JP2004236391A - 直流電力変換システム - Google Patents

Abstract

【課題】高速かつ安定に出力電流を制御できる直流電力変換システムを提供することにある。
【解決手段】入力した直流電圧および電流をそれぞれ異なる直流電圧および電流に変換する直流電力変換器において、直流電力変換器に対する出力電流指令を直流電力変換器の入力電流指令に変換する第１の手段と、第１の手段で変換された入力電流指令と直流電力変換器の入力電流検出信号の偏差を補償する手段とを備える。
【効果】定常状態，過渡状態に関わらず瞬時瞬時で適切に出力電流を制御できるため、高速かつ安定に出力電流を制御できる直流電力変換システムを実現できる。
【選択図】 図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータ，昇圧コンバータ，降圧コンバータ，昇降圧コンバータ，双方向コンバータ，双方向チョッパ回路，複合チョッパ回路に該当する直流電力変換システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
直流電力変換システムとは、入力した直流電力を電圧値，電流値の異なる直流電力へ変換して出力するシステムのことを指している。具体的には、ＤＣ／ＤＣコンバータ，昇圧コンバータ，降圧コンバータ，昇降圧コンバータ，双方向コンバータ，双方向チョッパ回路，複合チョッパ回路が該当する。直流電力変換システムの例として、特開２００１−１３９２４３号公報，特開２００１−２５３６５３号公報，特開２００１−３２０８９３号公報，特開２００１−１８７６７７号公報に蓄電池から供給される直流電力を入力電力とする直流電力変換システムの例が示されている。
【０００３】
【特許文献１】
特開２００１−１３９２４３号公報
【特許文献２】
特開２００１−２５３６５３号公報
【特許文献３】
特開２００１−３２０８９３号公報
【特許文献４】
特開２００１−１８７６７７号公報
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
直流電力変換システムは、入力された直流電力を異なる電流・電圧の直流電力に変換して出力する機能をもつが、出力電流をいかにして所望の電流値に制御するかがポイントとなる。ここで、先に列挙した従来技術に提示されている各々の直流電力変換システムは、定常状態を仮定した制御を実施しており、定常状態では望みの制御結果が得られるが、過渡的には制御誤差が大きくなる。
【０００５】
例えば、特開２００１−１３９２４３号公報，特開２００１−２５３６５３号公報では、蓄電池から直流電力変換システムへ入力する電流を検出して、これを直流電力変換システムの出力電流に対する指令値と比較して、検出値を指令値に近づけるような制御を実施している。つまり、指令は直流電力変換システムの出力電流として与えているにも関わらず、これと比較する検出値は入力電流で与えている。定常状態では、入力電流と出力電流はある定数倍の関係にあるため、この制御方法でも所望の結果が得られる。しかし、過渡状態では入力電流と出力電流の関係は時間的に変動しているため、制御誤差が大きくなるという問題が発生する。具体的には、制御系に外乱が発生した場合、また指令値が変化した場合の過渡状態において、制御誤差が大きくなるという問題が発生する。
【０００６】
尚、前記２件の従来技術で生じる問題をより正確に説明すると次のようになる。これらの制御構成は共に直流電圧補償器の出力が電流制御器の指令となって電流制御器に入力する。電流制御器では、指令値と、直流電力変換システムの入力電流の検出値との偏差を零にするように制御が実施される。つまり、指令値と入力電流の検出値が一致するように制御される。ここで、直流電圧補償器の出力の意味を考えると、直流電圧を指令値に制御させるために、直流電圧に直接関与する操作量を出力しているはずで、これは直流電力変換システムの出力電流に対応する。より詳しく述べると、直流電圧は直流電力変換システムの出力電流がコンデンサに流れ込み、その電荷が蓄積されることで決まるメカニズムとなっている（物理式的には、直流電圧＝直流電力変換システムの出力電流の時間積分）。つまり直流電圧に直接関与するのは直流電力変換システムの出力電流となっている。よって、直流電圧補償器の出力（＝直流電圧を制御するための操作量）は、直流電力変換システムの出力電流に対する指令値に対応する。従って、電流補償器では、指令値が出力電流に対応、検出値が入力電流に対応する状況となっており、定常状態では問題にならないが、過渡状態では制御誤差が大きくなる。
【０００７】
また、特開２００１−３２０８９３号公報でも充放電量演算・制御部として、直流電力変換システムの制御部の例が開示されているが、充放電量演算・制御部の具体的な内容は示されていない。本文中には、『リアクトルから流れる放電電流を制御することによって、結果的に電池からの放電量を制御することができる。』という記述があるが、実際には、直流電力変換システムの出力電流が電池の放電量（または充電量）に直接関与しており、記述にある『リアクトルを流れる電流』は直流電力変換システムの入力電流に対応する。つまりこの例でも、定常状態を前提にして、直流電力変換システムの入力電流を出力電流とみなして制御しているものと考えられる。従って、定常状態では所望の制御が得られるが、過渡状態では制御誤差が大きくなる問題が発生すると考えられる。
【０００８】
最後に、特開２００１−１８７６７７号公報に開示されている従来技術であるが、ここでも、充放電制御部として直流電力変換システムの制御部の例が開示されている。しかし、本文中の記載を読むと、母線電圧（インバータの入力となる平滑コンデンサ電圧）を目標電圧と比較して、充放電制御回路の導通時間を制御している。しかし、充放電制御回路の導通時間で母線電圧を一意に制御できるとは限らない。例えば、放電方向に電流が流れている場合は、導通時間を増幅することで、母線電圧を上げることができる。しかし、充電方向に電流が流れている場合は、導通時間を増幅すると母線電圧は下がることになる。つまり、電流が放電方向か充電方向かによって、充放電制御回路の導通時間と母線電圧の上げ下げの関係が変わってしまう。従って、適切に母線電圧を制御しようとするならば、充放電の電流制御を加えねばならず、そうなると、上記３つの従来技術と同じ問題に直面することになると考えられる。
