御が容易に達成で
きるとともに、上記各ロ−タ位置検出器８を上記アマチ
ュアコイル７の中心線ｘ１上に設定した状態で上記電気
角制御が達成でき、上記各ロ−タ位置検出器８の設定が
容易である。しかも、上記各アマチュアコイル７（７U,
７V,７W)に流れる電流Ｉ（ＩU,ＩV,ＩW)の転流時期を正
規の転流タイミングに補正して、アマチュアコイル７と
ロ−タ位置検出器８の機械的な位置ずれ誤差を電気的に
容易に修正してモータ駆動効率の悪化やトルクむらを有
効に防止できる。
検出器８からの信号を受けてアマチュアコイル７に電圧
を印加してから実際に電流Ｉ（ＩU,ＩV,ＩW)が流れ出す
までに、上記アマチュアコイル７（７U,７V,７W)のイン
ダクタンス成分によって時定数に応じた遅れが発生し、
上記アマチュアコイル７に流れる電流Ｉの転流時期が正
規の転流タイミングより遅れ、モータ駆動効率が悪化し
たりトルクむらが増大する。しかしながら、図６で示す
ように、上記アマチュアコイル７に流れる電流Ｉの転流
時期が正規の転流タイミングより所定の電気角遅れるこ
とを見込んで、上記電気角に相当する、たとえばΔθ＝
３０°位相のずれた変移信号Ｈ1(ＨU1, ＨV1, ＨW1) を
移相回路１７から出力させ、上記電流Ｉの転流時期を早
めたり遅らせたりすることによって、ロ−タアッセンブ
リＡの正転（矢印ａ１方向）時はもとより逆転（矢印ａ
２方向）時においても最適な電気角制御が容易に達成で
きるとともに、上記各ロ−タ位置検出器８を上記アマチ
ュアコイル７の中心線ｘ１上に設定した状態で上記電気
角制御が達成でき、上記各ロ−タ位置検出器８の設定が
容易である。しかも、上記各アマチュアコイル７（７U,
７V,７W)に流れる電流Ｉ（ＩU,ＩV,ＩW)の転流時期を正
規の転流タイミングに補正して、アマチュアコイル７と
ロ−タ位置検出器８の機械的な位置ずれ誤差を電気的に
容易に修正してモータ駆動効率の悪化やトルクむらを有
効に防止できる。
【００３２】さらに、上記構成によれば、モータの加減
速は第２の比較器２０からのＰＷＭ信号ＨPWM(ＨUPWM,
ＨVPWM, ＨWPWM) におけるＯＮ・ＯＦＦデューティのパ
ルス幅を拡縮させて行なわれ、かつ上記ＰＷＭ信号ＨPW
M(ＨUPWM, ＨVPWM, ＨWPWM)のパルス幅は全波整流信号
Ｈ3(ＨU3, ＨV3, ＨW3) と３角波の高周波基準信号ｅと
の比較でもって生起されるために、上記各アマチュアコ
イル７（７U,７V,７W)への通電開始および終了時におけ
る通電電流ｉの立ち上りと立ち下りを緩慢にすることが
できる。したがって、上記各相のアマチュアコイル７
（７U,７V,７W)に通断電される際に、急激に変化する電
磁気力の発生がなく、上記モータＭのロータアッセンブ
リＡに強い振動衝撃力が付勢されるおそれがないため
に、モータの騒音発生を防止することができる。
速は第２の比較器２０からのＰＷＭ信号ＨPWM(ＨUPWM,
ＨVPWM, ＨWPWM) におけるＯＮ・ＯＦＦデューティのパ
ルス幅を拡縮させて行なわれ、かつ上記ＰＷＭ信号ＨPW
M(ＨUPWM, ＨVPWM, ＨWPWM)のパルス幅は全波整流信号
Ｈ3(ＨU3, ＨV3, ＨW3) と３角波の高周波基準信号ｅと
の比較でもって生起されるために、上記各アマチュアコ
イル７（７U,７V,７W)への通電開始および終了時におけ
る通電電流ｉの立ち上りと立ち下りを緩慢にすることが
できる。したがって、上記各相のアマチュアコイル７
（７U,７V,７W)に通断電される際に、急激に変化する電
磁気力の発生がなく、上記モータＭのロータアッセンブ
リＡに強い振動衝撃力が付勢されるおそれがないため
に、モータの騒音発生を防止することができる。
【００３３】実施例２：図７は、この発明による直流モ
ータの駆動制御装置の他の例を示すブロック図である。
同図において、２７はオートゲインコントロール回路
（ＡＧＣ回路）で、このＡＧＣ回路２７は、たとえばホ
ール素子からなるロ−タ位置検出器８（８U,８V,８W)が
周囲温度や固体差によってＵ相，Ｖ相，Ｗ相における出
力信号ＨUU, ＨVU, ＨWU，ＨUL, ＨVL, ＨWLの振幅が変
動するのを一定にするものである。その他の構成は、前
述の実施例１におけるものとほぼ同様であるから、図５
と同一もしくは相当部分には同一の符号を付して、その
詳しい説明を省略する。
ータの駆動制御装置の他の例を示すブロック図である。
