JPH04172988A - ブラシレスモータの回転子位置検出回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、インバータの出力によって駆動されるブラシ
レスモータの回転子の位置を、固定子巻線に誘起された
電圧によって検出するようにした回転子位置検出回路に
関する。

〔従来の技術〕

ブラシレスモータの回転子位置検出回路を第２図を参照
して説明する。第２図において、ｌは商用電源、２は商
用電源１を整流平滑する整流回路、３は複数の半導体素
子からなり、これらをオンオフして整流回路２の直流出
力を導通・遮断して出力するインバータ、４は固定子巻
線と水火磁石形の回転子とを存し、インバータ３の出力
を固定子巻線に通電されて駆動されるブラシレスモータ
、５は入力端を固定子巻線の端子４ａに接続して固定子
巻線の誘起電圧を入力し、これを積分回路６て略９０度
遅相させ比較回路７を介して位置検出信号を送出する回
転子位置検出回路、８は位相検出信号を論理演算してイ
ン１＜−夕３の半導体素子のオンオフ信号を出力する分
配回路、９は分配回路８の出力信号に従ってインバータ
３の半導体素子を駆動するドライブ回路である。又、上
記回転子位置検出回路５は、固定子巻線の端子４ａから
入力した誘起電圧を利用して得た線間電圧又は相電圧を
積分回路６に通すことによりその位相を略９０度遅らせ
、線間電圧の場合は、比較回路７に設けた比較器によっ
て積分回路６の出力レベルを相互に比較してその出力を
位置検出信号とし、相電圧の場合は、上記誘起電圧から
合成し又は中性点から直接引き出して得た固定子巻線の
中性点電圧と、各相電圧のレベルとを比較回路７によっ
て比較してその出力を位置検出信号としていた。この際
、誘起電圧にはインノ＼−夕３の半導体素子の転流時に
生じるスパイク電圧か現れ、この転流スパイク電圧は、
無負荷運転のときは、線間電圧の場合について示した第
４図のｆａｌに示すようなひげ状となり、負荷か増加す
るに従って、第４図１ｂ＋に示すように、幅を広げる。

この誘起電圧を積分回路に通過させると、無負荷運転時
（第４図（ａ（）は第４図ｆｃ）　Ｖ　ａて示した波形
となり、これに対して負荷運転時（第４図（ｂ））は、
広幅の転流スパイク電圧により、第４図（ＣＩ　Ｖ　ｂ
て示した位相の進んだ波形となる。このため、負荷運転
時には上記進み位相の波形により位相ずれした位置検出
信号か出力されることになり、この位置検出信号に基つ
いてインバータの出力か進相タイミングて通電制園され
てモータカ率か悪化し、ブラシレスモータの正常な運転
か出来ないという問題を有している。

この補正手段として、従来、特公昭６３−２２１５９号
公報に示されているものかあった。これは、上記積分回
路６と比較回路７との間に、負荷電流検出回路の出力信
号によってオンオ）制御されるアナログスイッチを有す
る所定時定数の遅延回路を挿入したもので、アナログス
イッチの動作によって積分回路６の出力の位相を遅れ方
向に補正し、軽負荷運転時には遅延回路を動作させない
ようにしたものである。

〔発明か解決しようとする課題〕

しかしなから、上記のように構成した補正手段にあって
は、負荷電流か所定以上となったときアナログスイッチ
の動作によって作用する遅延回路か一定の時定数を存す
るのみであるため、負荷か連続的に変動する場合には、
位置検出信号か補正過剰あるいは補正不足となることか
あるという問題かあった。

〔課題を解決するための手段〕

本発明は、上記課題を解決するため、位置検出信号を出
力する比較回路の比較器の出力端と入力端との間にスイ
ッチング素子を挿入してなる正帰還の帰還回路を設け、
積分回路の出力端に平均値検出回路とピーク値検出回路
とを接続して波形の歪に応じた信号を出力するようにし
た歪検出回路の出力と三角波発生回路の出力とから波形
の歪、即ち負荷の大小に対応じたパルス幅変調信号を出
ツノするようにして成る負荷検出回路の出力端を上記帰
還回路のスイッチング素子に接続して、このスイ、・チ
／グ素子をオンオフ制御するようにしたことを特徴とし
た。

