JP2007068253A - Ｄｃ−ｄｃコンバータの制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧指令値の変化に対して、出力電圧がオーバーシュートするのを防ぐ。
【解決手段】ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧指令値Ｖｏ^*と、電圧センサ５で検出される電圧値Ｖｏとの差を減算器２１によって算出し、算出した電圧差に対して、制御ブロック２２において制御定数Ｋpmを乗ずることにより、第１のリアクトル電流指令値を求める。また、リアクトル電流指令値ｉ_Ｌ ^*に対して、リアクトル電流に対するＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の伝達特性Ｇpv（ｓ）のフィルタを通した値と、電圧センサ５で検出される電圧値Ｖｏとの差を減算器２５によって算出して、Ｈ（ｓ）／Ｇpv（ｓ）なる伝達特性を有するインバースフィルタに入力し、インバースフィルタの出力を第２のリアクトル電流指令値とする。この第１のリアクトル電流指令値と、第２のリアクトル電流指令値とを加算して、最終的なリアクトル電流指令値とする。
【選択図】図２

Description

本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置に関する。

従来、ＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置において、出力電圧指令値と、出力電圧の検出値との偏差を求め、求めた偏差に対してＰＩ制御を施すことにより、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧値を電圧指令値に一致させる技術が知られている（非特許文献１参照）。

電流可逆チョッパ付きＰＷＭインバータの直流電圧制御特性の改善 平成１３年電気学会全国大会

しかしながら、従来の技術では、負荷電流の変化に起因する出力電圧の変動が十分に抑制できるように、ＰＩ制御の制御定数を設定するので、電圧指令値の変化に対して、出力電圧がオーバーシュートして、電圧指令値に収束するまでに時間がかかるという問題がある。

（１）本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置は、リアクトルおよびスイッチング素子を少なくとも備えたＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置であって、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を検出する電圧検出手段と、ＤＣ−ＤＣコンバータに対する出力電圧指令値、および、電圧検出手段によって検出される出力電圧の差に基づいて、第１のリアクトル電流指令値を演算する第１の電流指令値演算手段と、リアクトル電流に対する出力電圧の伝達特性Ｇpv（ｓ）を有する制御対象モデルと、伝達特性Ｇpv（ｓ）およびローパスフィルタＨ（ｓ）から構成されるＨ（ｓ）／Ｇpv（ｓ）なる伝達特性を有するインバースフィルタと、リアクトル電流指令値を制御対象モデルに入力した結果と、電圧検出手段により検出される出力電圧との差をインバースフィルタに入力して、インバースフィルタの出力を第２のリアクトル電流指令値とする第２の電流指令値演算手段と、第１のリアクトル電流指令値、および、第２のリアクトル電流指令値を加算して、リアクトル電流指令値とする加算手段とを備えることを特徴とする。
（２）本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置は、リアクトルとスイッチング素子とを少なくとも備えたＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置であって、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を検出する電圧検出手段と、ＤＣ−ＤＣコンバータに対する出力電圧指令値、および、電圧検出手段によって検出される出力電圧の差に基づいて、第１のリアクトル電流指令値を演算する第１の電流指令値演算手段と、ローパスフィルタＨ（ｓ）と、リアクトル電流に対するＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の伝達特性Ｇpv（ｓ）およびローパスフィルタＨ（ｓ）から構成されるＨ（ｓ）／Ｇpv（ｓ）なる伝達特性を有するインバースフィルタと、リアクトル電流指令値をローパスフィルタＨ（ｓ）に入力して得られる結果、および、電圧検出手段により検出される出力電圧をインバースフィルタに入力して得られる結果の差を第２のリアクトル電流指令値とする第２の電流指令値演算手段と、第１のリアクトル電流指令値、および第２のリアクトル電流指令値を加算して、リアクトル電流指令値とする加算手段とを備えることを特徴とする。
（３）本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置は、リアクトルとスイッチング素子とを少なくとも備えたＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置であって、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を検出する電圧検出手段と、ＤＣ−ＤＣコンバータに対する出力電圧指令値、および、電圧検出手段によって検出される出力電圧の差に基づいて、第１のリアクトル電流指令値を演算する第１の電流指令値演算手段と、リアクトル電流に対するＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の伝達特性Ｇpv（ｓ）およびローパスフィルタＨ（ｓ）から構成されるＨ（ｓ）／Ｇpv（ｓ）なる伝達特性を有するインバースフィルタと、１／（１−Ｈ（ｓ））なる伝達特性を有する積分系フィルタを有し、第１のリアクトル電流指令値、および、電圧検出手段により検出される出力電圧をインバースフィルタに入力して得られる結果の差を積分系フィルタに入力し、積分系フィルタの出力結果を、リアクトル電流指令値とする最終電流指令値演算手段とを備えることを特徴とする。

