JP4545508B2 - Ｄｃ／ｄｃコンバータの制御システム - Google Patents

Description

本発明は、直流電圧を昇圧あるいは降圧するＤＣ／ＤＣコンバータの制御に関する。

従来より、１つの直流電源から、その出力電圧とは異なる直流電圧を得るために、ＤＣ／ＤＣコンバータが利用されている。例えば、ハイブリッド車や電気自動車などでは、モータの効率的な高負荷駆動のために高電圧が欲しいが、電源となる電池の電圧はなるべく低く抑えたいという要求がある。そこで、電池電圧をＤＣ／ＤＣコンバータにより昇圧して、モータ電源に利用するというシステムが提案されている。また、これに限らず、２以上の直流電源が必要な場合に、ＤＣ／ＤＣコンバータが広く利用されている。なお、ＤＣ／ＤＣコンバータの制御システムについては、特許文献１などに提案がある。この特許文献１では、電流センサを用いることなく制御を行っている。

特開２００４−１２０８４４号公報

このようなシステムにおいては、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧が目標値に近づくように、リアクトルの一端を電源またはアースのいずれかに交互に接続するための一対のスイッチのデューティー比をフィードバック制御している。すなわち、出力電圧を計測し、その出力電圧と目標電圧の差に応じて、デューティー比を制御（例えば、ＰＩ制御）することで、フィードバック制御を行っている。

通常の場合、フィードバック制御により、出力電圧を目標値に制御できる。しかし、目標値が変更される場合や、負荷の状態が大きく変化する場合などにおいては、より精密な制御が必要となる。

本発明では、ＤＣ／ＤＣコンバータについてより精密な制御を行うＤＣ／ＤＣコンバータの制御システムを提供する。

本発明は、直流電源に接続されたリアクトルに流れる電流を一対のスイッチを用いて切り替え制御して、前記直流電源の電源電圧を変換した出力電圧を得るＤＣ／ＤＣコンバータの制御システムであって、前記出力電圧と、その目標値との差に基づき、前記一対のスイッチのデューティー比を制御するフィードバック制御手段と、前記出力電圧と、前記電源電圧との比に基づき、前記一対のスイッチのデューティー比を制御するフィードフォワード制御手段と、前記フィードバック制御手段における制御において、得られた制御値に対し、前記出力電圧と、前記電源電圧と、前記電源電圧の電圧降下分と、前記リアクトルのリアクタンスと、を含むスケジューリングファクターを乗算して、前記フィードバック制御を補正するスケジューリング手段と、を有することを特徴とする。

また、直流電源に接続されたリアクトルに流れる電流を一対のスイッチを用いて切り替え制御して、前記直流電源の電源電圧を変換した出力電圧を得るＤＣ／ＤＣコンバータの制御システムであって、出力におけるエネルギーと、その目標値との差に基づき、前記一対のスイッチのデューティー比を制御するフィードバック制御手段と、前記出力電圧と、前記電源電圧との比に基づき、前記一対のスイッチのデューティー比を制御するフィードフォワード制御手段と、前記フィードバック制御手段における制御において、得られた制御値に対し、前記出力電圧と、前記電源電圧と、前記電源電圧の電圧降下分と、前記リアクトルのリアクタンスと、を含むスケジューリングファクターを乗算して、前記フィードバック制御を補正するスケジューリング手段と、を有することを特徴とする。

また、前記フィードバック手段は、さらに、前記直流電源のパワーの目標値との差に基づき、前記一対のスイッチのデューティー比を制御する手段を有することが好適である。

また、前記フィードバック手段は、出力電圧とその目標値の差に比例する制御値と、前記差の積分値に比例する制御値の両方を含むことが好適である。

また、入力される、直流電源電流、直流電源電圧、出力電流、出力電圧について所定の変換を行ったものを入力とするとともに、出力される前記デューティー比についても所定の変換を行ったものにすることで、制御システムを線形なものとすることが好適である。

また、前記出力電圧を一定と仮定して、制御内容を簡略化することが好適である。

また、直流電源電圧、出力電流、及び出力電圧に基づき、直流電源電流を推定する推定手段を有し、この推定手段によって得た直流電源電流の推定値を用いることが好適である。

また、前記推定手段は、さらに前記デューティー比を考慮して、直流電源電流を推定することが好適である。

また、ＤＣ／ＤＣコンバータからの出力は、インバータを介しモータ駆動に利用され、このインバータの制御情報に基づいて、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電力を推定することが好適である。

