JPH08172776A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 コンバ―タとインバ―タで構成される電力変
換装置において、コンバ―タとインバ―タの損失が等し
くなるように直流電圧を調整する。 【構成】 少くともスイッチング素子と該スイッチング
素子に逆並列接続されるダイオ―ドから成るスイッチン
グ回路を構成要素とした同一構成で且つ同一条件で冷却
される半導体スタックによって構成された交流を直流に
変換するコンバ―タ３と、該コンバ―タの直流を交流に
変換するインバ―タ４から成る電力変換装置において、
前記コンバ―タの損失を検出する手段５１と、前記イン
バ―タの損失を検出する手段５２と、該手段で得られる
それぞれの損失を比較し、その差に応じて前記電力変換
装置の直流回路の電圧を調整する手段５４を具備したこ
とを特徴とする電力変換装置。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、半導体素子を組込んだ
半導体スタックを利用して、コンバ―タとインバ―タを
組合わせて負荷に電力を供給する電力変換装置に係り、
特に、電力変換装置の損失を低減し、冷却器の利用率を
向上させ、冷却器の小形化を図ることができる電力変換
装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、電力変換装置においては、電力変
換器の高性能化のために、高速スイッチング素子を使っ
た高周波ＰＷＭ制御方式の採用がコンバータ、インバー
タ共に適用されており、各種の負荷に質の良い交流電力
を供給できることから、無停電電源装置、モータドライ
ブ装置等に数多く利用されている。

【０００３】従来の電力変換装置の構成を図３を用いて
説明する。同図において１は商用電源、２は交流リアク
トル、３は前記交流リアクトル２を介して商用電源１か
ら供給される交流を直流に変換するコンバ―タ、４は該
コンバ―タ３から供給される直流を交流に変換するイン
バ―タ、５はインバ―タ４の交流電圧を所望の電圧に変
圧する変圧器、６は電力変換装置としての交流出力端子
である。

【０００４】次に電力変換装置の制御回路について説明
する。インバータ４の制御回路は図示しないが、交流出
力端子６に所定の電圧と周波数の交流電圧波形が得られ
るよう電圧及び周波数基準に対して、交流出力端子６の
電圧、周波数をフィードバックすることによって自動制
御される。

【０００５】一方コンバータ３の制御回路は、一般的に
入力電流波形を正弦波状に且つ電圧位相と同一位相に保
つつ直流電圧を制御する。図３において、１１は直流電
圧を絶縁し制御回路レベルの電圧に変換する直流電圧検
出器、１５は直流電圧基準、１７は直流電圧検出器１１
の出力と直流電圧基準１５を加算器１６で比較して生ず
る誤差分を比例・積分する誤差増幅器、誤差増幅器１７
の出力は乗算器１８の一つの入力となり、商用電源１の
電圧位相を検出する交流電圧検出器１３を介してＰＬＬ
回路１４に入力されＰＬＬ回路１４の出力は商用電源１
の位相と同一位相を有した信号が乗算器１８のもう一つ
の入力となる。乗算器１８の出力は商用電源１と同一位
相の正弦波状の電流基準となる。２０は交流電流検出器
１２によって検出された交流入力電流と、乗算器１８の
出力である電流基準とを加算器１９で比較して生ずる誤
差分を比例・積分する誤差増幅器、誤差増幅器２０の出
力はＰＷＭ制御回路２１によりコンンバータ３を構成す
るトランジスタ群に対して所定のパルス列をベース信号
として供給し、直流電圧を制御する。

【０００６】ここでコンバータ３を使用することの利点
を簡単に説明すれば、一般のサイリスタ式の整流器とは
異なり有効電力，無効電力を各々独立に制御出来、直流
入力電圧を制御しつつ入力力率を１に制御すれば、電力
変換装置に必要な入力容量を最小限に抑えることが可能
であり、且つ商用電源１に発生する高調波電流を抑える
とが可能な点である。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】さてこのような構成か
ら成る電力変換装置のコンバータ３とインバータ４の回
路構成は、電力の流れがコンバータ３は交流より直流、
インバータ４は直流より交流と異なるが、直流電圧が両
者共通であり、変換容量も同程度であるため、同一とす
るのが、一般的であり、回路部品であるトランジスタ、
電解コンデンサ等の用品はもとより、冷却フィン等の構
造用品も同一としている。