同図において、２７はオートゲインコントロール回路
（ＡＧＣ回路）で、このＡＧＣ回路２７は、たとえばホ
ール素子からなるロ−タ位置検出器８（８U,８V,８W)が
周囲温度や固体差によってＵ相，Ｖ相，Ｗ相における出
力信号ＨUU, ＨVU, ＨWU，ＨUL, ＨVL, ＨWLの振幅が変
動するのを一定にするものである。その他の構成は、前
述の実施例１におけるものとほぼ同様であるから、図５
と同一もしくは相当部分には同一の符号を付して、その
詳しい説明を省略する。
【００３４】上記実施例１において、中央演算装置２５
は、回転数検出回路２４からのパルス列を所定時間ごと
にカウントして現在速度を検知し、電流調整回路２６の
通電電流ｉを制御してモータ速度を制御する構成である
けれども、上記電流調整回路２６の通電制御に代えて、
図７で示すように、発振器２１に指令信号ｆを入力し、
この発振器２１から出力される可聴周波数帯域（16kHz)
以上の図８の実線で示す３角波の高周波基準信号ｅにお
ける振幅ｈを可変に制御して、上記基準信号ｅとの比較
信号であるＰＷＭ信号ＨPWM(ＨUPWM, ＨVPWM, ＨWPWM)
におけるＯＮ・ＯＦＦデューティのパルス幅を拡縮させ
てモータ速度を制御するように構成してもほぼ同様の作
用効果を奏することができる。いま、たとえばモータ速
度が所定値よりも速すぎた場合、上記高周波基準信号ｅ
の振幅ｈを減少させて、上記ＰＷＭ信号ＨPWM(ＨUPWM,
ＨVPWM, ＨWPWM) におけるＯＮ・ＯＦＦデューティのパ
ルス幅を小さくしてモータ速度を減速する。
は、回転数検出回路２４からのパルス列を所定時間ごと
にカウントして現在速度を検知し、電流調整回路２６の
通電電流ｉを制御してモータ速度を制御する構成である
けれども、上記電流調整回路２６の通電制御に代えて、
図７で示すように、発振器２１に指令信号ｆを入力し、
この発振器２１から出力される可聴周波数帯域（16kHz)
以上の図８の実線で示す３角波の高周波基準信号ｅにお
ける振幅ｈを可変に制御して、上記基準信号ｅとの比較
信号であるＰＷＭ信号ＨPWM(ＨUPWM, ＨVPWM, ＨWPWM)
におけるＯＮ・ＯＦＦデューティのパルス幅を拡縮させ
てモータ速度を制御するように構成してもほぼ同様の作
用効果を奏することができる。いま、たとえばモータ速
度が所定値よりも速すぎた場合、上記高周波基準信号ｅ
の振幅ｈを減少させて、上記ＰＷＭ信号ＨPWM(ＨUPWM,
ＨVPWM, ＨWPWM) におけるＯＮ・ＯＦＦデューティのパ
ルス幅を小さくしてモータ速度を減速する。
【００３５】また、上記中央演算装置２５は、図７で示
す発振器２１に指令信号ｊを入力し、この発振器２１か
ら出力される可聴周波数帯域（16kHz)以上の図９の実線
で示す３角波の高周波基準信号ｅにおける中心レベル０
の高さＧを可変に制御して、上記基準信号ｅとの比較信
号であるＰＷＭ信号ＨPWM(ＨUPWM, ＨVPWM, ＨWPWM)に
おけるＯＮ・ＯＦＦデューティのパルス幅を拡縮させて
モータ速度を制御するように構成してもよい。いま、た
とえばモータ速度が所定値よりも速すぎた場合、上記高
周波基準信号ｅの高さレベルＧを上昇させる指令信号ｊ
を発振器２１に入力することにより、ＰＷＭ信号ＨPWM
(ＨUPWM, ＨVPWM, ＨWPWM) におけるＯＮ・ＯＦＦデュ
ーティのパルス幅を小さくして、モータ速度を減速させ
ることができる。
す発振器２１に指令信号ｊを入力し、この発振器２１か
ら出力される可聴周波数帯域（16kHz)以上の図９の実線
で示す３角波の高周波基準信号ｅにおける中心レベル０
の高さＧを可変に制御して、上記基準信号ｅとの比較信
号であるＰＷＭ信号ＨPWM(ＨUPWM, ＨVPWM, ＨWPWM)に
おけるＯＮ・ＯＦＦデューティのパルス幅を拡縮させて
モータ速度を制御するように構成してもよい。いま、た
とえばモータ速度が所定値よりも速すぎた場合、上記高
周波基準信号ｅの高さレベルＧを上昇させる指令信号ｊ
を発振器２１に入力することにより、ＰＷＭ信号ＨPWM
(ＨUPWM, ＨVPWM, ＨWPWM) におけるＯＮ・ＯＦＦデュ
ーティのパルス幅を小さくして、モータ速度を減速させ
ることができる。
【００３６】さらに、上記中央演算装置２５は、図７で
示す発振器２１に指令信号ｋを入力し、この発振器２１
から出力される可聴周波数帯域（16kHz)以上の図１０の
