JP2011199996A - モータ駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 蓄電器の端子電圧を所定の値に制御して安定した充放電制御を行うことができると共に、モータ駆動装置の直流電源部の平滑コンデンサに供給される電力を抑制して、蓄電器に蓄えられた回生エネルギーを有効に再利用できるモータ駆動装置を提供する。
【解決手段】 インバータ部に平滑コンデンサ１０３と電流制限抵抗２０２とを直列接続する第２のスイッチと、ダイオード整流器１０２と平滑コンデンサ１０３とを並列接続する第１のスイッチと、ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部８００に、蓄電器Ｂの端子電圧を所定の値に等しくするＶｂ電圧制御器８０５と、蓄電器Ｂに流れる電流をＶｂ電圧制御器の出力と等しくするように第１の電圧指令を演算するＩｂ電流制御器と、蓄電器Ｂを充電する時に流れる蓄電器電流Ｉｂが電流不連続モードとなるように、第２の電圧指令Ｖｐ１を演算出力するＶｂ０演算器８１１と、を備える。
【選択図】 図１

Description

本発明はモータ駆動装置に係り、特にＤＣ／ＤＣコンバータを介してモータ駆動装置と蓄電器との間においてエネルギーの授受を行うモータ駆動装置に関する。

モータ駆動装置はサーボプレス機等の高慣性負荷装置に用いられる場合が有り、このような場合に省エネルギー化のため、回生エネルギーを熱エネルギーに変換して消費させるのではなく有効利用するというニーズがある。このため、回生エネルギーを蓄電器に蓄え、これを効率よく再利用できるようにするという一般的な技術課題がある。
この一般的な技術課題を解決するために、従来のモータ駆動装置は、ＤＣ／ＤＣコンバータを用いて、蓄電器にモータ回生時のエネルギーを蓄える充電動作、モータ力行時に蓄えた回生エネルギーを再利用する放電動作を行っている。

第１の従来技術によるモータ駆動装置として、交流電源を整流した直流電源に変換するコンバータ部と、変換した直流電源を交流電源に変換するインバータ部をＤＣリンク部を介して接続し、ＤＣリンク部の電圧が回生開始電圧以上になったら、回生電流を帰還させる回生制御手段を備えたモータ駆動装置で、モータ減速中は回生電流で蓄電池を充電し、モータの加速中は蓄電池に蓄えられた電力を放電するＤＣリンク部に接続された蓄電装置を有するものがある（例えば特許文献１参照）。

第２の従来技術によるモータ駆動装置として、高圧側直流電源と低圧側直流電源を接続し、降圧用スイッチング素子と昇圧用スイッチング素子を有する昇降圧チョッパ回路と、直流リアクトル、平滑コンデンサ、高圧側電圧検出器、直流電流検出器、低圧側電圧検出器を有し、さらに高圧側直流電源電圧を目標電圧から減算する電圧減算器、ＰＩ制御によって電圧偏差が０となるように電流目標値を算出する電圧制御器、電流目標値から直流電流検出器によって検出された電流値を減算する電流用減算器、ＰＩ制御によって電流偏差が０になるように、降圧用スイッチング素子および昇圧用スイッチング素子へ出力するＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御信号を算出する電流制御器を有するものがある。
本昇降圧チョッパ装置は、高圧側にインバータ装置のＤＣリンク部を、また低圧側に蓄電池を接続され、電圧制御器の後段に電流制御器を配置することでＤＣリンク部電圧が変動した場合、電圧比例成分の電圧ゲインだけでなく、電流比例成分の電流比例ゲインも用いて制御でき、電流変動への応答性を向上させている（例えば特許文献２参照）。

特開２００４−３６４４６２号公報（第４−６頁、図１） 特開２００７−２６７５８２号公報（第１０頁、図１）

特許文献１記載の発明では、回生エネルギーを蓄電池に蓄えるのに、三相電圧をＤＣリンク電圧に変換する回生機能付きコンバータ、変圧器、ダイオード整流器が必要となり、モータ駆動装置が大型化する。さらにモータ加速時の蓄電池放電制御は、ＤＣリンク部の電圧を検出して行うため、応答性が良くないという問題が有った。