【０００８】例えば図４にコンバータ３の詳細回路を示
すが、３０１Ｕ〜３０１Ｙはトランジスタモジュールで
あり、トランジスタモジュール３０１Ｕ〜３０１Ｙの内
部は更に３０２Ｕ〜３０２Ｙのトランジスタと３０３Ｕ
〜３０３Ｙのダイオードから構成されており、直流回路
には、電圧を平滑化するコンデンサ３０４が接続されて
いる。

【０００９】本回路の動作波形を説明すると、交流リア
クトル２に流れる電流をＩs 、トランジスタモジュール
３０１Ｕ，３０１Ｘに流れる電流を各々Ｉu ，Ｉx とす
ると図５に通電電流波形を示す。本図は説明を簡単にす
るためにＰＷＭ周波数を下げて電流波形は正弦波状に記
載している。トランジスタ３０２Ｕ，３０２Ｘは交互に
ＯＮ／ＯＦＦを繰り返すが、トランジスタ３０２ＵがＯ
Ｎ、トランジスタ３０２ＸがＯＦＦの場合は電流は商用
電源１から交流リアクトル２、ダイオード３０３Ｕを介
してコンデテンサ３０４を充電してダイオード３０３Ｙ
を介して商用電源１に流れる。この状態で、トランジス
タ３０２ＵがＯＦＦ、トランジスタ３０２ＸがＯＮする
と、電流は商用電源１から交流リアクトル２、トランジ
スタ３０２Ｘ、ダイオード３０３Ｙを介して流れること
になり、交流リアクトル２を電源で短絡することにな
る。この時、交流リアクトル２にエネルギが蓄積され、
再度トランジスタ３０２ＵがＯＮ、トランジスタ３０２
ＸがＯＦＦすることによって交流リアクトル２に蓄積さ
れたエネルギが直流側コンデンサ３０４に移行し、電源
電圧１を整流した電圧より高い値に昇圧することができ
る。従ってトランジスタモジュールの電流と直流電圧の
関係は、トランンジスタ側の通電電流の比率が大きくな
れば、直流電圧が高くなる関係を持っている。

【００１０】一方、インバータ４側のトランジスタモジ
ュールの電流と直流電圧の関係は、前記コンバータ３側
と逆に、直流電圧が高くなれば、トランジスタ側の通電
電流の比率が小さくなる関係を持っている。

【００１１】ここでトランジスタ等の半導体の全損失Ｐ
T は定常オン状態損失をＰs 、ターンオン時スイッチン
グ損失をＰon、ターンオフ時スイッチング損失をＰoff
としスイッチング周波数をｆとすると次式のように表わ
される。

【００１２】

【数１】 ＰT ＝Ｐs ＋（Ｐon＋Ｐoff ）・ｆ ………（１） （１）式において第２項のスイッチング損失（Ｐon＋Ｐ
off ）・ｆは、通電電流が同等であれば損失は同じであ
るが、第１項の定常オン状態損失Ｐs は、通電電流が同
じ大きさでもトランジスタ側に流れる電流とダイオード
側に流れる電流比が異なれば、大きく値が変る。これは
一般にトランジスタの電圧ドロップの大きさがダイオー
ドの電圧ドロップより大きいことが原因である。

【００１３】つまり、直流電圧が大きくなることによっ
て、コンバータ側トランジスタモジュールの通電電流が
ＩＧＢＴ側が大、ＦＲＤ側が小さくなるためにコンバー
タ３の損失は大きくなる特性を持ち、逆にインバータ側
トランジスタモジュールの通電電流は、ＩＧＢＴ側が
小、ＦＲＤ側が大きくなるためインバータ４の損失は小
さくなる特性を持つ。

【００１４】電力変換装置の直流電圧は、一般的に、半
導体素子或いは主回路用品の定格電圧から決定される場
合が多く、この時、直流電圧を任意に設定すると、トラ
ンジスタモジュールの通電電流パターンにより、コンバ
ータ３がインバータ４の損失より大きくなったり、逆に
コンバータ３がインバータ４の損失より小さくなってし
まい、コンバータ３とインバータ４共通の冷却フィンが
損失の大きい方で熱設計する必要があるため、損失の少
ない方は冷却能力に余裕が生じて、効率よい使われ方に
ならない不具合を生じる。

