KR102363847B1 - 파워 옵티마이저, 그리고 이를 이용한 계통연계형 pv 시스템에서의 파워 옵티마이저 제어방법 - Google Patents

Abstract

태양광 발전 시스템에 사용되는 파워 옵티마이저와, 상기 파워 옵티마이저의 초기 운전 및 상시 운전 제어 방법을 개시한다. 본 발명의 파워 옵티마이저는 듀얼브릿지 LLC 공진형 컨버터와 PI제어기를 포함하고, 상기 듀얼브릿지 LLC 공진형 컨버터는 네 개의 스위치(스위치 1, 스위치 2, 스위치 3, 스위치 4)를 포함하는 풀브릿지부와 두 개의 스위치(스위치 5, 스위치 6)를 포함하는 하프브릿지부를 포함하는 파워 옵티마이저와, 이의 초기 및 상시 운전 제어 방법을 제공한다.

Description

파워 옵티마이저, 그리고 이를 이용한 계통연계형 PV 시스템에서의 파워 옵티마이저 제어방법{POWER OPTIMIZER, AND ITS METHOD OF CONTROL METHOD OF PV GRID CONNECTED SYSTEM USING THEREOF}

본 발명은 파워 옵티마이저에 대한 것으로, 보다 상세하게는 듀얼브릿지 LLC 공진형 컨버터를 이용한 파워 옵티마이저와, 이를 이용한 계통연계형 PV 시스템에서의 파워 옵티마이저 제어 방법에 대한 것이다.

태양광 에너지는 다양한 신재생에너지원 중에서도 화석연료를 대체할 가장 주목받는 에너지원 중 하나이다. 특히 태양광 에너지는 태양광 발전 시스템의 기술 발전과 규모의 경제 덕분에 균등화발전비용(Levelized cost of electricity)이 현재 가장 저렴한 에너지로 평가받고 있다.

과거 태양광 발전시스템은 주로 중앙집중형 인버터로만 구성되었으나, 최근에는 컨버터를 추가하여 MPPT(최대전력추종; Maximum power point tracking)제어를 컨버터가 수행하는 시스템으로 변화하는 추세이다.

상기와 같이 하는 이유를 설명하기 위하여 우선 종래의 태양광 발전시스템의 문제점에 대하여 설명하면, 우선 태양광 발전 시스템의 모듈을 양산하는 데 있어서 양산제작에 의한 모듈간 미스매치, 패널노후화에 의하여, 둘 이상의 패널을 직렬로 연결시킨 태양광 패널 스트링(이하 '스트링' 이라 함) 간의 미스매치, 스트링 표면의 음영, 이물질에 의한 모듈 간 미스매치 등으로 인하여 태양광 모듈 또는 스트링 간의 발전 전력 편차를 가져오는 문제점이 있어 왔다.

특히 음영 발생에 따른 미스매치는 100%의 확률로 모듈 또는 스트링 간 편차를 발생시키므로, 발전량이 가장 작은 모듈을 기준으로 하향평준화되어 에너지 생산을 저하시키게 되는 문제점이 발생하였다.

따라서 다수의 스트링을 묶어서 일정 단위로 운영하는 멀티스트링 태양광 발전 시스템에서는 멀티스트링 단위에 대하여, 컨버터를 더 포함시켜 설치하여 에너지 생산을 저하시키는 외부 환경요인의 영향을 최소화하여 에너지 생산량을 극대화할 수 있는 파워 옵티마이저의 사용이 점차 증가하고 있는 추세이다.

상기와 같이 파워 옵티마이저를 사용하는 태양광 발전 스트링 시스템은 하나 이상의 파워 옵티마이저와 하나의 인버터를 포함하여, 상기 하나의 인버터는 DC링크전압을 제어하게 되고, 상기 하나 이상의 파워 옵티마이저는 각각 MPPT제어를 하여 생성된 전력을 상기 인버터를 통해 계통으로 전력을 공급한다. 하지만 초기 운전시에는 상기 인버터의 보조전원을 상기 파워 옵티마이저가 공급해주어야 하기 때문에, 상기 인버터의 보조전원 공급을 위한 파워 옵티마이저의 DC링크 전압제어 운전 모드가 요구되고 있다.

도 1은 종래의 파워 옵티마이저에 사용되고 있는 LLC 공진형 컨버터의 회로도이다. 이하에서는 도 1을 통하여 종래의 파워 옵티마이저에 사용되고 있는 기존의 LLC 공진형 컨버터에 대하여 설명한다.

도 1에 도시된 바와 같이, 종래의 LLC 공진형 컨버터는 기존의 직렬 공진형 컨버터의 공진탱크(Lr, Cr)에 변압기의 자화인덕턴스(Lm)가 추가된 공진탱크를 가진다. 상기 종래의 LLC 공진형 컨버터는 전범위의 부하에서 모든 스위치의 ZVS(Zero-volt switching) 턴 온, 모든 다이오드의 ZCS(Zero-current switching) 턴 오프, 그리고 스위치의 낮은 턴 오프 전류를 보장하기 때문에 높은 전력밀도와 고효율을 달성할 수 있도록 되어 있다.

하지만 넓은 입력전압 범위(300V~900V)를 갖는 태양광 발전 스트링 파워 옵티마이저에서 상기와 같은 종래의 LLC 공진형 컨버터를 사용할 경우, 제어해야 하는 스위칭 주파수의 폭이 넓어지거나 자화인덕턴스의 값이 줄어들게 되고, 이로 인하여 순환전류 구간이 넓어지거나 스위치의 턴 오프 전류가 증가하게 되어 효율이 저하된다. 따라서, 태양광 발전 스트링의 넓은 전압범위에서도 고효율을 성취할 수 있는 LLC 공진형 컨버터와, 이를 적용한 파워 옵티마이저가 요구되는 실정이다.