又、上記負荷検出回路は、インバータの入力端に接続し
た負荷電流検出回路の出力と三角波発生回路の出力とか
ら負荷電流の大小、即ち負荷の大小に対応じたパルス幅
変調信号を出力するようにして成る負荷検出回路として
もよい。

〔作　　用〕

負荷検出回路は、積分回路の出力端に接続した歪検出回
路に、積分回路の出力波形から検出した平均値とピーク
値とから上記出力波形の歪に応じた直流電圧を出力させ
、この出力と三角波発生回路の出力とのレベル比較によ
り負荷の大小に対応じたパルス幅変調信号を出力して、
この信号を比較回路の比較器に設けた帰還回路のスイッ
チング素子に送出しスイッチング素子をオンオフ制御し
て正の帰還量を制御することによって比較回路か出力す
る位置検出信号の位相をブラシレスモータの負荷の大小
に応して連続的（こ遅らせで補正する。

又、負荷の大小を負荷電流検出回路から検出するように
した負荷検出回路は、負荷電流の大きさに応じたパルス
幅変調信号を帰還回路のスイッチング素子に送出して位
置検出信号の位相を連続的に遅らせて補正する。

〔実　施　例〕

以下、本発明の実施例を第１図ないし第５図を参照して
説明する。

第１図は、３相星形結線された固定子巻線を存するブラ
シレスモータの回転子位置検出回路である。これは、３
相星形結線されたＵ、Ｖ、Ｗ各相の固定子巻線の端子に
それぞれ接続して誘起電圧を入力させる入力端ｕ１〜・
１Ｗ、と、入力の位相を略９０度遅らせて出力するよう
にした２つの積分回路からなる積分回路１１と、これの
出力をインピーダンス変換して出力するようにした２つ
の電圧バッファからなるバッファ回路Ｉ２と、これの出
力の一方の位相を反転して出力するようにした反転回路
１３と、これの出力と上記バッファ回路１２の出力の他
方とを加算し反転して出力するようにした加算反転回路
１４と、これの出力と上記反転回路１３の出力とバッフ
ァ回路１２の出力の他方とを相互にレベル比較してこれ
を位置検出信号として送出するようにした、帰還回路１
６を存する比較回路１５と、上記バッファ回路１２の出
力の他方を入力してこの入力波形の歪に対応じた電圧を
出力するようにした歪検出回路１８、−定の周期・振幅
の三角波を出力する三角波発生回路２２及びこの三角波
のレベルと上記歪検出回路１８の出力を分圧した可変抵
抗ＶＲ，の出力とをレベル比較してパルス幅変調信号（
以下、ＰＷＭ信号という）を出力し上記比較回路１５の
帰還回路１６に送出するようにした比較器（以下、コン
パレータという）Ｃ０Ｍ４からなる負荷検出回路１７と
、回路接地に対して一定の仮想接地電圧を出力するよう
にした仮想接地回路ＩＯと、位置検出信号を送出する出
力端ｕ２．ｖ２．ｗ２とから形成されている。これらの
回路についてさらに説明する。上記積分回路１１は、上
記仮想接地回路１０の出力端（仮恒接地）ＩＧに接続し
た入力端〜ｒ１と他の入力端ｕ１Ｗ、どの間に抵抗Ｒ１
とコンデンサＣ１、及び抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２をそ
れぞれ直列接続して２つの積分回路を形成し、入力端ｖ
１に一端を接続した上記コンデンサＣ，，Ｃ２の両端か
ら、上記入力端Ｕ、・ｖ１間及びＷ、・ｖ１間に入力し
た固定子巻線の線間電圧Ｖｌ、、及びＶｗｌの位相をそ
れぞれ略９０度遅らせた略正弦波形の電圧を出力するよ
うになっている。上記７１１７７回路１２は、上記積分
回路ＩＩの入力端ｕｌ側及びＷ、側の再出力端と仮想接
地ＩＧ間に、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ１、及びコンデン
サＣ４と抵抗Ｒ４をそれぞれ直列に接続し、このコンデ
ンサＣ１・抵抗Ｒ３、及びコンデンサＣ４・抵抗Ｒ４の
それぞれの接続点には、反転入力端（以下、−入力端と
いう）か出力端に接続された演算増幅器（以下、オペア
ンプという）ＯＰｌ及びＯＰ　ｔの非反転入力端（以下
、十入力端という）をそれぞれ接続して２つの電圧バッ
ファを形成し、上記積分回路ＩＩの両出力の交流電圧成
分のみを低出カインビーダンスで出力するようになって
いる。