実線で示す３角波の高周波基準信号ｅにおける振幅ｈ
と、中心レベル０の高さレベルＧとを可変に制御して、
上記基準信号ｅとの比較信号であるＰＷＭ信号ＨPWM(Ｈ
UPWM, ＨVPWM, ＨWPWM) におけるＯＮ・ＯＦＦデューテ
ィのパルス幅を拡縮させてモータ速度を制御するように
構成してもよい。いま、たとえばモータ速度が所定値よ
りも速すぎた場合、上記高周波基準信号ｅの振幅ｈを減
少させるとともに、中心レベル０の高さＧを上昇させる
指令信号ｊを発振器２１に入力することにより、ＰＷＭ
信号ＨPWM(ＨUPWM, ＨVPWM, ＨWPWM) におけるＯＮ・Ｏ
ＦＦデューティのパルス幅を小さくして、モータ速度を
減速させることができる。
示す発振器２１に指令信号ｋを入力し、この発振器２１
から出力される可聴周波数帯域（16kHz)以上の図１０の
実線で示す３角波の高周波基準信号ｅにおける振幅ｈ
と、中心レベル０の高さレベルＧとを可変に制御して、
上記基準信号ｅとの比較信号であるＰＷＭ信号ＨPWM(Ｈ
UPWM, ＨVPWM, ＨWPWM) におけるＯＮ・ＯＦＦデューテ
ィのパルス幅を拡縮させてモータ速度を制御するように
構成してもよい。いま、たとえばモータ速度が所定値よ
りも速すぎた場合、上記高周波基準信号ｅの振幅ｈを減
少させるとともに、中心レベル０の高さＧを上昇させる
指令信号ｊを発振器２１に入力することにより、ＰＷＭ
信号ＨPWM(ＨUPWM, ＨVPWM, ＨWPWM) におけるＯＮ・Ｏ
ＦＦデューティのパルス幅を小さくして、モータ速度を
減速させることができる。
【００３７】実施例３：図１１は、この発明による直流
モータの駆動制御装置の異なる他の例を示すブロック図
である。上記各実施例１，２において、中央演算装置２
５は、回転数検出回路２４からのパルス列を所定時間ご
とにカウントして現在速度を検知し、電流調整回路２６
や発振器２１に指令信号ｇ，ｆ，ｊ，ｋを入力してモー
タ速度を制御する構成であるけれども、図１１で示す全
波整流器１９の後段にリミット回路２８を介挿し、図１
２で示すように、上記全波整流器１９からの全波整流信
号Ｈ3(ＨU3, ＨV3, ＨW3) の最大振幅値を上限値ｍに制
限する指令信号ｎを入力し、上限値ｍに制限された全波
整流信号Ｈ31 (ＨU31,ＨV31,ＨW31)が出力されてモータ
速度を制御するように構成されている。
モータの駆動制御装置の異なる他の例を示すブロック図
である。上記各実施例１，２において、中央演算装置２
５は、回転数検出回路２４からのパルス列を所定時間ご
とにカウントして現在速度を検知し、電流調整回路２６
や発振器２１に指令信号ｇ，ｆ，ｊ，ｋを入力してモー
タ速度を制御する構成であるけれども、図１１で示す全
波整流器１９の後段にリミット回路２８を介挿し、図１
２で示すように、上記全波整流器１９からの全波整流信
号Ｈ3(ＨU3, ＨV3, ＨW3) の最大振幅値を上限値ｍに制
限する指令信号ｎを入力し、上限値ｍに制限された全波
整流信号Ｈ31 (ＨU31,ＨV31,ＨW31)が出力されてモータ
速度を制御するように構成されている。
【００３８】上記全波整流信号Ｈ31 (ＨU31,ＨV31,ＨW3
1)のうちの一例として、Ｕ相の全波整流信号ＨU31 が図
１２に示されている。いま、たとえばモータ速度が所定
値よりも速すぎた場合、上記リミット回路２８に上記全
波整流器１９からの全波整流信号Ｈ3(ＨU3, ＨV3, ＨW
3) の上限値ｍを減少させる指令信号ｎを入力すること
により、ＰＷＭ信号ＨPWM(ＨUPWM, ＨVPWM, ＨWPWM) に
おけるＯＮ・ＯＦＦデューティのパルス幅を小さくして
モータ速度を減速させることができる。
1)のうちの一例として、Ｕ相の全波整流信号ＨU31 が図
１２に示されている。いま、たとえばモータ速度が所定
値よりも速すぎた場合、上記リミット回路２８に上記全
波整流器１９からの全波整流信号Ｈ3(ＨU3, ＨV3, ＨW
3) の上限値ｍを減少させる指令信号ｎを入力すること
により、ＰＷＭ信号ＨPWM(ＨUPWM, ＨVPWM, ＨWPWM) に
おけるＯＮ・ＯＦＦデューティのパルス幅を小さくして
モータ速度を減速させることができる。
【００３９】実施例４：図１３は、この発明による直流
モータの駆動制御装置のさらに異なる他の例を示すブロ
ック図である。上記各実施例１，２，３において、中央
演算装置２５は、回転数検出回路２４からのパルス列を