KR등록특허 제10-1939541호 KR등록특허 제10-1520981호 KR등록특허 제10-2034431호 KR공개특허 제10-2019-0132849호

본 발명은 상기와 같은 종래의 요구사항을 해결하기 위하여, 듀얼브릿지 LLC 공진형 컨버터를 사용하는 파워 옵티마이저와, 이를 이용하여 초기 운전시 및 상시 운전시에 파워 옵티마이저를 제어하는 방법을 제공하는 데 그 목적이 있다.

본 발명은 상기와 같은 본 발명의 목적을 달성하기 위하여,

태양광 발전 시스템에 사용되는 파워 옵티마이저로서, 상기 파워 옵티마이저는 듀얼브릿지 LLC 공진형 컨버터와 PI제어기를 포함하고, 상기 듀얼브릿지 LLC 공진형 컨버터는 네 개의 스위치(스위치 1, 스위치 2, 스위치 3, 스위치 4)를 포함하는 풀브릿지부와 두 개의 스위치(스위치 5, 스위치 6)를 포함하는 하프브릿지부를 포함하는 파워 옵티마이저를 제공한다.

그리고 상기와 같은 파워 옵티마이저의 제어 방법으로서, DC링크전압을 판단하는 DC링크 전압 판단단계(S21); 상기 단계(S21)에서 DC링크전압이 100V 미만일 경우, 인버터의 동작은 멈춘 상태로 상기 파워 옵티마이저가 초기 운전 모드로 940V로 DC링크에 대한 제어를 실시하하고, DC링크전압이 920V 미만인지 확인하는 초기 운전 모드 동작단계(S22); 상기 단계(S22)에서 DC링크 전압이 920V 미만이라면, 상기 파워 옵티마이저의 동작을 정지시키고 인버터가 DC링크전압을 900V로 제어하는 인버터 제어단계(S23); 상기 단계(S23)에서, 상기 DC링크전압이 880V 초과 920V 미만이 되면, 상기 파워 옵티마이저가 정해진 MPPT제어를 실시하여 인버터를 통해 계통으로 전력을 전달하는 상시제어단계(S24)를 실시하고, 상기 단계(S21)에서 측정한 DC링크전압이 100V 이상이면 상기 인버터 제어단계(S23)를 실시하여 파워 옵티마이저를 제어한다.

상기의 제어 방법에서, 초기 운전 모드 동작단계(S22)에서는 상기 듀얼브릿지 LLC 공진형 컨버터는 스위치 1 또는 스위치 2 중 선택된 스위치 1과 스위치 4만 턴 온 되고 나머지 스위치가 턴 오프 된 상태인 풀브릿지 동작 모드와, 스위치 1 또는 스위치 2 중 선택된 스위치 1과 스위치 3만 턴 온 되고 나머지 스위치가 턴 오프 된 순환동작 모드의 두 모드로 동작할 수 있고, 상기 스위치 1과 스위치 2는 0.5주기 시간 간격(T/2)을 두고 서로 상보적으로 동작하고, 상기 스위치 3과 스위치 4 또한 0.5주기 시간 간격(T/2)을 두고 서로 상보적으로 동작하며 스위치 5 및 스위치 6은 턴 오프 상태를 유지하도록 설정된 상태에서,

위상천이값(Φ)이 0일 때, 상기 스위치 1 및 스위치 3이 0.5주기 시간 간격(0.5T)동안 턴 온 되고, 그 다음 스위치 2 및 스위치 4가 0.5주기 시간 간격(0.5T) 동안 턴 온 되어, 태양전지 전력(Vpv)이 DC링크에 전달되지 않는 단계(S221); 상기 PI제어기의 PI제어를 통해 상기 위상천이값(Φ)이 생성되거나 또는 변동하는 단계(S222); 상기 단계(S222)를 통해 생성 또는 변동된 상기 위상천이값(Φ)을 통해 상기 풀브릿지 동작 모드가 실시될 수 있는 시간 간격(Φ/0.5T)이 생성 또는 변동하는 단계(S223); 상기 시간 간격(Φ/0.5T) 동안 풀브릿지 동작 모드가 실시되는 단계(S224); 그리고 상기 단계(S224)를 통해 풀브릿지 동작 모드가 실시되는 상기 시간 간격(Φ/0.5T) 이후에, 순환동작 모드로 변환되어 0.5주기 시간 간격(0.5T) 동안 동작하는 단계(S225)를 실시하고, 상기 단계(S225) 실시 이후 상기 위상천이값(Φ)에 변동이 있는 지 확인하여, 상기 위상천이값(Φ)에 변동이 있다면 상기 단계(S223)를 실시하고, 변동이 없다면 상기 단계(S224)를 실시하여 풀브릿지 동작 모드와 순환동작 모드가 반복 실행되도록 한다.