また特許文献２記載の発明によるＤＣ／ＤＣコンバータを用いて蓄電器との間でエネルギーの授受を行うモータ駆動装置では、モータ駆動装置の直流電源部に接続される平滑コンデンサの端子電圧の変動量によって充放電制御を行うため、蓄電器の端子電圧は制御できない。モータや蓄電池の充放電回路では損失が発生するため、加速時に放電したエネルギーの全てを減速時に回収することができなくなる。このようにＤＣ／ＤＣコンバータが蓄電器に充電するエネルギーと放電するエネルギーはつりあわず、蓄電器の端子電圧は降下してゆくことになる。損失の大きい充放電回路であれば蓄電器の端子電圧の降下も大きく、充放電動作時にリアクトルに印加される電圧は変化し、モータ駆動装置の運転を続けていると、ＤＣ／ＤＣコンバータには最初の状態とは異なった充放電電流が流れるようになる。充放電電流が変化すると場合によってはＤＣ／ＤＣコンバータの過電流等の保護機能が働くようになり動作が不安定になるという問題がある。また、蓄電器の低電圧や過電圧が発生してシステム全体の停止を余儀なくされるという問題もある。さらには、蓄電池の充電状態が検出できないため、蓄電池の電圧が充放電可能な電圧になっていない状態でもモータ駆動を行ってしまうという問題点も有った。

さらに、特許文献１及び２に共通するものとして、モータ駆動装置に直流電源から流入する電力の影響により、蓄電器から放電するエネルギーが抑制される。蓄えた回生エネルギーが全て消費されないため、蓄電器の端子電圧は増加し続ける事態も招き得る。この結果、モータの加速時において蓄えた回生エネルギーを全て再利用できず、熱エネルギーによる消費手段を併用し、蓄電池の端子電圧の増加を抑制せざるをえないという問題が有った。

本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、モータ駆動装置の蓄電器の端子電圧を、常時充放電可能な一定の値に制御し、充放電制御の安定性を向上させると共に、蓄えた回生エネルギーを効率よく再利用することができる、小型で安価なモータ駆動装置を提供することを目的とする。

上記問題を解決するため、本発明は、次のような構成および方法としたものである。

請求項１に記載の発明は、直流電源の直流電圧を交流電圧に変換しモータを駆動するインバータと、ＤＣ／ＤＣコンバータと、該ＤＣ／ＤＣコンバータにＰＷＭ制御信号を出力するＤＣ／ＤＣコンバータ制御部と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータによって充放電される蓄電器と、を備えたモータ駆動装置であって、
前記インバータの直流入力端子に並列に接続される第１の平滑コンデンサと、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの動作を切り替える動作切替手段と、を備え、
前記蓄電器に流れる電流を検出する蓄電器電流検出回路と、前記第１の平滑コンデンサの端子電圧を検出する主回路直流電圧検出回路と、前記蓄電器の端子電圧を検出する蓄電器電圧検出回路と、を有した前記ＤＣ／ＤＣコンバータと、
直流電圧指令および蓄電器電圧指令と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータにおける主回路直流電圧検出値と蓄電器電圧検出値並びに蓄電器電流検出値とを入力し、前記モータの運転状態または前記主回路電圧検出値並びに前記蓄電器電圧検出値に応じて前記動作切替手段を動作させ、前記ＰＷＭ制御信号を生成して出力する前記ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部と、を備えたことを特徴とするものである。

請求項２に記載の発明は、請求項１に記載のモータ駆動装置において、前記動作切替手段は、第１のスイッチと、電流制限抵抗と、第２のスイッチと、制御切替手段と、を備え、前記第１のスイッチに、前記電流制限抵抗と前記第２のスイッチを直列接続したものを並列に接続し、前記第１のスイッチと前記電流制限抵抗の接続点を前記直流電源の正極に接続し、前記第１のスイッチと第２のスイッチの接続点を前記第１のコンデンサの正極側に接続し、前記電流制限抵抗と前記第２のスイッチの接続点を前記ＤＣ／ＤＣコンバータの入力の正極側に接続し、前記直流電源の負極側を前記第１の平滑コンデンサの負極と前記ＤＣ／ＤＣコンバータの入力の負極に接続し、前記制御切替手段にて、前記ＰＷＭ制御信号を前記直流電圧指令と前記主回路直流電圧検出値と前記蓄電器電流検出値とから生成するか、前記蓄電器電圧指令と前記蓄電器電圧検出値と前記蓄電器電流検出値とから生成するか、前記主回路直流電圧検出値と前記蓄電器電圧検出値とから生成するか、のいずれか一つを選択することを特徴とするものである。