所定時間ごとにカウントして現在速度を検知し、電流調
整回路２６、発振器２１またはリミット回路２８に指令
信号ｇ，ｆ，ｊ，ｋ，ｎを入力してモータ速度を制御す
る構成であるけれども、この実施例においては、図１３
で示す比較器２０の後段に論理回路２９を介挿して、こ
の論理回路２９にＰＷＭ信号からなる指令信号ＣPWM を
入力し、上記論理回路２９において、図１４で示す指令
信号ＣPWM と、第２の比較器２０からのＰＷＭ信号ＨPW
M(ＨUPWM, ＨVPWM, ＨWPWM) との論理積（ＯＲ）信号Ｈ
CPWM( ＨCUPWM,ＨCVPWM,ＨCWPWM)を出力させるように構
成されている。
モータの駆動制御装置のさらに異なる他の例を示すブロ
ック図である。上記各実施例１，２，３において、中央
演算装置２５は、回転数検出回路２４からのパルス列を
所定時間ごとにカウントして現在速度を検知し、電流調
整回路２６、発振器２１またはリミット回路２８に指令
信号ｇ，ｆ，ｊ，ｋ，ｎを入力してモータ速度を制御す
る構成であるけれども、この実施例においては、図１３
で示す比較器２０の後段に論理回路２９を介挿して、こ
の論理回路２９にＰＷＭ信号からなる指令信号ＣPWM を
入力し、上記論理回路２９において、図１４で示す指令
信号ＣPWM と、第２の比較器２０からのＰＷＭ信号ＨPW
M(ＨUPWM, ＨVPWM, ＨWPWM) との論理積（ＯＲ）信号Ｈ
CPWM( ＨCUPWM,ＨCVPWM,ＨCWPWM)を出力させるように構
成されている。
【００４０】上記論理積信号ＨCPWM( ＨCUPWM,ＨCVPWM,
ＨCWPWM)は、論理回路２２（２２U,２２V,２２W)で極性
判別信号ＨHL（ＨUHL,ＶVHL,ＷWHL)と各相ごとに比較さ
れて、両信号ＨHL，ＨPWM の論理和（ＡＮＤ）信号、す
なわちＵ相，Ｖ相，Ｗ相における正極（Ｎ極）のＰＷＭ
信号ＨUU1,ＨVU1,ＨWU1 を直流モータＭの通電切換回路
２３に入力するとともに、上記各相における負極（Ｓ
極）のＰＷＭ信号ＨUL1,ＨVL1,ＨWL1 を上記通電切換回
路２３に入力する。
ＨCWPWM)は、論理回路２２（２２U,２２V,２２W)で極性
判別信号ＨHL（ＨUHL,ＶVHL,ＷWHL)と各相ごとに比較さ
れて、両信号ＨHL，ＨPWM の論理和（ＡＮＤ）信号、す
なわちＵ相，Ｖ相，Ｗ相における正極（Ｎ極）のＰＷＭ
信号ＨUU1,ＨVU1,ＨWU1 を直流モータＭの通電切換回路
２３に入力するとともに、上記各相における負極（Ｓ
極）のＰＷＭ信号ＨUL1,ＨVL1,ＨWL1 を上記通電切換回
路２３に入力する。
【００４１】上記通電切換回路２３におけるＵ相，Ｖ
相，Ｗ相のスイッチングパワー素子ＴＲU1, ＴＲV1, Ｔ
ＲW1は、スイッチングトランジスタＴＲU3, ＴＲV3, Ｔ
ＲW3を介して上記ＰＷＭ信号ＨUU1,ＨVU1,ＨWU1 が入力
されて各相の正極でＯＮ動作し、上記整流平滑回路１２
からの直流電圧ＶM を対応する各相のアマチュアコイル
７（７U,７V,７W)に供給する。いま、たとえばモータ速
度が所定値よりも速すぎた場合、上記中央演算装置２５
は論理回路２９に指令信号ＣPWM を入力し、図１４で示
す指令信号ＣPWM におけるＯＮ・ＯＦＦデューティのパ
ルス幅を小さくして、第２の比較器２０からのＰＷＭ信
号ＨPWM(ＨUPWM, ＨVPWM, ＨWPWM) との論理積（ＯＲ）
信号ＨCPWM( ＨCUPWM,ＨCVPWM,ＨCWPWM)におけるＯＮ・
ＯＦＦデューティのパルス幅を小さくすることにより、
モータ速度を減速する。
相，Ｗ相のスイッチングパワー素子ＴＲU1, ＴＲV1, Ｔ
ＲW1は、スイッチングトランジスタＴＲU3, ＴＲV3, Ｔ
ＲW3を介して上記ＰＷＭ信号ＨUU1,ＨVU1,ＨWU1 が入力
されて各相の正極でＯＮ動作し、上記整流平滑回路１２
からの直流電圧ＶM を対応する各相のアマチュアコイル
７（７U,７V,７W)に供給する。いま、たとえばモータ速
度が所定値よりも速すぎた場合、上記中央演算装置２５
は論理回路２９に指令信号ＣPWM を入力し、図１４で示
す指令信号ＣPWM におけるＯＮ・ＯＦＦデューティのパ
ルス幅を小さくして、第２の比較器２０からのＰＷＭ信
号ＨPWM(ＨUPWM, ＨVPWM, ＨWPWM) との論理積（ＯＲ）
信号ＨCPWM( ＨCUPWM,ＨCVPWM,ＨCWPWM)におけるＯＮ・