【０００９】
以上述べたように、従来技術として開示されている直流電力変換システムは、出力電流の制御に対して、いずれも定常状態を前提とした制御を実施しているため、過渡状態では制御誤差が大きくなるという問題を抱えている。そのため、指令値が急に変化したり、負荷変動のような外乱が生じた場合に、制御の追従性が悪くなり、大きな電流が発生する可能性も起こりうる。特に、蓄電池を適用した直流電力変換システムである負荷平準化システムの場合、負荷変動に対して、蓄電池からの電流出力が間に合わず、過渡的に大きな電流が発生して、負荷平準が困難になる可能性も考えられる。
【００１０】
そこで、本発明では、直流電力変換システムの出力電流制御に対して、定常状態，過渡状態を問わず、どのような状態でも制御誤差を小さくできる直流電力変換システムを実現することを目的としている。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため本発明では、直流電力変換システムの入力電流と出力電流と間に成り立つ物理的な関係に基づいて、どちらか一方に統一されるように瞬時瞬時で変換処理を実行する。これにより、指令と検出信号が入力電流に統一された制御、もしくは指令と検出信号が出力電流に統一された制御が実現できるため、直流電力変換システムの出力電流を高速かつ安定に制御できる。
【００１２】
具体的には、直流電力変換システムに対する出力電流指令を対応する入力電流指令に瞬時瞬時で変換する第１の手段と、第１の手段で変換された入力電流指令と入力電流検出信号との偏差を補償する第２の手段とを設ける。つまり、必要としている出力電流指令を対応する入力電流指令に‘翻訳’することで、以降では入力電流をベースにしたフィードバック制御に持ち込み、結果として、所望の出力電流が出力されるようになる。上記の出力電流指令を入力電流指令に変換する第１の手段は、瞬時瞬時で正確に演算されて変換されるため、定常状態，過渡状態に関わらず良好な制御性能が得られる。
【００１３】
また別の構成として、直流電力変換システムに対する入力電流検出信号を対応する出力電流検出信号に変換する第１の手段と、第１の手段で変換された出力電流検出信号と出力電流指令との偏差を補償する第２の手段を設ける。つまり、入力電流検出信号を対応する出力電流検出信号に‘翻訳’することで、以降では、出力電流をベースにしたフィードバック制御に持ち込み、結果として、所望の出力電流が出力されるようになる。上記の入力電流検出信号を出力電流検出信号に変換する第１の手段は、瞬時瞬時で正確に演算されて変換されるため、定常状態，過渡状態に関わらず良好な制御性能が得られる。
【００１４】
【発明の実施の形態】
図１は本発明による直流電力変換システムの一実施例を示している。ここで、直流電力変換システムとは、ＤＣ／ＤＣコンバータ，昇圧コンバータ（昇圧チョッパ），降圧コンバータ（降圧チョッパ），双方向コンバータ（昇降圧コンバータ，双方向チョッパ回路，複合チョッパ回路）のような入力した直流電力を電流・電圧の異なる直流電力に変換して出力するシステムのことを指す。
【００１５】
まず図１に示した直流電力変換システムの構成から説明する。直流電力変換器（コンバータ）１は、入力端の直流電力（電圧Ｖ_ＩＮ，電流Ｉ_Ｌ ）を電圧Ｖ_ＯＵＴ，電流Ｉ_ＯＵＴ の直流電力に変換して出力する。尚、図１では左側から右側へ流れる電力の向きを想定して、直流電力変換器１の左側を入力端、右側を出力端としているが、逆に考えても差し支えなく直流電力変換器１の右側を入力端、左側を出力端と定めても良い。
【００１６】
入力端の直流電力（正確には、入力端からのエネルギー）は、電流の形で直流リアクトル２に蓄えられ、このエネルギーを直流電力変換器１は、上アームスイッチ１０１と下アームスイッチ１０２を相互にオン，オフさせて、出力端へと出力する。具体的には次のようになる。下アームスイッチ１０２をオン（上アームスイッチ１０１はオフ）させると、短絡されるため、入力端からの直流電流Ｉ_Ｌ （リアクトル電流Ｉ_Ｌ ）が増大する。この電流は直流リアクトルにおいてエネルギーとして蓄積される。そして、上アームスイッチ１０１をオン（下アームオフ）すると、出力端側につながるため、電流Ｉ_Ｌ はコンバータ出力電流Ｉ_ＯＵＴ となって出力端へと流れ込む。この結果、電流Ｉ_ＯＵＴ を介して電力が出力端へ伝達される。
【００１７】
上アームスイッチ１０１と下アームスイッチ１０２は相補的にオン，オフされるため、両者のオン時間の比率によって電流Ｉ_ＯＵＴ が決まる。つまり、上アームスイッチ１０１と下アームスイッチ１０２のオン時間の比率を操作することによって、電流Ｉ_ＯＵＴ を変えることができる。上アームスイッチ１０１と下アームスイッチ１０２のオン，オフはゲート回路３が与えるゲート信号によって操作される。
【００１８】
直流電力変換システムのポイントは出力電流Ｉ_ＯＵＴ をいかに制御するかにあり、本発明の目的は、Ｉ_ＯＵＴ を定常状態，過渡状態に関わらず、高速かつ安定に制御するような直流電力変換システムを実現することになる。次にそのポイントとなる制御の構成について説明する。
【００１９】
制御の構成は、電流指令変換手段５，減算器６，電流補償器７，ＰＷＭ（ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御器８からなり、電流指令変換手段５が本発明の特徴となる。電流指令変換手段５は、コンバータ出力電流に対する指令Ｉ_ＯＵＴ ^＊を、出力端電圧の検出値Ｖ_ＯＵＴ とコンバータ電圧指令値Ｖ_Ａ ^＊を用いて、リアクトル電流指令Ｉ_Ｌ ^＊ に変換する。変換されたリアクトル電流指令Ｉ_Ｌ ^＊ とリアクトル電流検出値Ｉ_Ｌ との偏差を減算器６でとり、電流補償器７において、その偏差を零にするようなコンバータ電圧指令Ｖ_Ａ ^＊が出力される。ここで、Ｖ_Ａ ^＊は図１中に示すように上下アームの中点の電圧Ｖ_Ａ に対する指令値に対応している。またリアクトル電流検出値Ｉ_Ｌ は電流センサ４を介して検出される。ＰＷＭ制御器８では、コンバータ電圧指令Ｖ_Ａ ^＊に基づいてＰＷＭ指令が求められる。そして、ＰＷＭ指令はゲート回路３に入力されて、ゲート信号へと変換される。
【００２０】