請求項３に記載の発明は、請求項１に記載のモータ駆動装置において、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部が、前記直流電圧指令と前記主回路直流電圧検出値との偏差を増幅し、第１の電流指令を演算する直流電圧制御器と、蓄電池電圧指令値と前記蓄電器電圧検出値との偏差を反転増幅し、第２の電流指令を演算する蓄電器電圧制御器と、前記動作切替手段にて選択した前記第１の電流指令と前記第２の電流指令のいずれか一方と前記蓄電器電流検出値との偏差を増幅し、第１の電圧指令を演算する蓄電器電流制御器と、前記主回路直流電圧検出値と前記蓄電器電圧検出値との比から、前記蓄電器電流検出値が不連続となる第２の電圧指令を演算する初期充電動作演算器と、前記動作切替手段にて選択した前記第１の電圧指令もしくは前記第２の電圧指令のいずれか一方から前記ＰＷＭ制御信号を生成出力するＰＷＭ制御器と、を備えたことを特徴とするものである。

請求項４に記載の発明は、請求項２または請求項３に記載のモータ駆動装置において、前記制御切替手段は、第１の制御スイッチと、第２の制御スイッチと、を備え
前記第１の制御スイッチは前記第１の電流指令と前記第２の電流指令のいずれか一方を選択し、選択した電流指令を前記蓄電器電流制御器に入力し、前記第２の制御スイッチは前記第１の電圧指令と前記第２の電圧指令のいずれか一方を選択し、選択した電圧指令を前記ＰＷＭ制御器に入力することを特徴とするものである。

請求項５に記載の発明は、請求項１に記載のモータ駆動装置において、前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、自己消弧型半導体素子とダイオードを逆並列に接続することにより構成した半導体スイッチを２個直列接続し、第１の半導体スイッチのダイオードカソード側端子と第２の半導体スイッチのダイオードアノード側端子間に直流電圧を供給し、前記二つの半導体スイッチの共通接続点にリアクトルの一端を接続したものであり、前記リアクトルの他端と前記第２の半導体スイッチのダイオードアノード側端子間を前記蓄電器に接続したことを特徴とするものである。

請求項６に記載の発明は、請求項１に記載のモータ駆動装置において、前記直流電源は、交流電源と前記交流電源の交流電圧を直流電圧に変換するダイオード整流器と、前記直流電圧を平滑化する第２の平滑コンデンサとを有することを特徴とするものである。

本発明によると、蓄電器に回生エネルギーを蓄えるのに、回生機能付きコンバータ、変圧器、ダイオード整流器が不要であり、モータ駆動装置を小型かつ安価に実現できる。
また、モータ駆動装置の運転開始時の蓄電器への充電により、運転開始時から蓄電器の端子電圧を充放電可能な所定の値に設定できる。運転開始後の充放電においても蓄電器の端子電圧を設定した値に制御することが可能であるため、安定した充放電制御を行うことができる。
さらに、モータ加速時における放電動作中に、モータ駆動装置の直流電源部の平滑コンデンサに供給されるエネルギーを抑制することで、蓄電器に蓄えられた回生エネルギーを効率よく再利用できるので省エネルギー化を図ることができる。

本発明の実施例におけるモータ駆動装置の全体構成を示す図 本発明の実施例におけるモータ駆動装置の運転状態を表したタイムチャート 図１における蓄電器Ｂの過電圧および低電圧時の動作波形およびＳＷ１の状態を示した図 図１におけるＤＣ／ＤＣコンバータ制御部８００で実行する蓄電器電流指令Ｉ＊の作成およびＳＷ１の状態のフローチャートを示した図 図１における蓄電器Ｂの蓄電器電圧Ｖｂ＝０から初期充電動作を実行した時の動作波形を示した図 図１におけるＤＣ／ＤＣコンバータ部７００のリアクトル電圧ＶＬ１とＥＤＬＣ電流Ｉｂの動作波形を示す図 図１におけるＤＣ／ＤＣコンバータ制御部８００で実行する初期充電動作のフローチャートを示した図

以下、本発明の実施の形態について図１〜図７に基づいて説明する。実際のモータ駆動装置には様々な機能や手段が内蔵されているが、図面には本発明に関係する機能や手段のみを記載し説明する。