ＯＦＦデューティのパルス幅を小さくすることにより、
モータ速度を減速する。
【００４２】
【発明の効果】以上のように、この発明によれば、各相
のアマチュアコイルに印加される直流電圧が一定値に保
持された状態でその通電電流を直接に制御するため、従
来における直流モータの駆動制御装置のように直流電圧
を制御して上記通電電流を間接的に制御するものに比較
して、モータ速度の制御が高精度になされ、その回転数
精度を高めることができるとともに、従来の降圧用スイ
ッチング電源を省略することができ、部品点数の低減で
安価かつ小型化が可能である。
のアマチュアコイルに印加される直流電圧が一定値に保
持された状態でその通電電流を直接に制御するため、従
来における直流モータの駆動制御装置のように直流電圧
を制御して上記通電電流を間接的に制御するものに比較
して、モータ速度の制御が高精度になされ、その回転数
精度を高めることができるとともに、従来の降圧用スイ
ッチング電源を省略することができ、部品点数の低減で
安価かつ小型化が可能である。
【００４３】また、上記各アマチュアコイルに流れる電
流の転流時期が正規の転流タイミングより所定の電気角
遅れることを見込んで、上記電気角に相当する位相のず
れた変移信号を移相回路から出力させ、上記電流の転流
時期を早めたり遅らせたりすることによって、ロ−タア
ッセンブリの正転時はもとより逆転時においても最適な
電気角制御が容易に達成できるとともに、上記各ロ−タ
位置検出器を上記アマチュアコイルの中心線上に設定し
た状態で上記電気角制御が達成でき、上記ロ−タ位置検
出器の設定が容易であり、しかも、上記各アマチュアコ
イルに流れる電流の転流時期を正規の転流タイミングに
補正して、アマチュアコイルとロ−タ位置検出器の機械
的な位置ずれ誤差を電気的に容易に修正してモータ駆動
効率の悪化やトルクむらを有効に防止できる。
流の転流時期が正規の転流タイミングより所定の電気角
遅れることを見込んで、上記電気角に相当する位相のず
れた変移信号を移相回路から出力させ、上記電流の転流
時期を早めたり遅らせたりすることによって、ロ−タア
ッセンブリの正転時はもとより逆転時においても最適な
電気角制御が容易に達成できるとともに、上記各ロ−タ
位置検出器を上記アマチュアコイルの中心線上に設定し
た状態で上記電気角制御が達成でき、上記ロ−タ位置検
出器の設定が容易であり、しかも、上記各アマチュアコ
イルに流れる電流の転流時期を正規の転流タイミングに
補正して、アマチュアコイルとロ−タ位置検出器の機械
的な位置ずれ誤差を電気的に容易に修正してモータ駆動
効率の悪化やトルクむらを有効に防止できる。
【００４４】さらに、モータの加減速はＰＷＭ信号にお
けるＯＮ・ＯＦＦデューティのパルス幅を拡縮させて行
なわれ、かつ上記ＰＷＭ信号のパルス幅の可変制御で各
アマチュアコイルへの通電開始および終了時における通
電電流の立ち上りと立ち下りを緩慢にすることができ、
上記各相のアマチュアコイルに通断電される際に、急激
に変化する電磁気力の発生がなく、上記モータのロータ
アッセンブリに強い振動衝撃力が付勢されるおそれがな
いために、モータの騒音発生を防止することができる。
けるＯＮ・ＯＦＦデューティのパルス幅を拡縮させて行
なわれ、かつ上記ＰＷＭ信号のパルス幅の可変制御で各
アマチュアコイルへの通電開始および終了時における通
電電流の立ち上りと立ち下りを緩慢にすることができ、
上記各相のアマチュアコイルに通断電される際に、急激
に変化する電磁気力の発生がなく、上記モータのロータ
アッセンブリに強い振動衝撃力が付勢されるおそれがな
いために、モータの騒音発生を防止することができる。
【図１】この発明の実施例による３相アキシャルタイプ
のブラシレス直流モータの構成を示す半裁縦断側面図で
ある。
のブラシレス直流モータの構成を示す半裁縦断側面図で
ある。
【図２】同直流モータの一部切欠した平面図である。
【図３】同直流モータのロータマグネットにおける着磁
分布の一例を示す平面図である。
分布の一例を示す平面図である。
【図４】同直流モータのロータマグネットにおける磁束
の一例を示す要部の縦断面図である。
の一例を示す要部の縦断面図である。
【図５】この発明の実施例１によるブラシレス直流モー
タの駆動制御装置を示すブロック図である。
タの駆動制御装置を示すブロック図である。
【図６】この発明の実施例１による同駆動制御装置の動