上記反転回路１３は、上記ハソ７７回路Ｉ２のオペアン
プＯＰ　２の出力端に抵抗Ｒ６を介して十入力端か仮想
接地ＩＧに接続されたオペアンプＯＰ３の一入力端を接
続し、この−入力端と出力端との闇に抵抗Ｒ，を挿入し
Ｒｓ”Ｒｇとして増幅度−１倍の位相反転回路を形成し
、積分回路１１に入力したＷｖ相の線間電圧Ｖ　ｖｌ、
をｖｌ相の線間電圧Ｖ□に対応じた略９０度位相遅れの
略正弦波形の電圧を出力するようになっている。上記加
算反転回路１４は、十入力端か仮想、接地ＩＧに接続さ
れたオペアンプＯＰ４の一入力端を、上記反転回路Ｉ３
のオペアンプＯＰ、の出力端に抵抗Ｒ７を介して接続す
ると共に、上記バッファ回路１２のオペアンプ○Ｐ１の
出力端に抵抗Ｒ，を介して接続し、さらに出力端との間
に抵抗Ｒ，を挿入しＲ７＝Ｒ１＝Ｒｔとして増幅度−１
倍の加算反転回路を形成して、上記オペアンプＯＰ１と
ＯＰ、どの出力を加算し反転してオペアンプＯＰ、の出
力端から、上記固定子巻線のＷＵ相の線間電圧Ｖｖｕに
対応じた略９０度位相遅れの略正弦波形の電圧を出力す
るようにな−ている。上記比較回路１５は、上記オペア
ンプＯＰ、、ＯＰ、、ＯＰ、の出力端にそれぞれ抵抗Ｒ
，，，Ｒ，，，Ｒユ２を介して十入力端を接続したコン
パレータＣＯＭ、、ＣＯ〜１□ＣＯＭ、を備え、このコ
ンパレータＣＯＭｔ、ＣＯＭ□ＣＯＭ、の各−入力端に
は上記オペアンプＯＰ。