【００１５】従って、本発明の目的はコンバータ３とイ
ンバータ４を組合わせて負荷に電力を供給する電力変換
装置において、コンバータ３とインバータ４の半導体素
子を組込んだスタックの冷却器の利用効率を向上させ、
冷却器の小形化を達成できる電力変換装置を提供するこ
とにある。

【００１６】

【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
請求項１に記載の発明は、少くともスイッチング素子と
該スイッチング素子に逆並列接続されるダイオ―ドから
成るスイッチング回路を構成要素とした同一構成で且つ
同一条件で冷却される半導体スタックによって構成され
た交流を直流に変換するコンバ―タと、該コンバ―タの
直流を交流に変換するインバ―タから成る電力変換装置
において、前記コンバ―タの損失を検出手段と、前記イ
ンバ―タの損失を検出手段と、該手段で得られるそれぞ
れの損失を比較し、その差に応じて前記電力変換装置の
直流回路の電圧を調整する手段を具備したことを特徴と
するものである。

【００１７】又、請求項２に記載の発明は、請求項１に
記載のコンバ―タの損失を検出する手段及びインバ―タ
の損失を検出する手段を、コンバ―タの所定の半導体ス
タックの温度を検出する温度検出器と、前記コンバ―タ
の所定の半導体スタックと同一条件で冷却されているイ
ンバ―タの半導体スタックの温度を検出する温度検出器
としたことを特徴とするものである。

【００１８】

【作用】前述のように構成された請求項１に記載の発明
によれば、電力変換装置の直流電圧を定格電圧を保つて
運転している時、コンバ―タとインバ―タの損失が等し
ければ直流電圧は調整されることなく、定格電圧で運転
を継続する。しかし、コンバ―タ側がインバ―タ側より
損失が大きいと直流電圧を下げるように電圧が調整さ
れ、又インバ―タ側がコンバ―タ側より損失が大きいと
直流電圧を上げるように電圧が調整されるため、コンバ
ータとインバータの損失が同一に保たれるようにり、冷
却フィン等の熱設計と同一となり、片方どちらかが冷却
能力に余裕が生じることなく、冷却フィンを含めた半導
体スタックは効率良く使うことができるため、小形化も
図れることになる。

【００１９】又、請求項２に記載の発明によれば、コン
バ―タ、インバ―タの損失は、スイッチング素子の温度
として表れるため、コンバ―タ、インバ―タの損失を検
出する手段をコンバ―タ、インバ―タを構成する半導体
スタックの温度を検出する温度検出器としたものであ
る。

【００２０】

【実施例】以下本発明の一実施例を図３と同一部に同一
符号を付して示す図１を参照して説明する。尚、図１に
おいて図３と同一符号を示したものは、同一機能のもで
あるため説明は省略する。

【００２１】図１において、従来の図３と異なる点は、
コンバ―タ３の損失を検出する手段５１と、インバ―タ
４の損失を検出する手段５２と、該手段５１，５２で得
られるそれぞれの損失を比較器５３で比較し、その差に
応じて前記電力変換装置の直流回路の電圧を調整する手
段例えば誤差増幅器５４を追加したことである。

【００２２】ここでコンバ―タ３の損失を検出する手段
は、例えばコンバ―タ３を構成する半導体スタックの温
度を検出する温度検出器を、又、インバ―タ４の損失を
検出する手段は、インバ―タ４を構成する半導体スタッ
クの温度を検出する温度検出器を用いることができる。

【００２３】次に、前述の構成から成る本発明の動作を
説明する。前述の如くコンバータに使用されるトランジ
スタモジュールの電流と直流電圧の関係は、トランジス
タ側の通電電流の比率が大きくなれば直流電圧が高くな
り、逆にインバータに使用されるトランジスタモジュー
ルでは直流電圧が高くなればトランジスタ側の通電電流
の比率が小さくなる特性がある。

【００２４】コンバ―タ３及びインバ―タ４の全損失Ｐ
T は前記(1) 式にて示され、第１項の定常オン状態損失
Ｐs は通電電流の大きさが同じでもトランジスタ側に流
れる電流とダイオード側に流れる電流比が異なることで
値が変化する。

【００２５】即ち、トランジスタの電圧ドロップの大き
さがダイオードの電圧ドロップの大きさより大きいため
図２に示すように、コンバータ３側の全損失ＰT(CONV)
は、直流電圧が高くなると大きくなる傾向を示し、イン
バータ４側の全損失ＰT(INV)は、直流電圧が高くなると
小さくなる傾向を示すことになる。

