JP6669631B2

JP6669631B2 - Ｄｃ／ｄｃコンバータの制御装置

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Publication number: JP6669631B2
Application number: JP2016211875A
Authority: JP
Inventors: 大谷　裕樹; 裕樹大谷; 山田　堅滋; 堅滋山田
Original assignee: Toyota Motor Corp; Toyota Central R&D Labs Inc
Current assignee: Toyota Motor Corp; Toyota Central R&D Labs Inc
Priority date: 2016-10-28
Filing date: 2016-10-28
Publication date: 2020-03-18
Anticipated expiration: 2036-10-28
Also published as: JP2018074747A

Description

本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置に関する。

図１５は、従来の昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す図である。昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータでは、ＦＥＴ等のスイッチング素子をスイッチング制御することによって、電源Ｅの電圧を昇圧して負荷Ｒに出力電圧ｖ_ｏとして出力させる。

このような昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータに対して、図１６に示すようにモデル予測制御器ＭＰＣを適用した制御装置が開示されている（非特許文献１）。出力電圧に対する目標値ｖ_ｒと出力電圧ｖ_ｏの誤差から指令値ｖ_ｒ’を生成し、その指令値ｖ_ｒ’及びＤＣ／ＤＣコンバータの現在の状態値ｘに応じてモデル予測制御器ＭＰＣにおいてＤＣ／ＤＣコンバータの状態を予測し、その予測値に基づいてＤＣ／ＤＣコンバータを制御する。

「昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータのモデル予測制御とその実装」、劉康志、片根保、平成２５年電気学会全国大会４−００３

ところで、従来の制御技術では、デューティ比毎にリアクトル電流予測値及び評価関数を算出し、評価関数が最少となるデューティ比を選択する探索方式を採用しているが、制御周期が短くなると演算負荷が膨大となり現実的な使用が困難となる。

本発明の１つの態様は、ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御装置であって、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの現在の状態値に応じて、前記ＤＣ／ＤＣコンバータに含まれるスイッチング素子のオン時間の比であるデューティ比ｄに対する誤差デューティ比Δｄを推定するオブザーバと、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの状態方程式を前記デューティ比ｄの二次方程式に変形し、前記誤差デューティ比Δｄを前記二次方程式に導入することによって前記デューティ比ｄを定めるモデル予測制御器と、を備えることを特徴とする制御装置である。

ここで、前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、電源に接続されるリアクトルと、前記リアクトルに流れる電流を制御する第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、前記リアクトルからの出力電圧を平滑化させるコンデンサと、を備え、前記モデル予測制御器は、前記電源の電源電圧ｖ_ｂ、前記コンデンサの両端のコンデンサ電圧ｖ_ｃ、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流ｉ_ｍ及び前記リアクトルに流れる電流の測定値であるリアクトル電流ｉ_Ｌを前記二次方程式に適用することにより前記デューティ比ｄを定めることが好適である。

また、前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、電源に接続されるリアクトルと、前記リアクトルに流れる電流を制御する第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、前記リアクトルからの出力電圧を平滑化させるコンデンサと、を備え、前記リアクトルに流れるリアクトル電流推定値（チルダ）ｉ_Ｌ ^〜を推定するオブザーバを更に備え、前記モデル予測制御器は、前記電源の電源電圧ｖ_ｂ、前記コンデンサの両端のコンデンサ電圧ｖ_ｃ、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流ｉ_ｍ及び前記リアクトル電流推定値（チルダ）ｉ_Ｌ ^〜を前記二次方程式に適用するこにより前記デューティ比ｄを定めることが好適である。

また、前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、電源に接続されるリアクトルと、前記リアクトルに流れる電流を制御する第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、前記リアクトルからの出力電圧を平滑化させるコンデンサと、を備え、前記コンデンサの両端のコンデンサ電圧推定値（チルダ）ｖ_ｃ ^〜及び前記リアクトルに流れるリアクトル電流推定値（チルダ）ｉ_Ｌ ^〜を推定するオブザーバを更に備え、前記モデル予測制御器は、前記電源の電源電圧ｖ_ｂ、前記コンデンサの両端のコンデンサ電圧推定値（チルダ）ｖ_ｃ ^〜、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流ｉ_ｍ及び前記リアクトル電流推定値（チルダ）ｉ_Ｌ ^〜を前記二次方程式に適用することにより前記デューティ比ｄを定めることが好適である。