図１は、本発明におけるモータ駆動装置の全体構成を示す図である。図において、モータ駆動装置は、ダイオード整流器１０２、第１の平滑コンデンサ１０３、インバータ制御部１０４、インバータ１０５、動作切替手段９０１、第２の平滑コンデンサ２０１、電流制限抵抗２０２、ＤＣ／ＤＣコンバータ部７００、蓄電器Ｂ、蓄電器電圧検出回路７０３、ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部８００から構成される。ダイオード整流器１０２は交流電源１０１の交流電圧を直流電圧に変換し、第２の平滑コンデンサ２０１は整流した直流電圧を一定の値に維持する。動作切替手段９０１は第１のスイッチＳＷ１、第２のスイッチＳＷ２、電流制限抵抗２０２および制御切替手段から構成される。制御切替手段は後述する第１の制御スイッチ８０７、第２の制御スイッチ８１３より構成される。第１のスイッチＳＷ１および第２のスイッチＳＷ２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部８００によりＯＮまたはＯＦＦの状態に制御される。第１の平滑コンデンサ１０３はＳＷ１がＯＮした時に第２の平滑コンデンサ２０１に並列に接続されて、整流した直流電圧を一定の値に維持する。電流制限抵抗２０２はＳＷ２がＯＮした時に第１の平滑コンデンサ１０３に流れる突入電流を抑制する。インバータ１０５はインバータ制御部１０４から出力されるＰＷＭ制御信号Ｖｉに基づいて、第１の平滑コンデンサ１０３の直流電圧を交流電圧に変換しモータ１０６を駆動制御する。

ＤＣ／ＤＣコンバータ部７００は、第１の半導体スイッチング素子Ｑ１と第１のダイオードＤ１を逆並列に接続して構成した第１の半導体スイッチ、第２の半導体スイッチング素子Ｑ２と第２のダイオードＤ２を逆並列に接続して構成した第２の半導体スイッチとを直列接続した回路、リアクトルＬ１、主回路直流電圧検出回路７０１、蓄電器電流検出回路７０２から構成されている。このＤＣ／ＤＣコンバータ部７００には蓄電器Ｂが接続されている。ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部８００はＰＷＭ制御信号ＶｄをＤＣ／ＤＣコンバータ部７００に出力し、第１および第２の半導体スイッチはＰＷＭ制御信号Ｖｄに従いオンオフ動作を行う。その結果ＤＣ／ＤＣコンバータ部７００で変換される電力の流れの向きが制御され充放電動作が行なわれる。その充電動作は、ＤＣ／ＤＣコンバータ部７００の降圧動作であり蓄電器Ｂへ流れる電流は図示する方向へ流れる。逆に放電動作は、ＤＣ／ＤＣコンバータ部７００の昇圧動作であり蓄電器Ｂへ流れる電流は図示する方向と反対方向へ流れる。基本的な動作である降圧動作、昇圧動作は公知の昇降圧チョッパの動作であり、その説明は省略する。

さらに、主回路直流電圧検出回路７０１は第１の平滑コンデンサ１０３の端子間の直流電圧Ｖｐｎを検出し、蓄電器電流検出回路７０２は蓄電器Ｂに流れる電流Ｉｂを検出し、蓄電器電圧検出回路７０３は蓄電器Ｂの端子電圧Ｖｂを検出する。これら主回路直流電圧Ｖｐｎ、蓄電器電流Ｉｂ、蓄電器電圧ＶｂはＤＣ／ＤＣコンバータ制御部８００へ入力される。

図１においてＤＣ／ＤＣコンバータ制御部８００は、直流電圧制御器であるＶｐｎ電圧制御器８０２、蓄電器電圧制御器であるＶｂ電圧制御器８０５、蓄電器電流制御器であるＩｂ電流制御器８０９、初期充電動作演算器であるＶｂ０演算器８１１、リミッタ８１２、第２の制御スイッチ８１３、ＰＷＭ制御器８１４で構成されている。さらに、Ｖｐｎ制御器８０２は減算器８０１とＰＩ制御器とから構成され、Ｖｂ電圧制御器８０５は減算器８０３と反転器８０４とＰＩ制御器とリミッタ８０６とから構成され、Ｉｂ電流制御器８０９は減算器８０８とＰＩ制御器とリミッタ８１０とから構成される。
以下に、ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部８００の各構成要素の動作概要について説明する。