以上のように、本発明によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータの制御において、単なる出力電圧のフィードバック制御ではなく、ＤＣ／ＤＣコンバータの電圧方程式に基づく、スケジューリングを行うため、より精度の高い制御が行える。

以下、本発明の実施形態について、図面に基づいて説明する。

「ＤＣ／ＤＣコンバータにおける電圧方程式」
図１は、ＤＣ／ＤＣコンバータの基本構成を示す図である。直流電源である電池１０の正極には、リアクトル１２の一端が接続され、このリアクトル１２の他端には２つのスイッチング素子１４，１６が接続されている。スイッチング素子１４の他端は電池１０の負極に接続され、スイッチング素子１６の他端は、出力端に接続されている。また、出力端と、電池１０の負極の間には電圧保持用のコンデンサ１８が配置されている。なお、スイッチング素子１４，１６は、ＮＰＮトランジスタとダイオードの並列接続から構成されている。スイッチング素子１４は、出力端側がコレクタ、リアクトル１２側がエミッタになっており、スイッチング素子１６は、リアクトル１２側がコレクタ、電池１０の負極側がエミッタとなっている。また、ダイオードはスイッチング素子１４，１６のエミッタ側からコレクタ側に電流を流すようにアノードがエミッタに、カソードがコレクタに接続されている。

このようなＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、スイッチング素子１４をオンすることで、リアクトル１２を介し電池１０の正極から負極に向けた電流が流れ、ここにエネルギーが蓄積される。スイッチング素子１４をオフすることで、そこに流れていた電流がストップされ、リアクトル１２の端部に対応した電圧上昇が生起され、これに応じた電流が出力端に向けて流れコンデンサ１８が充電されて出力電圧が上昇する。また、スイッチング素子１６がオンされることで、コンデンサ１８から電池１０の正極に向けて電流が流れ、出力端電圧が下降する。したがって、このＤＣ／ＤＣコンバータの出力端電圧は、スイッチング素子１４，１６のオン期間の比であるデューティー比に応じて決定されることになる。なお、ここでいうデューティー比は、上側のスイッチング素子１６のオンとなっている期間の比率をいう。

このような、ＤＣ／ＤＣコンバータにおける電圧方程式は、式（１）、（２）のように表される。ここで、図に示すように、電池１０の電圧Ｖｂ、電池１０の内部抵抗Ｒ_b、スイッチング素子１４，１６のデューティー比ｋγ、リアクトル１２のリアクタンスＬ、リアクトル１２に電池に向けて流れる電流ｉ_b、コンデンサ１８の容量はｃ、コンデンサ１８の電圧ｖ_c、出力端から外部負荷に向けて流れる電流（負荷電流）ｉ_pとする。

なお、明細書中の文章においては太文字が使用できないため、ベクトルや行列を表す文字についても、スカラーと同様の通常の文字を使用する。

そして、本実施形態においては、コントローラ２０によって、スイッチング素子１４，１６のスイッチングを制御して、デューティー比を調整することで、出力電圧を目標値に維持する。コントローラ２０の入力としては、電池電圧Ｖ_b、電池電流ｉ_b、コンデンサ電圧ｖ_c、負荷電流ｉ_pがあるが、電池電流ｉ_b、負荷電流ｉ_pについては、オブザーバによって推定することも可能である。

「実施形態における制御法の導出」
この式（１）、（２）のＤＣ／ＤＣコンバータ電圧方程式をベクトルを使って表し、式（３）に変換する。

この式（３）に対して、図２に示す状態量変換とフィードバックによる線形化を行う。この線形化により入力ｖから新たな出力ξまでが線形システムとなり、その外部に簡単な制御を用いることに容易に制御できることになる。

すなわち入力ｕ、出力ｘのｄｘ／ｄｔ＝ｆ（ｘ）＋ｇ（ｘ）ｕというシステムについて、出力ｘ、をａ（ｘ）とし入力側にフィードバックする。また、ｕ、ｘを入出力とするのではなく、入力ｖを出力ｘを用いるｂ（ｘ）でｕに変換してｕとし、出力ｘについてもＴ（ｘ）で変換して得られたξを出力とする。

ここで、ａ（ｘ）＝（Ｒ_bｉ_b−Ｖ_b）／ｖ_c，ｂ（ｘ）＝−Ｌ_r／（２Ｒ_bｉ_b−Ｖ_b）ｖ_cであり、Ｔ（ｘ）＝ξ＝（ξ₁，ξ₂）（列ベクトル）である。また、Ｌ_r＝Ｌである。

