JP2996800B2 - スナバ回生装置 - Google Patents
スナバ回生装置Info
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- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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- Power Conversion In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、インバ―タやチョッパ
装置を構成する自己消弧素子のスイッチング動作に伴な
うスナバ回路のエネルギを回生するスナバ回生装置に関
する。
装置を構成する自己消弧素子のスイッチング動作に伴な
うスナバ回路のエネルギを回生するスナバ回生装置に関
する。
【０００２】
【従来の技術】図６は、従来のスナバ回路を具備したチ
ョッパ装置の構成図である。図中Ｖｄは直流電源、ＧＴ
Ｏは自己消弧素子、ＤＦ はホイ―リングダイオ―ド、
ＬA はアノ―ドリアクトル、ＬＯＡＤは負荷、Ｄs 、Ｃ
s 、Ｒs は、それぞれスナバ回路を構成するスナバダイ
オ―ド、スナバコンデンサ、放電抵抗である。図７は図
６のチョッパ装置の各部の動作波形を示す。
ョッパ装置の構成図である。図中Ｖｄは直流電源、ＧＴ
Ｏは自己消弧素子、ＤＦ はホイ―リングダイオ―ド、
ＬA はアノ―ドリアクトル、ＬＯＡＤは負荷、Ｄs 、Ｃ
s 、Ｒs は、それぞれスナバ回路を構成するスナバダイ
オ―ド、スナバコンデンサ、放電抵抗である。図７は図
６のチョッパ装置の各部の動作波形を示す。
【０００３】自己消弧素子（以後単にＧＴＯと記す）が
オンすると、負荷ＬＯＡＤにはＶL＝＋Ｖd の電圧が印
加され、負荷電流ＩL が増加する。又ＧＴＯがオフする
と、ＶL ＝０となり、負荷ＬＯＡＤに流れていた電流Ｉ
L はホイ―リングダイオ―ドＤF を介して流れ、減衰す
る。
オンすると、負荷ＬＯＡＤにはＶL＝＋Ｖd の電圧が印
加され、負荷電流ＩL が増加する。又ＧＴＯがオフする
と、ＶL ＝０となり、負荷ＬＯＡＤに流れていた電流Ｉ
L はホイ―リングダイオ―ドＤF を介して流れ、減衰す
る。
【０００４】アノ―ドリアクトルＬA は、ＧＴＯがオン
した時ホイ―リングダイオ―ドＤFがオフ状態になるま
で、直流電源Ｖd による短絡電流が増大するのを抑制す
る働きをする。通常は、ＧＴＯの（ｄｉ／ｄｔ）を考慮
してＬA の値を設計する。スナバ回路はＧＴＯがオフし
た時、アノ―ドリアクトルＬA や配線のインダクタンス
分によって発生するサ―ジ電圧を吸収する役目をする。
した時ホイ―リングダイオ―ドＤFがオフ状態になるま
で、直流電源Ｖd による短絡電流が増大するのを抑制す
る働きをする。通常は、ＧＴＯの（ｄｉ／ｄｔ）を考慮
してＬA の値を設計する。スナバ回路はＧＴＯがオフし
た時、アノ―ドリアクトルＬA や配線のインダクタンス
分によって発生するサ―ジ電圧を吸収する役目をする。
【０００５】即ち、スナバ回路が無い場合、ＧＴＯがオ
フすると負荷電流ＩL は前述のようにホイ―リングダイ
オ―ドＤF を介して循環するが、アノ―ドリアクトルＬ
A に流れていた電流は行き場所が無くなり、ＧＴＯに過
大な電圧が印加され、ＧＴＯを破壊してしまう。スナバ
回路を接続すると、ＧＴＯがオフした時、アノ―ドリア
クトルＬA のエネルギはスナバダイオ―ドＤs を介して
スナバコンデンサＣsに蓄積され、スナバコンデンサＣs
を図示の極性に充電する。スナバコンデンサＣs に充
電された電圧は、ＧＴＯが次にオンしたとき放電抵抗Ｒ
s を介して放電し、その次のタ―ンオフに備える。図７
の最下段にスナバコンデンサＣs に印加される電圧Ｖc
を示す。スナバコンデンサＣs の電圧Ｖc はアノ―ドリ
アクトルＬA のエネルギによって一旦直流電源電圧Ｖd
より高くなるが、ＧＴＯがオフしている間に、Ｃs →Ｒ
s →ＬA →Ｖd →ＤF →Ｃs の経路で放電し、電源電圧
Ｖd まで下る。
フすると負荷電流ＩL は前述のようにホイ―リングダイ
オ―ドＤF を介して循環するが、アノ―ドリアクトルＬ
A に流れていた電流は行き場所が無くなり、ＧＴＯに過
大な電圧が印加され、ＧＴＯを破壊してしまう。スナバ
回路を接続すると、ＧＴＯがオフした時、アノ―ドリア
クトルＬA のエネルギはスナバダイオ―ドＤs を介して
スナバコンデンサＣsに蓄積され、スナバコンデンサＣs
を図示の極性に充電する。スナバコンデンサＣs に充
電された電圧は、ＧＴＯが次にオンしたとき放電抵抗Ｒ
s を介して放電し、その次のタ―ンオフに備える。図７
の最下段にスナバコンデンサＣs に印加される電圧Ｖc
を示す。スナバコンデンサＣs の電圧Ｖc はアノ―ドリ
アクトルＬA のエネルギによって一旦直流電源電圧Ｖd
より高くなるが、ＧＴＯがオフしている間に、Ｃs →Ｒ
s →ＬA →Ｖd →ＤF →Ｃs の経路で放電し、電源電圧
Ｖd まで下る。
【０００６】この従来のスナバ回路では、スナバコンデ
ンサＣs に蓄積されたエネルギは全て放電抵抗Ｒs によ
って消費され、熱損失となってしまう。この熱損失はＧ
ＴＯのスイッチング周波数に比例し、チョッパ装置やイ
ンバ―タ装置の変換効率を低下させるだけでなく、装置
寸法を増大させる欠点がある。同時に、大容量になる
と、その冷却法も難しくなってくる。これを解決するた
めにスナバエネルギの回生法が検討されている。図８
に、従来のスナバ回生装置の構成を示す。
ンサＣs に蓄積されたエネルギは全て放電抵抗Ｒs によ
って消費され、熱損失となってしまう。この熱損失はＧ
ＴＯのスイッチング周波数に比例し、チョッパ装置やイ
ンバ―タ装置の変換効率を低下させるだけでなく、装置
寸法を増大させる欠点がある。同時に、大容量になる
と、その冷却法も難しくなってくる。これを解決するた
めにスナバエネルギの回生法が検討されている。図８
に、従来のスナバ回生装置の構成を示す。
【０００７】図中、Ｅo は補助の直流電源、Ｄo は回生
用ダイオ―ド、他の記号は図６と同じである。放電抵抗
Ｒs の代りに回生用ダイオ―ドＤo と補助電源Ｅo が設
けられている。
用ダイオ―ド、他の記号は図６と同じである。放電抵抗
Ｒs の代りに回生用ダイオ―ドＤo と補助電源Ｅo が設
けられている。
【０００８】ＧＴＯがオフすると、アノ―ドリアクトル
ＬA のエネルギはスナバコンデンサＣs に蓄えられる。
この結果スナバコンデンサＣs は図示の極性に充電され
る。次に、ＧＴＯがオンするとスナバコンデンサＣs の
電圧は回生用ダイオ―ドＤo→補助電源Ｅo →アノ―ド
リアクトルＬA →ＧＴＯ→スナバコンデンサＣs の回路
で放電する。この時流れる電流はスナバコンデンサＣs
とアノ―ドリアクトルＬA による共振電流ＩR である。
コンデンサＣs の電圧Ｖc が零になったところで放電が
完了する。その後、電流ＩR は、アノ―ドリアクトルＬ
A →スナバダイオ―ドＤs →回生用ダイオ―ドＤo →補
助電源Ｅo →アノ―ドリアクトルＬA の経路で流れ、エ
ネルギが補助電源Ｅo に回生される。
ＬA のエネルギはスナバコンデンサＣs に蓄えられる。
この結果スナバコンデンサＣs は図示の極性に充電され
る。次に、ＧＴＯがオンするとスナバコンデンサＣs の
電圧は回生用ダイオ―ドＤo→補助電源Ｅo →アノ―ド
リアクトルＬA →ＧＴＯ→スナバコンデンサＣs の回路
で放電する。この時流れる電流はスナバコンデンサＣs
とアノ―ドリアクトルＬA による共振電流ＩR である。
コンデンサＣs の電圧Ｖc が零になったところで放電が
完了する。その後、電流ＩR は、アノ―ドリアクトルＬ
A →スナバダイオ―ドＤs →回生用ダイオ―ドＤo →補
助電源Ｅo →アノ―ドリアクトルＬA の経路で流れ、エ
ネルギが補助電源Ｅo に回生される。
【０００９】補助電源Ｅo は回生能力のある直流電源
で、例えば、直流コンデンサに一旦エネルギを蓄積し、
この直流電力をＰＷＭ制御インバ―タで交流電力に変換
する。そしてこの交流電力をトランスを介して交流電源
に回生する方式と、更に、整流器で直流に変換してメイ
ンの直流電源Ｖd に回生する方式等が考えられる。いず
れの場合も直流電圧がＥo が一定になるようにＰＷＭ制
御インバ―タによって制御される。補助電源の電圧Ｅo
は、通常、メインの直流電源電圧Ｖd よりも１桁程度低