作を説明するための要部の信号波形図である。
作を説明するための要部の信号波形図である。
【図７】この発明の実施例２によるブラシレス直流モー
タの駆動制御装置の例を示すブロック図である。
タの駆動制御装置の例を示すブロック図である。
【図８】この発明の実施例２による同駆動制御装置の動
作を説明するための要部の信号波形図である。
作を説明するための要部の信号波形図である。
【図９】この発明の実施例２による同駆動制御装置の要
部の動作を説明するための他の信号波形図である。
部の動作を説明するための他の信号波形図である。
【図１０】この発明の実施例２による同駆動制御装置の
要部の動作を説明するための異なる他の信号波形図であ
る。
要部の動作を説明するための異なる他の信号波形図であ
る。
【図１１】この発明の実施例３による同駆動制御装置を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図１２】この発明の実施例３による駆動制御装置の動
作を説明するための要部の信号波形図である。
作を説明するための要部の信号波形図である。
【図１３】この発明の実施例４による同駆動制御装置を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図１４】この発明の実施例４による駆動制御装置の動
作を説明するための要部の信号波形図である。
作を説明するための要部の信号波形図である。
【図１５】従来の３相アキシャルタイプのブラシレス直
流モータの駆動制御装置を示すブロック図である。
流モータの駆動制御装置を示すブロック図である。
【符号の説明】
Ａ ロータアッセンブリ
Ｂ ステータアッセンブリ
１ ロータヨーク
２ ロータマグネット
２ｎ Ｎ極部
２ｓ Ｓ極部
３ 回転軸
４ ステータヨーク
７ アマチュアコイル
８ ロ−タ位置検出器
１４ 駆動制御回路
１７ 移相回路
１８ 第１の比較器
１９ 全波整流器
２０ 第２の比較器
２１ 基準信号発振器
２２ 論理和回路
２３ 通電切換回路
２６ 電流調整回路
２７ オートゲインコントロール（ＡＧＣ）回路
２８ リミッタ
２９ 論理積回路
Φ 磁極
Ｈ ロ−タ位置検出信号
Ｈ１ 変移信号
Ｈ２ 反転信号
Ｈ３ 全波整流信号
ＨHL 極性判別信号
ＨPWM パルス幅変調（ＰＷＭ）信号
ＨU1 正極の論理和信号
ＨL1 負極の論理和信号
ａ 回転方向
ｅ 高周波基準信号
ｇ 指令信号
ｈ 振幅
ｍ 最大振幅値
０ 中心レベル
Δθ 所定電気角
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 昭54−156114（ＪＰ，Ａ)
特開 平１−248987（ＪＰ，Ａ)
特開 平７−46886（ＪＰ，Ａ)
特開 昭57−145586（ＪＰ，Ａ)
特開 平３−203060（ＪＰ，Ａ)
特開 平６−253580（ＪＰ，Ａ)
特開 平５−137375（ＪＰ，Ａ)
実開 平６−21396（ＪＰ，Ｕ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02P 6/08
Claims (7)
- 【請求項１】 回転軸に固定されたロータヨークにロー
タマグネットを装着してなるロータアッセンブリと、上
記ロータマグネットに対向する複数のアマチュアコイル
をステータヨークに回転方向へ装着してなるステータア
ッセンブリと、上記各アマチュアコイルに順次通電して
上記ロータアッセンブリの回転を駆動制御する駆動制御
回路とを具備し、上記駆動制御回路は、上記ロータマグ
ネットの磁極分布を検出してロ−タ位置検出信号を出力
するロ−タ位置検出器と、外部からの指令信号で上記ロ
−タ位置検出信号の振幅を可変させる電流調整回路と、
上記ロ−タ位置検出信号に所定電気角度の位相差をもっ
た複数の変移信号とこの変移信号に対し１８０°の位相
差をもった反転信号とを出力する移相回路と、上記変移
信号を全波整流して全波整流信号を出力する全波整流器
と、上記変移信号と反転信号とを比較して上記ロータマ
グネットの磁極を判別する極性判別信号を出力する第１
の比較器と、可聴周波数帯域以上の３角波もしくは鋸歯
状波からなる高周波基準信号を発生する基準信号発振器
と、上記全波整流信号と高周波基準信号とを比較して両
信号の差からパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を出力する第