これにより、式（１３）は、
ｋγ＝［（ωｃ２ ２ηωｃ）｛Ｔ（ｘｒ）−Ｔ（ｘ）｝＋（Ｋｉ ０）∫｛Ｔ（ｘｒ）−Ｔ（ｘ）｝ｄｔ］
となる。

また、式（１１）は、
ｖ＝（ω２ ２ηωｃ）｛Ｔ（ｘｒ）−Ｔ（ｘ）｝＋（Ｋｉ ０）∫｛Ｔ（ｘｒ）−Ｔ（ｘ）｝ｄｔ］
となる。なお、ｘ_rはｘの目標値である。

線形化の具体的な方法は、下記式（４）、（５）のリー微分について、これを満足するφ（ｘ）を求める。

この式（４）、（５）の解の一つとしてφ（ｘ）＝ｃｖ_c ²＋Ｌ_rｉ_b ²が存在する。

以下では、このφ（ｘ）を利用し、式（３）を変換する。すなわち、ξ₁＝（１／２）φ（ｘ）として、以下の状態方程式を導入する。

式（６）は、入力ｖと出力（状態量）ξについて線形化されたシステムになっている．

次に、線形化されたシステムに対するフィードバック制御部分を示す。基本的な考えは、システムの応答性を極配置により決め、また、電圧に関し定常偏差を減らすために積分項を導入する。

ここで、本実施形態におけるフィードバック制御は、ξ₁，ξ₂の目標値をそれぞれξ_r1，ξ_r2 とし、以下の様に表される。

ここで、式（１１）、（１２）により、実際の制御は次式で表される。

ここで、図３に式（６）のシステムに式（１３）の制御系を組み込んだブロック図を示す。

このように、図３においては、図２のシステムに対し、ＰＩ制御を行うフィードバック系が付加されている。すなわち、出力ξは、差分器において、目標値ξｒとの誤差が計算される。そして、この誤差について、比例係数Ｋ_P1を乗算し比例項を算出するとともに、積分した後係数Ｋ_i1を乗算して積分項を算出し、これら比例項と積分項を加算して、入力ｖとする。

入力ｖと、出力ξとからなるシステムは、線形であり、そのフィードバック制御はＰＩ制御で容易に行うことができる。

ここで、改めて、線形化されたシステムとしての特性を確認する。式（１１）を式（６）に代入すると次式となる。

この制御では、システムの応答性をωｃで、ダンピングをηで決めている。

式（１１）の代わりに式（１２）を用いると、実際にはξとｖ_cとは独立ではないので正確ではないが、この制御ではシステムの応答性をω_cで決め、過渡時のダンピング特性をηで決め、また電圧の定常偏差に対する特性をｖ_cで決めている。

つぎに、目標値ξ_r1，ξ_r2の求め方について記述する。ここでは、負荷電流ｉ_pは既知のものとして求めている。最初に式（１）、（２）で微分値を０として式（１７）、（１８）を求め、さらにこれらの式からｋγを消去した式（１９）でコンデンサ電圧は目標値に等しいとし電池電流の目標値ｉ_br を式（２０）で求める。

目標値ξ_r1，ξ_r2 については、ｉ_b＝ｉ_br、ｖ_c＝Ｖ_crとし、式（７）、（８）より決めている。なお、Ｖ_b ²−４Ｒ_bＶ_crｉ_p＜０の場合は、ｉ_br＝０とする。

もしくは、式（１７）、（１８）より、次のように定める。

目標値ξ_r1，ξ_r2が決定されるため、これを用いて図３のブロックのようにして、システムの制御が行える。具体的には、式（１３）、（１４）等の制御が行われる。

「実施形態の方法の物理的意味の解釈」
式（１）、（２）の物理的な意味は、（１／２）ｃｖ_c ²がコンデンサ１８のエネルギ、（１／２）Ｌ_rｉ_b ²がリアクトルのエネルギ、ｖ_cｉ_pがモータとコンデンサ間のパワー、−ｉ_b（Ｒ_bｉ_b＋Ｖ_b）が電池のパワーであるので、式（６）の第１行目は、ＤＣ／ＤＣコンバータ系のパワーに関する釣合の式である。