상기의 제어 방법에서, 상시제어단계(S24)에서는 상기 컨버터는 1주기 시간 간격(T)을 1사이클로 하여 동작하며, 상기 스위치 1과 스위치 2는 0.5주기 시간 간격(T/2)을 두고 서로 상보적으로 동작하고, 스위치 3은 상기 스위치 2가 턴 온 될 때 같이 턴 온 되고, 스위치 4는 상기 스위치 1이 턴 온 될 때 같이 턴 온 되며, 상기 스위치 5는 상기 스위치 3과 상보적으로 동작하고, 상기 스위치 6은 상기 스위치 4와 상보적으로 동작하도록 설정되고, 상기 스위치 3 및 스위치 4는 D주기 시간 간격(DT)동안 동작하고, 여기서 상기 변수 D는 0 이상 0.5 이하의의 범위값을 가지며, 상기 변수 D가 0 이상 0.5미만이 될 경우, 풀브릿지 동작 모드와 하프브릿지 동작 모드가 1주기 시간 간격(T) 동안 번갈아가며 2회 실시되는 PWM 제어 모드와, 상기 변수 D가 0.5일 경우 하프브릿지 동작 모드 없이 1주기 시간 간격(T) 동안 풀브릿지 동작 모드로만 동작하는 스위칭 주파수 제어 모드의 두 모드로 동작할 수 있는 상태에서,

P&O 방식의 MPPT제어를 실시하는 단계(S1); 상기 단계(S1) 중, 상기 PI제어기의 출력값(Dhybrid)이 0.5미만일 경우, 제어 주파수(fs)를 120kHz로 고정시키고 상기 D주기 시간 간격(DT)에서의 변수 D를 상기 출력값(Dhybrid)의 값과 동기화시켜 상기 PWM 제어 모드로 동작하는 단계(S11); 그리고 상기 단계(S1) 중, 상기 PI제어값의 출력값(Dhybrid)이 0.5 이상일 경우, 상기 D주기 시간 간격(DT)에서의 변수 D를 0.5로 고정하고, 상기 제어 주파수(fs)를 상기 출력값(Dhybrid)과 상수 k의 곱으로 하여 상기 스위칭 주파수 제어 모드로 동작하는 단계(S12)로 상기 파워 옵티마이저를 제어하도록 하며, 상기 단계(S11, S12) 중 상기 PI제어기의 출력값(Dhybrid)이 변동되면 모드간 전환이 이루어지도록 한다.

상기의 파워 옵티마이저의 PWM 제어 모드로 동작하는 단계(S11)는 상기 컨버터가 전압이득이 1에서 2까지 되는 제1구간에서 실시하도록 하는 것이 바람직하고, 또한 상기 컨버터의 전압이득이 2에서 3까지 되는 제2구간에서는 스위칭 주파수 제어 모드로 동작하는 단계(S12)를 선택하도록 하는 것이 바람직하며, 이때 상기 스위칭 제어 주파수 모드의 제어 주파수는 120kHz~70kHz가 되도록 하는 것이 바람직하다.

본 발명의 파워 옵티마이저는 모드간 전환이 부드럽고, 구성이 간단하면서도 효과적으로 MPPT 제어 및 스위칭 주파수 제어를 실시할 수 있으며, 또한 이러한 파워 옵티마이저를 초기 동작 시에 부드럽게 운용하여 태양광 발전 시스템에 오제어나 과부하가 걸리지 않도록 할 수 있고 상시운용시에도 종래의 방식에 비해 안정성이 증대된 파워 옵티마이저와 이를 통한 제어방식을 제공할 수 있다.

도 1은 종래의 파워 옵티마이저의 컨버터 회로도.
도 2는 본 발명의 파워 옵티마이저가 사용하는 듀얼브릿지 LLC 공진형 컨버터의 회로도.
도 2a 및 도 2b는 본 발명의 컨버터의 설정에 따른 동작 형태를 나타낸 등가회로도.
도 2c는 본 발명의 컨버터(100)가 정해진 설정에 따라 동작할 때의 주요 동작파형.
도 3은 본 발명의 파워 옵티마이저의 상시제어순서를 도시한 블록 구조도.
도 3a는 본 발명의 파워 옵티마이저의 상시제어에 따른 전압이득곡선 그래프.
도 4는 본 발명의 파워 옵티마이저의 전체적인 제어 순서를 나타낸 순서도.
도 5a 및 도 5b는 본 발명의 파워 옵티마이저가 초기 운전 모드 동작단계에서의 컨버터 등가회로.
도 5c는 본 발명의 파워 옵티마이저가 초기 운전 모드 동작단계에서의 주요 동작파형.

이하에서는 본 발명을 첨부되는 도면을 참조하여 보다 상세히 설명한다. 하기의 설명은 본 발명의 실시와 이해를 돕기 위한 것이지 본 발명을 이에 한정하는 것은 아니다. 당업자들은 이하의 특허등록청구의 범위에 기재된 본 발명의 사상 내에서 다양한 변형 및 변경이 있을 수 있음을 이해할 것이다.

설명에 앞서, 스위치의 '턴 온' 은 해당 스위치가 그 시점에서 활성화되어 연결 동작하고 있다는 것을 의미하며, 스위치의 '턴 오프' 는 해당 스위치가 그 시점에서 비활성화되어 연결이 단절되어 있다는 것을 의미한다.

도 2는 본 발명의 파워 옵티마이저가 사용하는 듀얼브릿지 LLC 공진형 컨버터(100)의 회로도이다. 이하에서는 도 2를 통하여 본 발명의 듀얼브릿지 LLC 공진형 컨버터 회로(100)가 상시제어될 때의 구성 및 동작에 대하여 설명한다.

도 2에서 도시된 바와 같이, 도 2의 컨버터(100)는 풀브릿지부(110)와 하프브릿지부(120)를 포함하여, 이 둘이 통합된 구조를 하고 있다. 따라서 도 1에 도시된 바 있는 종래의 LLC 공진형 컨버터와 비교하였을 때 두개 더 많은, 총 여섯 개의 스위치(111, 112, 113, 114, 121, 122)를 가진다.