始めに、充放電制御の動作について説明する。Ｖｐｎ制御器８０２は、減算器８０１にて主回路直流電圧指令Ｖ＊と主回路直流電圧Ｖｐｎとの偏差を取り、主回路直流電圧制御量Ｖｐｎ＊を出力する。主回路直流電圧制御量Ｖｐｎ＊は、ＰＩ制御器にて増幅され、Ｖｐｎ制御器８０２の出力信号として第１の電流指令Ｉ１が得られる。本実施例では主回路直流電圧制御量Ｖｐｎ＊の増幅に比例及び積分動作を行なうＰＩ制御器を使用しているが、これに限らず、比例動作のみを行うＰ制御器、比例、積分及び微分動作を行うＰＩＤ制御器であってもよい。
一方、Ｖｂ電圧制御器８０５は、減算器８０３にて蓄電器電圧指令Ｖｂ０と蓄電器電圧Ｖｂとの偏差を取り、蓄電器電圧制御量Ｖｂ＊を出力する。蓄電器電圧制御量Ｖｂ＊は、反転器８０４によって符号を反転した後、ＰＩ制御器にて増幅され、リミッタ８０６を介してＶｂ電圧制御器８０５の出力信号として第２の電流指令Ｉ２が出力される。Ｖｐｎ制御器と同様、ＰＩ制御器はこれに限らず、Ｐ制御器やＰＩＤ制御器であってもよい。

Ｉｂ電流制御器８０９は、動作選択手段９０１の制御切替手段を構成する第１の制御スイッチ８０７により第１の電流指令Ｉ１または第２の電流指令Ｉ２のいずれかを選択して減算器８０８へ出力する。減算器８０８は第１の制御スイッチで選択された第１の電流指令Ｉ１または第２の電流指令Ｉ２のどちらかと蓄電器電流Ｉｂとの偏差を取り、蓄電器電流制御量Ｉ＊を出力する。蓄電器電流制御量Ｉ＊は、ＰＩ制御器にて増幅され、リミッタ８１０を介してＩｂ電流制御器８０９の出力信号として第１の電圧指令Ｖｐ０が出力される。Ｖｐｎ制御器８０２やＶｂ電圧制御器８０５と同様、ＰＩ制御器はこれに限らず、Ｐ制御器やＰＩＤ制御器であってもよい。

第１の電圧指令Ｖｐ０は動作選択手段９０１の制御切替手段を構成する第２の制御スイッチ８１３に入力される。この第２の制御スイッチは第１の電圧指令Ｖｐ０と後述する第２の電圧指令を切り替えている。第２の制御スイッチが図１に示すＸ側を選択しているときに第１の電圧指令Ｖｐ０が選択される。第１の電圧指令Ｖｐ０は、公知のパルス幅変調手段により、三角波と比較をとることによりオンオフ信号であるＰＷＭ制御信号Ｖｄに変換されてＤＣ／ＤＣコンバータ部７００へ出力される。

次に、蓄電器電圧が安定した充放電を行うのに必要な最低の充電電圧より小さい場合の初期充電動作の各構成要素の動作概要について説明する。この時、第２の制御スイッチ８１３はＹ側を選択している。Ｖｂ０演算器８１１は、後述するように初期充電動作のために演算して求められた値を、リミッタ８１２を介して第２の電圧指令Ｖｐ１として出力する。第２の電圧指令Ｖｐ１はＰＷＭ制御器８１４に入力され、ＰＷＭ制御信号Ｖｄが作成されてＤＣ／ＤＣコンバータ部７００へ出力される。

以下、本発明の実施の形態についてさらに詳細に説明する。
図２（ａ）、（ｂ）は、本発明におけるモータ駆動装置の運転状態を表したタイムチャートを示した図である。図２（ａ）は、図１に示したモータ１０６の運転状態を示した図である。
時間ｔａ〜ｔｂにおいて、モータ１０６は加速中（力行運転）である。時間ｔｃ〜ｔｄにおいて、モータ１０６は減速中（回生運転）である。モータ１０６は時間ｔｂ〜ｔｃは一定速度運転中であり、また時間ｔｄ〜ｔａ１では停止中である。本実施例においてモータ１０６の回転速度ＮおよびトルクＴは、時間ｔａ〜ｔａ１を繰り返す運転パターンであるため、ＤＣ／ＤＣコンバータ７００は放電動作と充電動作を交互に繰り返すことになる。