ＯＰ　＋、　ＯＰ　３の出力端をそれぞれ接続し、さら
に各コンパレータＣＯＭ、、Ｃ０Ｍ２．ＣＯＭ、の出力
端と十入力端との間には帰還回路１６．１６．１６かそ
れぞれ接続されている。この帰還回路１６をコンパレー
タＣＯＭ、に接続したもので説明すると、コンパレータ
ＣＯＭ、の十入力端に一端を接続した抵抗Ｒ１２の他端
をコンデンサＣ６を介して仮想接地ＩＧに接続すると共
に、出力端との間に、ゲート電圧か“Ｈ”レベルのとき
オン、“Ｌ”レベルのときオフとなる双方向のアナログ
スイッチＡＳ、からなるスイッチング素子と抵抗Ｒ１４
とを直列に接続して、コンパレータＣＯＭ、の“Ｈ“又
は“Ｌルベルの出力を、アナログスイッチＡＳ、のケー
トに所定のデユーティ比のＰＷＭ信号を受けて、抵抗Ｒ
１ｉ及びアナログスイッチＡＳ、を介してコンデンサＣ
３を充電させ、このコンデンサＣ６の充電電圧を抵抗Ｒ
１，を介してコンパレータＣＯＭ、の十入力端に正帰還
させるようになっている。他のコンパレータＣＯＭ、、
ＣＯＭ、の帰還回路１６．１６についても上記と同様で
ある。上記歪検出回路１８は、さらに、平均値検出回路
１９ａとピーク値検出回路１９ｂと加算積分回路２０と
増幅回路２１とから形成されている。上記平均値検出回
路１９ａは、上記バ・ノファ回路１２のオペアンプＯＰ
、の出力端と回路接地間に、抵抗ＲｌｅとコンデンサＣ
，と一端を回路接地したコンデンサＣ１゜の他端にカソ
ードを接続したダイオードＤ２とを直列に接続し、上記
ダイオードＤ、のアノードにはアノードを回路接地した
ダイオ−１・Ｄ、のカソードを接続して、上記オペアン
プＯＰ、の出力の交流電圧成分をコンデンサＣ１０に正
極性で充電するようになって”おり、上記ピーク値検出
回路＋９ｂは、上記オペアンプＯＰ１の出力端と回路接
地間に、抵抗Ｒ２０とコンデンサＣ１と一端を回路接地
したコンデンサＣＩ＋の他端にアノードを接続したダイ
オ−１”　Ｄ　、とを直列に接続し、上記ダイオードＤ
４のカソードにはカソードを回路接地したダイオードＤ
、のアノードを接続して、上記オペアンプＯＰ、の出力
の交流電圧成分をコンデンサＣ１□に負極性で充電する
ようになっており、上記コンデンサＣＩＱの充電時定数
Ｒ，ＱＸ　（Ｃ，ｌｌｃ、ｏ）（Ｃｍ　ｌｌｃ＋ｏは、
コンデンサＣ、、ｃ　、。を直列接続したときの合成容
量を表す）は比較的大きくしてコンデンサＣｔＧにはオ
ペアンプ○Ｐ１の交流出力の略平均値の２倍の電圧か正
極性で充電されるようにしており、一方、コンデンサＣ
Ｉ＋の充電時定数Ｒ２゜Ｘ　（Ｃ，ＩＩｃ、、）は比較
的小さくしてコンデンサＣＩ＋にはオペアンプ○Ｐ１の
交流出力の略ピーク値の２倍の電圧が負極性で充電され
るようにしている。上記加算積分回路２０は、十入力端
を回路接地したオペアンプＯＰ５の一入力端に、抵抗Ｒ
２，、Ｒ，２を介して上記平均値検出回路＋９ａ、　　
ピーク値検出回路ｌ９ｂをそれぞれ接続すると共に、出
力端との間に抵抗Ｒ２，とコンデンサＣ１２とを並列に
接続して、上記平均値検出回路１９ａ、　　ピーク値検
出回路１９ｂの再出力を加算、即ち（平均値−ピーク値
）を算出して反転し、これを積分し平滑な直流電圧にし
て出力するようになっている。この際、上記オペアンプ
ＯＰ、の出力か歪のない波形であるときに、上記（平均
値−ピーク値）か零となるように、抵抗Ｒ２１とＲ２２
との比を予め設定しておく。

上記増幅回路２１は、上記加算積分回路２０の出力端に
十入力端を接続したオペアンプＯＰ　ｉの出力端と回路
接地との間に抵抗Ｒ２１１Ｒ２５を直列接続し、この抵
抗Ｒ２４とＲ２５との接続点を一入力端を接続して、上
記加算積分回路２０の出力を非反転増幅するようになっ
ている。上記三角波発生回路２２は、図示しない電源回
路から出力される定電圧電源ｙ　ｃｃと回路接地との間
に抵抗Ｒ２□、Ｒ２８を直列接続し、この抵抗Ｒ，７と
Ｒ２１との接続点をコンパレータＣ０Ｍ５の十入力端に
接続すると共に、出力端にカソードを接続したダイオー
ドＤ６のアノードに接続し、−入力端はコンデンサＣ１
゜を介して回路接地すると共に、出力端との間には出力
端にカソードを接続したダイオードＤ５ど抵抗Ｒ２Ｇと
を並列に接続して、−入力端から一定の周波数、振幅を
有する鋸歯状の三角波を出力するようになっている。な
お、この三角波の周波数か前記インバータの出力周波数
の上限よりも極めて高い周波数となるように、回路定数
を設定する。

上記仮想接地回路ＩＯは、上記定電圧電源Ｖｃｃと回路
接地間に抵抗Ｒ３□とＲ１（Ｒ１２−Ｒ’＝３’）とを
直列に接続し、この抵抗Ｒ、、、Ｒ，、の両端にコンデ
ンサＣＩ　Ｓ＋　　ＣＩ　６をそれぞれ接続して、上記
抵抗Ｒｊ２とＲ３，との接続点を電圧ＶＣ，／２なる仮
想接地ＩＧとして送出するようになっている。