また、式（６）の２行目は、電池パワーに関する釣合の式であるが、さらに、Ｖ_b＞＞｜｜Ｒ_bｉ_b｜｜と仮定し、次の様に整理してみる。

すなわち、式（６）の第２行はリアクトルの電流に関する電圧方程式、すなわち電池電流の挙動を表す式と考えることもできる。

続いて、式（１１）の制御が、実入力ｋγ に対し何を行っているかを確認してみる。式（１０）に式（１１）を代入してｋγ について整理する。ただし、Ｋ_p1＝ω_c ²，Ｋ_p2＝２ηω_c ²とし、（１／２）ｃｖ_c ²＞＞（１／２）Ｌ_rｉ_b ²，Ｒ_bｉ_b＜＜Ｖ_bの仮定をおき、ξ₁＝〜（１／２）ｃｖ_c ²，ξ₂＝〜−Ｖ_bｉ_b ²と近似を用いる。ここで、＝〜は、ニアリーイコールを示す。

また、電圧変動幅が目標値に対して小さいとし、さらに先の仮定Ｒ_bｉ_b＜＜Ｖ_b，Ｖ_cr＞＞ｖ_cを再度利用すると、式（２３）は、次のように整理できる。

この式（２４）は、第１項がデューティ比のフィードフォワード制御、第２、３項が電圧に対する比例及び積分の正帰還、第４項が電池電流に対する負帰還である。

また、式（１３）より、Ｖ_crが一定であるような場合には、さらに以下の様に簡略化できる。ただし、ｖｂは、電池電圧測定値である。

このように、本実施形態の制御においては、デューティー比のフィードフォワード制御、電圧に対する比例及び積分の正帰還に加え、電池電流の負帰還が入っている。そして、電圧に対する比例及び積分の正帰還の項、および電池電流の負帰還の項については、Ｌ_ｒ／（２ｖ_ｂ−Ｖ_ｂ）Ｖ_ｃｒ というスケジューリングファクターが掛かっている。これによって、制御の精度を十分高くすることができる。

「シミュレーション検証」
本実施形態によるＤＣ／ＤＣコンバータの動作について、シミュレーションにより、検証したので、それについて説明する。

（１）シミュレーション条件
シミュレーションには、式（１）、（２）を用いた。制御系は、従来の電圧フィードバック制御と、実施形態の方法（式（６）〜（１０）と式（１１））を利用した。

コントローラ諸元は、ｉ_p＝−３５Ａでチューニングを行っているが、従来法についてはｉｐ＞０の領域で発振を抑えるため低めのゲインが設定してある。

シミュレーションでは、負荷電流ｉ_p を０Ａからステップ状に変えた場合の、コンデンサ電圧と電池電流の挙動を調べた。本実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータが定常的に流せる電流の上下限が−１３２３Ａ（Ｖ_b ²／（４Ｖ_crＲ_b））〜４５．２５Ａ（Ｖ_b−Ｖ_cr）／Ｒ_b））であることを考慮し、ｉｐのステップ幅は、５０Ａ，３５Ａ，１２Ａ，−１２Ａ，−３５Ａ，−５０Ａとした。なお、各電流値はコンデンサ電圧を６５０Ｖとすると、各々３３ｋＷ，２３ｋＷ，８ｋＷ，−８ｋＷ，−２３ｋＷ，−５０ｋＷの負荷がかかったことに対応する。

（２）シミュレーション結果
図４，５，６は、それぞれ連続系コントローラ、離散系コントローラ、離散系コントローラ及びＰＷＭスイッチングを利用した場合のコンデンサ電圧ｖ_c と電池電流ｉ_bのリサージュ波形である。各々の図は、左上段、左中段、左下段、右上段、右中段、右下段がそれぞれ、負荷電流が０Ａから５０Ａ，３５Ａ，１２Ａ，−１２Ａ，−３５Ａ，−５０Ａのステップ状変動をした場合を表している。

図４より、以下の点が読み取れる。

（ｉ）定常電流の上限値を超えたｉ_pの場合は、従来法、本実施形態の方法ともに電圧を目標値に維持できない。離散系もしくは利用時にその偏差が大きく、実施形態の方法は振動を続ける。この領域では、ｉ_pを上限値以下にするための別の制御が必要である。（図４，５，６の（ａ））