い値に選ばれる。なぜなら、補助電源の電圧Ｅo をあま
り高くすると、上記ＰＷＭ制御インバ―タの耐圧が高く
なり、不経済なシステムになってしまうためである。
で、例えば、直流コンデンサに一旦エネルギを蓄積し、
この直流電力をＰＷＭ制御インバ―タで交流電力に変換
する。そしてこの交流電力をトランスを介して交流電源
に回生する方式と、更に、整流器で直流に変換してメイ
ンの直流電源Ｖd に回生する方式等が考えられる。いず
れの場合も直流電圧がＥo が一定になるようにＰＷＭ制
御インバ―タによって制御される。補助電源の電圧Ｅo
は、通常、メインの直流電源電圧Ｖd よりも１桁程度低
い値に選ばれる。なぜなら、補助電源の電圧Ｅo をあま
り高くすると、上記ＰＷＭ制御インバ―タの耐圧が高く
なり、不経済なシステムになってしまうためである。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】しかし、この従来のス
ナバ回生装置には次のような問題点がある。
ナバ回生装置には次のような問題点がある。
【００１１】図８の回路において、ＧＴＯがオフしたと
き、スナバコンデンサＣs に充電される電圧ＶC は、直
流電圧Ｖd にアノ―ドリアクトルＬA に流れていた電流
ＩLによるエネルギ分の電圧が加算される。Ｖc ＝Ｖd
＋Ｅo まで充電されると回生用ダイオ―ドＤo が導通
し、アノ―ドリアクトルＬA のエネルギは補助電源Ｅo
に回生される。故に、スナバコンデンサＣs の電圧Ｖc
はＶd ＋Ｅo まで充電される。
き、スナバコンデンサＣs に充電される電圧ＶC は、直
流電圧Ｖd にアノ―ドリアクトルＬA に流れていた電流
ＩLによるエネルギ分の電圧が加算される。Ｖc ＝Ｖd
＋Ｅo まで充電されると回生用ダイオ―ドＤo が導通
し、アノ―ドリアクトルＬA のエネルギは補助電源Ｅo
に回生される。故に、スナバコンデンサＣs の電圧Ｖc
はＶd ＋Ｅo まで充電される。
【００１２】ＧＴＯがオンすると、Ｖc −Ｅo の電圧が
アノ―ドリアクトルＬA に印加され、次式で示されるよ
うなスナバコンデンサＣs とアノ―ドリアクトルＬA に
よる共振電流ＩR が流れる。 ＩR ＝（Ｃs ／ＬA ）・（Ｖc −Ｅo ）・ｓｉｎωR ｔ ここで、ωR は共振角周波端数である。例えば、Ｖd ＝
３，０００Ｖ、Ｃs ＝６μF 、ＬA ＝２０μH とする
と、Ｖc −Ｅo ＝Ｖd であるから、ＩR の最大値は１，
６４３Ａになる。ＧＴＯにはこの共振電流に加えて負荷
電流ＩL も流れる。即ち、負荷電流をＩL ＝１，５００
ＡとするとＧＴＯに流れる電流の最大値は３，１４３Ａ
にもにってしまう。
アノ―ドリアクトルＬA に印加され、次式で示されるよ
うなスナバコンデンサＣs とアノ―ドリアクトルＬA に
よる共振電流ＩR が流れる。 ＩR ＝（Ｃs ／ＬA ）・（Ｖc −Ｅo ）・ｓｉｎωR ｔ ここで、ωR は共振角周波端数である。例えば、Ｖd ＝
３，０００Ｖ、Ｃs ＝６μF 、ＬA ＝２０μH とする
と、Ｖc −Ｅo ＝Ｖd であるから、ＩR の最大値は１，
６４３Ａになる。ＧＴＯにはこの共振電流に加えて負荷
電流ＩL も流れる。即ち、負荷電流をＩL ＝１，５００
ＡとするとＧＴＯに流れる電流の最大値は３，１４３Ａ
にもにってしまう。
【００１３】共振電流ＩR の最大値を抑制するために、
図９に示すように回生用ダイオ―ドＤo に直列に直流リ
アクトルＬo を挿入することが考えられる。この場合、
共振電流の最大値ＩRmは ＩRm＝（Ｃs ／（ＬA ＋Ｌo ））・（Ｖc −Ｅo ） となる。例えば、ＩRmを２００Ａに減少させるには、Ｌ
o ＝１．３３m Ｈのリアクトルを挿入すれば良い。しか
し、リアクトルＬo を挿入したことによりスナバコンデ
ンサＣs の放電時間が長くなる。放電時間ΔＴs は共振
週数ｆR の（１／４）周期で次式のように表わされる。 ΔＴs ＝（１／４）・２π・（Ｃs ・（ＬA ＋Ｌo ）） ＝１４１μsec
図９に示すように回生用ダイオ―ドＤo に直列に直流リ
アクトルＬo を挿入することが考えられる。この場合、
共振電流の最大値ＩRmは ＩRm＝（Ｃs ／（ＬA ＋Ｌo ））・（Ｖc −Ｅo ） となる。例えば、ＩRmを２００Ａに減少させるには、Ｌ
o ＝１．３３m Ｈのリアクトルを挿入すれば良い。しか
し、リアクトルＬo を挿入したことによりスナバコンデ
ンサＣs の放電時間が長くなる。放電時間ΔＴs は共振
週数ｆR の（１／４）周期で次式のように表わされる。 ΔＴs ＝（１／４）・２π・（Ｃs ・（ＬA ＋Ｌo ）） ＝１４１μsec
【００１４】この後、さらにリアクトル（ＬA ＋Ｌo ）
の蓄積エネルギを補助電源に回生する時間ΔＴo が必要
になる。即ち、電圧Ｅo ＝３００Ｖで一定とした場合、
ＩRm＝２００Ａが零になるまでの時間は、 ΔＴo ＝（ＩRm／Ｅo ）・（ＬA ＋Ｌo ） ＝９００μsec となる。合計で、ΔＴs ＋ΔＴo ＝１，０４１μsec と
なり、通常のスナバ回路（回生無し）より時間が１桁大
きくなり、使いものにならない。
の蓄積エネルギを補助電源に回生する時間ΔＴo が必要
になる。即ち、電圧Ｅo ＝３００Ｖで一定とした場合、
ＩRm＝２００Ａが零になるまでの時間は、 ΔＴo ＝（ＩRm／Ｅo ）・（ＬA ＋Ｌo ） ＝９００μsec となる。合計で、ΔＴs ＋ΔＴo ＝１，０４１μsec と
なり、通常のスナバ回路（回生無し）より時間が１桁大
きくなり、使いものにならない。
【００１５】以上のように、従来のスナバ回生装置で
は、スナバコンデンサＣs の電圧を放電させる時に過大
な電流をＧＴＯに流すことになり、その分素子の電流容
量を大きくせざるを得なくなる。主回路を構成するＧＴ
Ｏの電流容量を増加させることは、装置のコストを高く
するだけでなく、素子の損失を増加させ、形状寸法を増
大させてしまうことにつながる。これは大容量のインバ
―タ等で、ＧＴＯを多く使う装置に顕著になる。又、電
流増加を抑えるためにリアクトル等を挿入するとスナバ
コンデンサの放電時間が遅くなり、スイッチング周波数
の高いＧＴＯには使いものにならなくなる。
は、スナバコンデンサＣs の電圧を放電させる時に過大
な電流をＧＴＯに流すことになり、その分素子の電流容
量を大きくせざるを得なくなる。主回路を構成するＧＴ
Ｏの電流容量を増加させることは、装置のコストを高く
するだけでなく、素子の損失を増加させ、形状寸法を増
大させてしまうことにつながる。これは大容量のインバ
―タ等で、ＧＴＯを多く使う装置に顕著になる。又、電
流増加を抑えるためにリアクトル等を挿入するとスナバ
コンデンサの放電時間が遅くなり、スイッチング周波数
の高いＧＴＯには使いものにならなくなる。
【００１６】本発明は以上の問題点に鑑みてなされたも
ので、大容量のチョッパ装置やインバ―タ装置を構成す
るＧＴＯのスナバ回生装置において、スナバコンデンサ
の放電を速やかに行い、かつ、ＧＴＯのタ―ンオン時の
電流増加を抑制したスナバ回生装置を提供することを目
的とする。
ので、大容量のチョッパ装置やインバ―タ装置を構成す
るＧＴＯのスナバ回生装置において、スナバコンデンサ
の放電を速やかに行い、かつ、ＧＴＯのタ―ンオン時の
電流増加を抑制したスナバ回生装置を提供することを目
的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】以上の目的を達成するた
めに本発明のスナバ回生装置は、自己消弧素子（GTO）
と、該自己消弧素子（GTO ）に直列接続された電流抑制
用リアクトル（ＬA ）と前記自己消弧素子（GTO ）に並
列接続されたスナバ―ダイオ―ド（Ｄs ）とスナバコン
デンサ（Ｃs ）との直列回路と、該スナバコンデンサ
（Ｃs ）の電圧を放電させる向で前記スナバ―ダイオ―
ド（Ｄs ）とスナバコンデンサ（Ｃs ）との接続点に一
方の端子が接続された第１の回生用ダイオ―ド（Ｄ1 ）
と、該回生用ダイオ―ド（Ｄ1 ）のもう一方の端子と前
記電流抑制用リアクトル（ＬA ）との間に接続された直
流定電流源（CSUP）と、前記電流抑制用リアクトル（Ｌ
A ）に並列接続された第２の回生用ダイオ―ド（Ｄ2 ）
と直流定電圧源(VSUP)とを具備することを特徴とするも
のである。
めに本発明のスナバ回生装置は、自己消弧素子（GTO）
と、該自己消弧素子（GTO ）に直列接続された電流抑制