２の比較器と、上記極性判別信号とＰＷＭ信号とをロジ
ック処理して両信号の論理和信号を出力する論理回路
と、上記論理和信号を受けて対応する各相のアマチュア
コイルに通電する通電切換回路とを備え、上記指令信号
にもとづく上記電流調整回路の通電電流の制御で上記ロ
−タ位置検出信号の振幅を可変させてモータ速度を加減
速制御するように構成したことを特徴とするブラシレス
直流モータの駆動制御装置。 - 【請求項２】 回転軸に固定されたロータヨークにロー
タマグネットを装着してなるロータアッセンブリと、上
記ロータマグネットに対向する複数のアマチュアコイル
をステータヨークに回転方向へ装着してなるステータア
ッセンブリと、上記各アマチュアコイルに順次通電して
上記ロータアッセンブリの回転を駆動制御する駆動制御
回路とを具備し、上記駆動制御回路は、上記ロータマグ
ネットの磁極分布を検出してロ−タ位置検出信号を出力
するロ−タ位置検出器と、上記ロ−タ位置検出信号の振
幅を一定値に保持するオートゲインコントロール（ＡＧ
Ｃ）回路と、上記ロ−タ位置検出信号に電気角で所定角
度の位相差をもった複数の変移信号とこの変移信号に対
し１８０°の位相差をもった反転信号とを出力する移相
回路と、上記変移信号を全波整流して全波整流信号を出
力する全波整流器と、上記変移信号と反転信号とを比較
して上記ロータマグネットの磁極を判別する極性判別信
号を出力する第１の比較器と、可聴周波数帯域以上の３
角波もしくは鋸歯状波からなる高周波基準信号を発生す
るとともに外部からの指令信号で上記基準信号を可変制
御する基準信号発振器と、上記全波整流信号と高周波基
準信号とを比較して両信号の差からパルス幅変調（ＰＷ
Ｍ）信号を出力する第２の比較器と、上記極性判別信号
とＰＷＭ信号とをロジック処理して両信号の論理和信号
を出力する論理回路と、上記論理和信号を受けて対応す
る各相のアマチュアコイルに通電する通電切換回路とを
備え、上記指令信号にもとづく上記基準信号の可変制御
で上記ＰＷＭ信号におけるＯＮ・ＯＦＦデューティのパ
ルス幅を拡縮させてモータ速度を制御するように構成し
たことを特徴とするブラシレス直流モータの駆動制御装
置。 - 【請求項３】 上記基準信号発振器は、外部からの指令
信号を受けて振幅が可変に制御される高周波基準信号を
発生するように構成されていることを特徴とする請求項
２に記載のブラシレス直流モータの駆動制御装置。 - 【請求項４】 上記基準信号発振器は、外部からの指令
信号を受けて中心レベルが可変に制御される高周波基準
信号を発生するように構成されていることを特徴とする
請求項２に記載のブラシレス直流モータの駆動制御装
置。 - 【請求項５】 上記基準信号発振器は、外部からの指令
信号を受けて振幅と中心レベルが可変に制御される高周
波基準信号を発生するように構成されていることを特徴
とする請求項２に記載のブラシレス直流モータの駆動制
御装置。 - 【請求項６】 回転軸に固定されたロータヨークにロー
タマグネットを装着してなるロータアッセンブリと、上
記ロータマグネットに対向する複数のアマチュアコイル
をステータヨークに回転方向へ装着してなるステータア
ッセンブリと、上記各アマチュアコイルに順次通電して
上記ロータアッセンブリの回転を駆動制御する駆動制御
回路とを具備し、上記駆動制御回路は、上記ロータマグ
ネットの磁極分布を検出してロ−タ位置検出信号を出力
するロ−タ位置検出器と、上記ロ−タ位置検出信号の振
幅を一定値に保持するオートゲインコントロール（ＡＧ
Ｃ）回路と、上記ロ−タ位置検出信号に電気角で所定角
度の位相差をもった複数の変移信号とこの変移信号に対
し１８０°の位相差をもった反転信号とを出力する移相
回路と、上記変移信号を全波整流して全波整流信号を出
力する全波整流器と、上記外部からの指令信号で上記全
波整流信号の最大振幅値を所定値に可変制御するリミッ
タと、上記変移信号と反転信号とを比較して上記ロータ
マグネットの磁極を判別する極性判別信号を出力する第
１の比較器と、可聴周波数帯域以上の３角波もしくは鋸
歯状波からなる高周波基準信号を発生する基準信号発振
器と、最大振幅値が所定値に制御された上記全波整流信
号と高周波基準信号とを比較して両信号の差からパルス
幅変調（ＰＷＭ）信号を出力する第２の比較器と、上記
極性判別信号とＰＷＭ信号とをロジック処理して両信号
の論理和信号を出力する論理回路と、上記論理和信号を