【００２６】従って、図１において、電力変換装置の直
流電圧の基準値は図２のＶD の近傍になるように設定さ
れるが、もし実際の直流電圧が図２のＶD より低い電圧
で運転していると、インバ―タ４の損失がコンバ―タ３
の損失より大きくなるため、誤差増幅器５４の出力は正
の値となり直流電圧を上昇させ、直流電圧がＶD になっ
て落着く。又、実際の直流電圧が図２のＶD より高い電
圧で運転していると、コンバ―タ３の損失がインバ―タ
４の損失より大きくなるため、誤差増幅器５４の出力は
負の値となり直流電圧を減少させ、直流電圧がＶD にな
って落着くことになる。

【００２７】前述の如く、コンバータ３とインバータ４
の損失が同一となるように直流電圧が調整されるため、
コンバータ３とインバータ４の熱設計を同一とでき、冷
却フィンは片方どちらかが冷却能力に余裕を生じること
がなく、冷却フィンを含めた半導体スタックは効率良く
使用でき小形化が実現できる。

【００２８】尚、前述の実施例では、コンバータ、イン
バータの回路構成にトランジスタモジュールを用いた場
合を説明したが、自励式の変換器であれば同様の効果が
得られ、スイッチング素子の種類を特に限定するもので
はない。

【００２９】又、コンバ―タ３及びインバ―タ４の損失
を検出する手段として温度検出器を用いたが、電流、電
力等の電気量から検出することも出来る。更に、温度検
出器は所定の半導体スタックだけに取付けることなく、
複数の半導体スタックに取付け、その平均値等を用いて
も良い。

【００３０】

【発明の効果】以上説明のように請求項１及び請求項２
に記載の発明によれば、同一冷却構造を用いてコンバー
タとインバータを冷却する際に、コンバータとインバー
タの発生損失を同一になるように、コンバータの出力で
ある直流電圧を調整できるように構成したので、コンバ
ータとインバータの冷却フィン熱設計を同一にでき、片
方どちらかが冷却能力に余裕を生じることがなく、冷却
フィンを含めた半導体スタックを効率良く運転ができ、
電力変換装置の小形化、省スペース化、低価格化を図る
ことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の電力変換装置の一実施例を示すブロッ
ク構成図。

【図２】本発明の電力変換装置を構成するコンバ―タと
インバ―タの損失特性図。

【図３】従来の電力変換装置のブロック構成図。

【図４】コンバータの具体的な回路構成図。

【図５】コンバータのアームに流れる電流波形図。

【符号の説明】

１ …商用電源 ２ …交流
リアクトル ３ …コンバータ ４ …イン
バータ ５ …変圧器 ６ …交流
出力端子 １１ …直流電圧検出器 １２ …交流
電流検出器 １３ …交流電圧検出器 １４ …ＰＬ
Ｌ回路 １５ …直流電圧基準 １６ …加算
器 １７ …誤差増幅器 １８ …乗算
器 １９ …加算器 ２０ …誤差
増幅器 ２１ …ＰＷＭ制御回路 ５１ …温度
検出器 ５２ …温度検出器 ５３ …比較
器 ５４ …誤差増幅器 ３０１ …トラ
ンジスタモジュール ３０２ …トランジスタ ３０３ …ダイ
オード ３０４ …コンデンサ

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 少くともスイッチング素子と該ス
   イッチング素子に逆並列接続されるダイオ―ドから成る
   スイッチング回路を構成要素とした同一構成で且つ同一
   条件で冷却される半導体スタックによって構成された交
   流を直流に変換するコンバ―タと、該コンバ―タの直流
   を交流に変換するインバ―タから成る電力変換装置にお
   いて、前記コンバ―タの損失を検出手段と、前記インバ
   ―タの損失を検出手段と、該手段で得られるそれぞれの
   損失を比較し、その差に応じて前記電力変換装置の直流
   回路の電圧を調整する手段を具備したことを特徴とする
   電力変換装置。
2. 【請求項２】 前記コンバ―タの損失を検出する
   手段及びインバ―タの損失を検出する手段は、コンバ―
   タの所定の半導体スタックの温度を検出する温度検出器
   と、前記コンバ―タの所定の半導体スタックと同一条件
   で冷却されているインバ―タの半導体スタックの温度を
   検出する温度検出器としたことを特徴とする請求項１に
   記載の電力変換装置。