상기와 같이 통합된 풀브릿지부(110)와 하프브릿지부(120)를 포함하여 연결하고 여섯 개의 스위치(111~114, 121, 122)를 사용하는 이유는, 종래의 컨버터는 4개의 스위치만을 사용하게 되어 오로지 스위칭 주파수제어로 입력전압을 제어해야 하므로, 스위칭 주파수제어 폭이 넓어지게 되거나 자화인덕턴스 값을 작게 설계할 수밖에 없어 순환전류 구간이 넓어지거나 또는 스위치의 턴 오프 전류가 증가하게 되어 효율이 저하되는 문제를 해결하고자 하는 것이다.

반면에 본 발명의 파워 옵티마이저에 사용되는 컨버터(100)는 상기와 같이 함으로서, 입력전압에 따라 효율이 가장 높은 공진주파수와 스위칭 주파수가 같은 최적점에서 PWM(펄스 폭 변조; Pulse width modulation) 제어를 하여 고효율을 달성할 수 있을 뿐 아니라, 스위칭 주파수 제어 뿐 아니라 PWM 제어로 입력전압을 제어할 수 있기 때문에 주파수의 제어 폭도 좁게 설계할 수 있으며, 더 큰 자화 인덕턴스로 설계하여 스위치의 도통손실(Conduction losses)과 턴 오프 전류를 줄일 수 있어 기존의 LLC 공진형 컨버터보다 고효율을 달성할 수 있게 되는 것이다.

도 2a 및 도 2b는 상기 컨버터(100)의 설정에 따른 동작 형태를 나타낸 등가회로도이며, 도 2c는 상기 컨버터(100)가 정해진 설정에 따라 동작할 때의 주요 동작파형이다. 이하에서는 도 2 및 2a~2c를 통하여 본 발명의 파워 옵티마이저에서 사용하는 상기 컨버터(100)의 설정 형태 및 동작 형태에 대하여 설명한다.

설명에 앞서, 상기 컨버터(100)의 동작은 1주기 시간 간격(T)을 1사이클(cycle)로 하여 동작하며, 상기 컨버터(100)의 시간에 따른 연속적인 동작은, 상기 사이클의 연속적으로 반복됨으로서 달성할 수 있다.

상기 컨버터(100)의 동작 모드는 스위칭 주파수 제어 동작 모드 또는 PWM 제어 모드 중 어느 한 방법 이상을 선택하여 동작시킬 수 있는데, 우선 도 2 및 도 2a~2c를 통하여 상기 컨버터(100) 회로의 PWM 제어 모드에 대하여 설명한다.

우선 도 2에 도시된 상기 컨버터(100) 회로의 설정 형태에 대해 설명하면, 우선 스위치 1(111)와 스위치 2(112)는 0.5주기 시간 간격(T/2)을 두고 서로 상보적으로 동작하며, 스위치 3(113)은 상기 스위치 2(112)가 턴 온 될때 같이 턴 온 되고, 스위치 4(114)는 상기 스위치 1(111)이 턴 온 될때 같이 턴 온된다.

이때 상기 스위치 3, 스위치 4(113, 114)는 D주기 시간 간격(DT) 동안 동작한다. 여기서 상기 D주기 시간 간격(DT)에서의 변수 D는 0~1 사이의 값을 가질 수 있다. 따라서, 상기 D주기 시간 간격(DT)은 상기 변수 D가 유동적으로 변함에 따라 같이 변할 수 있는 시간 간격인 것이다. 이하에서 설명하고 있는 PWM 제어 모드는 상기 D주기 시간 간격(DT)에서의 변수 D가 0~0.5 사이에 위치하고 있을 때의 모드이다.

그리고 스위치 5(121)는 상기 스위치 3(113)과 상보적으로 동작하고, 상기 스위치 6(122)은 상기 스위치 4(114)와 상보적으로 동작한다.

상기와 같이 설정됨으로서, 상기 스위치 1(111)와 상기 스위치 4(114)가 턴 온 될때, 도 2a에 도시된 바와 같은 풀브릿지 동작 모드가 되어 본 발명의 컨버터(100) 회로는 전압단(Vab)에 발전전압(Vpv) 전체가 입력전압으로서 인가될 수 있다.

이때, 상기 스위치 5(121) 또한 상기 스위치 3(113)이 턴 오프 상태이므로, 턴 온 상태로서 동작한다.

그리고 상기 D주기 시간 간격(DT)동안 동작한 상기 스위치 4(114)가 턴 오프 되고, 이와 상보적으로 동작하는 상기 스위치 6(122)이 동작함으로서, 상기 컨버터(100) 회로의 동작 형태는 도 2a의 풀브릿지 동작 모드에서 도 2b의 하프브릿지 동작 모드로 변하여, 본 발명의 컨버터(100) 회로는 전압단(Vab)에 발전전압(Vpv)이 절반만 입력전압으로서 인가될 수 있다.

상기와 같은 형태로 상기 전압단(Vab)에 인가하는 상기 발전전압(Vpv)의 비율을 조절할 수 있다.

그리고 상기 0.5주기 시간 간격(T/2)이 지나 스위치 1(111)이 턴 오프되고, 동시에 상기 스위치 2(112)가 턴 온 되면, 상기 스위치 3(113)이 턴 온 되고 상기 스위치 6(122)이 턴 온 상태이므로, 다시 한 번 풀브릿지 동작 모드로서 전압단(Vab)에는 발전전압(Vpv) 전체가 입력전압으로서 인가된다.