本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置によれば、出力電圧指令値の変化に対して、実際の出力電圧をオーバーシュートさせることなく、速やかに収束・一致させることができる。

−第１の実施の形態−
図１は、第１の実施の形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置によって制御される昇圧コンバータ（ＤＣ−ＤＣコンバータ）を含むシステム構成を示す図である。二次電池１の直流電圧Ｖｉは、昇圧コンバータ２によって電圧Ｖｏ（Ｖｏ＞Ｖｉ）に昇圧されて、負荷３に供給される。負荷３は、例えば、インバータおよび交流モータである。

昇圧コンバータ２の出力側には、昇圧コンバータ２の出力電圧を平滑化するためのコンデンサＣ１が設けられている。電圧センサ５は、昇圧コンバータ２の出力電圧Ｖｏを検出する。

昇圧コンバータ２は、リアクトルＬ１と、ＮＰＮトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２と、ＮＯＴゲート４とを備えている。リアクトルＬ１は、一端が二次電池１の電源ライン２０に接続され、他端は、トランジスタＴｒ１とＴｒ２との接続点に接続されている。

ＮＰＮトランジスタＴｒ１のコレクタ端子は、電源ライン２２に接続され、エミッタ端子は、トランジスタＴｒ２のコレクタ端子と接続されている。また、トランジスタＴｒ２のエミッタ端子は、アースライン２１に接続されている。トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２には、エミッタ端子側からコレクタ端子側に電流が流れるように、ダイオードＤ１，Ｄ２がそれぞれ並列に接続されている。トランジスタＴｒ１およびＴｒ２のオン／オフは、それぞれ、後述するコンバータ制御装置１０によって制御される。

コンバータ制御装置１０は、例えば、マイクロコンピュータによって構成することができ、ＰＷＭ制御によって、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のオン／オフを制御することにより、二次電池１の直流電圧Ｖｉを負荷３に供給するための所望の電圧に昇圧させる。Ｌｏｗｅｒ側のトランジスタＴｒ２がオンするＰＷＭデューティー比をＤとすると、Ｄ＝０の場合、すなわち、Ｕｐｐｅｒ側のトランジスタＴｒ１がオンし続ける場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖｏは、二次電池１の電圧Ｖｉとほぼ等しくなる。デューティー比Ｄを大きくしていくと出力電圧Ｖｏは増大し、Ｄ＝５０％の時に、出力電圧Ｖｏは二次電池１の電圧Ｖｉのほぼ２倍となる。

ここで、ＰＷＭ制御のスイッチング周波数を十分大きく設定すると、次式（１）および（２）の状態方程式が成立する。

ただし、Ｖｉは、昇圧コンバータ２の入力電圧、Ｖｏは、昇圧コンバータ２の出力電圧、ｉ_ＬはリアクトルＬ１に流れる電流、Ｄは、上述したＰＷＭデューティー比、ｉ_ｏは負荷３に流れる電流、Ｌは、リアクトルＬ１のインダクタンス、Ｃは、コンデンサＣ１の容量である。

上式（２）において、微分演算子（ラプラス演算子）をｓ、Ｄ／（Ｃ×ｓ）＝Ｇpv（ｓ）とおくと、次式（３）が得られる。

式（３）は、リアクトル電流ｉ_Ｌと、昇圧コンバータ２の出力電圧Ｖｏとの関係を示す式であり、右辺第２項は、外乱として扱うことができるが、右辺第１項には、変数であるリアクトル電流ｉ_Ｌと、ＰＷＭデューティー比Ｄとの積が含まれており、非線形性の強い制御対象であることが分かる。

図２は、第１の実施の形態におけるコンバータ制御装置１０の内部構成を示すブロック図である。コンバータ制御装置１０は、電圧制御部１１と、電流制御部１２とを備えている。電圧制御部１１は、昇圧コンバータ２の出力電圧Ｖoを電圧指令値Ｖo^*に一致させるためのリアクトル電流指令値ｉ_Ｌ ^*を求めて電流制御部１２に出力し、電流制御部１２は、リアクトル電流ｉ_Ｌをリアクトル電流指令値ｉ_Ｌ ^*に一致させる制御を行い、トランジスタＴｒ２をオンさせるＰＷＭデューティー比Ｄを決定して、トランジスタＴｒ１およびＴｒ２のオン／オフを制御する。