また、前記リアクトルに流れる電流に応じて前記リアクトルの値を設定し、当該リアクトルの値を前記二次方程式に適用することが好適である。

本発明によれば、デッドタイムを考慮して電力変換装置を適切制御できる制御装置を提供することができる。

第１の実施の形態における電力変換装置の基本構成を示す図である。第１の実施の形態における制御装置の構成を示す図である。電力変換装置の出力特性を示す図である。電力変換装置の出力特性を示す図である。第２の実施の形態における電力変換装置の基本構成を示す図である。第２の実施の形態における制御装置の構成を示す図である。第２の実施の形態における電圧制御の例を示すグラフである。第２の実施の形態における電流制御の例を示すグラフである。第２の実施の形態におけるデューティ比制御の例を示すグラフである。第３の実施の形態における制御装置の構成を示す図である。第３の実施の形態における電圧制御の例を示すグラフである。第３の実施の形態における電流制御の例を示すグラフである。第３の実施の形態におけるデューティ比制御の例を示すグラフである。リアクトル電流とリアクトルの値（インダクタンス）との関係を示す図である。従来の電力変換装置の構成を示す図である。従来技術による電力変換装置の制御装置の構成を示す図である。

＜第１の実施の形態＞
図１は、本発明の実施の形態における電力変換装置（ＤＣ／ＤＣコンバータ）１００の基本構成を示す。電力変換装置１００は、直流電源１０、リアクトル１２、第１スイッチング素子１４、第２スイッチング素子１６及びコンデンサ１８を含んで構成される。

直流電源１０の正極にリアクトル１２の一端が接続され、リアクトル１２の他端には第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６の接続点Ｃが接続される。第１スイッチング素子１４の他端は負荷１０２への出力端（ＯＵＴ＋）に接続され、第２スイッチング素子１６の他端は直流電源１０の負極（ＯＵＴ−）に接続される。また、出力端と直流電源１０の負極との間には電圧を平滑化させるためにコンデンサ１８が接続される。

なお、本実施の形態では、第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６はＮＰＮトランジスタとする。第１スイッチング素子１４は、出力端側がコレクタ、リアクトル１２側がエミッタとされる。第２スイッチング素子１６は、リアクトル１２側がコレクタ、直流電源１０の負極側がエミッタとされる。また、第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６のそれぞれに並列に環流ダイオードが接続される。

電力変換装置１００において、第１スイッチング素子１４をオフ状態及び第２スイッチング素子１６をオン状態とすることで、リアクトル１２を介して直流電源１０の正極から負極に向けたリアクトル電流ｉ_Ｌが流れる。これによって、リアクトル１２にエネルギーが蓄積される。次に、第１スイッチング素子１４をオン状態及び第２スイッチング素子１６をオフ状態とすることで、リアクトル電流ｉ_Ｌが遮断され、リアクトル１２の端部に直流電源１０の電圧（電池電圧ｖ_ｂ）よりも高い電圧が生じ、これに応じた電流が出力端に向けて流れてコンデンサ１８が充電されてコンデンサ電圧ｖ_ｃが上昇する。このコンデンサ電圧ｖ_ｃが負荷１０２に印加される。電力変換装置１００の出力電圧、すなわちコンデンサ電圧ｖ_ｃは、第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６のオン期間（オン時間）の比であるデューティ比によって決定される。

電力変換装置１００は、制御装置１０４によって制御される。本実施の形態では、電力変換装置１００の現在の状態値が制御装置１０４へ入力され、制御装置１０４は入力された状態値に応じて電力変換装置１００を制御する。状態値として、直流電源１０の電圧ｖ_ｂ、リアクトル１２を流れるリアクトル電流ｉ_Ｌ、コンデンサ１８の両端のコンデンサ電圧ｖ_ｃ、負荷であるモータの電流ｉ_ｕ，ｉ_ｗ及びモータの回転角θが制御装置１０４へ入力される。制御装置１０４は、モータの電流ｉ_ｕ，ｉ_ｗ及びモータの回転角θから電力変換装置１００の出力電流ｉ_ｍを算出する。