이때 상기 스위치 3(113)이 턴 온 됨과 동시에 스위치 5(121)가 턴 오프되어 모드 변환이 원활하게 이루어질 수 있다.

그리고 상기 D주기 시간 간격(DT)동안 동작한 상기 스위치 3(113)이 턴 오프되고, 이와 상보적으로 동작하는 상기 스위치 5(121)이 동작함으로서, 상기 컨버터(100) 회로의 동작 형태가 풀브릿지 동작 모드에서 하프브릿지 동작 모드로 변하여, 본 발명의 컨버터(100) 회로는 전압단(Vab)에 발전전압(Vpv)이 절반만 입력전압으로서 인가된다.

상기와 같이, 풀브릿지 모드와 하프브릿지 모드가 각각 번갈아가며 2회 실시됨으로서 1주기 시간 간격(T) 동안의 1사이클 동작을 완료할 수 있다.

그리고 만약 상기 D주기 시간 간격(DT)을 0.5주기 시간 간격(T/2)과 동일하게 설정한다면, 하프브릿지 동작 모드 없이 1주기 시간 간격(T) 동안 오로지 풀브릿지 모드로만 상기 컨버터(100)회로가 동작하게 되며, 이렇게 될 경우에는 PWM 제어 모드가 아닌 스위칭 주파수 제어 모드가 된다.

상기와 같이 함으로서, 본 발명의 파워 옵티마이저에 사용하는 상기 컨버터(100) 회로를 PWM제어 모드 또는 스위칭 주파수 제어 모드 중 선택된 어느 하나 이상의 방법으로 사용할 수 있다.

도 3은 본 발명의 파워 옵티마이저의 상시제어순서를 도시한 블록 구조도이며, 도 3a는 본 발명의 파워 옵티마이저의 상시제어에 따른 전압이득곡선 그래프이다. 이하에서는 도 3 및 도 3a를 통하여 본 발명의 파워 옵티마이저의 상시제어 시점에서의 제어순서 및 방법에 대하여 설명한다.

도 3a에 도시된 바와 같이, 본 발명의 파워 옵티마이저에 사용되는 상기 컨버터(100)는 전압이득(M)이 1에서 2까지 되는 제1구간(E1)에서는 PWM 제어 모드를 선택하여 상기 D주기 시간 간격(DT)에서의 변수 D를 0에서 0.5가 될 때까지 제어하도록 하는 것이 바람직하며, 상기 전압이득(M)이 2에서 3까지 되는 제2구간(E2)에서는 스위칭 주파수 제어 모드를 택하여, 상기 변수 D를 0.5로 고정하고, 주파수를 120kHz부터 70kHz까지 제어하도록 하는 것이 바람직하다.

또한, 시스템의 안정성을 위하여 상기 PWM 제어 모드와 스위칭 주파수 제어 모드 간의 모드전환은 과도상태 없이 제어하도록 한다.

이하에서는 상기한 내용을 바탕으로 본 발명의 파워 옵티마이저의 전체적인 제어 순서에 대해 설명한다.

인입되는 태양광 발전 스트링의 발전전압(Vpv)의 제어를 위하여, 본 발명의 파워 옵티마이저는 기본적으로 P&O(Perturbation&Observation) 방식의 MPPT 제어(S1)를 실시한다.

이때 상기 제어(S1)는 PI제어기(PI)의 출력값(Dhybrid)에 따라 세분화될 수 있는데, 상기 출력값(Dhybrid)이 0.5 미만일 경우, 제어 주파수(fs)를 120kHz로 고정시키고 상기 D주기 시간 간격(DT)에서의 변수 D와 상기 출력값(Dhybrid)의 값을 동기화시켜서 입력전압을 제어한다.

이때, 상기한 바와 같이 상기 변수 D가 0.5 미만이라는 것은 상기 변수 D가 0~0.5 구간 사이에 위치하는 것으로서 상기 컨버터(100)는 PWM 제어 모드(S11)로 동작한다.

그리고 상기 출력값(Dhybrid)이 0.5 이상일 경우, 상기 D주기 시간 간격(DT)에서의 변수 D값을 0.5로 고정하고, 상기 제어 주파수(fs)를 상기 출력값(Dhybrid)의 상수배, 즉 fs=kㅧDhybrid(k는 상수)로 하여 상기 컨버터(100)를 스위칭 주파수 제어 모드(S12)로 동작시킨다.

상기와 같이 PI제어기(PI)의 출력값(Dhybrid)에 따라 두 가지 모드(S11, S12)를 전환하도록 제어하기 때문에, 상기 두 가지 모드(S11, S12) 제어간 모드전환은 과도상태 없이 제어될 수 있다.

도 4는 본 발명의 파워 옵티마이저의 전체적인 제어 순서를 나타낸 순서도이다. 이하에서는 도 4를 통하여 본 발명의 파워 옵티마이저가 초기 운전 모드에서의 제어 및 동작 순서에 대하여 설명한다.

상술한 바와 같이, 태양광 발전 스트링 시스템은 하나 이상의 파워 옵티마이저와 하나의 인버터를 포함하여, 상기 파워 옵티마이저들은 각자의 MPPT제어를 하고 인버터가 DC링크 제어를 하는데 본 발명의 파워 옵티마이저 역시 평시 운전은 상기한 방법을 통한 MPPT제어를 실시하고 인버터가 DC링크전압을 제어한다.

하지만 초기 운전시에는 상기 인버터의 보조전원을 파워 옵티마이저가 공급해주어야 하기 때문에, 본 발명의 파워 옵티마이저는 별도의 초기 운전 모드가 설정되어 DC링크전압을 제어할 수 있도록 한다.