次に、回転子の位置検出信号出力動作について説明する
。インバータの複数個の半導体の導通・遮断制御により
、３相星形結線された固定子巻線の各相コイルか順次通
電されて回転子か回転することにより、入力端ｕ、、ｖ
、、ｗ、のｕｌ　・７１間及びｗｌ　・７１間にはそれ
ぞれ第４図ｔａｌ又は（１）ｌに示すような台形状の線
間電圧Ｖ　Ｕ　ｌ’　＋　■Ｗ　１か一定の位相差を存
して入力する。なお、第４図ｉａｌ、　（ｂｌに示すＳ
ａ、Ｓｂは転流スパイク電圧を示し、Ｓａは無負荷運転
時、ｓｂは負荷運転時の転流スパイク電圧を示す。

そして、積分回路１１に入力した線間電圧Ｖ　Ｌｌ　１
’　＋Ｖ□は、入力に対し略９０度位相遅れの略正弦波
形を有して仮想接地ＩＧを中心に交番する電圧を出力す
る（第４図（ＣＩＶａ、Ｖｂ）。この際、線間電圧Ｖｕ
ｖ、Ｖ□、に現れる転流スパイク電圧は、ブラシレスモ
ータの負荷か大きいほと輻か広くなる（第４図（ｂ））
ので、積分回路１１の出力は、無負荷運転時の積分回路
１１の出力（第４図（ｃｌ　Ｖ　ａ　）に対して進み位
相となると共に、波形の歪か大きくなる（第４図（ｃｌ
　Ｖ　ｂ　）。ここで、波形の歪とは、平均値に定数を
乗した値か、歪かないときにはピーク値に等しくなるの
に対して、歪が大きいほと小さくなってピーク値との差
か大きくなることをいうものとする。

そして、上記積分回路１１の出力は、バッファ回路１２
でインピーダンス変換されて抵出カイ。

ピーダンスで出力される。このバッファ回路Ｉ２の一方
の出力（オペアンプＯＰ、の出力）を受けた反転回路１
３は、人力位相を反転させ、仮想接地ＩＧを中心にして
交番する固定子を線のＶＷ相の線間電圧Ｖ　ｖｖｓに対
応じた略９０度位相遅れの略正弦波形の出力（第４図（
ｄｌ　ＯＰ　、の出力）に変換して送出する。この反転
回路１３と上記バッファ回路１２の他方の出力（オペア
ンプＯＰ１の出力）の再出力を受けた加算反転回路１４
は、両入力を加算し反転して、仮想接地ＩＧを中心・に
して交番する固定子巻線のＷＵ相の線間電圧Ｖｗ１．Ｉ
に対応じた略９０度位相遅れの略正弦波形の出力（第４
図（ｄ）　ＯＰ　、の出力）を合成して送出する。上記
バッファ回路１２の他方の出力、反転回路１３、加算反
転回路１４の各出力は、比較回路１５に送出されコンパ
レータＣＯＭ、、ＣＯＭ、、ＣＯＭ、によって相互にレ
ベル比較され、出力端ｕ　２．　ｖ　２．　ｗ２から位
置検出信号（第４図（ｅ））を出力する。

次に、負荷検出回路１７と比較回路１５に設けた帰還回
路１６の動作を説明する。バッファ回路１２のオペアッ
プＯＰ、から仮想接地ＩＧを中心にして交番する固定子
巻線のＵＶ相の線間電圧Ｖ。、に対応じた略９０度位相
遅れの略正弦波形の出力（第４図＋ｄｌ　ＯＰ　、の出
力）を人力した歪検出回路Ｉ８は、平均値検出回路１９
ａか入力の直流電圧成分をコンデンサＣ３で阻止してコ
ンデンサＣ１ｏの非接地端を正極性に充電し、この際、
充電時定数Ｒ，，Ｘ　（Ｃ，ＩＩ　Ｃ，、）を所定の値
に設定しであるのでコンデンサＣ１０には人力した交流
の平均電圧の２倍の電圧か充電され、ピーク値検出回路
１９ｂか人力の直流電圧成分をコンデンサＣ１て阻止し
てコンデンサＣ１１の非接地端を負極性に充電し、この
際、充電時定数Ｒ，Ｘ　（Ｃ７ＩＩ　Ｃ，、）を所定の
値に設定しであるのでコンデンサＣ１１には人力した交
流の平均電圧の２倍の電圧か充電される。そして、上記
平均値検出回路１９ａとピーク値検出回路１９ｂの百出
力は加算積分回路２０によって加算され、即ち、入力交
流電圧の（平均値−ピーク値）を算出しこれを反転して
平滑な正の直流電圧として出力する。この際、ブラシレ
スモータの負荷か大きいほと入力電圧の歪か大、即ち、
平均値とピーク値との差か大となるので、負荷の大小に
対応じた出力電圧か得られる。この微小な出力は、増幅
回路２１て非反転増幅され、適用するブラシレスモータ
の運転特性に最も適した電圧に可変抵抗ＶＲ，て分圧さ
れてコンパレータＣＯＭ、の一入力端に人力される（第
３図ｆａｔ）。