第１の実施の形態におけるコンバータ制御装置１０は、電圧制御部１１の構成に特徴があり、後述する方法によって、昇圧コンバータ２の出力電圧Ｖoを電圧指令値Ｖo^*に一致させるためのリアクトル電流指令値ｉ_Ｌ ^*を求める。電圧制御部１１は、減算器２１と、所定の制御定数Ｋpmを乗ずる制御ブロック２２と、加算器２３と、Ｇpv（ｓ）なる伝達特性を有する制御ブロック２４と、減算器２５と、Ｈ（ｓ）／Ｇpv（ｓ）なる伝達特性を有するインバースフィルタを備えた制御ブロック２６とを備える。

伝達特性Ｇpv（ｓ）は、リアクトルＬ１に流れる電流ｉ_Ｌに対する出力電圧Ｖｏの伝達特性を表した昇圧コンバータの制御対象モデルであり、上述したように、Ｇpv（ｓ）＝Ｄ／（Ｃ×ｓ）で表される。伝達特性Ｈ（ｓ）は、次式（４）で表される１次遅れのローパスフィルタの特性である。ただし、τhは時定数であり、ｓは微分演算子（ラプラス演算子）である。
Ｈ（ｓ）＝１／（１＋τh・ｓ） （４）

第１の実施の形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置では、以下の手順により、リアクトルＬ１に流れる電流指令値ｉ_Ｌ ^*を設定する。まず、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧指令値Ｖｏ^*と、電圧センサ５で検出される電圧値Ｖｏとの差を減算器２１によって算出し、算出した電圧差に対して、制御ブロック２２において制御定数Ｋpmを乗ずることにより、第１のリアクトル電流指令値を求める。また、リアクトル電流指令値ｉ_Ｌ ^*に対して、制御ブロック２４においてＧpv（ｓ）なるフィルタを通した値と、電圧センサ５で検出される電圧値Ｖｏとの差を減算器２５によって算出して、制御ブロック２６に入力し、制御ブロック２６の出力を第２のリアクトル電流指令値とする。この第１のリアクトル電流指令値と、第２のリアクトル電流指令値とを加算して、最終的なリアクトル電流指令値ｉ_Ｌ ^*とする。

図３は、第１の実施の形態におけるコンバータ制御装置１０の制御効果を説明するための図である。図３に示す加算器２３、制御ブロック２４、減算器２５、および、制御ブロック２６は、図２に示す加算器２３、制御ブロック２４、減算器２５、および、制御ブロック２６に対応している。また、制御ブロック３１は、実際のＤＣ−ＤＣコンバータ２を表したものである。

上述した第１のリアクトル電流指令値をｕ１、第２のリアクトル電流指令値をｕ２とすると、加算器２３の加算結果であるリアクトル電流指令値ｉ_Ｌ ^*は、次式（５）で表される。
ｉ_Ｌ ^*＝ｕ１＋ｕ２ （５）

ＤＣ−ＤＣコンバータ２を表した制御ブロック３１には、リアクトル電流指令値ｉ_Ｌ ^*とともに、外乱ｄが入力される。外乱ｄは、例えば、負荷電流ｉ_ｏの変動や、モデル化誤差である。従って、制御ブロック３１の出力、すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖoは、次式（６）で表される。
Ｖo＝（ｉ_Ｌ ^*＋ｄ）Ｇpv（ｓ） （６）

減算器２５の減算結果ｅは、式（７）で表されるので、式（６）より、次式（８）の関係が成り立つ。
ｅ＝ｉ_Ｌ ^*・Ｇpv（ｓ）−Ｖｏ （７）
＝ｉ_Ｌ ^*・Ｇpv（ｓ）−（ｉ_Ｌ ^*＋ｄ）Ｇpv（ｓ）
＝−ｄ・Ｇpv（ｓ） （８）

第２のリアクトル電流ｕ２は、次式（９）で表されるので、式（８）より、次式（１０）が得られる。
ｕ２＝ｅ・Ｈ（ｓ）／Ｇpv（ｓ） （９）
＝−ｄ・Ｈ（ｓ） （１０）
式（１０）を式（５）に代入すると、次式（１１）が得られる。
ｉ_Ｌ ^*＝ｕ１−ｄ・Ｈ（ｓ） （１１）