설명에 앞서, 본 발명의 파워 옵티마이저는 이하에서의 DC링크전압의 측정 및 모드 선택 판단을 위한 별도의 구성요소들을 더 포함할 수 있다. 이는 연산장치와 기억장치, 그리고 프로그램을 이용한 소프트웨어적인 수단을 이용하여 달성할 수도 있으며 또는 다수의 전자부품 및 이로 이루어진 회로를 통한 하드웨어적 수단을 이용하여 달성할 수도 있으며, 이 둘을 병행하여 달성할 수도 있다.

상기한 내용을 바탕으로 도 4를 통하여 본 발명의 파워 옵티마이저가 초기 운전 모드에서의 동작 순서에 대해 설명하면, 우선 DC링크전압을 판단하는 DC링크전압 판단단계(S21)를 실시한다.

상기 단계(S21)에서 DC링크전압이 100V 미만일 경우, 상기 파워 옵티마이저는 상기 인버터가 DC링크 전압을 제어하지 않는 초기 운전 상태인 것으로 판단하여, 인버터의 동작은 멈춘 상태로 상기 파워 옵티마이저가 초기 운전 모드로 940V로 DC링크에 대한 제어를 실시하는 초기 운전 모드 동작단계(S22)를 실시한다.

상기 초기 운전 모드 동작단계(S22)에서는, 상기 컨버터(100) 회로에서 하프 브릿지 모드의 스위치로서 기능하는 스위치 5 및 6(121, 122)을 항상 오프한 상태로 하고, 상기 스위치 1~4(111~114)의 동작을 위한 상기 변수 D를 0.5로 고정한 상태에서 위상천이 방식으로 태양광 발전 스트링의 전압이 450~900V인 상황에서 출력전압을 940V로 하여 제어하도록 한다.

도 5a 및 도 5b는 상기 초기 운전 모드 동작단계(S22)에서의 컨버터(100) 등가회로이고, 도 5c는 상기 초기 운전 모드 동작단계(S22)에서의 주요 동작파형이며, 도 4는 상기 초기 운전 모드 동작단계(S22) 내에서 이루어지는 단계들에 대해 도시한 순서도이다. 이하에서는 도 5a~5d를 통하여 상기한 초기 운전 모드 동작단계(S22)에 대하여 구체적으로 설명한다.

본 발명의 파워 옵티마이저는 상기 초기 운전 모드 동작단계(S22)에서 인버터의 유무와 상관 없이 정상 동작을 하여 940V를 유지해야 한다. 이를 위하여, 도 5a와 같은 풀브릿지 동작 모드(Full Bridge Mode와 도 5b에서와 같은 순환동작 모드(Circulating Mode)를 한 주기 내에서 반복하는 위상천이(Phase Shift) 방식으로 동작한다.

상기 모드에 대하여 좀 더 구체적으로 설명하면, 상기 풀브릿지 동작 모드에서는 도 5a에 도시된 바와 같이 스위치 1(111)이나 스위치 2(112) 중 선택된 스위치 1(111) 및 스위치 4(114)만 턴 온 시키고, 나머지 스위치들(112, 113, 121, 122)은 턴 오프시킨 형태를 의미하며, 상기 순환동작 모드에서는 도 5b에 도시된 바와 같이 스위치 1(111)이나 스위치 2(112) 중 선택된 스위치 1(111) 및 스위치 3(113)만 턴 온 시키고, 나머지 스위치들(112, 114, 121, 122)은 턴 오프시킨 형태를 의미한다.

상기와 같은 두 모드가 반복되어 위상천이 방식으로 동작함으로서, 본 발명의 파워 옵티마이저는 태양전지로부터 공급되는 전력을 옵티마이저의 DC링크 전압으로 공급하고 설정 값으로 유지하는 기능을 수행한다.

상기와 같은 위상천이 방식의 구현을 위하여, 위상천이값(Phase_Value; Φ)을 생성해야 하는데, 상기 위상천이값(Φ)은 DC링크 전압의 설정값(Vdcref)인 940V와 현재 실제 DC링크 전압값(Vdc)을 비교하여 PI제어기(PI)를 통해 원하는 위상천이값(Φ)을 생성하게 된다.

상기와 같이 위상천이값(Φ)이 생성된 상태에서, 상기 스위치 1(111)과 스위치 2(112)는 상기한 동작 모드에서 기술한 바와 같이 0.5주기 시간 간격(T/2)을 두고 서로 상보적으로 동작하고, 스위치 3(113)과 스위치 4(114) 또한 0.5주기 시간 간격(T/2)을 두고 서로 상보적으로 동작한다. 이때, 즉 현재의 초기 운전 모드 동작단계(S22)에서는 스위치 5(121)와 스위치 6(122)은 턴 오프 상태를 유지하여 동작하지 않는다.