（ｉｉ）ｉ_pが定常的に実現可能の範囲では、本実施形態の方法、従来法ともにｉ_p＜０の領域よりもｉ_p＞０の領域が振動的な挙動を示す。しかし、本実施形態の方法は、従来法に比べて振動時の振幅が小さく、収束も速い。ただし、利用時には両法とも一定値に収束するのではなくリミットサイクルに収斂する。このリミットサイクルはスイッチング動作により生じ、コンデンサ電圧のこの現象を抑制するには負荷側インバータとの協調動作が必要と考えられる。（図４，５，６の（ｂ）〜（ｆ））

（ｉｉｉ）ｉ_pが定常的に実現可能の範囲では、ｉ_p の大きさ（絶対値）が大きいほど、 ｖ_c，ｉ_bの振動幅は大きく、負荷の大きさが８ｋＷ（ｉ_p＝±１２Ａ）の場合には、ＰＷＭの場合で従来法が２Ｖ，２０Ａ、本実施形態の方法が、０．５Ｖ，１５Ａである。（図４，５，６の（ｅ），（ｆ））

図７は、離散系コントローラとＰＷＭスイッチングを利用した場合のコンデンサ電圧c の時間応答波形である。図は、左上段、左中段、左下段、右上段、右中段、右下段が、それぞれ、負荷電流が０Ａから５０Ａ，３５Ａ，１２Ａ，−１２Ａ，−３５Ａ，−５０Ａのステップ状変動をした場合を表している。ここでは、応答性についてのみ触れ、ｉｐ＝５０Ａについての説明は省く。

本実施形態の方法の応答時間は、ｉ_p≦１２Ａの領域では１０ｍｓ程度、ｉｐ≦３５Ａの領域では１５ｍｓ程度である。ただし、（ｅ）に見られる０．５Ａ以下の振動は除いて考えている。一方、従来法の応答時間はｉ_p≦１２Ａの領域では１５ｍｓ程度、ｉｐ≦３５Ａの領域では図では見られていないが２００ｍｓ程度である。この結果から、本実施形態の方法の応答性が従来法よりも優れていることが確認できる。

「制御性能向上の要因」
従来法と実施形態の方法の制御性能の違いの要因は以下のものと考えられる。

（１）線形化と電池電流のフィードバックによりにより全帯域で制御ゲインを上げることができた。

（２）デューティ比γ に対する下限を除くことにより、電池電流を速く立ち上げれるようにした。

これらの要因を、従来法と実施形態の方法の挙動の違いとして、連続系の結果を利用して確認してみる。

図８は、負荷電流が１２Ａ（０Ａから１２Ａにステップ的に増加）の場合について、ｋγ，ｖ_c，ｉ_bを実施形態の方法と従来法とで比較した結果である。実施形態の方法は、負荷がコンデンサから電流を持ち出し始める時刻（ｔ＝２００ｍｓ）に、ｋγを急峻に下げ、電池電流ｉ_bを多く流すようにしている。その際、従来法のデューティの下限値を超えている。そして、電池電流が速く立ち上がることによりコンデンサの電圧低下が抑制されていることが確認できる。この様に、制御ゲインが速く立ち上げられた要因としては、この帯域でも実施形態の方法の制御ゲインが十分大きいことと、実施形態の方法が従来法のデューティの下限値を超えたデューティ比を用いていることと考えられる。

「コンバータシステムの共振」
ここでは、図４，５，６，７の、（ｃ）、すなわち、Ｉ_p＝３５Ａの場合に、従来法で顕著な振動についてみて見る。まず、ＤＣ／ＤＣコンバータシステムの共振を求める。電池電圧Ｖ_bに対してコンデンサ電圧が目標値Ｖ_crに制御されている状態を考えると、Ｖ_b＞＞｜Ｒ_bｉ_b｜の条件下ではｋγ＝ Ｖ_b／Ｖ_crだから、式（１）、（２）より式（２６）が得られ、その極ｓは、式（２７）で表される。