以上に述べたような本発明による直流電力変換システムの動作原理の詳細を説明するために、ここで、まず図９により、従来技術による直流電力変換システムの動作原理について説明する。
【００２１】
図９は、従来技術による直流電力変換システムの一例を示している。図９において、図１と同符号の要素は同じ要素を表しており、ここでは説明を省略する。図９において、図１と異なる点は制御の構成にある。具体的には、コンバータ出力電流指令Ｉ_ＯＵＴ ^＊とリアクトル電流検出値Ｉ_Ｌ の偏差を減算器６でとり、これを電流補償器７で補償する点にある。電流補償器７以降は図１と同じ処理の流れになる。
【００２２】
直流電力変換システムでは、所望の電力を出力側へ伝達するために、コンバータの出力電流Ｉ_ＯＵＴ をいかに制御するかがポイントとなる。しかし、図９の制御構成では、コンバータの出力電流指令Ｉ_ＯＵＴ ^＊に対して、リアクトル電流検出値Ｉ_Ｌ をフィードバックして制御を実施している。この理由を図１０により詳しく説明する。
【００２３】
図１０は、図１および図９に示した直流電力変換器（コンバータ）の各部の電流波形を示している。リアクトル電流Ｉ_Ｌ は図１０のように時間的に電流が継続した直流電流となる。直流電力変換器１は上アームスイッチ部と下アームスイッチ部を相補的にオン，オフすることにより、Ｉ_Ｌ をコンバータ出力電流Ｉ_ＯＵＴ と下アーム側を流れる電流Ｉ_Ｘ に振り分ける。その結果、Ｉ_ＯＵＴ とＩ_Ｘ は図１０のようにＩ_Ｌ を時間方向に切り分けたパルス状の波形となる。即ち、スイッチングの周期をＴとし、上アームスイッチ部のオン時間をｋ（０＜ｋ＜１）、下アームスイッチ部のオン時間を１−ｋとすると、Ｉ_ＯＵＴ は高さがＩ_Ｌ と同じで幅がｋＴのパルス波形となり、Ｉ_Ｘ は高さがＩ_Ｌ と同じで幅が（１−ｋ）Ｔのパルス波形となる。
【００２４】
このため、コンバータの出力電流Ｉ_ＯＵＴ を直接検出してフィードバック制御するには、Ｉ_ＯＵＴ のパルス波形を平滑化せねばならず、低域通過フィルタを通して処理する必要がある。ここで、低域通過フィルタを通すと時間遅れ（または信号の位相遅れ）が生じるため、制御に遅れが発生する。具体的には、Ｉ_ＯＵＴ はスイッチング周期Ｔ（例えばＴ＝１００μ秒）と同周期のパルス波形のため、１０×Ｔ程度の時定数をもつ低域通過フィルタで処理しなければ平滑化できず、制御においてはフィードバック制御の安定性を確保するため、さらに１０×Ｔの数倍の制御時定数に設定する必要がある。このため、制御の遅れが大きくなり、指令値の変化に対する追従の遅れ、外乱が入力した際の変動の増幅等の問題が発生する。
【００２５】
上記を避けるため、図９に示した従来の技術では、平滑化の必要がないリアクトル電流Ｉ_Ｌ （図１０に示すように時間的に継続した波形）で代用してフィードバック制御を実施している。この場合、平滑化フィルタによる遅れの問題は解消されるが、図１０の波形をみれば分かるように、Ｉ_Ｌ ＝Ｉ_ＯＵＴ の関係が成り立たないため、過渡的に制御誤差が増大するという問題が発生する。定常状態の場合には両者の大きさの間に一定の関係が成り立つため、制御誤差をゼロにできる（その理由は、出力電流指令Ｉ_ＯＵＴ ^＊を決める上位の制御器が補正するため。しかし、この補正作用は時間がかかる。）。しかし、過渡状態では、Ｉ_Ｌ とＩ_ＯＵＴ の比が時間的に変動するため、制御誤差が増大する（上位の制御器による補正作用が変動に追従できず、その間に大きな制御誤差が発生する）。例えば、直流電力変換システムの出力側に負荷が接続されている場合、負荷の変化に対して、高速に負荷変化に見合った出力電流Ｉ_ＯＵＴ を注入して、その変化を補償する必要がある。しかし、図９に示した従来の技術では、負荷が変化している過渡時に、出力電流Ｉ_ＯＵＴ の制御誤差が大きくなるため、高速な補償が難しくなる。
【００２６】
以上をまとめると、直流電力変換システムにおいてはコンバータ出力電流Ｉ_ＯＵＴ をいかに制御するかがポイントとなる。しかし、１）出力電流Ｉ_ＯＵＴ を直接検出してフィードバック制御するには、Ｉ_ＯＵＴ を平滑化するためのフィルタが必要となり、その時間遅れによって制御が遅れるため、過渡変動への制御が劣化するという問題がある。また、２）リアクトル電流Ｉ_Ｌ を検出してこれをＩ_ＯＵＴ の代用として制御する図９に示した従来の技術では、過渡状態での制御誤差の増大が問題となる。
【００２７】
そこで、本発明では、定常状態，過渡状態に関わらず高速かつ安定にコンバータ出力電流を制御できる直流電力変換システムの実現が目的であり、既に説明した図１および図３に示した構成によってこれを実現できる。次に図１１を用いて、この解決原理を説明する。
【００２８】
図１１は、図１０に示したコンバータ出力電流波形Ｉ_ＯＵＴ とリアクトル電流波形Ｉ_Ｌ に対する波形分析の結果を示している。Ｉ_Ｌ に対して、Ｉ_ＯＵＴ は直流電力変換器（コンバータ）のスイッチングによって部分的に切り取った波形となっており、スイッチングの周期Ｔに対して、ｋＴの期間部分を切り取った波形となっている（ｋは上アームスイッチング部のオン時間比率、０＜ｋ＜１）。これより、コンバータ出力電流波形Ｉ_ＯＵＴ の時間Ｔでの時間平均Ｉ_ＯＵＴ（ａｖｇ）は次のようになる。
【００２９】
【数１】

【００３０】
即ち、図１１に示すように、電流値ｋＩ_Ｌ の直流電流と見なすことができる。従って、何からの手段で上アームスイッチング部のオン時間比率ｋをリアルタイムで推定できれば、リアクトル電流Ｉ_Ｌ と乗算することで、Ｉ_ＯＵＴ（ａｖｇ）を求めることができる。
【００３１】
ｋは、コンバータ電圧指令をＶ_Ａ ^＊とすると（Ｖ_Ａ は直流電力変換器の上アーム部と下アーム部の間の電圧、図１を参照）、コンバータ出力端電圧Ｖ_ＯＵＴ に対して次の関係が成り立つ。
【００３２】
【数２】

【００３３】
従って、ｋは次式により求めることができる。
【００３４】
【数３】

【００３５】
ここで、コンバータ電圧指令Ｖ_Ａ ^＊は、内部で既に演算している値であり、またコンバータ出力端電圧Ｖ_ＯＵＴ も一般的に直流電圧制御を実施しているため、既に検出している値である。従って、ｋは（３）式により容易に求めることが可能である。
【００３６】