三角波発生回路２２は、コンパレータＣＯＭ、の＋入力
端か定電圧電源Ｖ。Ｃを分圧した抵抗Ｒ２，。

Ｒｔｓの接続点に接続され一入力端か放電したコンデン
サＣ１，（”Ｌ“レベル）に接続されているので、コン
パレータＣＯＭＩの出力端は“Ｈルーベルとなりコンデ
ンサＣＩｆｆは抵抗Ｒ２ｇを介して時定数Ｃ＋’ｓ・Ｒ
２６で充電されていくため、該回路２２の出力（即ち、
−入力端電圧）は、第３図（ａｌに示すように、右上か
りて上昇していき、これか＋入力端電圧を越えると出力
端は“Ｌ”レベルとなり、今度はコンデンサＣＩＩはダ
イオード’　Ｄ　ｓを介して小さい時定数Ｃ＋８・　（
Ｄ、の順方向抵抗）で放電し、該回路２２の出力は、第
３図（ａｌに示すように、急に立下がる。このとき、＋
入力端は“Ｌ”レベルの出力端に対してダイオードＤ、
の順方向電圧分たけ常に高く、一方、−入力端は“Ｌ”
レベルの出力端に抵抗Ｒ２６を介して接続されているの
でコンデンサＣ１２の放電によって＋入力端のレベルよ
り低下する。この時点でコンパレータＣＯＭ　ｓの出力
端は“Ｈ”レベルに反転して該回路２２の出力は再び上
昇する。以上の動作を繰り返して、前記インバータの出
力周波数の上限よりも極めて高い周波数の一定の周期・
振幅を有する三角波を連続的に発生し、上記コンパレー
タＣＯＭ、の＋入力端へ送出する。この三角波発生回路
２２と上記可変抵抗ＶＲ，の両出−力を受けたコンパレ
ータＣＯＭ、は、上記三角波のレベルか可変抵抗ＶＲ１
の出力レベルより低い区間で“Ｈルーベルとなるパルス
列（ＰＷＭ信号）を発生し、この各パルスの幅は、上記
歪検出回路１８の出力電圧か高いとき、即ち、ブラシレ
スモータか重負荷で運転されて線間電圧の転流スパイク
電圧が大きいとき広くなる。

上記コンパレータＣＯＭ、の出力したＰＷＭ信号を受け
た帰還回路１６は、ブラシレスモータの負荷に対応じた
デユーティ比のＰＷＭ信号によってアナログスイッチＡ
Ｓ、をオンオフさせ、コンパレータＣＯＭ、の出力か“
Ｈ”レベルのときは、この出力電圧に上記デユーティ比
を乗じた電圧にコンデンサＣ９を充電し、充電されたコ
ンデンサＣ３は抵抗Ｒ、、、Ｒ、ｏ及びバッファ回路１
２のオペアンプＯＰ、の出力端を介して放電する。この
とき、抵抗Ｒ＋２とＲＩｏとの接続点、即ち、コンパレ
ータＣＯＭ、の＋入力端電圧をオペアンプＯＰ１の出力
端電圧よりも上昇させる。一方、コンパレータＣＯＭ、
の出力か“Ｌ”レベルに反転したときは、アナログスイ
ッチＡＳ、のオンオフによってコンデンサＣ６かアナロ
グスイッチＡ　Ｓ　＋を介して逆極性に充電すると同時
に、バッファ回路１２のオペアンプＯＰ、の出力から抵
抗Ｒ，，，Ｒ目、アナログスイッチＡＳ、、抵抗Ｒ１４
を介してコンパレータＣＯＭ、の出力端に電流か流れて
抵抗Ｒ１゜とＲ１３との接続傾、即ち、コツパレータＣ
○Ｍ１の出入力端電圧をオペアンプＯＰ、の出力端電圧
よりも低下させる。このように、帰還回路１６を設けた
ことにより、フンパレータＣＯＭ。