상기와 같이 설정된 상태에서 도 4에서 도시된 바와 같이 상기 초기 동작 모드 운전단계(S22)의 동작 순서에 대해 설명하면, 초기에 상기 위상천이값(Φ)이 0일 때는 상기 스위치 1(111) 및 스위치 3(113)이 0.5주기 시간 간격(0.5T)동안 턴 온 되고, 그 다음 스위치 2(112) 및 스위치 4(114)가 0.5주기 시간 간격(0.5T) 동안 턴 온 된다. 하지만 상기와 같이 스위치들(111~114)이 동작하면 태양전지부와 DC링크부 간에 양 단 중 어느 하나만이 연결된 회로 상태가 되므로, 태앙전지 전력(Vpv)이 DC링크에 전달되지 않아 동작하지 않는다(S221). 이때 상기 PI제어기(PI)의 PI제어를 통하여 상기 위상천이값(Φ)이 생성되거나 또는 변동(S222)하면, 변동된 상기 위상천이값을 통하여 상기 풀브릿지 동작 모드가 실시될 수 있는 시간 간격(Φ/0.5T)이 생성되거나 또는 변동(S223)되고, 상기 시간 간격(Φ/0.5T)동안 풀브릿지 동작 모드가 실시(S224)되며, 상기 시간 간격(Φ/0.5T)이 다 되면 순환동작 모드로 변환되어 0.5주기 시간 간격(0.5T) 동안 동작(S225)하고, 상기 0.5주기 시간 간격(0.5T)이 지나면 다시 풀브릿지 동작 모드로 변환하여 이 두 가지 모드가 0.5주기 시간 간격을 기준으로 반복 실행된다.

여기서, 상기 단계(S225) 실시 후, 상기 위상천이값(Φ)에 변동이 있는지 확인하여 상기 위상천이값(Φ)이 변동되었다면 상기 단계(S223)를 실시하고, 변동이 없다면 상기 DC링크 전압이 920V 미만인지를 확인한 뒤 상기 DC링크 전압이 920V 미만이 아니라면 상기 단계(S224)를 실시하도록 하는 것이 바람직하다.

이를 통하여 태양전지의 전력을 DC링크에 전달하여 원하는 값으로 유지되는 동작을 수행하는 본 발명의 상기 초기 운전 모드 동작단계(S22)가 실현될 수 있다.

상기와 같은 방식을 사용함으로서, 부드러운 초기 운전 모드 기법을 적용할 수 있기 때문에 태양광 발전 스트링 시스템의 안정성을 향상시키게 된다.

상기 단계(S22)를 실시하여 제어를 하면서, 상기 파워 옵티마이저는 상기 DC링크전압을 지속적으로 측정하는데 상기 DC링크 전압이 920V 미만인지를 확인한다.

상기 단계(S22)를 실시하면서 상기 DC링크 전압이 920V 미만이라면, 상기 파워 옵티마이저의 동작을 정지시키고 인버터가 DC링크전압을 900V로 제어하는 인버터 제어단계(S23)를 실시한다.

그리고 상기 단계(S22)를 실시하면서 상기 DC링크 전압이 920V 미만이 아니라면, 상기한 바와 같이 상기 단계(S22)를 반복 실시한다.

상기 단계(S23)를 실시하면서, 상기 파워 옵티마이저는 동작이 정지하면서도, 상기 DC링크전압은 측정을 실시한다. 상기 단계(S23)를 실시하면서, 상기 DC링크전압이 880V을 초과하고 920V 미만이 되면, 상기 인버터가 DC링크 전압을 제어하고 있다고 판단하고 있다고 판단하여 상기 DC링크전압의 제어를 인버터가 지속적으로 수행하면서, 상기 파워 옵티마이저가 정해진 MPPT제어를 실시(S1)하여 인버터를 통해 계통으로 전력을 전달하는 상시제어단계(S24)를 실시하여 태양광 발전 스트링 시스템이 발전을 지속할 수 있도록 한다.

그리고 만약 상기 DC링크전압 판단단계(S21)에서 측정한 DC링크전압이 100V 이상이라면, 상기 인버터가 DC링크 전압을 제어하고 있는 상태임을 의미하므로 상기 인버터 제어단계(S23)를 실시하여 측정된 전압이 880V 초과 920V 미만 범위에 속하는지를 확인하여 그 다음 단계를 진행하면 될 것이다.

100 : 듀얼브릿지 LLC 공진형 컨버터. 110 : 풀브릿지부.
111~114, 121, 122 : 스위치. 120 : 하프브릿지부.

Claims (5)