式（１１）を式（６）に代入すると、次式（１２）が得られる。
Ｖo＝｛（ｕ１−ｄ・Ｈ（ｓ））＋ｄ｝Ｇpv（ｓ）
＝｛ｕ１＋（１−Ｈ（ｓ））ｄ｝Ｇpv（ｓ） （１２）

ここで、式（４）で表される伝達特性Ｈ（ｓ）において、時定数τhを十分小さい値に設定すると、Ｈ（ｓ）は１に近づくので、式（１２）より、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖoは、次式（１３）で近似して表すことができる。
Ｖｏ＝ｕ１・Ｇpv（ｓ） （１３）
上式（１３）から明らかなように、伝達特性Ｈ（ｓ）の時定数τhを十分小さい値に設定することにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖｏは、外乱ｄの影響を受けなくなる。

すなわち、図２および図３に示す加算器２３、制御ブロック２４、減算器２５、および、制御ブロック２６を備えることにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖoは、外乱ｄの影響を受けなくなり、Ｖo＝Ｇpv（ｓ）・ｉ_Ｌ ^*とみなすことができるので、図２の制御モデルは、図４の制御モデルのように書き換えることができる。図４の制御モデルにおいて、減算器２１および制御ブロック２２は、図２に示す減算器２１および制御ブロック２２にそれぞれ対応し、制御ブロック３１は、実際のＤＣ−ＤＣコンバータ２を表したものであって、図３に示す制御ブロック３１に対応している。

図４において、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖｏは、次式（１４）で表される。
Ｖｏ＝Ｋpm・Ｇpv（ｓ）・（Ｖｏ^*−Ｖｏ） （１４）
式（１４）を変形すると、次式（１５）が得られる。

ここで、Ｇpv（ｓ）＝Ｄ／（Ｃ×ｓ）を式（１５）に代入すると、次式（１６）が得られる。

式（１６）において、Ｋpm＝Ｃ／（τv×Ｄ）とおくと、式（１６）は、次式（１７）で表すことができる。

上式（１７）は、電圧指令値Ｖｏ^*に対して、昇圧コンバータ２の出力電圧Ｖｏが１次遅れの特性を有することを示している。

図５（ａ）〜図５（ｃ）は、昇圧コンバータ２への入力電圧を２６０Ｖ、昇圧後の出力電圧を４００Ｖに制御している状態から、出力電圧の指令値をステップ状に４１０Ｖに上昇させた場合の各状態の変化を示す図であり、図５（ａ）は、リアクトル電流の変化、図５（ｂ）は、昇圧コンバータ２の出力電圧の変化、図５（ｃ）は、デューティー比の変化を示す図である。図５（ａ）〜図５（ｃ）では、ＰＩ制御によって、出力電圧を電圧指令値に一致させる従来の制御方法による制御結果を点線で、第１の実施の形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置による制御結果を実線でそれぞれ示している。

図５（ｂ）に示すように、従来の制御方法では、出力電圧の指令値をステップ状に上昇させると、出力電圧がオーバーシュートしてしまい、電圧指令値の値に収束するまでに時間がかかっていた。しかし、第１の実施の形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置による制御方法によれば、出力電圧指令値が変化すると、出力電圧はオーバーシュートせずに、１次遅れの特性で電圧指令値に収束する。また、出力電圧が電圧指令値に収束するまでの時間も、従来の制御方法に比べて短縮されている。

第１の実施の形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータに対する出力電圧指令値と、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧との差に基づいて、第１のリアクトル電流指令値を演算するとともに、リアクトル電流に対する出力電圧の伝達特性Ｇpv（ｓ）を有する制御対象モデルにリアクトル電流指令値を入力した結果と、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧との差を、伝達特性Ｇpv（ｓ）およびローパスフィルタＨ（ｓ）から構成されるＨ（ｓ）／Ｇpv（ｓ）なる伝達特性を有するインバースフィルタに入力して得られる出力結果を第２のリアクトル電流指令値とし、第１のリアクトル電流指令値と、第２のリアクトル電流指令値とを加算して、リアクトル電流指令値とする。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータに対する出力電圧指令値の変化に対して、実際の出力電圧をオーバーシュートさせることなく、速やかに収束・一致させることができる。

−第２の実施の形態−
図６は、第２の実施の形態におけるコンバータ制御装置１０ａの内部構成を示すブロック図である。図２に示すコンバータ制御装置１０の構成と同じ構成部分については、同一の符号を付す。