既に概要を説明した図３は、上記の原理に基づいて、コンバータ出力電流指令Ｉ_ＯＵＴ ^＊をリアクトル電流指令Ｉ_Ｌ ^＊ に変換する電流変換手段のメカニズムを表している。コンバータ通流比率演算部５１は、（３）式に基づいてコンバータ通流比率ｋ（上アームスイッチング部のオン時間比率と同じ意味）を算出する。電流指令変換部５２は、（１）式を基にした次式により、コンバータ出力電流指令Ｉ_ＯＵＴ ^＊からリアクトル電流Ｉ_Ｌ ^＊ を導く。
【００３７】
【数４】

【００３８】
コンバータ通流比率演算部５１では、まず除算器５１１により、コンバータ電圧指令値Ｖ_Ａ ^＊を出力端電圧検出値Ｖ_ＯＵＴ で除算して、（３）式に基づいてｋを算出する。ここで、分母が非常に小さい値の場合はｋが非常に大きな値となるため、リミッタ５１２で上限および下限の範囲内に抑えるようにする。尚、ｋの下限を設定するのは、次の電流指令変換部５２でｋを分母とする除算を実施することによる。ｋの算出には検出値Ｖ_ＯＵＴ を用いるため、検出値にノイズが含まれている可能性もある。この影響を避けるため、リミッタ５１２の出力に対して、ノイズ除去フィルタ（低域通過フィルタ）で処理する。
【００３９】
電流指令変換部５２では、コンバータ通流比率演算部５１で算出したコンバータ通流比率ｋとコンバータ出力電流指令Ｉ_ＯＵＴ ^＊を入力して、式（４）に従い、Ｉ_Ｌ ^＊を算出するための除算を除算器５２１により実行する。リミッタ５２２は除算により値が適正値から逸脱するのを補正する。このようにして、コンバータ出力電流指令Ｉ_ＯＵＴ ^＊がリアクトル電流指令Ｉ_Ｌ ^＊に変換され、電流指令変換手段５より出力される。
【００４０】
図１に再び戻ってその動作原理を説明すると、図９に示した従来の技術に対して、コンバータ出力電流指令Ｉ_ＯＵＴ ^＊をリアクトル電流指令Ｉ_Ｌ ^＊に変換する仕掛け（電流指令変換手段５）を有している点に特徴がある。即ち、Ｉ_ＯＵＴ ^＊を出力するのに必要なＩ_Ｌ ^＊を求めることによって、以降では、Ｉ_Ｌ ^＊とＩ_Ｌ のフィードバック制御に持ち込むことができる。その結果、間接的にＩ_ＯＵＴ を適切に制御できる。電流指令変換手段５では、図３に示したように、リアルタイムでＩ_ＯＵＴ ^＊に対応するＩ_Ｌ ^＊を逐次変換している。従って、図１に示した直流変換システムでは、定常状態，過渡状態に関わらず、瞬時瞬時で適切にコンバータ出力電流Ｉ_ＯＵＴ を制御できる。
【００４１】
図１２は、図９に示した従来の技術による直流電力変換システムのコンバータ出力電流波形（図１２の（Ａ））と図１に示した本発明による直流電力変換システムのコンバータ出力電流波形（図１２の（Ｂ））を比較した図を示している。従来の技術による直流電力変換システムのコンバータ出力電流波形では、外乱変動（例えば負荷の変動，電源電圧の変動等）の発生により、波形が過渡的に大きく乱れている。この理由は既に説明した通りで、過渡的な制御誤差が原因となっている。一方、本発明では、全く同じ外乱変動が発生しても瞬時に変動を抑制できている。即ち、出力電流波形は外乱変動に影響されず瞬時に回復できている。この理由は、瞬時瞬時にｋを算出して、Ｉ_ＯＵＴ ^＊を対応するＩ_Ｌ ^＊に変換した上で、Ｉ_Ｌ によりフィードバック制御しているため、瞬時瞬時で適切にＩ_ＯＵＴ を制御できることによる。
【００４２】
以上説明したように、本発明による直流電力変換システムでは、先に示した式（３），式（４）に基づいて、電流指令変換手段（図１および図３の５）により、瞬時瞬時で、所望するコンバータ出力電流指令Ｉ_ＯＵＴ ^＊を対応するリアクトル電流指令Ｉ_Ｌ ^＊に変換して、以降はリアクトル電流Ｉ_Ｌ によりフィードバック制御を実施しているため、高速かつ安定（検出値にＩ_Ｌ を用いているため平滑フィルタが必要なく、制御に遅れ要素がない）にコンバータ出力電流Ｉ_ＯＵＴ を制御できる。その結果、負荷変動のような外乱の発生や指令値の変化に対して、過渡状態でも制御誤差を瞬時に抑制した制御を実現できる。
【００４３】
図２は、本発明による直流電力変換システムに対する第２の実施例の示した図となっている。図２において、図１と同じ符号を付けた要素は図１と同じ働きをする要素のため、説明を省略する。図２において、図１と異なるのは、リアクトル電流検出値Ｉ_Ｌ を電流検出値変換手段９において、コンバータ出力電流検出値Ｉ_ＯＵＴ に変換して、コンバータ出力電流指令Ｉ_ＯＵＴ ^＊とＩ_ＯＵＴ の偏差を減算器６で演算して、擬似的にコンバータ出力電流Ｉ_ＯＵＴ でフィードバック制御を実施している点にある。
【００４４】
図４は、図２に示した電流検出値変換手段９の具体的な構成を示した図となっている。コンバータ通流比率演算部９１では、式（３）に基づいて、コンバータ電圧指令Ｖ_Ａ ^＊と出力端電圧検出値Ｖ_ＯＵＴ からコンバータ通流比率ｋ（上アームスイッチング部のオン時間比率と同じ意味）を推定する。電流検出値変換部９２では、式（１）に基づいた次式により、リアクトル電流検出値Ｉ_Ｌ をコンバータ出力電流検出値Ｉ_ＯＵＴ に変換する。
【００４５】
【数５】

【００４６】
具体的には、コンバータ通流比率演算部９１では、まず除算器９１１により、コンバータ電圧指令値Ｖ_Ａ ^＊を出力端電圧検出値Ｖ_ＯＵＴ で除算して、（３）式に基づいてｋを算出する。ここで、分母が非常に小さい値の場合はｋが非常に大きな値となるため、リミッタ９１２で上限および下限の範囲内に抑えるようにする。ｋの算出には検出値Ｖ_ＯＵＴ を用いるため、検出値にノイズが含まれている可能性もある。この影響を避けるため、リミッタ９１２の出力に対して、ノイズ除去フィルタ（低域通過フィルタ）で処理する。
【００４７】
電流検出値変換部９２では、コンバータ通流比率演算部９１で算出したコンバータ通流比率ｋとリアクトル電流検出値Ｉ_Ｌを入力して、式（５）に従い、Ｉ_ＯＵＴを算出するための乗算を乗算器９２１により実行する。リミッタ９２２は除算により値が適正値から逸脱するのを補正する。平均化フィルタ９２３はＩ_ＯＵＴ を等価的に時間平均Ｉ_ＯＵＴ（ａｖｇ）に変換する作用をもつ。算出されたＩ_ＯＵＴ はほぼ直流分と考えてよいため、平均化フィルタ９２３の時定数は小さくてよく、また平均化フィルタ９２３を省いてもよい。このようにして、リアクトル電流検出値Ｉ_Ｌ がコンバータ出力電流検出値Ｉ_ＯＵＴ に変換され、電流検出値変換手段９より出力される。
【００４８】
図１と図２に示した実施例のポイントはそれぞれ次のようになる。