1. 듀얼브릿지 LLC 공진형 컨버터와 PI제어기를 포함하고, 상기 듀얼브릿지 LLC 공진형 컨버터는 네 개의 스위치(스위치 1, 스위치 2, 스위치 3, 스위치 4)를 포함하는 풀브릿지부와 두 개의 스위치(스위치 5, 스위치 6)를 포함하는 하프브릿지부를 포함하는 태양광 발전 시스템에 사용되는 파워 옵티마이저의 제어 방법으로서,
   DC링크전압을 판단하는 DC링크 전압 판단단계(S21);
   상기 단계(S21)에서 DC링크전압이 100V 미만일 경우, 인버터의 동작은 멈춘 상태로 상기 파워 옵티마이저가 초기 운전 모드로 940V로 DC링크에 대한 제어를 실시하고, DC링크전압이 920V 미만인지 확인하는 초기 운전 모드 동작단계(S22);
   상기 단계(S22)에서 DC링크 전압이 920V 미만이라면, 상기 파워 옵티마이저의 동작을 정지시키고 인버터가 DC링크전압을 900V로 제어하는 인버터 제어단계(S23);
   상기 단계(S23)에서, 상기 DC링크전압이 880V 초과 920V 미만이 되면, 상기 파워 옵티마이저가 정해진 MPPT제어를 실시하여 인버터를 통해 계통으로 전력을 전달하는 상시제어단계(S24)를 실시하고,
   상기 단계(S21)에서 측정한 DC링크전압이 100V 이상이면 상기 인버터 제어단계(S23)를 실시하는 것을 특징으로 하는, 파워 옵티마이저의 제어 방법.
2. 삭제
3. 제 1항에 있어서,
   상기 초기 운전 모드 동작단계(S22)에서는,
   상기 듀얼브릿지 LLC 공진형 컨버터는 스위치 1 또는 스위치 2 중 선택된 스위치 1과 스위치 4만 턴 온 되고 나머지 스위치가 턴 오프 된 상태인 풀브릿지 동작 모드와, 스위치 1 또는 스위치 2 중 선택된 스위치 1과 스위치 3만 턴 온 되고 나머지 스위치가 턴 오프 된 순환동작 모드의 두 모드로 동작할 수 있고,
   상기 스위치 1과 스위치 2는 0.5주기 시간 간격(T/2)을 두고 서로 상보적으로 동작하고, 상기 스위치 3과 스위치 4 또한 0.5주기 시간 간격(T/2)을 두고 서로 상보적으로 동작하며 스위치 5 및 스위치 6은 턴 오프 상태를 유지하도록 설정된 상태에서,
   위상천이값(Φ)이 0일 때, 상기 스위치 1 및 스위치 3이 0.5주기 시간 간격(0.5T)동안 턴 온 되고, 그 다음 스위치 2 및 스위치 4가 0.5주기 시간 간격(0.5T) 동안 턴 온 되어, 태양전지 전력(Vpv)이 DC링크에 전달되지 않는 단계(S221);
   상기 PI제어기의 PI제어를 통해 상기 위상천이값(Φ)이 생성되거나 또는 변동하는 단계(S222);
   상기 단계(S222)를 통해 생성 또는 변동된 상기 위상천이값(Φ)을 통해 상기 풀브릿지 동작 모드가 실시될 수 있는 시간 간격(Φ/0.5T)이 생성 또는 변동하는 단계(S223);
   상기 시간 간격(Φ/0.5T) 동안 풀브릿지 동작 모드가 실시되는 단계(S224);
   그리고 상기 단계(S224)를 통해 풀브릿지 동작 모드가 실시되는 상기 시간 간격(Φ/0.5T) 이후에, 순환동작 모드로 변환되어 0.5주기 시간 간격(0.5T) 동안 동작하는 단계(S225)를 실시하고,
   상기 단계(S225) 실시 이후 상기 위상천이값(Φ)에 변동이 있는 지 확인하여, 상기 위상천이값(Φ)에 변동이 있다면 상기 단계(S223)를 실시하고, 변동이 없다면 상기 단계(S224)를 실시하여 풀브릿지 동작 모드와 순환동작 모드가 반복 실행되도록 하는 것을 특징으로 하는, 파워 옵티마이저의 제어 방법.
4. 제 1항에 있어서,
   상기 상시제어단계(S24)에서는, 상기 컨버터는 1주기 시간 간격(T)을 1사이클로 하여 동작하며,
   상기 스위치 1과 스위치 2는 0.5주기 시간 간격(T/2)을 두고 서로 상보적으로 동작하고, 스위치 3은 상기 스위치 2가 턴 온 될 때 같이 턴 온 되고, 스위치 4는 상기 스위치 1이 턴 온 될 때 같이 턴 온 되며, 상기 스위치 5는 상기 스위치 3과 상보적으로 동작하고, 상기 스위치 6은 상기 스위치 4와 상보적으로 동작하도록 설정되고,
   상기 스위치 3 및 스위치 4는 D주기 시간 간격(DT)동안 동작하고, 여기서 상기 변수 D는 0 이상 0.5 이하의 범위값을 가지며,
   상기 변수 D가 0 이상 0.5미만이 될 경우, 풀브릿지 동작 모드와 하프브릿지 동작 모드가 1주기 시간 간격(T) 동안 번갈아가며 2회 실시되는 PWM 제어 모드와, 상기 변수 D가 0.5일 경우 하프브릿지 동작 모드 없이 1주기 시간 간격(T) 동안 풀브릿지 동작 모드로만 동작하는 스위칭 주파수 제어 모드의 두 모드로 동작할 수 있는 상태에서,
   P&O 방식의 MPPT제어를 실시하는 단계(S1);
   상기 단계(S1) 중, 상기 PI제어기의 출력값(Dhybrid)이 0.5미만일 경우, 제어 주파수(fs)를 120kHz로 고정시키고 상기 D주기 시간 간격(DT)에서의 변수 D를 상기 출력값(Dhybrid)의 값과 동기화시켜 상기 PWM 제어 모드로 동작하는 단계(S11);
   그리고 상기 단계(S1) 중, 상기 PI제어기의 출력값(Dhybrid)이 0.5 이상일 경우, 상기 D주기 시간 간격(DT)에서의 변수 D를 0.5로 고정하고, 상기 제어 주파수(fs)를 상기 출력값(Dhybrid)과 상수 k의 곱으로 하여 상기 스위칭 주파수 제어 모드로 동작하는 단계(S12)로 상기 파워 옵티마이저를 제어하도록 하며,
   상기 단계(S11, S12) 중 상기 PI제어기의 출력값(Dhybrid)이 변동되면 모드간 전환이 이루어지는 것을 특징으로 하는, 파워 옵티마이저의 제어방법.
5. 제 4항에 있어서,
   상기 파워 옵티마이저의 PWM 제어 모드로 동작하는 단계(S11)는 상기 컨버터가 전압이득이 1에서 2까지 되는 제1구간에서 실시하도록 하고,
   상기 컨버터의 전압이득이 2에서 3까지 되는 제2구간에서는 스위칭 주파수 제어 모드로 동작하는 단계(S12)를 선택하도록 하며, 이때 상기 스위칭 주파수 제어 모드의 제어 주파수는 120kHz~70kHz인 것을 특징으로 하는, 파워 옵티마이저의 제어방법.

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