図２は、制御装置１０４の構成を示す図である。制御装置１０４は、演算器２０、オブザーバ２２、モデル予測制御器（ＭＰＣ）２４及びリミッタ２６を含んで構成される。

演算器２０は、電力変換装置１００の制御の目標となるコンデンサ電圧指令値ｖ_ｃ ^＊及びコンデンサ１８の現在の電圧値であるコンデンサ電圧ｖ_ｃを受けて、リアクトル１２を流れる電流の制御の目標値であるリアクトル電流指令値ｉ_Ｌ ^＊を生成して出力する。リアクトル電流指令値ｉ_Ｌ ^＊は、ＭＰＣ２４に入力される。

オブザーバ２２は、コンデンサ電圧指令値ｖ_ｃ ^＊、コンデンサ電圧ｖ_ｃ、リアクトル電流ｉ_Ｌ、電源電圧ｖ_ｂ及び出力電流ｉ_ｍを受けて、これらの値から現在の誤差デューティ比Δｄ（＝Δｄ（ｋ））の推定値を算出して出力する。なお、以下において、図中の推定値には上付の波線（チルダ）付して示す。

ここで、電力変換装置１００の状態方程式は数式（１）にて表される。ここで、コンデンサ電圧ｖ_ｃ、リアクトル電流ｉ_Ｌ、電源電圧ｖ_ｂ、出力電流（負荷電流）ｉ_ｍ、リアクトル１２の値（インダクタンス）Ｌ、コンデンサ１８の値（キャパシタンス）Ｃ、リアクトル１２の抵抗値Ｒ_Ｌ及びデューティ比ｄである。

数式（１）にデッドタイムを考慮した誤差デューティ比Δｄを組み込むと数式（２）に示す状態方程式となる。

数式（２）を双１次変換を用いて離散化させると数式（３）のように示される。

数式（３）に基づいて、コンデンサ１８の電圧の予測値であるコンデンサ電圧予測値（チルダ）ｖ_ｃ ^〜（ｋ）、リアクトル１２の電流の予測値であるリアクトル電流予測値（チルダ）ｉ_Ｌ ^〜（ｋ）及び誤差デューティ比の予測値である誤差デューティ比予測値（チルダ）Δｄ^〜（ｋ）は数式（４）のように表すことができる。ここで、制御周期Ｔであり、ｈ_１〜ｈ_３は比例定数である。

オブザーバ２２は、入力されたコンデンサ電圧指令値ｖ_ｃ ^＊、コンデンサ電圧ｖ_ｃ、リアクトル電流ｉ_Ｌ、電源電圧ｖ_ｂ及び出力電流ｉ_ｍを数式（４）の代入することによって、現在の誤差デューティ比Δｄ（＝Δｄ（ｋ））の推定値を算出する。なお、推定される誤差デューティ比推定値Δｄ^〜（＝Δｄ^〜（ｋ）（チルダ））は、数式（４）におけるｋをｋ−１に読み替えて処理することによって算出することができる。算出された誤差デューティ比推定値Δｄ^〜（＝Δｄ^〜（ｋ）（チルダ））は、ＭＰＣ２４に入力される。

なお、ｋは、制御回数を示す。例えば、ｄ（ｋ）は、ｋ回目の制御におけるデューティ比ｄを表し、ｄ（ｋ＋１）は、ｋ＋１回目の制御におけるデューティ比ｄを表す。他の状態量についても同様である。

ＭＰＣ２４は、電力変換装置１００の状態方程式を第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６のデューティ比ｄに対する二次方程式に変形し、当該二次方程式にオブザーバ２２で算出された誤差デューティ比推定値Δｄ^〜（＝Δｄ^〜（ｋ）（チルダ））を適用することでデューティ比ｄを算出する。制御装置１０４は、算出されたデューティ比ｄを用いて電力変換装置１００を制御する。

数式（３）の左辺の２行目ｉ_Ｌ（ｋ＋１）をｉ_Ｌ ^＾＊（ｋ）、右辺のΔｄ（ｋ）をΔｄ^〜（ｋ）（チルダ）に置き換えて、デューティ比ｄ（ｋ）に対する二次方程式に変更すると数式（５）となる。