図１の実施例：指令値Ｉ_ＯＵＴ ^＊をＩ_Ｌ ^＊に変換。変換したＩ_Ｌ ^＊と検出値Ｉ_Ｌ の組合せで制御する。即ち、指令値Ｉ_ＯＵＴ ^＊側を変換して、Ｉ_Ｌ ^＊とＩ_Ｌ で整合を取って制御する。
図２の実施例：検出値Ｉ_Ｌ をＩ_ＯＵＴ に変換。指令値Ｉ_ＯＵＴ ^＊と変換したＩ_ＯＵＴ の組合せで制御する。即ち、検出値Ｉ_Ｌ側を変換して、Ｉ_ＯＵＴ ^＊とＩ_ＯＵＴで整合を取って制御する。
【００４９】
上記のように、指令値側を変換するか、検出値側を変換するかの違いであるため、図２の実施例も図１と同様の効果が得られる。つまり、図１と同様に、図９に示した従来技術例の動作と比較すると、図１２のようになり、図２の直流電力変換システムでは図１２の（Ｂ）のように全く同じ外乱変動が発生しても瞬時に変動を抑制できる。即ち、出力電流波形は外乱変動に影響されず瞬時に回復できる。この理由は、瞬時瞬時にｋを算出して、検出したＩ_Ｌ を対応するＩ_ＯＵＴ に変換した上で、Ｉ_ＯＵＴ によりフィードバック制御しているため、瞬時瞬時で適切にＩ_ＯＵＴ を制御できることによる。
【００５０】
また図２に示した実施例が、コンバータ出力電流Ｉ_ＯＵＴ を直接検出してフィードバック制御する方式と異なるのは、Ｉ_ＯＵＴ を直接検出する場合、既に述べたようにパルス波形を平滑化するための平滑化フィルタが必要となり、このフィルタによる遅れ（位相遅れ）が問題となるが、図２に示した実施例では、遅れの大きなフィルタなしにＩ_ＯＵＴ を演算により算出できる。
【００５１】
以上のように、図２に示した直流電力変換システムでは、式（３），式（５）に基づいて、電流検出値変換手段（図２および図４の５）により、瞬時瞬時で、検出したリアクトル電流Ｉ_Ｌ をコンバータ出力電流検出値Ｉ_ＯＵＴ に変換して、以降は、コンバータ出力電流Ｉ_ＯＵＴ によりフィードバック制御を実施しているため、高速かつ安定にコンバータ出力電流Ｉ_ＯＵＴ を制御できる。その結果、負荷変動のような外乱の発生や指令値の変化に対して、過渡状態でも制御誤差を瞬時に抑制した制御を実現できる。
【００５２】
図５は、本発明による直流電力変換システムに対する第３の実施例を示した図となっており、具体的には、蓄電池を入力側に備え、電動機を駆動するインバータ（直流／交流変換器）を出力側に備えた直流電力変換システムの例を示している。図５において、図１と同じ符号を付けた要素は図１と同じ働きをする要素のため、説明を省略する。図５において、交流／直流変換器１２は電源から供給される交流電力を直流に変換する。平滑コンデンサ１３は交流／直流変換器１２によって変換された直流電力を一時的に蓄えて平滑化する働きをする。直流／交流変換器１４は、直流電力を可変周波数，可変電圧の交流電力に変換して、交流電動機（モータ）を可変速駆動する。直流電力変換器１の入力側には蓄電池１５が接続されており、出力側は平滑コンデンサ１３に接続されている。この構成により、直流電力変換器１は蓄電池１５から直流電力を放電して出力側を介して直流／交流変換器１４へ電力を供給することや、直流／交流変換器１４から直流側へ出力された電力を出力側から引き込んで蓄電池１５へ充電するような動作を実行する。ここで、蓄電池１５には、鉛蓄電池，シール鉛蓄電池，ニッケル水素電池，リチウムイオン電池，レドックスフロー電池，ＮａＳ電池のような２次電池、またそれ以外にも燃料電池などが該当する。
【００５３】
次に図５に示した直流電力変換システムにおける制御の構成を説明する。本システムは、平滑コンデンサの直流電圧値を検出して、イ）直流電圧値が減少している場合には、直流／交流変換器１４から電動機へ電力が供給されているとして、蓄電池１５から直流／交流変換器１４へ電力を供給し、ロ）直流電圧値が増大している場合には、電動機が回生動作（発電機動作）をして、電動機から直流／交流変換器１４へ電力が戻されているとして、直流／交流変換器１４から蓄電池１５へ電力を充電するような制御を実施する。まず、平滑コンデンサ１３の直流電圧Ｖ_ＯＵＴ （＝直流電力変換器１の出力電圧）に対する指令Ｖ_ＯＵＴ ^＊と直流電圧センサ１６を介して検出した直流電圧検出値Ｖ_ＯＵＴ の偏差を減算器１７で演算し、直流電圧補償器１８でこの偏差を零に近づけるような出力電流指令Ｉ_ＯＵＴ ^＊を出力する。電流指令変換手段５は、出力電流指令Ｉ_ＯＵＴ ^＊と直流電圧検出値Ｖ_ＯＵＴ を入力して、Ｉ_ＯＵＴ ^＊をリアクトル電流指令Ｉ_Ｌ ^＊に変換する。電流指令変換手段５の詳細は図３により既に説明した通りとなる。リアクトル電流指令Ｉ_Ｌ ^＊と電流センサ４を介して検出したリアクトル電流Ｉ_Ｌ との偏差を減算器６により演算し、電流補償器７はこの偏差を零に近づけるようなコンバータ電圧指令Ｖ_Ａ ^＊を出力する。ＰＷＭ制御器８はコンバータ電圧指令Ｖ_Ａ ^＊をＰＷＭ指令に変換し、ＰＷＭ指令は直流電力変換器１のゲート回路に入力されて、直流電力変換器１を駆動する。
【００５４】
図５に示した直流電力変換システムは、図１に示した直流電力変換システムを基礎としたものであり、直流電圧補償器１８より出力される出力電流指令Ｉ_ＯＵＴ ^＊以降の制御は図１の制御と同じになる。ポイントは、直流電圧補償器１８が直流電圧検出値Ｖ_ＯＵＴ を指令値Ｖ_ＯＵＴ ^＊に近づけるために、直流電圧Ｖ_ＯＵＴ に直接関与するコンバータ出力電流Ｉ_ＯＵＴ に対する指令Ｉ_ＯＵＴ ^＊を要求するのに対して、電流指令変換手段５が要求されたＩ_ＯＵＴ ^＊を、対応するＩ_Ｌ ^＊に変換して、Ｉ_Ｌ ^＊とＩ_Ｌ によりフィードバック制御がなされている点にある。従来の技術（例えば特開２００１−１３９２４３号，特開２００１−２５３６５３号）では、直流電圧補償器１８の出力であるＩ_ＯＵＴ ^＊とＩ_Ｌ とで偏差を取って制御を行っていたため、Ｉ_ＯＵＴとＩ_Ｌの違い（既に図１０，図１１を用いて説明している）を直流電圧補償器１８の方で補正せねばならず、特に過渡状態において、補正に時間がかかるため、過渡的に制御誤差が大きくなるという問題を抱えていた。しかし、図５に示した本発明による直流電流変換システムでは、電流指令変換手段５が瞬時瞬時でＩ_ＯＵＴ ^＊を対応するＩ_Ｌ ^＊ に変換してＩ_Ｌ ^＊ とＩ_Ｌ によるフィードバック制御の形へ移しているために、定常状態，過渡状態に関わらず高速かつ安定にＩ_ＯＵＴ を制御できる。その結果、直流電圧Ｖ_ＯＵＴ の変動を高速かつ安定に制御できるため、蓄電池から電動機への電力供給，電動機から蓄電池への充電が定常状態，過渡状態に関わらず適切に制御誤差を抑えて実行することができる。