この極を今回のシミュレーションの諸元を利用し求めてみると、９８Ｈｚと、９．７Ｈｚの実根である。

同様に、従来制御法まで含めて、釣り合い点（ｖ_c＝Ｖ_cr，ｉ_b＝１００Ａ ）周りで線形化しその極を求めると、９７Ｈｚの振動根（実部−１２３ｒａｄ／ｓ、虚部±５９７ｒａｄ／ｓ）、７６Ｈｚ実根、０Ｈｚ実根である。これらの極のなかで振動を起こすのは９７Ｈｚの振動根であり、その周波数は図７（ｃ）の振動の周波数と一致し、もともとシステムが持っていた９８Ｈｚの極とほぼ同じ振動数である。一方、同じ従来法を適用した場合でも、図４，５，６，７の（ｃ）以外では、１００Ｈｚ付近の振動は見られていない。これは、他の場合は制御ゲインが相対的に大きいため、元々持っていた共振を抑え込んでいるためと考えられる。一例として、（ｄ）のｉ_p＝−３５Ａの場合、すなわち釣り合い点が（ｖ_c＝Ｖ_cr，ｉ_b＝１００Ａ）の場合について、制御を含めた系の極を計算してみる。この場合の極は、１２４Ｈｚの振動根（実部−３５８ｒａｄ／ｓ、虚部±６９３ｒａｄ／ｓ）、７３Ｈｚ実根、０Ｈｚ実根であり、（ｃ）の場合と比較し、振動根は残っているが虚部の大きさに対して実部の大きさが大きく減衰が良いことが確認できる。また、ここで求めた１２４Ｈｚは局部的に線形化して解析をしているため、図７（ｄ）で見られる振動周波数（約１５０Ｈｚ）とは若干異なっている。

「推定器」
次に、電池電流ｉｂを測定する電流センサを用いずに実現するシステムについて説明する。

「電池電流推定器」
式（１）、（２）より、以下のオブザーバを構成する。なお、電池内部抵抗は計測することができないので、このオブザーバでは、電池電圧ｖ_b（＝Ｒ_bｉ_b＋Ｖ_b）を測定量として構成する。ただし、ｘは状態量を示す列ベクトル（ｖ_c，ｉ_b）、ｘ_eはその推定値、ｗは測定される信号を示す列ベクトル（ｉ_p，ｖ_b）、ｕは制御入力ｋγ，ｙは観測できる出力信号ｖ_c、ｙ_eはｙの推定値、Ｋはオブザーバゲインを表す。

なお、同様の記号を利用すると、制御対象のシステムは次式となる。

このシステムは双線形であり、線形理論は適用できない。このオブザーバの安定性をリアプノフ関数を導入し、その時間微分が負定であることにより保証する。ただし、ｅ＝ｘ−ｘ_eであり、ｅ’はｅの転置ベクトルを表す。

ここで、０≦ｕ≦１だから、ｄＶ／ｄｔ＜０の条件は、Ａ＋Ｋの極が負であること、すなわち線形オブザーバと同じと考えられる。なお、実際のオブザーバの設計は、上述の結果に基づき極配置で以下の様にオブザーバゲインの列ベクトルＫ＝（ｋ₁，ｋ₂）を決めることとした。

この行列の極を与える特性方程式はｓ²−ｓｋ₁＋（ｋγ／ｃ）（ｋ₂＋ｋγ／Ｌ_r）となる。この式より極の共振周波数をω、減衰係数をζとし、ゲインを次式で与える。

このように、ゲインはデューティ比ｋγの関数となる。

オブザーバのブロック図を図９に示す。このように、オブザーバは、式（２５）を実現するものであり、ｕ（＝ｋγ），ｗ（＝（ｉ_p，ｖ_b）），ｙ（＝ｖ_c）が入力となり、加算器において式（２５）の右辺の加算を行い、これを積分してｘ_eを得る。ｘ_eには、Ａ、ｕを乗算して式（２５）の右辺第１項を算出して加算器に供給する。また、入力ｗにｂを乗算して得た迂遠第２項が加算器に供給される。さらに、ｘ_eにＣを乗算してｙ_e（＝ｖ_ce）を求め、このｙ_e（＝ｖ_ce）を入力ｙ（＝ｖ_c）から減算した後Ｋを乗算して右辺第３項を得、これも加算器に供給される。なお、Ｋは、上述のようにｋγによる。そして、ｘ_eにＣ₂を乗算してｉ_beとし、そのｉ_beが電池電流の推定値として出力される。

また、図３の制御システムに、図９のオブザーバを組み込んだシステムのブロック図を図１０に示す。

このように、制御系からｕ（＝ｋγ）およびｘをオブザーバに入力する。ここで、ｘについては、Ｃを掛けてｖ_cをオブザーバに入力する。そして、オブザーバにより得られたｉ_beと制御系から出力されるｖとから、ｘ＝（ｖ_c，ｉ_be）を形成し、これを制御系のＴ（ｘ）に入力する。これによって、電池電流ｉ_bを計測せず、オブザーバを利用した電池電流の推定値ｉ_beを用いて制御を行うことができる。