用リアクトル（ＬA ）と前記自己消弧素子（GTO ）に並
列接続されたスナバ―ダイオ―ド（Ｄs ）とスナバコン
デンサ（Ｃs ）との直列回路と、該スナバコンデンサ
（Ｃs ）の電圧を放電させる向で前記スナバ―ダイオ―
ド（Ｄs ）とスナバコンデンサ（Ｃs ）との接続点に一
方の端子が接続された第１の回生用ダイオ―ド（Ｄ1 ）
と、該回生用ダイオ―ド（Ｄ1 ）のもう一方の端子と前
記電流抑制用リアクトル（ＬA ）との間に接続された直
流定電流源（CSUP）と、前記電流抑制用リアクトル（Ｌ
A ）に並列接続された第２の回生用ダイオ―ド（Ｄ2 ）
と直流定電圧源(VSUP)とを具備することを特徴とするも
のである。
【００１８】
【作用】電流抑制用リアクトルＬA はＧＴＯのオン時に
電流の上昇率（ｄｉ／ｄｔ）を抑えるために、ＧＴＯに
直列に接続される。
電流の上昇率（ｄｉ／ｄｔ）を抑えるために、ＧＴＯに
直列に接続される。
【００１９】直流定電流源ＣＳＵＰは、ＧＴＯがオフし
ているとき、直流定電流源ＣＳＵＰ→電流抑制用リアク
トルＬA →スナバダイオ―ドＤs →第１の回生用ダイオ
―ドＤ1 →直流定電流源ＣＳＵＰの経路で一定電流を流
す。
ているとき、直流定電流源ＣＳＵＰ→電流抑制用リアク
トルＬA →スナバダイオ―ドＤs →第１の回生用ダイオ
―ドＤ1 →直流定電流源ＣＳＵＰの経路で一定電流を流
す。
【００２０】ＧＴＯがタ―ンオフしたとき、配線インダ
クタンスや電流抑制用のアノ―ドリアクタンスＬA に蓄
えられたエネルギがスナバダイオ―ドＤs を介してスナ
バコンデンサＣs に移る。
クタンスや電流抑制用のアノ―ドリアクタンスＬA に蓄
えられたエネルギがスナバダイオ―ドＤs を介してスナ
バコンデンサＣs に移る。
【００２１】スナバコンデンサＣs の充電電圧Ｖc が高
くなると、電流抑制用リアクトルＬA のエネギは第２の
回生用ダイオ―ドＤ2 を介して直流定電圧源ＶＳＵＰに
回生される。即ち、電流抑制用リアクトルＬA が発生す
る電圧は直流定電圧源ＶＳＵＰの電圧ＥDCに抑えられ
る。チョッパ回路の場合、スナバコンデンサＣs に充電
される電圧の最大値Ｖcmはメインの直流電圧Ｖd と配線
インダクタンスＩc による電圧ΔＥ及び直流定電圧源Ｖ
ＳＵＰの電圧ＥDCの和になる。 Ｖcm＝Ｖd ＋ΔＥ＋ＥDC ΔＥ＝Ｉc ・（ｄｉ／ｄｔ） 直流定電圧源ＶＳＵＰの電圧ＥDCはメインの直流電源電
圧Ｖd より１桁程度小さな値に選ぶ。ΔＥが十分小さい
と考えると、例えば、Ｖd ＝３，０００Ｖ、ＥDC＝３０
０Ｖ、とすると、Ｖcm＝３，３００Ｖとなる。
くなると、電流抑制用リアクトルＬA のエネギは第２の
回生用ダイオ―ドＤ2 を介して直流定電圧源ＶＳＵＰに
回生される。即ち、電流抑制用リアクトルＬA が発生す
る電圧は直流定電圧源ＶＳＵＰの電圧ＥDCに抑えられ
る。チョッパ回路の場合、スナバコンデンサＣs に充電
される電圧の最大値Ｖcmはメインの直流電圧Ｖd と配線
インダクタンスＩc による電圧ΔＥ及び直流定電圧源Ｖ
ＳＵＰの電圧ＥDCの和になる。 Ｖcm＝Ｖd ＋ΔＥ＋ＥDC ΔＥ＝Ｉc ・（ｄｉ／ｄｔ） 直流定電圧源ＶＳＵＰの電圧ＥDCはメインの直流電源電
圧Ｖd より１桁程度小さな値に選ぶ。ΔＥが十分小さい
と考えると、例えば、Ｖd ＝３，０００Ｖ、ＥDC＝３０
０Ｖ、とすると、Ｖcm＝３，３００Ｖとなる。
【００２２】直流定電圧源ＶＳＵＰは電力回生が可能な
電圧源で、例えば、直流平滑コンデンサとＤＣ／ＤＣコ
ンバ―タ等で構成される。従って、電流抑制用のリアク
トルＬA のエネルギは最初スナバコンデンサＣs に移る
が。その後、大部分は直流定電圧源ＶＳＵＰの方に回生
される。
電圧源で、例えば、直流平滑コンデンサとＤＣ／ＤＣコ
ンバ―タ等で構成される。従って、電流抑制用のリアク
トルＬA のエネルギは最初スナバコンデンサＣs に移る
が。その後、大部分は直流定電圧源ＶＳＵＰの方に回生
される。
【００２３】次に、ＧＴＯがオンすると、直流定電流源
ＣＳＵＰの電流Ｉo は、ＣＳＵＰ→ＬA →ＧＴＯ→Ｃs
→Ｄ1 →ＣＳＵＰの経路で流れる。即ち、スナバコンデ
ンサＣs の電圧Ｖc は一定電流Ｉo で放電することにな
る。直流電流Ｉo は主回路の定格電流（負荷電流）ＩL
より１桁小さな値に選ばれる。
ＣＳＵＰの電流Ｉo は、ＣＳＵＰ→ＬA →ＧＴＯ→Ｃs
→Ｄ1 →ＣＳＵＰの経路で流れる。即ち、スナバコンデ
ンサＣs の電圧Ｖc は一定電流Ｉo で放電することにな
る。直流電流Ｉo は主回路の定格電流（負荷電流）ＩL
より１桁小さな値に選ばれる。
【００２４】ＧＴＯをオンすると、ＧＴＯには負荷電流
ＩL と定電流Ｉo の和の電流が流れる。スナバコンデン
サＣs の電圧Ｖc が零になるまでの時間ΔＴo は、電流
Ｉoを一定値とした場合、次式のようになる。 ΔＴo ＝Ｖc ・Ｃs ／Ｉo Ｖc ＝３，０００Ｖ、Ｃs ＝６μＦ、Ｉo ＝２００Ａと
した場合、ΔＴo ＝９０μsec となる。
ＩL と定電流Ｉo の和の電流が流れる。スナバコンデン
サＣs の電圧Ｖc が零になるまでの時間ΔＴo は、電流
Ｉoを一定値とした場合、次式のようになる。 ΔＴo ＝Ｖc ・Ｃs ／Ｉo Ｖc ＝３，０００Ｖ、Ｃs ＝６μＦ、Ｉo ＝２００Ａと
した場合、ΔＴo ＝９０μsec となる。
【００２５】コンデンサ電圧Ｖc ＝０となったところ
で、再びスナバダイオ―ドＤs が導通し、直流定電流源
ＣＳＵＰの電流Ｉo は、ＣＳＵＰ→ＬA →Ｄs →Ｄ1 →
ＣＳＵＰの経路で流れるようになる。この後、いつでも
ＧＴＯをオフしてもよい状態になっている。ＧＴＯとし
ては、ΔＴo ＝９０μsec の最少オン時間を確保すれば
よい。
で、再びスナバダイオ―ドＤs が導通し、直流定電流源
ＣＳＵＰの電流Ｉo は、ＣＳＵＰ→ＬA →Ｄs →Ｄ1 →
ＣＳＵＰの経路で流れるようになる。この後、いつでも
ＧＴＯをオフしてもよい状態になっている。ＧＴＯとし
ては、ΔＴo ＝９０μsec の最少オン時間を確保すれば
よい。
【００２６】直流定電流源ＣＳＵＰは、例えば、交流電
源ＡＣ―ＳＵＰと、交流／直流電力変換器ＳＳと、直流
リアクトルＬo とで構成されており、スナバコンデンサ
Ｃsのエネルギ（１／２）Ｃs ・Ｖc 2 は、一旦、直流
リアクトルＬo に移され、さらに電力変換器（例えばサ
イリスタコンバ―タ等）ＳＳにより交流電力に変換され
て、交流電源ＡＣ―ＳＵＰに回生される。このようにし
て、スナバコンデンサＣs に蓄えられたエネルギを直流
定電流源ＣＳＵＰに回生することができる。本発明のス
ナバ回生装置では、ＧＴＯの電流増加はわずかであり、
しかもスナバコンデンサＣs の放電時間を短くすること
が可能となる。
源ＡＣ―ＳＵＰと、交流／直流電力変換器ＳＳと、直流
リアクトルＬo とで構成されており、スナバコンデンサ
Ｃsのエネルギ（１／２）Ｃs ・Ｖc 2 は、一旦、直流
リアクトルＬo に移され、さらに電力変換器（例えばサ
イリスタコンバ―タ等）ＳＳにより交流電力に変換され
て、交流電源ＡＣ―ＳＵＰに回生される。このようにし
て、スナバコンデンサＣs に蓄えられたエネルギを直流
定電流源ＣＳＵＰに回生することができる。本発明のス
ナバ回生装置では、ＧＴＯの電流増加はわずかであり、
しかもスナバコンデンサＣs の放電時間を短くすること
が可能となる。
【００２７】
【実施例】図１は、本発明のスナバ回生装置の一実施例
を示すもので、チョッパ装置に適用した構成図である。
を示すもので、チョッパ装置に適用した構成図である。
【００２８】図中、Ｖd は直流電源、Ｌc は配線インデ
クタンス、ＬA は電流抑制用アノ―ドリアクトル、ＧＴ
Ｏは自己消弧素子、ＬＯＡＤは負荷、ＤF はフリ―ホイ
リングダイオ―ド、Ｃs はスナバコンデンサ、Ｄs はス
ナバダイオ―ド、Ｄ1 は第１の回生用ダイオ―ド、ＣＳ
ＵＰは直流定電流源、Ｄ2 は第２の回生用ダイオ―ドＶ
ＳＵＰは直流定電圧源、ＣＴL は負荷電流検出器、ＣＯ
ＮＴL は負荷電流制御回路である。まず、負荷電流ＩL
の制御動作を簡単に説明する。負荷電流制御回路ＣＯＮ
ＴL は比較器ＣL 、電流制御補償回路ＧL(s)、パルス幅
変調制御回路ＰＷＭＬ、三角波発生器ＴＲＧで構成され
ている。
クタンス、ＬA は電流抑制用アノ―ドリアクトル、ＧＴ
Ｏは自己消弧素子、ＬＯＡＤは負荷、ＤF はフリ―ホイ
リングダイオ―ド、Ｃs はスナバコンデンサ、Ｄs はス