【００５５】
例えば、停電発生時のように交流／直流変換器１２からの電力供給が瞬時に途絶える場合は、電動機起動時の直流／交流変換器１４への電力供給は蓄電池１５が素早く実施する必要がある。しかし、従来の技術による構成の場合は、直流電圧の偏差を補償するための指令Ｉ_ＯＵＴ ^＊と検出値Ｉ_Ｌ の偏差で電流制御を実施していたために、両者の違いを直流電圧補償器１８が補正せねばならず、時間を要するため、適切に電力供給ができなかった。しかし、図５に示した本発明による構成では、電流指令変換手段５により瞬時瞬時でＩ_ＯＵＴ ^＊を対応するＩ_Ｌ ^＊に変換しているため、高速かつ安定にＩ_ＯＵＴ を制御でき、その結果、蓄電池から直流／交流変換器１４への電力供給も遅れなく、適切に実施することが可能になる。
【００５６】
図６は、本発明による直流電力変換システムに対する第４の実施例を示した図となっており、図５と同様のシステム構成であるが、制御の構成において、図２に示した制御構成を適用している。即ち、直流電圧補償器１８の出力Ｉ_ＯＵＴ ^＊はそのままにして、リアクトル電流検出値Ｉ_Ｌ を電流検出値変換手段９によりコンバータ出力電流検出値Ｉ_ＯＵＴ に変換して、Ｉ_ＯＵＴ ^＊とＩ_ＯＵＴ によりフィードバック制御を実施している。制御原理的には図１と図２の違いと同じであり、図５と同様の効果を得ることができる。
【００５７】
図７は、本発明による直流電力変換システムに対する第５の実施例を示した図となっており、具体的には、蓄電池を入力側に備え、電動機を駆動するインバータ（直流／交流変換器）を出力側に備えた直流電力変換システムをベースにした負荷平準化システムの例を表している。また負荷としてはエレベータ装置の例を示している。図７において、図１および図５と同じ符号を付けた要素は図１および図５と同じ働きをする要素のため、説明を省略する。図７に示した負荷平準化システムは、マクロに見ると、エレベータ装置（図７の２０〜２３）の動作に対して、主に蓄電池１５から電力を供給して（回生時は蓄電池１５へ回生電力を充電）、電源１９から供給される電力は常に所定値以下になるように制御される。従って、電源１９側から見ると、所定値以下に平準化された負荷となる。
【００５８】
図７において、図１および図５とは異なる要素のみを説明すると、電動機２０は直流／交流変換器１４から可変周波数・可変電圧の電力の供給を受けて、綱車２１を介して、エレベータのかご２２を昇降させる。綱車２１にはロープを介してエレベータのかご２２と釣り合い錘２３がかかっており、つるべ式原理で電動機２０が綱車２１を回転させることによって、エレベータのかご２２を昇降動作させる。電源１９は交流三相電源で、電動機２０と蓄電池１５へ向けて電力を供給する。電流センサ２４は電源１９から交流／直流変換器１２に流入する電源電流ｉｓを検出する。検出した電源電流ｉｓを基にして、このｉｓを所定値以下にするような負荷平準化制御が実施される。
【００５９】
制御の構成については、電源電流ｉｓの目標レベルを定めた電源電流指令ｉｓ^＊ と、電流センサ２４より取り込んだ電源電流検出値ｉｓとを減算器２５にて偏差を演算する。そして、電源電流補償器２６では、ｉｓ^＊ とｉｓの偏差を零に近づけるような直流電圧指令Ｖ_ＯＵＴ ^＊が出力される。ここで、ｉｓは電源１９の電圧と平滑コンデンサ１３の直流電圧Ｖ_ＯＵＴ との差によって決まるため、Ｖ_ＯＵＴ を指令Ｖ_ＯＵＴ ^＊によって操作することによって、ｉｓをｉｓ^＊ に近づけるような制御が可能となる。電源電流補償器２６の出力Ｖ_ＯＵＴ ^＊以降の制御構成は図５に示したものと同じであり説明は省略する。
【００６０】
図７に示した負荷平準化システムでは、電源電流ｉｓをいかにして電源電流指令ｉｓ^＊ に追従されるかがポイントであり、これは電源電流補償器より出力された直流電圧指令Ｖ_ＯＵＴ ^＊に直流電圧Ｖ_ＯＵＴ をいかに追従させるかに帰着される。さらに、Ｖ_ＯＵＴをＶ_ＯＵＴ ^＊にいかにして追従させるかは、コンバータの出力電流Ｉ_ＯＵＴの制御にかかっている（指令Ｉ_ＯＵＴ ^＊にＩ_ＯＵＴ をいかにして追従させるかにかかっている）。つまり、負荷平準化制御がうまく機能するかどうかは直流電力変換システムの出力電流Ｉ_ＯＵＴ の制御性能に帰着される。
【００６１】
そこで、図７に示した負荷平準化システムでは、電流指令変換手段により、コンバータの出力電流指令Ｉ_ＯＵＴ ^＊を対応するリアクトル電流指令Ｉ_Ｌ ^＊に変換して、Ｉ_Ｌ ^＊とリアクトル電流検出値Ｉ_Ｌ で整合を取ってフィードバック制御を実施している。この結果、既に図１や図５の構成で説明したように、コンバータの出力電流Ｉ_ＯＵＴ は指令Ｉ_ＯＵＴ ^＊に定常状態，過渡状態に関わらず高速かつ安定に制御することができる。
【００６２】
図１３は、図９に示したような従来の直流電力変換システムをベースにした負荷平準化システムと、図７に示した本発明による負荷平準化システムとの動作波形を比較したものである。
【００６３】
図１３（Ａ）は従来の直流電力変換システムをベースにした負荷平準システムに対する電源電流ｉｓの振幅の様子を横軸を時間に取って表したものであるが、エレベータが起動して、加速状態にあるときにｉｓを所定値（負荷平準上限レベル）以下にする制御がうまく機能せず、過渡的にｉｓの振幅が負荷平準上限レベルを越えてしまっている様子が示されている。この理由は、先に述べたように、コンバータ出力電流Ｉ_ＯＵＴ の制御が過渡状態で誤差が大きくなることに帰着される。即ち、エレベータが起動した過渡時に、平滑コンデンサの直流電圧Ｖ_ＯＵＴ が下がるため、高速にコンバータ出力電流Ｉ_ＯＵＴ を注入してＶ_ＯＵＴ を補償する必要があるが、従来の制御では、Ｉ_ＯＵＴ を過渡的に変化させる制御を実施した場合に、大きな制御誤差が生じるため、結局Ｖ_ＯＵＴ の補償に時間がかかり、そのために電源側とＶ_ＯＵＴ との間の電圧差が増加するため、大きなｉｓが流れてしまう。負荷平準化制御の目的は、電源からの電力または電流を常に所定値以下に抑えることであり、従来技術の例では図１３（Ａ）のようにうまくいかないという問題が生じる。