図６に示すコンバータ制御装置１０ａ内の電圧制御部１１ａの構成は、図２に示すコンバータ制御装置１０内の電圧制御部１１の構成を等価変換したものである。図２に示す電圧制御部１１では、制御ブロック２４の伝達特性Ｇpv（ｓ）がＤ／（Ｃ×ｓ）で表される積分器で構成されていることから、制御ブロック２４に入力される誤差等が長時間蓄積すると、積分器がオーバーフローする可能性がある。しかし、図６に示す電圧制御部１１ａでは、制御ブロック４１の伝達関数Ｈ（ｓ）は、式（４）で表されるローパスフィルタであり、制御ブロック４２の伝達関数Ｈ（ｓ）／Ｇpv（ｓ）では、積分器Ｇpv（ｓ）が分数の分母に含まれている。

すなわち、第２の実施の形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置によれば、コンバータ制御装置１０ａの内部に、積分器Ｇpv（ｓ）を単独ブロックとして有しないので、積分ドリフトを引き起こすことがなく、また、第１の実施の形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置と同様に、ＤＣ−ＤＣコンバータに対する出力電圧指令値の変化に対して、実際の出力電圧をオーバーシュートさせることなく、速やかに収束・一致させることができる。

−第３の実施の形態−
図７は、第３の実施の形態におけるコンバータ制御装置に含まれる電圧制御部１１ｂの内部構成を示すブロック図である。図２に示す電圧制御部１１の構成と同じ構成部分については、同一の符号を付す。図７に示す電圧制御部１１ｂの構成は、図６に示す電圧制御部１１ａの構成を等価変換したものである。図７に示す電圧制御部１１ｂの構成が図６に示す電圧制御部１１の構成と等価である理由を、図８を用いて以下で説明する。

図８は、図６に示す電圧制御部１１ａの構成を等価変換した電圧制御部の構成を示す図であり、制御ブロック５１は、図６に示す制御ブロック４２に対応しており、制御ブロック５４は、図６に示す制御ブロック４１に対応している。

図８において、加算器５３の出力をｙ、減算器５２の出力をｘとすると、次式（１８）が成立する。
ｙ＝ｘ＋ｙ×Ｈ（ｓ） （１８）
式（１８）をｙについて解くと、次式（１９）が得られる。

すなわち、図８の回路において、加算器５３および制御ブロック５４を含む構成部分は、１／（１−Ｈ（ｓ））なる積分系フィルタを有する制御ブロック６１に置き換えることができる。以上より、図７に示す電圧制御部１１ｂの構成は、図６に示すコンバータ制御装置１１ａの構成と等価である。

図９は、リアクトルＬ１に流れる電流ｉ_Ｌをリアクトル電流指令値ｉ_Ｌ ^*と一致させるための電流制御部１２の一例を示すブロック構成図である。図９に示す電流制御部１２において、制御ブロック９１の伝達関数ｓ／（１＋τi×ｓ）のτiの値を十分小さく設定すると、実質的な遅れ無く、リアクトル電流ｉ_Ｌをリアクトル電流指令値ｉ_Ｌ ^*に追従させることができる。

図１０は、図７に示す電圧制御部１１ｂと図９に示す電流制御部１２とを備えたコンバータ制御装置１０ｂの構成を示す図である。図１０に示すコンバータ制御装置１０ｂにおいて、制御ブロック１００の伝達関数は、電圧制御部１１ｂの制御ブロック６１の伝達関数１／（１−Ｈ（ｓ））と、電流制御部１２の制御ブロック９１の伝達関数ｓ／（１＋τiｓ）とを組み合わせたものである。すなわち、制御ブロック６１の伝達関数１／（１−Ｈ（ｓ））は、式（４）を代入すると、（１＋τhｓ）／τhｓと表すことができ、分母に含まれるｓと、制御ブロック９１の伝達関数の分子に含まれるｓとを極零相殺すると、制御ブロック１００の伝達関数が得られる。

第３の実施の形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置によれば、電圧制御部の後段に設けられる電流制御部が定常項を持たない（微分要素を持つ）場合に、電流制御部に含まれる微分要素と、積分系フィルタに含まれる積分要素とが相殺されるようなフィルタを設けるので、電圧制御部に含まれる積分要素と、電流制御部に含まれる微分要素とが直列に接続されることによって発生する演算ドリフトを回避することができる。また、第１の実施の実施の形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置と同様に、ＤＣ−ＤＣコンバータに対する出力電圧指令値の変化に対して、実際の出力電圧をオーバーシュートさせることなく、速やかに収束・一致させることができる。