ナバダイオ―ド、Ｄ1 は第１の回生用ダイオ―ド、ＣＳ
ＵＰは直流定電流源、Ｄ2 は第２の回生用ダイオ―ドＶ
ＳＵＰは直流定電圧源、ＣＴL は負荷電流検出器、ＣＯ
ＮＴL は負荷電流制御回路である。まず、負荷電流ＩL
の制御動作を簡単に説明する。負荷電流制御回路ＣＯＮ
ＴL は比較器ＣL 、電流制御補償回路ＧL(s)、パルス幅
変調制御回路ＰＷＭＬ、三角波発生器ＴＲＧで構成され
ている。
【００２９】電流検出器ＣＴL によって負荷電流ＩL を
検出し、比較器ＣL によって電流指令値ＩL * との偏差
εL ＝ＩL * −ＩL を求める。偏差εL を電流制御補償
回路Ｇ(s) によって増幅し、パルス幅変調（ＰＷＭ）制
御回路ＰＷＭＬに入力する。図２は、そのＰＷＭ制御動
作を説明するためのタイムチャ―トである。図中、Ｘは
ＰＷＭ制御の搬送波（三角波）信号、ｅi は電流制御補
償回路ＧL(s)から与えられた入力信号（電圧基準信
号）、ｇ1 はＧＴＯのゲ―ト信号、ＶL は負荷ＬＯＡＤ
に印加される電圧、ＩL は負荷電流を夫々表す。搬送波
Ｘとして、０〜＋Ｅmax の間で変化する三角波が用いら
れ入力信号ｅiと比較し、ＧＴＯのゲ―ト信号ｇ1 を作
る。即ち、 ｅi ＞Ｘのとき、ｇ1 ＝１で、ＧＴＯ：オン ｅi ≦Ｘのとき、ｇ1 ＝０で、ＧＴＯ：オフ とする。負荷ＬＯＡＤに印加される電圧ＶL は、 ＧＴＯがオンのとき、ＶL ＝＋Ｖd ＧＴＯがオフのとき、ＶL ＝０ となり、ＶL の平均値は入力信号ｅi に比例した値とな
る。
検出し、比較器ＣL によって電流指令値ＩL * との偏差
εL ＝ＩL * −ＩL を求める。偏差εL を電流制御補償
回路Ｇ(s) によって増幅し、パルス幅変調（ＰＷＭ）制
御回路ＰＷＭＬに入力する。図２は、そのＰＷＭ制御動
作を説明するためのタイムチャ―トである。図中、Ｘは
ＰＷＭ制御の搬送波（三角波）信号、ｅi は電流制御補
償回路ＧL(s)から与えられた入力信号（電圧基準信
号）、ｇ1 はＧＴＯのゲ―ト信号、ＶL は負荷ＬＯＡＤ
に印加される電圧、ＩL は負荷電流を夫々表す。搬送波
Ｘとして、０〜＋Ｅmax の間で変化する三角波が用いら
れ入力信号ｅiと比較し、ＧＴＯのゲ―ト信号ｇ1 を作
る。即ち、 ｅi ＞Ｘのとき、ｇ1 ＝１で、ＧＴＯ：オン ｅi ≦Ｘのとき、ｇ1 ＝０で、ＧＴＯ：オフ とする。負荷ＬＯＡＤに印加される電圧ＶL は、 ＧＴＯがオンのとき、ＶL ＝＋Ｖd ＧＴＯがオフのとき、ＶL ＝０ となり、ＶL の平均値は入力信号ｅi に比例した値とな
る。
【００３０】負荷電流ＩL はＧＴＯがオンしたとき増加
し、Ｖd →ＬA →ＧＴＯ→ＬＯＡＤ→Ｖd の経路で流れ
る。又、ＧＴＯがオフしたとき、負荷電流ＩL はフリ―
ホイリングダイオ―ドＤF を介して流れ、減少する。
し、Ｖd →ＬA →ＧＴＯ→ＬＯＡＤ→Ｖd の経路で流れ
る。又、ＧＴＯがオフしたとき、負荷電流ＩL はフリ―
ホイリングダイオ―ドＤF を介して流れ、減少する。
【００３１】ＩL * ＞ＩL となった場合、偏差εL は正
の値となり、ＰＷＭ制御入力信号ｅi が増加して、ＧＴ
Ｏのオン期間が増える。その結果、出力電圧ＶL が増加
し、負荷電流ＩL を増加させて、ＩL * ＝ＩL となるよ
うに制御される。
の値となり、ＰＷＭ制御入力信号ｅi が増加して、ＧＴ
Ｏのオン期間が増える。その結果、出力電圧ＶL が増加
し、負荷電流ＩL を増加させて、ＩL * ＝ＩL となるよ
うに制御される。
【００３２】同様に、ＩL * ＜ＩL となった場合、偏差
εL は負の値となり、ＰＷＭ制御入力信号ｅi が減少し
て、ＧＴＯのオン期間が減る。その結果、出力電圧ＶL
が減少し、負荷電流ＩL を減少させ、ＩL * ＝ＩL とな
るように制御される。
εL は負の値となり、ＰＷＭ制御入力信号ｅi が減少し
て、ＧＴＯのオン期間が減る。その結果、出力電圧ＶL
が減少し、負荷電流ＩL を減少させ、ＩL * ＝ＩL とな
るように制御される。
【００３３】ＧＴＯがオフしたとき、配線のインダクタ
ンス分やアノ―ドリアクトルＬA によってサ―ジ電圧が
発生するが、サ―ジ電圧をスナバコンデンサＣs によっ
て吸収する。次に、スナバ回生回路の動作を説明する。
直流定電流源ＣＳＵＰは、ＧＴＯがオフしているとき、
ＣＳＵＰ→ＬA →Ｄｓ→Ｄ１ →ＣＳＵＰの経路で一定
電流を流すように制御される。
ンス分やアノ―ドリアクトルＬA によってサ―ジ電圧が
発生するが、サ―ジ電圧をスナバコンデンサＣs によっ
て吸収する。次に、スナバ回生回路の動作を説明する。
直流定電流源ＣＳＵＰは、ＧＴＯがオフしているとき、
ＣＳＵＰ→ＬA →Ｄｓ→Ｄ１ →ＣＳＵＰの経路で一定
電流を流すように制御される。
【００３４】ＧＴＯがタ―ンオフしたとき、配線のイン
ダクタンスや電流抑制用のアノ―ドリアクトルＬA に蓄
えられたエネルギがスナバダイオ―ドＤs を介してスナ
バコンデンサＣs に移る。
ダクタンスや電流抑制用のアノ―ドリアクトルＬA に蓄
えられたエネルギがスナバダイオ―ドＤs を介してスナ
バコンデンサＣs に移る。
【００３５】スナバコンデンサＣs の充電電圧Ｖc が高
くなると、電流抑制用リアクトルＬA のエネルギは第２
の回生用ダイオ―ドＤ2 を介して直流定電圧源ＶＳＵＰ
に回生される。即ち、電流抑制用リアクトルＬA が発生
する電圧は直流定電圧源ＶＳＵＰの電圧ＥDCに抑えられ
る。
くなると、電流抑制用リアクトルＬA のエネルギは第２
の回生用ダイオ―ドＤ2 を介して直流定電圧源ＶＳＵＰ
に回生される。即ち、電流抑制用リアクトルＬA が発生
する電圧は直流定電圧源ＶＳＵＰの電圧ＥDCに抑えられ
る。
【００３６】図１のチョッパ回路の場合、スナバコンデ
ンサＣs に充電される電圧の最大値Ｖcmはメインの直流
電圧Ｖd と配線のインダクタンスＬc による電圧ΔＥ及
び直流定電圧源ＶＳＵＰの電圧ＥDCの和になる。 Ｖcm＝Ｖd ＋ΔＥ＋ＥDC ΔＥ＝Ｌc ・（ｄｉ／ｄｔ）
ンサＣs に充電される電圧の最大値Ｖcmはメインの直流
電圧Ｖd と配線のインダクタンスＬc による電圧ΔＥ及
び直流定電圧源ＶＳＵＰの電圧ＥDCの和になる。 Ｖcm＝Ｖd ＋ΔＥ＋ＥDC ΔＥ＝Ｌc ・（ｄｉ／ｄｔ）
【００３７】直流定電圧源ＶＳＵＰの電圧ＥDCはメイン
の直流電源Ｖd より１桁小さな値に選ぶ。ΔＥが十分小
さいと考えると、例えば、Ｖd ＝３，０００Ｖ、ＥDC＝
３００Ｖとすると、Ｖcm＝３，３００Ｖとなる。
の直流電源Ｖd より１桁小さな値に選ぶ。ΔＥが十分小
さいと考えると、例えば、Ｖd ＝３，０００Ｖ、ＥDC＝
３００Ｖとすると、Ｖcm＝３，３００Ｖとなる。
【００３８】直流定電圧源ＶＳＵＰは電力回生が可能な
電圧源で、例えば、直流平滑コンデンサとＤＣ／ＤＣコ
ンバ―タ等で構成される。従って、電流抑制用リアクト
ルＬA のエネルギは最初スナバコンデンサＣs に移る
が、その後、大部分は直流定電圧源ＶＳＵＰの方に回生
される。
電圧源で、例えば、直流平滑コンデンサとＤＣ／ＤＣコ
ンバ―タ等で構成される。従って、電流抑制用リアクト
ルＬA のエネルギは最初スナバコンデンサＣs に移る
が、その後、大部分は直流定電圧源ＶＳＵＰの方に回生
される。
【００３９】次に、ＧＴＯがオンすると、直流定電流源
ＣＳＵＰの電流Ｉo は、ＣＳＵＰ→ＬA →ＧＴＯ→Ｃs
→Ｄ1 →ＣＳＵＰの経路で流れる。即ち、スナバコンデ
ンサＣs の電圧Ｖc は一定電流Ｉo で放電することにな
る。この直流電流Ｉo は主回路の定格出力電流（負荷電
流）ＩL より１桁帝都小さな値に選ばれる。
ＣＳＵＰの電流Ｉo は、ＣＳＵＰ→ＬA →ＧＴＯ→Ｃs
→Ｄ1 →ＣＳＵＰの経路で流れる。即ち、スナバコンデ
ンサＣs の電圧Ｖc は一定電流Ｉo で放電することにな
る。この直流電流Ｉo は主回路の定格出力電流（負荷電
流）ＩL より１桁帝都小さな値に選ばれる。
【００４０】ＧＴＯをオンすると、ＧＴＯには負荷電流
ＩL と直流電流Ｉo の和の電流が流れる。負荷電流に比
較し、直流定電流Ｉo は１桁小さいので素子の電流増加
はあまり問題なくなる。スナバコンデンサＣs の電圧Ｖ
c が零になるまでの時間ΔＴo は、電流Ｉo を一定値と
した場合、次式のようになる。 ΔＴo ＝Ｖc ・Ｃs ／Ｉo ちなみに、Ｖc ＝３，０００Ｖ、Ｃs ＝６μＦ、Ｉo ＝
２００Ａとした場合、ΔＴo ＝９０μsec となる。
ＩL と直流電流Ｉo の和の電流が流れる。負荷電流に比