の出力は＋入力端に正帰還され、この帰還量は、アナロ
グスイッチＡＳ、に入力されるブランレスモータの負荷
の大小に応じたＰＷＭ信号のデユーティ比で定まる。

上記のような帰還回路１６の動作により、比較回路１５
の出力する位置検出信号の位相か補正されることを、第
３図（ｃ）　（ｄｉによって説明すると、帰還回路１６
かない場合、コンパレータＣＯＭ、の両入力端にはオペ
アンプＯＰ、、ＯＰ、の両出力か入力し、両者のレベル
比較によって、第３図（ｄ）に示すように、ｔ　ｌ−ｔ
　２間で“Ｈ”レベルとなる信号か出力されるか、帰還
回路Ｉ６を設けることによって、コンパレータＣＯＭ、
の出力が反転する毎にこの出力か＋入力端に正帰還され
るため、第３図ｆｃｌに示すように、−入力端レベルと
の交点て＋入力端レベルか＋側又は−側ヘンフトするの
て一入力端しベルとの交占か位相として遅れる方ヘノフ
トされ、コンパレータＣＯＭ　、の出力は、第３図＋ｄ
ｌに示すように、帰還回路１６かない場合より位相か“
θ”たけ遅れたｔｌｌ〜１２２間で“Ｈ”レベルとなる
位置検出信号を出力する。こねは、比較回路１５の他の
コンパレータＣＯＭ。ＣＯＭ、についても同様である。

上記“θ”は帰還回路１６の帰還量か大きいほど大きく
なるので、ブラシレスモータの負荷の増大による誘起電
圧波形の歪によって生じた位置検出信号の進みの位相ず
れか補正される。

なお、上記実施例で示した帰還回路１６のアナログスイ
ッチＡＳ、は、極めて高速動作するものとして、帰還回
路１６のコンデンサＣ５の充電電圧波形はコンパレータ
ＣＯＭ、の出力変化（反転）に速やかに追従するように
説明したか、アナログスイッチＡＳ、の特性か低速動作
である場合には、これのゲートに入力するＰＷＭ信号の
周波数を低く設定し、かつ、コンデンサＣ１のリップル
電圧抑制のため充電時定数Ｃ５・Ｒ１１を大きく設定す
る必要かある。この場合においても、コンデンサＣ５の
充電電圧波形か、コンパレータＣ○Ｍ、の出力反転に対
して速やかに追従するように、第６図１ａｌに示すよう
に、コンパレータＣＯＭ、の＋入力端・出力端間に抵抗
Ｒ３１とコンデンサＣＩＴとを直列接続してなるバイパ
ス回路（微分回路）を接続し、コンパレータＣＯＭ、の
出力反転時には、第６図（ｂｌに示すように、コンデン
サＣ５の充電電圧の立上がり、立下がり（即ち、コンパ
レータＣＯＭ、の＋入力端の立上がり、立下がり）を上
記バイパス回路の出力により補正するようにしてもよい
。

上記実施例ては、ブラシレスモータの負荷に対応じた信
号を出力する負荷検出回路１７の原信号を、電圧波形の
歪を検出する歪検出回路１８から得るように説明したか
、負荷電流を検出してその大きさに応じた信号を出力す
るようにした負荷電流検出回路から得るようにしてもよ
い。第５図はこれを示したもので、負荷電流検出回路２
３は、第２図に示した整流回路２・インバータ３間に低
抵抗値の抵抗Ｒ８１＋を挿入し、これの非接地側に、−
入力端を抵抗Ｒ２，を介して回路接地すると共に、出力
端との間に抵抗Ｒ２ｏを接続したオペアンプＯＰ６の＋
入力端を接続してなる非反転増幅回路と、これの出力端
と回路接地間に抵抗Ｒ＋１とコンデンサＣ１１とを直列
に接続しコンデンサＣＩｔの非接地端を出力端とした平
滑回路からなる積分回路と、これの出力を入力させる入
力側とこれを増幅して出力する出力側とを電気的に絶縁
して成る絶縁増幅器ＩＡ、とから形成されている。そし
て、ブラシレスモータの負荷の大小に比例して抵抗Ｒ５
１１に現れる電圧を入力し、これを増幅・平滑した直流
電圧として、第１図に示した可変抵抗ＶＲ，に送出する
。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明によれば、比較回路のコン
パレータに正帰還の帰還回路を設けて、この帰還回路の
帰還量を、ブランレスモータの負荷の大小に対応じたＰ
ＷＭ信号を送出するようにした負荷検出回路によって可
変させることにより、比較回路か出力する位置検出信号
の位相を負荷の大小に対応して遅相させて自動補正する
ようにしたので、負荷の変動に追従した正しい位置検出
信号を得ることかでき、ブラシレスモータの運転を常に
円滑かつ効率的に行うことかできる。