数式（５）の二次方程式をデューティ比ｄ（ｋ＋１）に対して解くと、数式（６）で表される。

ＭＰＣ２４は、数式（６）に、電力変換装置１００の各状態量及びオブザーバ２２で算出された誤差デューティ比推定値Δｄ^〜（＝Δｄ^〜（ｋ）（チルダ））を代入することによって制御に用いるデューティ比ｄ（ｋ＋１）を算出する。

リミッタ２６は、ＭＰＣ２４から出力されたデューティ比ｄ（ｋ＋１）の入力をうけ、入力されたデューティ比ｄ（ｋ＋１）が最適デューティ比範囲ＤＲ内になるように制限する。

図３は、電力変換装置１００からの出力Ｐとデューティ比ｄとの関係を示す。図３に示すように、出力Ｐを最大出力Ｐｍａｘとするためにはデューティ比ｄを電源電圧ｖ_ｂ／（２×コンデンサ電圧ｖ_ｃ）となるように電力変換装置１００を制御すればよい。一方、デューティ比ｄが電源電圧ｖ_ｂ／（２×コンデンサ電圧ｖ_ｃ）を下回るように電力変換装置１００を制御すると、出力Ｐが低下してしまう。そこで、デューティ比ｄを電源電圧ｖ_ｂ／（２×コンデンサ電圧ｖ_ｃ）を下限とした範囲となるように電力変換装置１００を制御することが好適である。なお、最適デューティ比範囲ＤＲは、必ずしも電源電圧ｖ_ｂ／（２×コンデンサ電圧ｖ_ｃ）を下限とした範囲に設定する必要はなく、例えば、図４に示すように、最大出力Ｐｍａｘよりも小さい出力値Ｐａを出力上限としたときのデューティ比ｄ_Ｌをその下限に設定してもよい。さらに、出力値Ｐｂを回生上限としたときのデューティ比ｄ_Ｈを最適デューティ比範囲ＤＲの上限に設定してもよい。

リミッタ２６は、ＭＰＣ２４からのデューティ比ｄ（ｋ＋１）が設定された最適デューティ比範囲ＤＲ内の値であれば、ＭＰＣ２４から出力されたデューティ比ｄ（ｋ＋１）をそのまま出力する。また、リミッタ２６は、ＭＰＣ２４からのデューティ比ｄ（ｋ＋１）が設定された最適デューティ比範囲ＤＲ外の値であれば、ＭＰＣ２４から出力されたデューティ比ｄ（ｋ＋１）が最適デューティ比範囲ＤＲ内に収まるように制限して出力する。

制御装置１０４は、リミッタ２６から出力されたデューティ比ｄとなるように第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６のオン期間を制御する。これにより、電力変換装置１００は、目標とされるコンデンサ電圧指令値ｖ_ｃ ^＊及びリアクトル電流指令値ｉ_Ｌ ^＊となるようにコンデンサ電圧ｖ_ｃ及びリアクトル電流ｉ_Ｌが制御される。

［第２の実施の形態］
第１の実施の形態では、リアクトル１２を実際に流れるリアクトル電流ｉ_Ｌを計測し、そのリアクトル電流ｉ_Ｌに基づいてデューティ比ｄを制御する制御装置１０４の構成について説明した。第２の実施の形態では、電力変換装置２００は、図６に示すように、リアクトル１２を流れるリアクトル電流ｉ_Ｌを計測するためのセンサを備えない。その代わりに、図６に示すように、制御装置１０４ａに含まれるオブザーバ２２ａでは、誤差デューティ比推定値Δｄ^〜（＝Δｄ^〜（ｋ）（チルダ））に加えて、リアクトル１２を流れる電流の推定値であるリアクトル電流推定値ｉ_Ｌ ^〜（チルダ）及びコンデンサ１８の電圧の推定値であるコンデンサ電圧推定値ｖ_ｃ ^〜（チルダ）を算出して出力する。