較し、直流定電流Ｉo は１桁小さいので素子の電流増加
はあまり問題なくなる。スナバコンデンサＣs の電圧Ｖ
c が零になるまでの時間ΔＴo は、電流Ｉo を一定値と
した場合、次式のようになる。 ΔＴo ＝Ｖc ・Ｃs ／Ｉo ちなみに、Ｖc ＝３，０００Ｖ、Ｃs ＝６μＦ、Ｉo ＝
２００Ａとした場合、ΔＴo ＝９０μsec となる。
【００４１】コンデンサ電圧Ｖc ＝０になったところ
で、再びスナバダイオ―ドＤs が導通し、直流定電流源
ＣＳＵＰの電流Ｉo は、ＣＳＵＰ→ＬA →Ｄs →Ｄ1 →
ＣＳＵＰの経路で流れるようになる。この後、いつでも
ＧＴＯをオフしてもよい状態になっている。ＧＴＯとし
ては、ΔＴo ＝９０μsec の最少オン時間を確保すれば
よい。
で、再びスナバダイオ―ドＤs が導通し、直流定電流源
ＣＳＵＰの電流Ｉo は、ＣＳＵＰ→ＬA →Ｄs →Ｄ1 →
ＣＳＵＰの経路で流れるようになる。この後、いつでも
ＧＴＯをオフしてもよい状態になっている。ＧＴＯとし
ては、ΔＴo ＝９０μsec の最少オン時間を確保すれば
よい。
【００４２】直流定電流源ＣＳＵＰは、例えば図３に示
すように、交流電源ＡＣ―ＳＵＰと交流／直流電力変換
器ＳＳと、直流リアクトルＬo で構成されており、スナ
バコンデンサＣs のエネルギ（１／２）・Ｃs ・Ｖc 2
は、一旦、直流リアクトルＬo に移され、さらに電力変
換器（例えばサイリスタコンバ―タ等）ＳＳにより交流
電力に変換されて、交流電源ＡＣ―ＳＵＰに回生され
る。このようにして、スナバコンデンサＣs に蓄えられ
たエネルギを直流定電流源ＣＳＵＰに回生することがで
きる。本発明のスナバ回生装置では、ＧＴＯの電流増加
はわずかであり、しかもスナバコンデンサＣs の放電時
間を短くすることが可能となる。図３は図１の装置のよ
り具体的な実施例を示す構成図である。
すように、交流電源ＡＣ―ＳＵＰと交流／直流電力変換
器ＳＳと、直流リアクトルＬo で構成されており、スナ
バコンデンサＣs のエネルギ（１／２）・Ｃs ・Ｖc 2
は、一旦、直流リアクトルＬo に移され、さらに電力変
換器（例えばサイリスタコンバ―タ等）ＳＳにより交流
電力に変換されて、交流電源ＡＣ―ＳＵＰに回生され
る。このようにして、スナバコンデンサＣs に蓄えられ
たエネルギを直流定電流源ＣＳＵＰに回生することがで
きる。本発明のスナバ回生装置では、ＧＴＯの電流増加
はわずかであり、しかもスナバコンデンサＣs の放電時
間を短くすることが可能となる。図３は図１の装置のよ
り具体的な実施例を示す構成図である。
【００４３】図中、Ｖd はメインの直流電源、ＬA は電
流抑制用のアノ―ドリアクトル、ＧＴＯは自己消弧素
子、ＬＯＡＤは負荷、ＤF はフリ―ホイリングダイオ―
ド、Ｃs はスナバコンデンサ、Ｄs はスナバダイオ―
ド、Ｄ1 は第１の回生用ダイオ―ド、ＡＣ―ＳＵＰは３
相交流電源、ＴＲ1 ，ＴＲ2 はトランス、ＳＳは他励コ
ンバ―タ、Ｌo は直流リアクトル、Ｄ2 は第２の回生用
ダイオ―ド、ＣDCは直流平滑用コンデンサ、ＣＯＮＶは
自励コンバ―タ、ＡＣＬは交流リアクトル、ＣＯＮＴ1
，ＣＯＮＴ2 は制御回路である。
流抑制用のアノ―ドリアクトル、ＧＴＯは自己消弧素
子、ＬＯＡＤは負荷、ＤF はフリ―ホイリングダイオ―
ド、Ｃs はスナバコンデンサ、Ｄs はスナバダイオ―
ド、Ｄ1 は第１の回生用ダイオ―ド、ＡＣ―ＳＵＰは３
相交流電源、ＴＲ1 ，ＴＲ2 はトランス、ＳＳは他励コ
ンバ―タ、Ｌo は直流リアクトル、Ｄ2 は第２の回生用
ダイオ―ド、ＣDCは直流平滑用コンデンサ、ＣＯＮＶは
自励コンバ―タ、ＡＣＬは交流リアクトル、ＣＯＮＴ1
，ＣＯＮＴ2 は制御回路である。
【００４４】第１の制御回路ＣＮＴ1 は、電流制御回路
ＡＣＲ及び位相制御回路ＰＨＣで構成され、直流リアク
トルＬo に流れる電流Ｉo が一定になるように他励コン
バ―タＳＳを制御する。
ＡＣＲ及び位相制御回路ＰＨＣで構成され、直流リアク
トルＬo に流れる電流Ｉo が一定になるように他励コン
バ―タＳＳを制御する。
【００４５】又、第２の制御回路ＣＯＮＴ2 は、電圧制
御回路Ｖ―ＣＯＮＴ、入力電流制御回路Ｉ―ＣＯＮＴ、
パルス幅変調制御回路ＰＷＭＣで構成され、直流平滑用
コンデンサＣDCの電圧ＥDCが一定になるように自励コン
バ―タＣＯＮＶを制御する。まず、第１の制御回路Ｃ０
ＮＴ1 の動作を説明する。
御回路Ｖ―ＣＯＮＴ、入力電流制御回路Ｉ―ＣＯＮＴ、
パルス幅変調制御回路ＰＷＭＣで構成され、直流平滑用
コンデンサＣDCの電圧ＥDCが一定になるように自励コン
バ―タＣＯＮＶを制御する。まず、第１の制御回路Ｃ０
ＮＴ1 の動作を説明する。
【００４６】電流検出器ＣＴo により直流リアクトルＬ
o に流れる電流Ｉo を検出し、電流制御回路ＡＣＲに入
力する。電流制御回路ＡＣＲにより、電流指令値Ｉo *
と電流検出値Ｉo を比較し、偏差εo ＝Ｉo * −Ｉo を
求める。この偏差εo を電流制御回路ＡＣＲ内の図示し
ない制御補償回路Ｇo(ｓ) により増幅し、ｅ＝εo ・Ｇ
o(ｓ) を他励コンバ―タＳＳの位相制御回路ＰＨＣに入
力する。
o に流れる電流Ｉo を検出し、電流制御回路ＡＣＲに入
力する。電流制御回路ＡＣＲにより、電流指令値Ｉo *
と電流検出値Ｉo を比較し、偏差εo ＝Ｉo * −Ｉo を
求める。この偏差εo を電流制御回路ＡＣＲ内の図示し
ない制御補償回路Ｇo(ｓ) により増幅し、ｅ＝εo ・Ｇ
o(ｓ) を他励コンバ―タＳＳの位相制御回路ＰＨＣに入
力する。
【００４７】他励コンバ―タＳＳは３相ブリッジ結線の
サイリスタコンバ―タて、３相交流電源電圧に対し、６
個のサイリスタＳ1 〜Ｓ6 の点弧位相角αを制御するこ
とにより直流出力電圧Ｖo を調整する。トランスＴＲ1
の１次／２次巻線比を１対１として、３相交流電源ＡＣ
―ＳＵＰの線間電圧実効値をＶACとした場合、直流電圧
Ｖo は次式のようになる。 Ｖc ＝１．３５・ＶAC・ｃｏｓα
サイリスタコンバ―タて、３相交流電源電圧に対し、６
個のサイリスタＳ1 〜Ｓ6 の点弧位相角αを制御するこ
とにより直流出力電圧Ｖo を調整する。トランスＴＲ1
の１次／２次巻線比を１対１として、３相交流電源ＡＣ
―ＳＵＰの線間電圧実効値をＶACとした場合、直流電圧
Ｖo は次式のようになる。 Ｖc ＝１．３５・ＶAC・ｃｏｓα
【００４８】位相制御回路ＰＨＣは、通常の余弦波比較
によるもので、ｃｏｓαは入力信号ｅに比例した値とな
る。故に、直流出力電圧Ｖo は入力信号ｅに比例した値
となる。ｅを負の値とすると、位相角αは９０°より大
きくなり、直流電圧Ｖo も負の値となる。Ｉo * ＞Ｉo
となった場合、偏差εo は正の値となり、位相制御回路
ＰＨＣの入力ｅを増加させる。この結果、直流電圧Ｖo
は図３の矢印方向に増加し、直流電流Ｉo を増やす。逆
に、Ｉo * ＜Ｉo となった場合、偏差εo は負の値とな
り、位相制御回路ＰＨＣの入力ｅを減少させる。この結
果、直流電圧Ｖoは図３の矢印と反対方向に増加し、直
流電流Ｉo を減らす。最終的には、Ｉo * ＝Ｉo となる
ように制御される。
によるもので、ｃｏｓαは入力信号ｅに比例した値とな
る。故に、直流出力電圧Ｖo は入力信号ｅに比例した値
となる。ｅを負の値とすると、位相角αは９０°より大
きくなり、直流電圧Ｖo も負の値となる。Ｉo * ＞Ｉo
となった場合、偏差εo は正の値となり、位相制御回路
ＰＨＣの入力ｅを増加させる。この結果、直流電圧Ｖo
は図３の矢印方向に増加し、直流電流Ｉo を増やす。逆
に、Ｉo * ＜Ｉo となった場合、偏差εo は負の値とな
り、位相制御回路ＰＨＣの入力ｅを減少させる。この結
果、直流電圧Ｖoは図３の矢印と反対方向に増加し、直
流電流Ｉo を減らす。最終的には、Ｉo * ＝Ｉo となる
ように制御される。
【００４９】以上のように、直流定電流源ＣＳＵＰはス
ナバコデンサＣs の充放電に関係なく一定の直流電流Ｉ
o を流している。この直流電流値Ｉo は主回路の定格電
流ＩL より１桁程度小さな値に選ばれる。また、直流電
流のリプルを小さくするために、直流リアクトルＬo の
インダンタンス値は１０mH程度の大きさに選ばれる。Ｇ
ＴＯをオンすると、ＧＴＯには負荷電流ＩL と直流定電
流Ｉo の和の電流が流れる。負荷電流ＩL に比較し、直
流定電流Ｉo は１桁小さいので素子の電流増加はあまり