【００６４】
図１３（Ｂ）は、図７に示した本発明による負荷平準化システムに対する電源電流ｉｓの振幅の様子を横軸を時間に取って表したものである。この図に示されているように、エレベータが起動しても、それによる電源電流ｉｓの変動は高速に抑制されている。この理由は、図７に示した電流指令変換手段５の作用により、コンバータ出力電流指令Ｉ_ＯＵＴ ^＊をリアクトル電流指令Ｉ_Ｌ ^＊に置き換えてＩ_Ｌ ^＊とリアクトル電流Ｉ_Ｌ で制御することにより、間接的にコンバータ出力電流Ｉ_ＯＵＴ を高速かつ安定に制御できることに帰着される。即ち、エレベータの起動した過渡時に、電力が電動機側へ供給されるため、平滑コンデンサの電圧Ｖ_ＯＵＴ が下がるが、この変化を補償するための指令Ｉ_ＯＵＴ ^＊（図７の直流電圧補償器１８より出力される）に対して、Ｉ_ＯＵＴ を定常状態，過渡状態に関わらず高速かつ安定に制御できるため、直ちにＶ_ＯＵＴの低下は補償される。この結果、電源の電圧とＶ_ＯＵＴに差が生じるのもわずかの時間のため、電源電流ｉｓの変動は瞬時に抑制することができる。このような効果が図１３（Ｂ）には表されている。
【００６５】
図８は、本発明による直流電力変換システムに対する第６の実施例を示した図となっており、具体的には、図７に示したような、直流電力変換システムをベースにした負荷平準化システムの図７とは異なる例を示したものとなっている。ここでも負荷としてはエレベータ装置の例を示している。図８において、図７と同じ符号を付けた要素は図７と同じ働きをする要素のため、説明を省略する。
【００６６】
以下、図８において、図７と異なる要素のみについて説明する。図８が図７と大きく異なる所は、エレベータを可変速駆動するための交流／直流変換器１２，平滑コンデンサ１３，直流／交流変換器１４の変換器セットの電源側に、交流／直流変換器２７と平滑コンデンサ２８と直流／交流変換器２９の変換器セットを挿入し、後者の変換器セットから蓄電電池による電力を出したり（放電）入れたり（充電）していることにある。図８に示した負荷平準化システムの場合は、既設のエレベータシステムの内部に何も手を加えずに、その電源側に変換器セットと直流電力変換システムを組込んだシステムを挿入するだけで、負荷平準化を図ることができるというメリットがある。
【００６７】
図８に示した負荷平準化システムの動作の流れを簡単に説明すると、電源１９から供給される電力を交流／直流変換器２７で直流電力に変換し、これを平滑コンデンサ２８で平滑化して、直流／交流変換器２９にて交流電力に再変換する。再変換された交流電力は交流／直流変換器１２（既設のもの）、直流／交流変換器１４（既設のもの）を介して可変周波数，可変電圧の交流電力に変換されて、エレベータを駆動する電動機２０へ供給される。
【００６８】
直流電力変換システムは、電源電流ｉｓを所定レベル以下、平滑コンデンサ２８の直流電圧Ｖ_ＯＵＴ （電圧センサ３０により検出）を所定値となるように、蓄電池１５の電力を、直流変換器１を介して直流／交流変換器２９側へ供給する。制御構成とその動作は図７と同様である。
【００６９】
図８に示した負荷平準化システムの場合は、図７に示した負荷平準化システムで得られる効果に加えて、さらに既設のエレベータシステム内部に何も手を加えずに負荷平準化システムを導入できるという効果が得られる。特に図８のように、既設のシステムと全く接触しないというコンセプトを実現するには、既設システムからは例えば負荷の起動情報等が得られないため、負荷の起動を電力の変化、この場合は平滑コンデンサ２８の直流電圧Ｖ_ＯＵＴ の変化を検出して、高速にＶ_ＯＵＴ の変化を補償する必要がある。つまり直流変換システムの出力電流Ｉ_ＯＵＴ を高速かつ安定に制御する必要性はより強く要求されるため、電流指令変換手段５による高速制御作用は、図８のシステムを実現する上で必須となる。
【００７０】
【発明の効果】
以上、記述したように本発明による直流電力変換システムによれば、定常状態，過渡状態に関わらず瞬時瞬時で適切に出力電流を制御できるため、高速かつ安定に出力電流を制御できる直流電力変換システムを実現できる。別の言い方をすると、負荷変動や電源電圧変動による外乱や指令値の瞬時変化に対して、制御誤差を小さく抑えることができ安定した直流電力変換システムを実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例を示す図である。
【図２】本発明の第２の実施例を示す図である。
【図３】図１の要素の詳細構成例を示す図である。
【図４】図２の要素の詳細構成例を示す図である。
【図５】本発明の第３の実施例を示す図である。
【図６】本発明の第４の実施例を示す図である。
【図７】本発明の第５の実施例を示す図である。
【図８】本発明の第６の実施例を示す図である。
【図９】従来の技術による構成例を示す図である。
【図１０】直流電力変換システム各部の電流波形を示す図である。
【図１１】コンバータ出力電流波形とリアクトル電流波形の波形分析を示す図である。
【図１２】従来の技術と本発明の第１の実施例，第２の実施例による電流制御結果の例を示す図である。
【図１３】従来の技術と本発明の第５の実施例，第６の実施例による負荷平準制御結果の例を示す図である。
【符号の説明】
１…直流電力変換器、２…直流リアクトル、３…ゲート回路、４，２４…電流センサ、５…電流指令変換手段、６，１７，２５…減算器、７…電流補償器、８…ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御器、９…電流検出値変換手段、１２，２７…交流／直流変換器、１３，２８…平滑コンデンサ、１４，２９…直流／交流変換器、１５…蓄電池、１６，３０…電圧センサ、１８…直流電圧補償器、１９…交流電源、２０…電動機、２１…綱車、２２…エレベータかご、２３…釣り合い錘、２６…電源電流補償器、５１，９１…コンバータ通流比率演算部、５２…電流指令変換部、９２…電流検出値変換部、１０１…上アームスイッチ、１０２…下アームスイッチ、５１１，５２１，９１１…除算器、５１２，５２２，９１２，９２２…リミッタ、５１３，９１３…ノイズ除去フィルタ、９２１…乗算器、９２３…平均化フィルタ。

Claims (15)