「シミュレーション検証」
オブザーバを用いた場合のシミュレーション結果を図１１〜図１３に示す。図１１は、電流値の推定精度を確認したものであり、推定値は、実測値にほとんど誤差なく追従していることがわかる。

一方、図１２，１３は、推定値を利用した場合の電圧の制御性能を示している。図１２は、ｋγ に合わせて適切に制御ゲインを求めた場合、後者はｋγを実際よりも低めに見積もり制御ゲインを求めた場合の結果である。この結果より、ｋγに応じて制御ゲインＫを変更することで、電圧Ｖｃの制御性能を上昇できることがわかる。

「負荷パワー推定器」
負荷パワーの推定方法としては、ここでは以下のものを考えている。

（１）図１のコンデンサより右側（出力端）に負荷側のモータがインバータを介し接続され、モータがインバータで駆動されているとする。そして、そのインバータ用コントローラ内にある電流情報（電流制御に利用するために電流センサで取得）と、電圧指令値（インバータへの指令値）とから負荷パワーを計算し、ξ_r2として利用する。

この構成例を図１４に示す。この構成では、１つのコントローラによってインバータの制御と、ＤＣ／ＤＣコンバータの制御を行う。

（２）図１のコンデンサより右側（出力端）に負荷側のモータがインバータを介し接続され、モータがインバータで駆動されているとする。そして、そのインバータ用コントローラ内にあるトルク指令情報と回転数情報（レゾルバなどで得られる回転角度情報の微分値）から、負荷パワーを計算し、モータ・インバータ効率を考慮し、ξ_r2として利用する。利用する情報が異なるだけで、構成としては、上述の（１）と同じで、図１４の構成となる。

（３）図１のコンデンサより右側、すなわち、負荷側のモータがインバータで駆動されており、かつ、コンバータを駆動するコントローラと上記インバータを駆動するコントローラが別個にあり、さらにコンバータ用コントローラからトルク指令値をインバータ用コントローラに受け渡すシステムとすることができる。そして、このシステムにおいて、お互いのコントローラ間の情報を通信などで受け渡す必要があるときは、コンバータ用コントローラ内にあるトルク指令情報と通信によりインバータ側コントローラから受け渡される回転数情報（レゾルバなどで得られる回転角度情報の微分値）から負荷パワーを計算し、ξ_r2として利用する。一般にトルク変動よりも、回転数変動が遅いので、通信により遅れが顕著に現れるトルクに指令値を用いることにより、通信遅れの影響を避ける。このように、インバータと、ＤＣ／ＤＣコンバータとで個別のコントローラを用い、相互に情報をやりとりする構成例を図１５に示す。

（４）図１６には、インバータ側のコントローラと、ＤＣ／ＤＣコンバータ側のコントローラを個別に設け、かつ情報のやりとりを行わない場合の構成例を示している。

このように、ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、負荷側の情報がない場合には、外乱オブザーバを使うことにより、負荷側のパワーを算出する。

すなわち、式（１）より、図１７に示すような外乱オブザーバを構成する。ただし、ｖ_ce，ｉ_pe は、それぞれコンデンサ電圧、負荷電流の推定値であり、Ｋ_e1，Ｋ_e2はフィードバックゲインを表す。

このオブザーバでは、ｋγ，ｉ_b，ｖ_cを入力として、負荷電流の推定値ｉ_peを出力する。このオブザーバは、式（４０）、（４１）を実現するもので、得られたｉ_peより、式（４２）によって、ξ_r2が得られる。

ＤＣ／ＤＣコンバータシステムの構成を示す図である。 線形化したＤＣ／ＤＣコンバータの制御システムの構成を示す図である。 フィードバックループを含むＤＣ／ＤＣコンバータの制御システムの構成を示す図である。 連続系コントローラを用いた制御の特性を示す図である。 離散系コントローラを用いた制御の特性を示す図である。 離散系コントローラと、ＰＷＭスイッチングを利用した制御の特性を示す図である。 離散系コントローラと、ＰＷＭスイッチングを利用した制御におい蹴るコンデンサ電圧ｖ_cの時間応答を示す図である。 負荷電流が１２Ａの場合における制御の内容を示す図である。 電池電圧ｉ_bの推定のためのオブザーバの構成を示す図である。 図９のオブザーバを有する制御システムの構成を示す図である。 電池電流の推定値と実測値を示す図である。 電池電圧の制御性能を示す図である。 コンデンサ電圧の制御性能を示す図である。 インバータと共通のコントローラとする場合の制御システムの構成を示す図である。 インバータのコントローラを別のコントローラとして、情報をやりとりする制御システムの構成を示す図である。 インバータのコントローラを別のコントローラとし、情報をやりとりしない制御システムの構成を示す図である。 負荷電流を推定するオブザーバの構成を示す図である。