問題なくなる。次に、第２の制御回路ＣＯＮＴ2 の動作
を説明する。
ナバコデンサＣs の充放電に関係なく一定の直流電流Ｉ
o を流している。この直流電流値Ｉo は主回路の定格電
流ＩL より１桁程度小さな値に選ばれる。また、直流電
流のリプルを小さくするために、直流リアクトルＬo の
インダンタンス値は１０mH程度の大きさに選ばれる。Ｇ
ＴＯをオンすると、ＧＴＯには負荷電流ＩL と直流定電
流Ｉo の和の電流が流れる。負荷電流ＩL に比較し、直
流定電流Ｉo は１桁小さいので素子の電流増加はあまり
問題なくなる。次に、第２の制御回路ＣＯＮＴ2 の動作
を説明する。
【００５０】直流平滑コンデンサＣDCの電圧ＥDCを検出
し、電圧制御回路Ｖ―ＣＯＮＴに入力する。電圧制御回
路Ｖ―ＣＯＮＴは、直流電圧指令値ＥDC* と電圧検出値
ＥDcを比較し、その偏差εv ＝ＥDC* −ＥDcを増幅し
て、交流電流の波高値指令Ｉm* を作る。この波高値指
令Ｉm * に交流電源ＡＣ―ＳＵＰの電圧に同期した単位
正弦波ｓｉｎωt を掛け合わせ、交流電流の指令値Ｉs
* ＝Ｉm * ｓｉｎωt を作る。Ｉm * が正の値で、電力
が交流電源ＡＣ―ＳＵＰにもどるように、即ち電力が回
生されるように電流の方向を選ぶ。交流電流制御回路Ｉ
―ＣＯＮＴは、電流指令値Ｉs * と電流検出値Ｉs を比
較し、その偏差ε1 ＝Ｉs * −Ｉs を増幅してＰＷＭ制
御回路ＰＷＭＣに与える。自励コンバ―タＣＯＮＶはＰ
ＷＭ制御により、交流電流制御回路Ｉ―ＣＯＮＴからの
出力信号ｅ2 に比例した電圧を発生させ、Ｉs ＝Ｉs *
となるように制御する。
し、電圧制御回路Ｖ―ＣＯＮＴに入力する。電圧制御回
路Ｖ―ＣＯＮＴは、直流電圧指令値ＥDC* と電圧検出値
ＥDcを比較し、その偏差εv ＝ＥDC* −ＥDcを増幅し
て、交流電流の波高値指令Ｉm* を作る。この波高値指
令Ｉm * に交流電源ＡＣ―ＳＵＰの電圧に同期した単位
正弦波ｓｉｎωt を掛け合わせ、交流電流の指令値Ｉs
* ＝Ｉm * ｓｉｎωt を作る。Ｉm * が正の値で、電力
が交流電源ＡＣ―ＳＵＰにもどるように、即ち電力が回
生されるように電流の方向を選ぶ。交流電流制御回路Ｉ
―ＣＯＮＴは、電流指令値Ｉs * と電流検出値Ｉs を比
較し、その偏差ε1 ＝Ｉs * −Ｉs を増幅してＰＷＭ制
御回路ＰＷＭＣに与える。自励コンバ―タＣＯＮＶはＰ
ＷＭ制御により、交流電流制御回路Ｉ―ＣＯＮＴからの
出力信号ｅ2 に比例した電圧を発生させ、Ｉs ＝Ｉs *
となるように制御する。
【００５１】ＥDC* ＞ＥDCとなった場合、偏差εv は正
の値となり、交流電流の波高値指令Ｉm * を増加させ、
平滑コンデンサＣDCのエネルギを交流電源ＡＣ―ＳＵＰ
に回生させる。
の値となり、交流電流の波高値指令Ｉm * を増加させ、
平滑コンデンサＣDCのエネルギを交流電源ＡＣ―ＳＵＰ
に回生させる。
【００５２】又、ＥDC* ＜ＥDCとなった場合、偏差εv
は負の値となり、交流電流の波高値指令Ｉm * を負の値
にし、交流電源ＡＣ―ＳＵＰから直流平和滑コンデンサ
ＣDCに電力を供給する。これにより、直流平和滑コンデ
ンサＣDCの電圧ＥDCは一定に保たれる。
は負の値となり、交流電流の波高値指令Ｉm * を負の値
にし、交流電源ＡＣ―ＳＵＰから直流平和滑コンデンサ
ＣDCに電力を供給する。これにより、直流平和滑コンデ
ンサＣDCの電圧ＥDCは一定に保たれる。
【００５３】ＧＴＯがオフすると、アノ―ドリアクトル
ＬA に流れていた負荷電流分ＩL が遮断され、スナバダ
イオ―ドＤs を介してスナバコンデンサＣs を図示の極
性に充電する。
ＬA に流れていた負荷電流分ＩL が遮断され、スナバダ
イオ―ドＤs を介してスナバコンデンサＣs を図示の極
性に充電する。
【００５４】配線のインダクタンスを無視すると、スナ
バコンデンサＣs に充電される電圧Ｖc の最大値はメイ
ンの直流電圧Ｖd と直流平滑コンデンサＣDCの電圧ＥDC
の和となる。Ｖc ＝Ｖd ＋ＥDCとなったところで、第２
の回生用ダイオ―ドＤ2 が導通し、アノ―ドリアクトル
ＬA の電流は直流平滑コンデンサＣDCの方向に流れる。
この結果、直流電圧ＥDCが増加し、ＥDC* ＞ＥDCとな
り、前述のように電力を交流電源ＡＣ―ＳＵＰに回生す
る。
バコンデンサＣs に充電される電圧Ｖc の最大値はメイ
ンの直流電圧Ｖd と直流平滑コンデンサＣDCの電圧ＥDC
の和となる。Ｖc ＝Ｖd ＋ＥDCとなったところで、第２
の回生用ダイオ―ドＤ2 が導通し、アノ―ドリアクトル
ＬA の電流は直流平滑コンデンサＣDCの方向に流れる。
この結果、直流電圧ＥDCが増加し、ＥDC* ＞ＥDCとな
り、前述のように電力を交流電源ＡＣ―ＳＵＰに回生す
る。
【００５５】アノ―ドリアクトルＬA のエネルギの一部
がスナバコンデンサＣS に移ることにより、アノ―ドリ
アクトルＬA の電流は次式に示すように、ＩR1からＩR2
に減衰する。
がスナバコンデンサＣS に移ることにより、アノ―ドリ
アクトルＬA の電流は次式に示すように、ＩR1からＩR2
に減衰する。
【００５６】 （１／２）ＬA （ＩR1 2−ＩR2 2）＝（１／２）ＣS （Ｖcm 2−Ｖd 2 ） 例えば、ＩR1＝１，５００Ａ、Ｖcm＝３，３００Ｖ、Ｖ
d ＝３，０００Ｖ、ＬA＝２０μＨ、Ｃs ＝６μＦとし
た場合、ＩR2＝１，２９７Ａとなる。
d ＝３，０００Ｖ、ＬA＝２０μＨ、Ｃs ＝６μＦとし
た場合、ＩR2＝１，２９７Ａとなる。
【００５７】この電流ＩR2は、直流平滑コンデンサＣDC
に回生され、最終的にＩR ＝Ｉo まで減衰する。Ｉo は
直流定電流源ＣＳＵＰから供給されている一定電流であ
る。アノ―ドリアクトルＬA の電流がＩR2からＩo まで
減衰する時間ΔＴR は、平滑コンデンサＣDCの電圧ＥDC
によって次式のように決定される。 ΔＴR ＝（ＩR2−Ｉ0 ）・ＬA ／ＥDC 例えば、ＩR2＝１，２９７Ａ、Ｉo ＝２００Ａ、ＥDC＝
３００Ｖ、ＬA ＝２０μＨ、とした場合、ΔＴR ＝７３
μｓｅｃとなる。アノ―ドリアクトルＬA の電流がＩR
＝Ｉo となった後は、ＧＴＯをいつオンさせてもよい。
に回生され、最終的にＩR ＝Ｉo まで減衰する。Ｉo は
直流定電流源ＣＳＵＰから供給されている一定電流であ
る。アノ―ドリアクトルＬA の電流がＩR2からＩo まで
減衰する時間ΔＴR は、平滑コンデンサＣDCの電圧ＥDC
によって次式のように決定される。 ΔＴR ＝（ＩR2−Ｉ0 ）・ＬA ／ＥDC 例えば、ＩR2＝１，２９７Ａ、Ｉo ＝２００Ａ、ＥDC＝
３００Ｖ、ＬA ＝２０μＨ、とした場合、ΔＴR ＝７３
μｓｅｃとなる。アノ―ドリアクトルＬA の電流がＩR
＝Ｉo となった後は、ＧＴＯをいつオンさせてもよい。
【００５８】次に、ＧＴＯをオンすると、スナバダイオ
―ドＤs に逆バイアス電圧が印加され、定電流源ＣＳＵ
Ｐの電流Ｉo は、ＳＳ→ＬA →ＧＴＯ→Ｄ1 →Ｌo →Ｓ
Ｓの経路で流れる。この電流経路はスナバコンデンサＣ
s の電圧Ｖc が零になるまで続く。
―ドＤs に逆バイアス電圧が印加され、定電流源ＣＳＵ
Ｐの電流Ｉo は、ＳＳ→ＬA →ＧＴＯ→Ｄ1 →Ｌo →Ｓ
Ｓの経路で流れる。この電流経路はスナバコンデンサＣ
s の電圧Ｖc が零になるまで続く。
【００５９】コンデンサ電圧Ｖc ＝０となったところ
で、再びスナバダイオ―ドＤs が導通し、定電流源ＣＳ
ＵＰの電流Ｉo は、ＳＳ→ＬA →Ｄs →Ｄ1 →Ｌo →Ｓ
Ｓの経路で流れるようになる。この後いつでもＧＴＯを
オフしてもよい状態になっている。
で、再びスナバダイオ―ドＤs が導通し、定電流源ＣＳ
ＵＰの電流Ｉo は、ＳＳ→ＬA →Ｄs →Ｄ1 →Ｌo →Ｓ
Ｓの経路で流れるようになる。この後いつでもＧＴＯを
オフしてもよい状態になっている。
【００６０】このようにして、スナバコンデンサＣs に
蓄えられたエネルギは直流定電流源ＣＳＵＰに回生さ
れ、アノ―ドリアクトルＬA のエネルギの大部分は直流
定電圧源ＶＳＵＰに回生される。この時スナバコンデン
サＣs に印加される最大電圧Ｖcmは配線のインダクタン
スを無視すれば、Ｖd ＋ＥDCにおさえられ、また、ＧＴ
Ｏのオン時の電流ＩGTO は負荷電流ＩL と定電流Ｉo の
和に抑えることかできる。
蓄えられたエネルギは直流定電流源ＣＳＵＰに回生さ
れ、アノ―ドリアクトルＬA のエネルギの大部分は直流