1. 入力した直流電圧および電流をそれぞれ異なる直流電圧および電流に変換する直流電力変換器を備えた直流電力変換システムにおいて、
   前記入力電流を検出する検出手段と、前記直流電力変換器に対する出力電流指令を前記直流電力変換器の入力電流指令に変換する変換手段と、前記変換された入力電流指令と前記検出された電流との偏差を補償する補償手段とを備えたことを特徴とする直流電力変換システム。
2. 入力した直流電圧および電流をそれぞれ異なる直流電圧および電流に変換する直流電力変換器を備えた直流電力変換システムにおいて、
   前記入力電流を検出する検出手段と、この検出された入力電流信号を前記直流電力変換器の出力電流信号に変換する変換手段と、前記変換された出力電流信号と前記直流電力変換器の出力電流指令との偏差を補償する補償手段とを備えたことを特徴とする直流電力変換システム。
3. 請求項１において、
   前記入力電流指令への変換手段は、前記直流電力変換器の出力側の直流電圧検出信号と、前記補償手段の出力信号に基づいて、前記直流電力変換器に対する出力電流指令を前記直流電力変換器の入力電流指令に変換することを特徴とする直流電力変換システム。
4. 請求項２において、
   前記出力電流信号への変換手段は、前記直流電力変換器の出力側の直流電圧検出信号と前記補償手段の出力信号に基づいて、前記直流電力変換器の入力電流検出信号を前記直流電力変換器の出力電流信号に変換することを特徴とする直流電力変換システム。
5. 蓄電池から入力した直流電力を電圧，電流の異なる直流電力に変換して出力する直流電力変換器を備えた直流電力変換システムにおいて、
   前記直流電力変換器の出力側の直流電圧を制御する直流電圧制御手段と、前記直流電圧制御手段の出力を前記直流電力変換器の入力電流指令に変換する手段とを備え、前記変換された入力電流指令と前記直流電力変換器の入力電流との偏差を補償する補償手段を備えたことを特徴とする直流電力変換システム。
6. 請求項５において、
   前記直流電圧制御手段の出力を前記直流電力変換器の入力電流指令に変換する手段は、前記直流電圧制御手段の出力と、前記直流電力変換器の出力側電圧の検出信号と、前記直流電力変換器の入力電流制御手段の出力とを用いて、前記直流電力変換器の入力電流指令に変換することを特徴とする直流電力変換システム。
7. 請求項５において、
   前記直流電圧制御手段の出力を前記直流電力変換器の入力電流指令に変換する手段は、前記直流電圧制御手段の出力信号を前記直流電力変換器を構成する上アームと下アームの通流時間の比で除算することを特徴とする直流電力変換システム。
8. 蓄電池とリアクトルを介して入力した直流電力を電圧，電流の異なる直流電力に変換して出力する直流電力変換器を備えた直流電力変換システムにおいて、
   前記直流電力変換器の出力側の直流電圧を制御する手段と、前記直流電圧制御手段の出力を前記リアクトルを流れる電流に対する指令に変換する手段とを備え、前記リアクトルを流れる電流に対する指令と前記リアクトルを流れる電流に対する検出信号の偏差を補償する補償手段とを備えたことを特徴とする直流電力変換システム。
9. 蓄電池から入力した直流電力を電圧，電流の異なる直流電力に変換して出力する直流電力変換器を備えた直流電力変換システムにおいて、
   前記直流電力変換器の入力電流に対する検出信号を前記直流電力変換器の出力電流検出信号に変換する手段と、前記直流電力変換器の出力側の直流電圧を制御する手段とを備え、前記直流電圧制御手段の出力と前記変換された出力電流に対する検出信号との偏差を補償する補償手段を備えたことを特徴とする直流電力変換システム。
10. 蓄電池とリアクトルを介して入力した直流電力を電圧，電流の異なる直流電力に変換して出力する直流電力変換器システムにおいて、
    前記リアクトルを流れる電流に対する検出信号を前記直流電力変換器の出力電流信号に変換する手段と、前記直流電力変換器の出力側の直流電圧を制御する手段とを備え、前記直流電圧の制御手段の出力と、前記変換された出力電流信号との偏差を補償する補償手段を備えたことを特徴とする直流電力変換システム。
11. 請求項９において、
    前記直流電力変換器の入力電流に対する検出信号を前記直流電力変換器の出力電流信号に変換する手段は、前記直流電力変換器の入力電流に対する検出信号と前記直流電力変換器の出力側電圧の検出信号と前記補償手段の出力に基づいて前記直流電力変換器の出力電流信号に変換することを特徴とする直流電力変換システム。
12. 請求項９において、
    前記直流電力変換器の入力電流に対する検出信号を前記直流電力変換器の出力電流信号に変換する手段は、前記直流電力変換器の入力電流に対する検出信号を前記直流電力変換器を構成する上アームと下アームの通流時間の比で乗算することを特徴とする直流電力変換システム。
13. 直流電力を交流電力に変換して、電動機に前記交流電力を供給する第１の電力変換回路と、電源からの電力を前記直流電力に変換する第２の電力変換回路と、前記電源からの電力を蓄電池に蓄積し、蓄積した電力を放出して前記直流電力として前記第１の電力変換器に供給する直流電力変換回路とを備える直流電力変換システムにおいて、前記直流電力変換回路は、前記直流電力変換回路に対する出力電流指令を前記直流電力変換回路の入力電流指令に変換する手段と、前記変換された入力電流指令と前記直流電力変換回路の入力電流の偏差を補償する手段とを備えたことを特徴とする直流電力変換システム。
14. 入力した直流電圧および電流をそれぞれ異なる直流電圧および電流に変換する直流電力変換器を備えた直流電力変換システムにおいて、
    前記直流電力変換器の入力電流検出信号と前記直流電力変換器の出力電圧検出信号とを用いて、前記直流電力変換器の出力電流を指令値に従うように制御することを特徴とする直流電力変換システム。
15. 入力した直流電圧および電流をそれぞれ異なる直流電圧および電流に変換する直流電力変換器備えた直流電力変換システムにおいて、
    前記直流電力変換器の入力電流検出信号と前記直流電力変換器の出力電圧検出信号と前記直流電力変換器に対する電圧指令信号を用いて、前記直流電力変換器の出力電流を指令値に従うように制御することを特徴とする直流電力変換システム。

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