オブザーバ２２ａは、コンデンサ電圧指令値ｖ_ｃ ^＊、コンデンサ電圧ｖ_ｃ、電源電圧ｖ_ｂ及び出力電流ｉ_ｍを数式（４）の代入することによって、現在の誤差デューティ比推定値Δｄ^〜（＝Δｄ^〜（ｋ）（チルダ））、リアクトル電流推定値ｉ_Ｌ ^〜（＝ｉ_Ｌ ^〜（ｋ）（チルダ））及びコンデンサ電圧推定値ｖ_ｃ ^〜（＝ｖ_ｃ ^〜（ｋ）（チルダ））を算出する。なお、誤差デューティ比推定値Δｄ^〜（＝Δｄ^〜（ｋ）（チルダ））、リアクトル電流推定値ｉ_Ｌ ^〜（＝ｉ_Ｌ ^〜（ｋ）（チルダ））及びコンデンサ電圧推定値ｖ_ｃ ^〜（＝ｖ_ｃ ^〜（ｋ）（チルダ））は、数式（４）におけるｋをｋ−１に読み替えて処理することによって算出することができる。算出された誤差デューティ比推定値Δｄ^〜（＝Δｄ^〜（ｋ）（チルダ））、リアクトル電流推定値ｉ_Ｌ ^〜（＝ｉ_Ｌ ^〜（ｋ）（チルダ））及びコンデンサ電圧推定値ｖ_ｃ ^〜（＝ｖ_ｃ ^〜（ｋ）（チルダ））は、ＭＰＣ２４ａに入力される。

ＭＰＣ２４ａは、電力変換装置２００の状態方程式を第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６のデューティ比ｄに対する二次方程式に変形し、当該二次方程式にオブザーバ２２ａで算出された誤差デューティ比推定値Δｄ^〜（＝Δｄ^〜（ｋ）（チルダ））、リアクトル電流推定値ｉ_Ｌ ^〜（＝ｉ_Ｌ ^〜（ｋ）（チルダ））及びコンデンサ電圧推定値ｖ_ｃ ^〜（＝ｖ_ｃ ^〜（ｋ）（チルダ））を適用することでデューティ比ｄを算出する。制御装置１０４ａは、算出されたデューティ比ｄを用いて電力変換装置２００を制御する。ＭＰＣ２４ａでの処理は、第１の実施の形態におけるＭＰＣ２４とほぼ同様であるが、実際のリアクトル電流ｉ_Ｌ及びコンデンサ電圧ｖ_ｃの代わりに、オブザーバ２２ａで求められたリアクトル電流推定値ｉ_Ｌ ^〜（＝ｉ_Ｌ ^〜（ｋ）（チルダ））及びコンデンサ電圧推定値ｖ_ｃ ^〜（＝ｖ_ｃ ^〜（ｋ）（チルダ））を用いる点で異なる。

数式（３）の左辺の２行目ｉ_Ｌ（ｋ＋１）をｉ_Ｌ ^＾＊（ｋ）、右辺のΔｄ（ｋ）をΔｄ^〜（ｋ）（チルダ）、ｉ_Ｌ（ｋ）をｉ_Ｌ ^〜（ｋ）（チルダ）、ｖ_ｃ（ｋ）をｖ_ｃ ^〜（ｋ）（チルダ）に置き換えて、デューティ比ｄ（ｋ）に対する二次方程式に変更すると数式（７）となる。

数式（７）の二次方程式をデューティ比ｄ（ｋ＋１）に対して解くと、数式（８）で表される。

ＭＰＣ２４ａは、数式（８）に、電力変換装置２００の各状態量及びオブザーバ２２ａで算出された誤差デューティ比推定値Δｄ^〜（＝Δｄ^〜（ｋ）（チルダ））、リアクトル電流推定値ｉ_Ｌ ^〜（＝ｉ_Ｌ ^〜（ｋ）（チルダ））及びコンデンサ電圧推定値ｖ_ｃ ^〜（＝ｖ_ｃ ^〜（ｋ）（チルダ））を代入することによって制御に用いるデューティ比ｄ（ｋ＋１）を算出する。

このようにして、第２の実施の形態における制御装置１０４ａによって、リミッタ２６から出力されたデューティ比ｄとなるように第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６のオン期間が制御される。これにより、電力変換装置２００は、目標とされるリアクトル電流指令値ｉ_Ｌ ^＊となるように制御される。