定電圧源ＶＳＵＰに回生される。この時スナバコンデン
サＣs に印加される最大電圧Ｖcmは配線のインダクタン
スを無視すれば、Ｖd ＋ＥDCにおさえられ、また、ＧＴ
Ｏのオン時の電流ＩGTO は負荷電流ＩL と定電流Ｉo の
和に抑えることかできる。
【００６１】直流定電流源ＣＳＵＰとして、交流電源Ａ
Ｃ―ＳＵＰと他励コンバ―タＳＳと直流リアクトルＬo
の組み合せで説明したが、この他励コンバ―タＳＳの代
りに電流形のＰＷＭコンバ―タを使用しても同様に実施
できる。又、直流電源に回生するため、直流電源とチョ
ッパ装置と直流リアクトルＬo で、同様に直流定電流源
ＣＳＵＰを構成し、スナバコンデンサＣs のエネルギを
一定電流で回生することもできる。
Ｃ―ＳＵＰと他励コンバ―タＳＳと直流リアクトルＬo
の組み合せで説明したが、この他励コンバ―タＳＳの代
りに電流形のＰＷＭコンバ―タを使用しても同様に実施
できる。又、直流電源に回生するため、直流電源とチョ
ッパ装置と直流リアクトルＬo で、同様に直流定電流源
ＣＳＵＰを構成し、スナバコンデンサＣs のエネルギを
一定電流で回生することもできる。
【００６２】又、直流定電圧源ＶＳＵＰとして、直流平
滑コンデンサＣDCとＰＷＭコンバ―タＣＯＮＶ及び交流
電源ＡＣ―ＳＵＰで説明したが、直流平滑コンデンサＣ
DCと、ＤＣ／ＤＣコンバ―タと直流電源でもよく、更に
直流平滑コンデンサＣDCと昇圧チョッパと直流電源など
でも同様に実施出来ることは言うまでもない。
滑コンデンサＣDCとＰＷＭコンバ―タＣＯＮＶ及び交流
電源ＡＣ―ＳＵＰで説明したが、直流平滑コンデンサＣ
DCと、ＤＣ／ＤＣコンバ―タと直流電源でもよく、更に
直流平滑コンデンサＣDCと昇圧チョッパと直流電源など
でも同様に実施出来ることは言うまでもない。
【００６３】図４は本発明のスナバ回生装置の更に別の
実施例を示す構成図であり、直流を可変電圧可変周波数
の交流電力に変換する電圧形インバ―タについて本発明
のスナバ回生装置を適用したもので、１相分（Ｕ相分）
の構成を示す。
実施例を示す構成図であり、直流を可変電圧可変周波数
の交流電力に変換する電圧形インバ―タについて本発明
のスナバ回生装置を適用したもので、１相分（Ｕ相分）
の構成を示す。
【００６４】図中、Ｖd1，Ｖd2はメインの直流電源、Ｌ
A1，ＬA2は電流抑制用アノ―ドリアクトル、ＧＴＯ1 ，
ＧＴＯ2 は自己消弧素子、ＤF1，ＤF2はフリ―ホイリン
グダイオ―ド、Ｃs1，Ｃs2はスナバコンデンサ、Ｄs1，
Ｄs2はスナバダイオ―ド、Ｄ11，Ｄ12は第１の回生用ダ
イオ―ド、ＣＳＵＰ1 ，ＣＳＵＰ2 直流定電流源、Ｄ2
1，Ｄ22は第２の回生用ダイオ―ド、ＶＳＵＰ1 ，ＶＳ
ＵＰ2 直流定電圧源、ＬＯＡＤu はＵ相負荷である。図
５は図４のインバ―タをパルス幅変調制御（ＰＷＭ制
御）したときの各部の電圧電流波形を示す。ＰＷＭ制御
では、搬送波（三角波）Ｘと出力電圧基準ｅi を比較
し、自己消弧素子ＧＴＯ1 ，ＧＴＯ2 のゲ―ト信号ｇ1
を作る。 ｅi ＞Ｘのとき、ｇ1 ＝１で、ＧＴＯ1 ：オン（ＧＴＯ
2 ：オフ） ｅi ≦Ｘのとき、ｇ1 ＝０で、ＧＴＯ1 ：オフ（ＧＴＯ
2 ：オン） となる。直流電圧をＶd1＝Ｖd2＝Ｖd ／２とした場合、
Ｕ相負荷ＬＯＡＤu に印加される電圧Ｖu は、 ＧＴＯ1 がオン（ＧＴＯ2 がオフ）のとき、Ｖu ＝＋Ｖ
d ／２ ＧＴＯ1 がオフ（ＧＴＯ2 がオン）のとき、Ｖu ＝−Ｖ
d ／２ となる。出力電圧Ｖu の平均値（破線で示す）は出力電
圧基準ｅi に比例する。従って、出力電圧基準ｅi とし
て正弦波電圧を与えれば、Ｕ相負荷に印加される電圧Ｖ
u は正弦波になる。通常は、Ｕ相負荷の電流Ｉu を正弦
波に制御するように上記の電圧基準ｅi が与えられる。
Ｖ相、Ｗ相も同様に構成され、全体として３相負荷に可
変電圧可変周波数の交流電力を供給することができる。
A1，ＬA2は電流抑制用アノ―ドリアクトル、ＧＴＯ1 ，
ＧＴＯ2 は自己消弧素子、ＤF1，ＤF2はフリ―ホイリン
グダイオ―ド、Ｃs1，Ｃs2はスナバコンデンサ、Ｄs1，
Ｄs2はスナバダイオ―ド、Ｄ11，Ｄ12は第１の回生用ダ
イオ―ド、ＣＳＵＰ1 ，ＣＳＵＰ2 直流定電流源、Ｄ2
1，Ｄ22は第２の回生用ダイオ―ド、ＶＳＵＰ1 ，ＶＳ
ＵＰ2 直流定電圧源、ＬＯＡＤu はＵ相負荷である。図
５は図４のインバ―タをパルス幅変調制御（ＰＷＭ制
御）したときの各部の電圧電流波形を示す。ＰＷＭ制御
では、搬送波（三角波）Ｘと出力電圧基準ｅi を比較
し、自己消弧素子ＧＴＯ1 ，ＧＴＯ2 のゲ―ト信号ｇ1
を作る。 ｅi ＞Ｘのとき、ｇ1 ＝１で、ＧＴＯ1 ：オン（ＧＴＯ
2 ：オフ） ｅi ≦Ｘのとき、ｇ1 ＝０で、ＧＴＯ1 ：オフ（ＧＴＯ
2 ：オン） となる。直流電圧をＶd1＝Ｖd2＝Ｖd ／２とした場合、
Ｕ相負荷ＬＯＡＤu に印加される電圧Ｖu は、 ＧＴＯ1 がオン（ＧＴＯ2 がオフ）のとき、Ｖu ＝＋Ｖ
d ／２ ＧＴＯ1 がオフ（ＧＴＯ2 がオン）のとき、Ｖu ＝−Ｖ
d ／２ となる。出力電圧Ｖu の平均値（破線で示す）は出力電
圧基準ｅi に比例する。従って、出力電圧基準ｅi とし
て正弦波電圧を与えれば、Ｕ相負荷に印加される電圧Ｖ
u は正弦波になる。通常は、Ｕ相負荷の電流Ｉu を正弦
波に制御するように上記の電圧基準ｅi が与えられる。
Ｖ相、Ｗ相も同様に構成され、全体として３相負荷に可
変電圧可変周波数の交流電力を供給することができる。
【００６５】このようなインバ―タ回路において、上側
の自己消弧素子ＧＴＯ1 には直流電源Ｖd の正側電線路
（＋）に接続されたスナバ回生回路が用意され、下側の
自己消弧素子ＧＴＯ2 には直流電源Ｖd の負側電線路
（−）に接続されたスナバ回生回路が用意される。
の自己消弧素子ＧＴＯ1 には直流電源Ｖd の正側電線路
（＋）に接続されたスナバ回生回路が用意され、下側の
自己消弧素子ＧＴＯ2 には直流電源Ｖd の負側電線路
（−）に接続されたスナバ回生回路が用意される。
【００６６】上側スナバ回生回路は図１に示したものと
同様に動作する。即ち、ＧＴＯ1 がオフした時、アノ―
ドリアクトルＬA のエネルギの大部分は直流定電圧源Ｖ
ＳＵＰ1 に回生され、ＧＴＯ1 がオンしたとき、スナバ
コンデンサＣs のエネルギは定電流源ＣＳＵＰ1 に回生
される。Ｖ相、Ｗ相の上側自己消弧素子のスナバ回生回
路は各々の第１の回生用ダイオ―ドを介して上側の直流
定電流源ＣＳＵＰ1 を共有でき、各々の第２の回生用ダ
イオ―ドを介して上側の直流定電圧源ＶＳＵＰ1 を共用
できる。
同様に動作する。即ち、ＧＴＯ1 がオフした時、アノ―
ドリアクトルＬA のエネルギの大部分は直流定電圧源Ｖ
ＳＵＰ1 に回生され、ＧＴＯ1 がオンしたとき、スナバ
コンデンサＣs のエネルギは定電流源ＣＳＵＰ1 に回生
される。Ｖ相、Ｗ相の上側自己消弧素子のスナバ回生回
路は各々の第１の回生用ダイオ―ドを介して上側の直流
定電流源ＣＳＵＰ1 を共有でき、各々の第２の回生用ダ
イオ―ドを介して上側の直流定電圧源ＶＳＵＰ1 を共用
できる。
【００６７】下側スナバ回生回路はスナバコンデンサＣ
s2の印加電圧が図示の極性になるため、それに合せて第
１及び第２の回生用ダイオ―ドＤ12，Ｄ22の向き及び直
流定電流源ＣＳＵＰ2 ，直流定電圧源ＶＳＵＰ2 の方向
が図示の向きになる。その他は上側スナバ回生回路と同
様に動作する。Ｖ相、Ｗ相の下側自己消弧素子のスナバ
回生回路は各々の第１の回生用ダイオ―ドを介して下側
の直流定電流源ＣＳＵＰ2 を共有でき、各々の第２の回
生用ダイオ―ドを介して下側の直流定電圧源ＶＳＵＰ2
を共有できる。図４は３相４線式で説明したが、３相３
線式でも同様にできることは言うまでもない。又、３レ
ベルの出力電圧を発生する中性点クランプ式インバ―タ
の上側ア―ム及び下側ア―ムのスナバ回生回路としても
同様に適用できる。更に、ＰＷＭインバ―タについて説
明したが、ＰＷＭコンバ―タにも同様に適用できること
は言うまでもない。
s2の印加電圧が図示の極性になるため、それに合せて第
１及び第２の回生用ダイオ―ドＤ12，Ｄ22の向き及び直
流定電流源ＣＳＵＰ2 ，直流定電圧源ＶＳＵＰ2 の方向
が図示の向きになる。その他は上側スナバ回生回路と同
様に動作する。Ｖ相、Ｗ相の下側自己消弧素子のスナバ
回生回路は各々の第１の回生用ダイオ―ドを介して下側
の直流定電流源ＣＳＵＰ2 を共有でき、各々の第２の回