符号の説明

１０ 電池、１２ リアクトル、１４，１６ スイッチング素子、１８ コンデンサ、２０ コントローラ。

Claims (9)

1. 直流電源に接続されたリアクトルに流れる電流を一対のスイッチを用いて切り替え制御して、前記直流電源の電源電圧を変換した出力電圧を得るＤＣ／ＤＣコンバータの制御システムであって、
   前記出力電圧と、その目標値との差に基づき、前記一対のスイッチのデューティー比を制御するフィードバック制御手段と、
   前記出力電圧と、前記電源電圧との比に基づき、前記一対のスイッチのデューティー比を制御するフィードフォワード制御手段と、
   前記フィードバック制御手段における制御において、得られた制御値に対し、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電圧方程式を解くことによって得た、前記フィードバック制御の制御値ゲインに該当するスケジューリングファクターであって、前記出力電圧と、前記電源電圧と、前記電源電圧の電圧降下分と、前記リアクトルのリアクタンスと、を因子として含むスケジューリングファクターを乗算して、前記フィードバック制御を補正するスケジューリング手段と、
   を有することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの制御システム。
2. 直流電源に接続されたリアクトルに流れる電流を一対のスイッチを用いて切り替え制御して、前記直流電源の電源電圧を変換した出力電圧を得るＤＣ／ＤＣコンバータの制御システムであって、
   出力におけるエネルギーと、その目標値との差に基づき、前記一対のスイッチのデューティー比を制御するフィードバック制御手段と、
   前記出力電圧と、前記電源電圧との比に基づき、前記一対のスイッチのデューティー比を制御するフィードフォワード制御手段と、
   前記フィードバック制御手段における制御において、得られた制御値に対し、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電圧方程式を解くことによって得た、前記フィードバック制御の制御値ゲインに該当するスケジューリングファクターであって、前記出力電圧と、前記電源電圧と、前記電源電圧の電圧降下分と、前記リアクトルのリアクタンスと、を因子として含むスケジューリングファクターを乗算して、前記フィードバック制御を補正するスケジューリング手段と、
   を有することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの制御システム。
3. 請求項１または２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御システムにおいて、
   前記フィードバック手段は、
   さらに、前記直流電源のパワーの目標値との差に基づき、前記一対のスイッチのデューティー比を制御する手段を有することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの制御システム。
4. 請求項１〜３のいずれか１つに記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御システムにおいて、
   前記フィードバック手段は、出力電圧とその目標値の差に比例する制御値と、前記差の積分値に比例する制御値の両方を含むことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの制御システム。
5. 請求項１〜４のいずれか１つに記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御システムにおいて、
   入力される、直流電源電流、直流電源電圧、出力電流、出力電圧について所定の変換を行ったものを入力とするとともに、出力される前記デューティー比についても所定の変換を行ったものにすることで、制御システムを線形なものとすることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの制御システム。
6. 請求項１〜５のいずれか１つに記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御システムにおいて、
   前記出力電圧を一定と仮定して、制御内容を簡略化したものであり、
   前記スケジューリングファクターは、前記出力電圧をＶｃ、前記電源電圧をｖｂ、前記電源電圧の電圧降下分をｖｂ−Ｖｂ、前記リアクトルのリアクタンスをＬとした場合に、Ｌ／（２ｖｂ−Ｖｂ）Ｖｃであることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの制御システム。
7. 請求項１〜６のいずれか１つに記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御システムにおいて、
   直流電源電圧、出力電流、及び出力電圧に基づき、直流電源電流を推定する推定手段を有し、この推定手段によって得た直流電源電流の推定値を用いることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの制御システム。
8. 請求項７に記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御システムにおいて、
   前記推定手段は、さらに前記デューティー比を考慮して、直流電源電流を推定することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの制御システム。
9. 請求項１〜８のいずれか１つに記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御システムにおいて、
   ＤＣ／ＤＣコンバータからの出力は、インバータを介しモータ駆動に利用され、このインバータの制御情報に基づいて、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電力を推定することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの制御システム。

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