図７（ａ）〜図７（ｃ）は、それぞれ第２の実施の形態における制御装置１０４ａによって電力変換装置２００を制御したときのコンデンサ電圧指令値ｖ_ｃ ^＊、コンデンサ電圧ｖ_ｃ及び電源電圧ｖ_ｂを示す。図８（ａ）〜図８（ｃ）は、それぞれ第２の実施の形態における制御装置１０４ａによって電力変換装置２００を制御したときのリアクトル電流指令値ｉ_Ｌ ^＊、リアクトル電流ｉ_Ｌ及び出力電流ｉ_ｍを示す。また、図９は、デューティ比ｄの時間変化を示す。

なお、図７、図８及び図９では、横軸の時間は同じ時間範囲を示している。また、図７（ａ）〜図７（ｃ）では、縦軸の電流値は同じ電圧範囲を示している。図８（ａ）〜図８（ｃ）では、縦軸の電流値は同じ電流範囲を示している。

本実施の形態における制御装置１０４ａによって、図７〜図９に示すように、電力変換装置２００は目標とされるコンデンサ電圧指令値ｖ_ｃ ^＊及びリアクトル電流指令値ｉ_Ｌ ^＊にコンデンサ電圧ｖ_ｃ及びリアクトル電流ｉ_Ｌが追従するように制御できる。

なお、オブザーバ２２ａにおいて、コンデンサ１８の電圧の推定値であるコンデンサ電圧推定値ｖ_ｃ ^〜（ｖ_ｃ ^〜（ｋ））（チルダ）を用いずに、コンデンサ１８の電圧の実測値であるコンデンサ電圧ｖ_ｃを用いてもよい。この場合、数式（８）においてコンデンサ電圧推定値ｖ_ｃ ^〜（＝ｖ_ｃ ^〜（ｋ）（チルダ））をコンデンサ電圧ｖ_ｃ（ｋ）に置き換えて演算を行えばよい。

［第３の実施の形態］
第１及び第２の実施の形態では、リアクトル１２を実際に流れるリアクトル電流の目標値であるリアクトル電流指令値ｉ_Ｌ ^＊に基づいて制御を行ったが、コンデンサ電圧の目標値であるコンデンサ電圧指令値ｖ_ｃ ^＊に基づいて制御を行ってもよい。図１０に示すように、ＭＰＣ２４ｂでは、コンデンサ電圧指令値ｖ_ｃ ^＊に基づいてデューティ比ｄ（ｋ＋１）を求める処理を行う。

オブザーバ２２ａは、第２の実施の形態と同様に、コンデンサ電圧指令値ｖ_ｃ ^＊、コンデンサ電圧ｖ_ｃ、電源電圧ｖ_ｂ及び出力電流ｉ_ｍを数式（４）の代入することによって、現在の誤差デューティ比推定値Δｄ^〜（＝Δｄ^〜（ｋ）（チルダ））、リアクトル電流推定値ｉ_Ｌ ^〜（＝ｉ_Ｌ ^〜（ｋ）（チルダ））及びコンデンサ電圧推定値ｖ_ｃ ^〜（＝ｖ_ｃ ^〜（ｋ）（チルダ））を算出する。なお、誤差デューティ比推定値Δｄ^〜（＝Δｄ^〜（ｋ）（チルダ））、リアクトル電流推定値ｉ_Ｌ ^〜（＝ｉ_Ｌ ^〜（ｋ）（チルダ））及びコンデンサ電圧推定値ｖ_ｃ ^〜（＝ｖ_ｃ ^〜（ｋ）（チルダ））は、数式（４）におけるｋをｋ−１に読み替えて処理することによって算出することができる。算出された誤差デューティ比推定値Δｄ^〜（＝Δｄ^〜（ｋ）（チルダ））、リアクトル電流推定値ｉ_Ｌ ^〜（＝ｉ_Ｌ ^〜（ｋ）（チルダ））及びコンデンサ電圧推定値ｖ_ｃ ^〜（＝ｖ_ｃ ^〜（ｋ）（チルダ））は、ＭＰＣ２４ｂに入力される。