生用ダイオ―ドを介して下側の直流定電圧源ＶＳＵＰ2
を共有できる。図４は３相４線式で説明したが、３相３
線式でも同様にできることは言うまでもない。又、３レ
ベルの出力電圧を発生する中性点クランプ式インバ―タ
の上側ア―ム及び下側ア―ムのスナバ回生回路としても
同様に適用できる。更に、ＰＷＭインバ―タについて説
明したが、ＰＷＭコンバ―タにも同様に適用できること
は言うまでもない。
【００６８】
【発明の効果】以上説明のように、本発明のスナバ回生
装置によれば、主回路を構成する自己消弧素子に流れる
電流を増大させることく、且つスナバコンデンサ電圧の
放電時間を十分短くすることが可能となり、自己消弧素
子の最少オン時間を小さくすることかできる。その結
果、ＰＷＭ制御の制御範囲が広がり、更に、高いスイッ
チング周波数でも制御できるようになる。又、自己消弧
素子に直列接続される電流抑制用のリアクトルのエネル
ギの大部分は直流定電圧源に回生され、スナバコンデン
サの充電電圧の最大値を抑制することでき、結果的に、
自己消弧素子の耐電圧を低くすることが可能とな。
装置によれば、主回路を構成する自己消弧素子に流れる
電流を増大させることく、且つスナバコンデンサ電圧の
放電時間を十分短くすることが可能となり、自己消弧素
子の最少オン時間を小さくすることかできる。その結
果、ＰＷＭ制御の制御範囲が広がり、更に、高いスイッ
チング周波数でも制御できるようになる。又、自己消弧
素子に直列接続される電流抑制用のリアクトルのエネル
ギの大部分は直流定電圧源に回生され、スナバコンデン
サの充電電圧の最大値を抑制することでき、結果的に、
自己消弧素子の耐電圧を低くすることが可能とな。
【図１】本発明のスナバ回生装置の一実施例を示す構成
図。
図。
【図２】［図１］のスナバ回生装置の動作を説明するた
めのタイムチャ―ト。
めのタイムチャ―ト。
【図３】［図１］の装置の一部を具体的に示した構成
図。
図。
【図４】本発明のスナバ回生装置の他の実施例を示す構
成図。
成図。
【図５】［図４］のスナバ回生装置の動作を説明するた
めのタイムチャ―ト。
めのタイムチャ―ト。
【図６】従来のスナバ回生装置を示す構成図。
【図７】［図６］の従来のスナバ回生装置の動作を説明
するためのタイムチャ―ト。
するためのタイムチャ―ト。
【図８】従来のスナバ回生装置の別の例を示す構成図。
【図９】従来のスナバ回生装置の更に別の例を示す構成
図。
図。
Ｖd ……直流電源 ＬA ……アノ―ドリアクトル ＧＴＯ ……自己消弧素子 ＬＯＡＤ ……負荷 ＤF ……フリ―ホイリングダイオ―ド Ｃs ……スナバコンデンサ Ｄs ……スナバダイオ―ド Ｄ1 ……第１の回生用ダイオ―ド ＣＳＵＰ ……直流定電流源 Ｄ2 ……第２の回生用ダイオ―ド ＶＳＵＰ ……直流定電圧源 ＣＳＵＰ ……直流定電流源 ＣＴL ……負荷電流検出器 ＣＴo ……電流検出器 ＣＯＮＴL ……負荷電流制御回路 ＣＯＮＴ1 ……第１の制御回路 ＣＯＮＴ2 ……第２の制御回路 ＳＳ ……他励コンバ―タ ＣＯＮＶ ……自励コンバ―タ ＡＣ―ＳＵＰ ……交流電源 ＴＲ1 ，ＴＲ2 ……トランス ＴＲ1 ，ＴＲ2 ……トランス Ｌo ……直流リアクトル ＡＣＬ ……交流リアクトル ＣDC ……直流平滑リアクトル
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 1/06 H02M 3/135 H02M 7/48 H02M 7/515
Claims (2)
- 【請求項１】 自己消弧素子（GTO ）と、該自己消
弧素子（GTO ）に直列接続された電流抑制用リアクトル
（ＬA ）と、前記自己消弧素子（GTO ）に並列接続され
たスナバ―ダイオ―ド（Ｄs ）とスナバコンデンサ（Ｃ
s ）との直列回路と、該スナバコンデンサ（Ｃs ）の電
圧を放電させる向で前記スナバ―ダイオ―ド（Ｄs ）と
スナバコンデンサ（Ｃs ）との接続点に一方の端子が接
続された第１の回生用ダイオ―ド（Ｄ1 ）と、該回生用
ダイオ―ド（Ｄ1 ）のもう一方の端子と前記電流抑制用
リアクトル（ＬA ）との間に接続された直流定電流源
（CSUP）と、前記電流抑制用リアクトル（ＬA ）に並列
接続された第２の回生用ダイオ―ド（Ｄ2 ）と直流定電
圧源(VSUP)との直列回路を具備したスナバ回生装置。 - 【請求項２】 電流抑制用リアクトルと自己消弧素
子でそれぞれ構成される正側ア―ムと負側ア―ムを有す
る電圧形自励変換器において、前記正側ア―ムのスナバ
コンデンサに蓄積されたエネルギを定電流で放電させる
正側の直流定電流源と、前記正側ア―ムの電流抑制用リ
アクトルのエネルギを一定電圧で回生する正側の直流定
電圧源と、前記負側ア―ムのスナバコンデンサに蓄積さ
れたエネルギを定電流で放電させる負側の直流定電流源
と、前記負側ア―ムの電流抑制用リアクトルのエネルギ
を一定電圧で回生する負側の直流定電圧源とを具備した
電圧形自励変換器のスナバ回生装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4032476A JP2996800B2 (ja) | 1992-02-20 | 1992-02-20 | スナバ回生装置 |
| US08/013,438 US5444594A (en) | 1992-02-07 | 1993-02-04 | Snubber energy recovery circuit for protecting switching devices from voltage and current |
| DE69304091T DE69304091T2 (de) | 1992-02-07 | 1993-02-05 | Dämpfungskreis mit Energierückgewinnung zum Schutz von Schaltgeräten gegen Spannung und Strom |
| EP93101853A EP0554903B1 (en) | 1992-02-07 | 1993-02-05 | Snubber energy recovery circuit for protecting switching devices from voltage and current |
| US08/422,943 US5535085A (en) | 1992-02-07 | 1995-04-17 | Snubber energy recovery circuit for protecting switching devices from voltage and current |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4032476A JP2996800B2 (ja) | 1992-02-20 | 1992-02-20 | スナバ回生装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05236734A JPH05236734A (ja) | 1993-09-10 |
| JP2996800B2 true JP2996800B2 (ja) | 2000-01-11 |
Family
ID=12360036
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4032476A Expired - Lifetime JP2996800B2 (ja) | 1992-02-07 | 1992-02-20 | スナバ回生装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2996800B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4561827B2 (ja) * | 2007-12-28 | 2010-10-13 | トヨタ自動車株式会社 | 燃料電池システム、及び燃料電池用昇圧コンバータ |
-
1992
- 1992-02-20 JP JP4032476A patent/JP2996800B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05236734A (ja) | 1993-09-10 |
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