−第４の実施の形態−
上述した図２、図６、および、図７に示す電圧制御部では、いずれもＨ（ｓ）／Ｇpv（ｓ）なる伝達特性を有する制御ブロックが含まれている。上述したように、伝達特性Ｇpv（ｓ）には、コンバータ制御装置１０の出力となるデューティー比Ｄが含まれているため、実際のマイクロコンピュータ等を用いたデジタル演算では、代数ループが生じる。この問題を解決するための構成図を図１１に示す。図１１は、伝達特性Ｈ（ｓ）／Ｇpv（ｓ）の制御ブロックと等価な制御ブロック１１０を示す図である。

制御ブロック１１０は、遅延ブロック１１１と、除算器１１２と、制御ブロック１１３とを備える。Ｈ（ｓ）／Ｇpv（ｓ）は、式（４）、および、Ｇpv（ｓ）＝Ｄ／（Ｃ×ｓ）を代入すると、次式（２０）で表される。

遅延ブロック１１１は、１サンプリング前に、コンバータ制御装置１０で演算されたデューティー比Ｄを除算器１１２に入力する。すなわち、制御ブロック１１０への入力値ｕは、１サンプリング前のデューティー比Ｄで除算された後、制御ブロック１１３において、Ｃｓ／（１＋τh×ｓ）なるフィルタを通されて、出力結果ｙが得られる。

制御ブロック１１０は、図６に示す制御ブロック４２、図７に示す制御ブロック５１、図１０に示す制御ブロック５１と置き換えることができる。すなわち、Ｈ（ｓ）／Ｇpv（ｓ）なる伝達関数を有する制御ブロックを制御ブロック１１０に置き換えた第４の実施の形態におけるコンバータ制御装置によれば、Ｇpv（ｓ）に含まれるデューティー比Ｄとして、１サンプリング前のデューティー比Ｄを用いるので、代数ループの発生を回避することができる。

−第５の実施の形態−
トランジスタＴｒ２のデューティー比Ｄは、時間の経過とともに、Ｖｉ／Ｖｏの値に収束する。従って、図１１に示す制御ブロック１１０は、図１２に示す制御ブロック１２０と置き換えることができる。図１２に制御ブロック１２０は、乗算器１２１と、除算器１２２と、制御ブロック１１３とを備え、入力値をデューティー比Ｄで除算する代わりに、Ｖｏ／Ｖｉを乗じる処理を行う。図１１に示す制御ブロック１１０の代わりに、制御ブロック１２０を組み込んだ第５の実施の形態におけるコンバータ制御装置によれば、演算の安定性を向上させることができる。

−第６の実施の形態−
第５の実施の形態におけるコンバータ制御装置では、電圧センサ５で検出される出力電圧Ｖｏを乗ずる乗算器１２１、および、昇圧コンバータ２の入力電圧ｖiを除算する除算器１２２を設けた。第６の実施の形態におけるコンバータ制御装置では、図１３に示すように、電圧センサ５の検出電圧Ｖｏを乗ずる乗算器１２１の代わりに、電圧指令値Ｖｏ^*を乗ずる乗算器１３１を設けている。この構成によれば、演算パラメータとして、電圧センサ５による電圧検出値Ｖｏの代わりに、電圧指令値Ｖo^*を用いるので、電圧検出値に含まれるノイズ等の影響を排除することができる。

本発明は、上述した各実施の形態に限定されることはない。例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータの一例として、昇圧コンバータを例に挙げて説明したが、降圧コンバータに適用することもできるし、昇圧および降圧を行うことができるコンバータに適用することもできる。

第１の実施の形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置では、制御ブロック２２の制御定数ＫpmをＫpＣ／（τv×Ｄ）に設定することによって、電圧指令値Ｖｏ^*に対する昇圧コンバータ２の出力電圧Ｖｏが式（１７）で表される１次遅れの特性になるように設定した。しかし、電圧指令値Ｖｏ^*の変化に対して、昇圧コンバータ２の出力電圧Ｖｏがオーバーシュートすることなく、速やかに収束・一致できるシステムが構成できるのであれば、制御定数Ｋpmの値は、上述した値に限定されることはない。

第４の実施の形態では、Ｇpv（ｓ）に含まれるデューティー比Ｄとして、１サンプリング前のデューティー比Ｄを用いたが、所定サンプリング前のデューティー比を用いることもできる。ただし、演算精度を高めるためには、１サンプリング前のデューティー比Ｄを用いることが好ましい。