受けて対応する各相のアマチュアコイルに通電する通電
切換回路とを備え、上記指令信号にもとづく上記全波整
流信号の最大振幅値の可変制御で上記ＰＷＭ信号におけ
るＯＮ・ＯＦＦデューティのパルス幅を拡縮させてモー
タ速度を制御するように構成したことを特徴とするブラ
シレス直流モータの駆動制御装置。 - 【請求項７】 回転軸に固定されたロータヨークにロー
タマグネットを装着してなるロータアッセンブリと、上
記ロータマグネットに対向する複数のアマチュアコイル
をステータヨークに回転方向へ装着してなるステータア
ッセンブリと、上記各アマチュアコイルに順次通電して
上記ロータアッセンブリの回転を駆動制御する駆動制御
回路とを具備し、上記駆動制御回路は、上記ロータマグ
ネットの磁極分布を検出してロ−タ位置検出信号を出力
するロ−タ位置検出器と、上記ロ−タ位置検出信号の振
幅を一定値に保持するオートゲインコントロール（ＡＧ
Ｃ）回路と、上記ロ−タ位置検出信号に電気角で所定角
度の位相差をもった複数の変移信号とこの変移信号に対
し１８０°の位相差をもった反転信号とを出力する移相
回路と、上記変移信号を全波整流して全波整流信号を出
力する全波整流器と、上記変移信号と反転信号とを比較
して上記ロータマグネットの磁極を判別する極性判別信
号を出力する第１の比較器と、可聴周波数帯域以上の３
角波もしくは鋸歯状波からなる高周波基準信号を発生す
る基準信号発振器と、上記全波整流信号と高周波基準信
号とを比較して両信号の差からパルス幅変調（ＰＷＭ）
信号を出力する第２の比較器と、外部からの指令信号で
あるＰＷＭ信号と第２の比較器からのＰＷＭ信号とをロ
ジック処理して両信号の論理積信号を出力する論理積回
路と、上記極性判別信号と論理積信号とをロジック処理
して両信号の論理和信号を出力する論理和回路と、上記
論理和信号を受けて対応する各相のアマチュアコイルに
通電する通電切換回路とを備え、上記指令信号であるＰ
ＷＭ信号におけるＯＮ・ＯＦＦデューティのパルス幅を
拡縮させてモータ速度を制御するように構成したことを
特徴とするブラシレス直流モータの駆動制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31698896A JP3362195B2 (ja) | 1996-11-12 | 1996-11-12 | ブラシレス直流モータの駆動制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31698896A JP3362195B2 (ja) | 1996-11-12 | 1996-11-12 | ブラシレス直流モータの駆動制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10146085A JPH10146085A (ja) | 1998-05-29 |
| JP3362195B2 true JP3362195B2 (ja) | 2003-01-07 |
Family
ID=18083174
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP31698896A Expired - Fee Related JP3362195B2 (ja) | 1996-11-12 | 1996-11-12 | ブラシレス直流モータの駆動制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3362195B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| TWI677171B (zh) * | 2018-04-26 | 2019-11-11 | 國立交通大學 | 弦波調製方法及三相逆變器 |
| CN112928845A (zh) * | 2019-11-21 | 2021-06-08 | 彭明 | 精确驱动无刷电机和驱动器电路 |
-
1996
- 1996-11-12 JP JP31698896A patent/JP3362195B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH10146085A (ja) | 1998-05-29 |
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