ＭＰＣ２４ｂは、電力変換装置２００の状態方程式を第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６のデューティ比ｄに対する二次方程式に変形し、当該二次方程式にオブザーバ２２ａで算出された誤差デューティ比推定値Δｄ^〜（＝Δｄ^〜（ｋ）（チルダ））、リアクトル電流推定値ｉ_Ｌ ^〜（＝ｉ_Ｌ ^〜（ｋ）（チルダ））及びコンデンサ電圧推定値ｖ_ｃ ^〜（＝ｖ_ｃ ^〜（ｋ）（チルダ））を適用することでデューティ比ｄを算出する。制御装置１０４ａは、算出されたデューティ比ｄを用いて電力変換装置２００を制御する。

ＭＰＣ２４ｂでは、数式（３）を二次方程式に変更して、当該二次方程式を解くことによってデューティ比ｄ（ｋ＋１）を算出する。数式（３）の左辺の１行目ｖ_ｃ（ｋ＋１）をｖ_ｃ ^＾＊（ｋ）、右辺のΔｄ（ｋ）をΔｄ^〜（ｋ）（チルダ）、ｉ_Ｌ（ｋ）をｉ_Ｌ ^〜（ｋ）（チルダ）、ｖ_ｃ（ｋ）をｖ_ｃ ^〜（ｋ）（チルダ）に置き換えて、デューティ比ｄ（ｋ）に対する二次方程式に変更すると数式（９）となる。

数式（９）の二次方程式をデューティ比ｄ（ｋ＋１）に対して解くと、数式（１０）で表される。

ＭＰＣ２４ｂは、数式（１０）に、電力変換装置２００の各状態量及びオブザーバ２２ａで算出された誤差デューティ比推定値Δｄ^〜（＝Δｄ^〜（ｋ）（チルダ））、リアクトル電流推定値ｉ_Ｌ ^〜（＝ｉ_Ｌ ^〜（ｋ）（チルダ））及びコンデンサ電圧推定値ｖ_ｃ ^〜（＝ｖ_ｃ ^〜（ｋ）（チルダ））を代入することによって制御に用いるデューティ比ｄ（ｋ＋１）を算出する。

このようにして、第３の実施の形態における制御装置１０４ａによって、リミッタ２６から出力されたデューティ比ｄとなるように第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６のオン期間が制御される。これにより、電力変換装置２００は、目標とされるコンデンサ電圧指令値ｖ_ｃ ^＊となるように制御される。

図１１（ａ）〜図１１（ｃ）は、それぞれ第２の実施の形態における制御装置１０４ａによって電力変換装置２００を制御したときのコンデンサ電圧指令値ｖ_ｃ ^＊、コンデンサ電圧ｖ_ｃ及び電源電圧ｖ_ｂを示す。図１２（ａ）〜図１２（ｂ）は、それぞれ第２の実施の形態における制御装置１０４ａによって電力変換装置２００を制御したときのリアクトル電流ｉ_Ｌ及び出力電流ｉ_ｍを示す。また、図１３は、デューティ比ｄの時間変化を示す。

なお、図１１、図１２及び図１３では、横軸の時間は同じ時間範囲を示している。また、図１１（ａ）〜図１１（ｃ）では、縦軸の電流値は同じ電圧範囲を示している。図１２（ａ）〜図１２（ｂ）では、縦軸の電流値は同じ電流範囲を示している。

本実施の形態における制御装置１０４ａによって、図１１〜図１３に示すように、電力変換装置２００は目標とされるコンデンサ電圧指令値ｖ_ｃ ^＊にコンデンサ電圧ｖ_ｃが追従するように制御できる。

なお、オブザーバ２２ａにおいて、コンデンサ１８の電圧の推定値であるコンデンサ電圧推定値ｖ_ｃ ^〜（ｖ_ｃ ^〜（ｋ））（チルダ）を用いずに、コンデンサ１８の電圧の実測値であるコンデンサ電圧ｖ_ｃを用いてもよい。この場合、数式（１０）においてコンデンサ電圧推定値ｖ_ｃ ^〜（＝ｖ_ｃ ^〜（ｋ）（チルダ））をコンデンサ電圧ｖ_ｃ（ｋ）に置き換えて演算を行えばよい。

［変形例］
電力変換装置１００，２００において、リアクトル電流に応じてリアクトル１２の値Ｌ（インダクタンス）は変化する。そこで、第１〜第３の実施の形態における制御において、リアクトル１２に流れるリアクトル電流ｉ_Ｌ又は流れると予想されるリアクトル電流推定値（チルダ）ｉ_Ｌ ^〜に応じてリアクトル１２の値Ｌ（インダクタンス）を変更することが好適である。