特許請求の範囲の構成要素と各実施の形態の構成要素との対応関係は次の通りである。まず、請求項１の構成要素との対応関係では、電圧センサ５が電圧検出手段を、減算器２１および制御ブロック２２が第１の電流指令値演算手段を、制御ブロック２４が制御対象モデルを、制御ブロック２６がインバースフィルタを、減算器２５および制御ブロック２６が第２の電流指令値演算手段を、加算器２３が加算手段をそれぞれ構成する。請求項２の構成要素との対応関係では、電圧センサ５が電圧検出手段を、減算器２１および制御ブロック２２が第１の電流指令値演算手段を、制御ブロック４１がローパスフィルタを、制御ブロック４２がインバースフィルタを、制御ブロック４１，４２および減算器２５が第２の電流指令値演算手段を、加算器２３が加算手段をそれぞれ構成する。請求項３の構成要素との対応関係では、電圧センサ５が電圧検出手段を、減算器２１および制御ブロック２２が第１の電流指令値演算手段を、制御ブロック５１がインバースフィルタを、制御ブロック５１，６１および減算器５２が最終電流指令値演算手段をそれぞれ構成する。なお、以上の説明はあくまで一例であり、発明を解釈する上で、上記の実施形態の構成要素と本発明の構成要素との対応関係に何ら限定されるものではない。

第１の実施の形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置によって制御される昇圧コンバータを含むシステム構成を示す図 第１の実施の形態におけるコンバータ制御装置の内部構成を示すブロック図 第１の実施の形態におけるコンバータ制御装置の制御効果を説明するための図 図２に示す制御モデルを書き換えた制御モデル 図５（ａ）〜（ｃ）は、昇圧コンバータの出力電圧指令値をステップ状に上昇させた場合の各状態変化を示す図であり、図５（ａ）は、リアクトル電流の変化、図５（ｂ）は、昇圧コンバータの出力電圧の変化、図５（ｃ）は、デューティー比の変化を示す図を示している。 第２の実施の形態におけるコンバータ制御装置の内部構成を示すブロック図 第３の実施の形態におけるコンバータ制御装置に含まれる電圧制御部の内部構成を示すブロック図 図６に示す電圧制御部の構成を等価変換した電圧制御部の構成を示す図 リアクトルに流れる電流をリアクトル電流指令値と一致させるための電流制御部の一例を示すブロック構成図 図７に示す電圧制御部と図９に示す電流制御部とを備えたコンバータ制御装置の構成を示す図 伝達特性Ｈ（ｓ）／Ｇpv（ｓ）の制御ブロックと等価な制御ブロックを示す図 図１１に示す制御ブロックとほぼ等価な制御ブロックを示す図 図１２に示す制御ブロックにおいて、昇圧コンバータの出力電圧の代わりに、出力電圧指令値を用いる例を説明するための図

符号の説明

１…二次電池、２…昇圧コンバータ、３…負荷、４…ＮＯＴゲート、５…電圧センサ、１０…コンバータ制御装置、１１，１１ａ，１１ｂ…電圧制御部、１２…電流制御部、Ｃ１…コンデンサ、Ｌ１…リアクトル、Ｔｒ１，Ｔｒ２…ＮＰＮトランジスタ、２１…減算器、２２，２４，２６…制御ブロック、２３…加算器、２５…減算器、３０…加算器、３１…ＤＣ−ＤＣコンバータを表した制御ブロック、４１，４２…制御ブロック、５１…制御ブロック、５２…減算器、５３…加算器、５４…制御ブロック、６１…制御ブロック、９１…制御ブロック、９２…減算器、９３…制御ブロック、９４…除算器、１００…制御ブロック、１１０…制御ブロック、１１１…遅延ブロック、１１２…除算器１１２、１１３…制御ブロック、１２０…制御ブロック、１２１…乗算器、１２２…除算器、１３０…制御ブロック、１３１…乗算器

Claims (9)