又、上記負荷検出回路の原信号を、積分回路の出力電圧
波形の歪を検出してその歪の大きさに対応じた信号を出
力させるように構成した歪検出回路から得るようにした
ので、電圧波形の歪によって生ずる位置検出信号の位相
ずれを、歪の大小そのものに対応じた補正量で補正する
ことになり、回路定数を特に変更することなく広範囲の
機種のブラシレスモータに本回転子位置検出回路を適用
することかできる。

又、上記負荷検出回路の原信号を、ブラシレスモータの
負荷電流に比例した信号を出力させるように構成した負
荷電流検出回路から得るようにすることによって、負荷
の大きさに直接対応じた補正量で補正でき、そのブラシ
レスモータに最適の回転子位置検出回路とすることかで
きる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例を示す回転子位置検出回路図、
′＃ｆＪ２図はブラシレスモータの全体の回路構成図、
第３図及び第４図は第１図の各部の電圧波形図、第５図
は負荷電流検出回路図、第６図は第［図の帰還回路の他
の実施例を図である。 １５：比較回路、　　　　１６．帰還回路、＋７．負荷
検出回路、　　１８．歪検出回路、１９ａ；平均値検出
回路、 １９ｂ：ビーク値検出回路、 ２２、三角波発生回路、 ２３、負荷電流検出回路、 ＣＯＭ、、Ｃ０Ｍ２．ＣＯＭ、、Ｃ０Ｍ４　；比較器Ａ
Ｓ、：アナログスイッチ

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）　複数個の半導体素子からなるインバータによっ
   て通電制御される固定子巻線と永久磁石形の回転子とを
   有するブラシレスモータの回転子の位置を、上記回転子
   の回転により上記固定子巻線に誘起された誘起電圧を積
   分する積分回路と、この積分回路の出力レベルを比較す
   る比較器からなる比較回路とを備えて、この比較回路か
   ら位置検出信号を出力させて検出するようにしたブラシ
   レスモータの回転子位置検出回路において、上記比較回
   路の比較器の出力端と入力端との間にスイッチング素子
   を挿入して成る正帰還の帰還回路を設け、上記積分回路
   の出力端に、平均値検出回路とピーク値検出回路とを有
   して積分回路の出力の平均値とピーク値とから波形の歪
   を検出するようにした歪検出回路を接続し、この歪検出
   回路と、三角波を発生する三角波発生回路との両出力レ
   ベルを比較して負荷に応じたパルス幅変調信号を出力す
   るようにして成る負荷検出回路の出力端を上記帰還回路
   のスイッチング素子に接続して、上記スイッチング素子
   をオンオフ制御するようにしたことを特徴とするブラシ
   レスモータの回転子位置検出回路。
2. （２）　複数個の半導体素子からなるインバータによっ
   て通電制御される固定子巻線と永久磁石形の回転子とを
   有するブラシレスモータの回転子の位置を、上記回転子
   の回転により上記固定子巻線に誘起された誘起電圧を積
   分する積分回路と、この積分回路の出力レベルを比較す
   る比較器からなる比較回路とを備えて、この比較回路か
   ら位置検出信号を出力させて検出するようにしたブラシ
   レスモータの回転子位置検出回路において、上記比較回
   路の比較器の出力端と入力端との間にスイッチング素子
   を挿入して成る正帰還の帰還回路を設け、上記インバー
   タの入力端に接続した負荷電流検出回路と三角波を発生
   する三角波発生回路とを有してこの両回路の出力レベル
   を比較して負荷に応じたパルス幅変調信号を出力するよ
   うにして成る負荷検出回路の出力端を上記帰還回路のス
   イッチング素子に接続して、上記スイッチング素子をオ
   ンオフ制御するようにしたことを特徴とするブラシレス
   モータの回転子位置検出回路。