図１４は、電流値に対するリアクトル１２の値Ｌ（インダクタンス）の変化を示す図である。図１４において、横軸の電流値は最大電流を１として正規化し、縦軸のリアクトル１２の値Ｌ（インダクタンス）は電流値が０のときを１として正規化して示している。

第１〜第３の実施の形態において、制御に用いられるリアクトル電流ｉ_Ｌ又は予想されるリアクトル電流推定値（チルダ）ｉ_Ｌ ^〜に応じたリアクトル１２の値Ｌ（インダクタンス）を各数式に適用することによって、電力変換装置１００，２００に対してより適切な制御を行うことができる。

なお、上記実施の形態では、同一次元オブザーバとしたが、最小次元オブザーバを適用してもよい。また、双１次変換を利用して状態方程式を離散化したが、これに限定されるものではなく、０次ホールド、前進差分、後退差分を利用して離散化させてもよい。

１０直流電源、１２リアクトル、１４第１スイッチング素子、１６第２スイッチング素子、１８コンデンサ、２０演算器、２２オブザーバ、２２ａオブザーバ、２６リミッタ、１００，２００電力変換装置、１０２負荷、１０４制御装置、１０４ａ制御装置。

Claims

ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御装置であって、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータの現在の状態値に応じて、前記ＤＣ／ＤＣコンバータに含まれるスイッチング素子のオン時間の比であるデューティ比ｄに対する誤差デューティ比Δｄを推定するオブザーバと、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータの状態方程式を前記デューティ比ｄの二次方程式に変形し、前記誤差デューティ比Δｄを前記二次方程式に導入することによって前記デューティ比ｄを定めるモデル予測制御器と、
を備えることを特徴とする制御装置。
請求項１に記載の制御装置であって、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、電源に接続されるリアクトルと、前記リアクトルに流れる電流を制御する第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、前記リアクトルからの出力電圧を平滑化させるコンデンサと、を備え、
前記モデル予測制御器は、前記電源の電源電圧ｖ_ｂ、前記コンデンサの両端のコンデンサ電圧ｖ_ｃ、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流ｉ_ｍ及び前記リアクトルに流れる電流の測定値であるリアクトル電流ｉ_Ｌを前記二次方程式に適用することにより前記デューティ比ｄを定めることを特徴とする制御装置。
請求項１に記載の制御装置であって、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、電源に接続されるリアクトルと、前記リアクトルに流れる電流を制御する第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、前記リアクトルからの出力電圧を平滑化させるコンデンサと、を備え、
前記リアクトルに流れるリアクトル電流推定値ｉ_Ｌ ^〜を推定するオブザーバを更に備え、
前記モデル予測制御器は、前記電源の電源電圧ｖ_ｂ、前記コンデンサの両端のコンデンサ電圧ｖ_ｃ、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流ｉ_ｍ及び前記リアクトル電流推定値ｉ_Ｌ ^〜を前記二次方程式に適用することにより前記デューティ比ｄを定めることを特徴とする制御装置。
請求項１に記載の制御装置であって、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、電源に接続されるリアクトルと、前記リアクトルに流れる電流を制御する第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、前記リアクトルからの出力電圧を平滑化させるコンデンサと、を備え、
前記コンデンサの両端のコンデンサ電圧推定値ｖ_ｃ ^〜及び前記リアクトルに流れるリアクトル電流推定値ｉ_Ｌ ^〜を推定するオブザーバを更に備え、
前記モデル予測制御器は、前記電源の電源電圧ｖ_ｂ、前記コンデンサの両端のコンデンサ電圧推定値ｖ_ｃ ^〜、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流ｉ_ｍ及び前記リアクトル電流推定値ｉ_Ｌ ^〜を前記二次方程式に適用することにより前記デューティ比ｄを定めることを特徴とする制御装置。
請求項２〜４のいずれか１項に記載の制御装置であって、
前記リアクトルに流れる電流に応じて前記リアクトルの値を設定し、当該リアクトルの値を前記二次方程式に適用することを特徴とする制御装置。