1. リアクトルおよびスイッチング素子を少なくとも備えたＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置において、
   ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を検出する電圧検出手段と、
   前記ＤＣ−ＤＣコンバータに対する出力電圧指令値と、前記電圧検出手段によって検出される出力電圧との差に基づいて、第１のリアクトル電流指令値を演算する第１の電流指令値演算手段と、
   リアクトル電流に対するＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の伝達特性Ｇpv（ｓ）を有する制御対象モデルと、
   前記伝達特性Ｇpv（ｓ）およびローパスフィルタＨ（ｓ）から構成されるＨ（ｓ）／Ｇpv（ｓ）なる伝達特性を有するインバースフィルタと、
   リアクトル電流指令値を前記制御対象モデルに入力して得られる結果と、前記電圧検出手段により検出される出力電圧との差を前記インバースフィルタに入力して、前記インバースフィルタの出力を第２のリアクトル電流指令値とする第２の電流指令値演算手段と、
   前記第１の電流指令値演算手段により演算される第１のリアクトル電流指令値と、前記第２の電流指令値演算手段により演算される第２のリアクトル電流指令値とを加算して、リアクトル電流指令値とする加算手段とを備えることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置。
2. リアクトルとスイッチング素子とを少なくとも備えたＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置において、
   ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を検出する電圧検出手段と、
   前記ＤＣ−ＤＣコンバータに対する出力電圧指令値と、前記電圧検出手段によって検出される出力電圧との差に基づいて、第１のリアクトル電流指令値を演算する第１の電流指令値演算手段と、
   ローパスフィルタＨ（ｓ）と、
   リアクトル電流に対するＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の伝達特性Ｇpv（ｓ）および前記ローパスフィルタＨ（ｓ）から構成されるＨ（ｓ）／Ｇpv（ｓ）なる伝達特性を有するインバースフィルタと、
   リアクトル電流指令値を前記ローパスフィルタＨ（ｓ）に入力して得られる結果と、前記電圧検出手段により検出される出力電圧を前記インバースフィルタに入力して得られる結果との差を第２のリアクトル電流指令値とする第２の電流指令値演算手段と、
   前記第１の電流指令値演算手段により演算される第１のリアクトル電流指令値と、前記第２の電流指令値演算手段により演算される第２のリアクトル電流指令値とを加算して、リアクトル電流指令値とする加算手段とを備えることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置。
3. リアクトルとスイッチング素子とを少なくとも備えたＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置において、
   ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を検出する電圧検出手段と、
   前記ＤＣ−ＤＣコンバータに対する出力電圧指令値と、前記電圧検出手段によって検出される出力電圧との差に基づいて、第１のリアクトル電流指令値を演算する第１の電流指令値演算手段と、
   リアクトル電流に対するＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の伝達特性Ｇpv（ｓ）および前記ローパスフィルタＨ（ｓ）から構成されるＨ（ｓ）／Ｇpv（ｓ）なる伝達特性を有するインバースフィルタと、
   １／（１−Ｈ（ｓ））なる伝達特性を有する積分系フィルタを有し、前記第１のリアクトル電流指令値と、前記電圧検出手段により検出される出力電圧を前記インバースフィルタに入力して得られる結果との差を前記積分系フィルタに入力し、前記積分系フィルタの出力結果を、リアクトル電流指令値とする最終電流指令値演算手段とを備えることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置。
4. 請求項３に記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置において、
   前記最終電流指令値演算手段によって演算されるリアクトル電流指令値と、実際のリアクトル電流とを一致させる制御を行うリアクトル電流制御手段をさらに備え、
   前記リアクトル電流制御手段に含まれる微分要素と、前記積分系フィルタに含まれる積分要素とを相殺したフィルタを設けることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置。
5. 請求項１〜４のいずれかに記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置において、
   ＤＣ−ＤＣコンバータに含まれるスイッチング素子のオン／オフを制御するデューティー比をＤ、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を平滑化するためのコンデンサの静電容量をＣ、微分演算子をｓとすると、前記制御対象モデルの伝達特性Ｇpv（ｓ）をＤ／（Ｃ×ｓ）と表すことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置。
6. 請求項５に記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置において、
   前記デューティー比Ｄは、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置によって演算された所定サンプル前のデューティー比を用いることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置。
7. 請求項１〜４のいずれかに記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置において、
   ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧をＶｉ、出力電圧をＶｏ、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を平滑化するためのコンデンサの容量をＣ、微分演算子をｓとすると、前記制御対象モデルの伝達特性Ｇpv（ｓ）を（Ｖｉ／Ｖｏ）／（Ｃ×ｓ）と表すことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置。
8. 請求項１〜４のいずれかに記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置において、
   ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧をＶｉ、出力電圧指令値をＶo^*、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を平滑化するためのコンデンサの容量をＣ、微分演算子をｓとすると、前記制御対象モデルの伝達特性Ｇpv（ｓ）を（Ｖｉ／Ｖｏ^*）／（Ｃ×ｓ）と表すことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置。
9. 請求項１〜８のいずれかに記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置において、
   前記第１の電流指令値演算手段の制御定数を、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧指令値に対する出力電圧の応答が１次遅れの特性になるように設定することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置。
   

Images