図２（ｂ）は、図１に示したＤＣ／ＤＣコンバータ７００の主回路直流電圧Ｖｐｎと蓄電器電圧Ｖｂの動作波形およびスイッチＳＷ１の状態の関係を示した図である。
第１の制御スイッチ８０７はａ側、第２の制御スイッチ８１３はＸ側が選択されている。時刻ｔａにおいて、交流電源１０１からの電力の流入を抑制するためにスイッチＳＷ１はＯＦＦする。時間ｔａ〜ｔｂにおいて主回路直流電圧Ｖｐｎは、図２（ｂ）上側の動作波形に示すように減少する。ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部８００は、主回路直流電圧Ｖｐｎが主回路直流電圧指令Ｖ＊になるようＤＣ／ＤＣコンバータ７００に蓄電器Ｂを放電動作させる指令を与える。従って、主回路直流電圧Ｖｐｎは増加して時刻ｔｂｘに放電動作を完了する。蓄電器電圧Ｖｂは、図２（ｂ）下側の動作波形に示すように減少する。
時刻ｔｂｘにおいて、スイッチＳＷ１をＯＮする。スイッチＳＷ１をＯＮするタイミングはモータ１０６の加速が完了する時刻ｔｂでも構わないが、本実施例では時刻ｔｂｘとする。
交流電源１０１からの電力が供給され主回路直流電圧Ｖｐｎは安定する。ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部８００は、充放電動作を停止するため、主回路直流電圧Ｖｐｎ、蓄電器電圧Ｖｂの変動はない。

時刻ｔｃにおいて、スイッチＳＷ１はＯＮの状態を維持する。時間ｔｃ〜ｔｄにおいて主回路直流電圧Ｖｐｎは増加するが、ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部８００は、主回路直流電圧Ｖｐｎが主回路直流電圧指令Ｖ＊になるようＤＣ／ＤＣコンバータ７００に蓄電器Ｂを充電動作させる指令を与える。
従って、主回路直流電圧Ｖｐｎは減少して時刻ｔｄｘに充電動作を完了する。蓄電器電圧Ｖｂは増加する。
時刻ｔｄｘにおいて、スイッチＳＷ１をＯＮの状態を維持する。交流電源１０１からの電力が供給され主回路直流電圧Ｖｐｎは安定する。ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部８００は、充放電動作を停止するため、主回路直流電圧Ｖｐｎ、蓄電器電圧Ｖｂの変動はない。時刻ｔａ１からは、上述した時刻ｔａからの動作を繰り返す。またこの動作の繰り返しの中でＳＷ２は常時ＯＮの状態を維持している。

モータ１０６の運転パターンにおいて、放電動作は時刻ｔｃまでに、充電動作は時刻ｔａ１までに動作を終了する必要がある。Ｖｐｎ電圧制御器８０２のＰＩ制御器の比例ゲインｋｐｖを大きくしたり積分時定数Ｔｉｖを短くしたりすることで、充放電する電力は増加し充放電動作時間は早くなる。尚、充電動作、放電動作の頻繁な切り替えを防止するために、放電開始電圧Ｖｐｎｕｖ、充電開始電圧Ｖｐｎｏｖを設定して、放電開始電圧Ｖｐｎｕｖ≦主回路直流電圧指令Ｖ＊≦充電開始電圧Ｖｐｎｏｖとし、直流電圧が放電開始電圧Ｖｐｎｕｖと充電開始電圧Ｖｐｎｏｖの間では充放電動作を行わないようにしている。一方で、運転中放電開始電圧Ｖｐｎｕｖと充電開始電圧Ｖｐｎｏｖの間を直流電圧Ｖｐｎが変動することになるので、充放電の頻度と直電圧Ｖｐｎの変動のかね合いで、両電圧値を決定する。

モータ１０６が加速時に、ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部８００によってスイッチＳＷ１をＯＦＦすることで、交流電源１０１から第１の平滑コンデンサ１０３への電力の流入を抑制し、蓄電器Ｂの電力のみを利用して力行エネルギーに変換することができる。
図２に示す動作は、蓄電器電圧Ｖｂが適切な範囲内にある時の充放電制御である。次に、蓄電器電圧Ｖｂが蓄電器低電圧Ｖｂｕｖ以下および蓄電器過電圧Ｖｂｏｖ以上になった時の充放電制御について説明する。ここで蓄電器低電圧Ｖｂｕｖおよび蓄電器過電圧Ｖｂｏｖは、蓄電器Ｂの静電容量が第１および第２の平滑コンデンサ１０３および２０１と比べ大きいほど両者の差を小さく設定できる。通常蓄電器Ｂの静電容量は第１および第２の平滑コンデンサの容量が無視できるほど大きく、このような場合は、各々蓄電器電圧指令Ｖｂ０から１０Ｖ未満程度の電圧に設定することが可能で、こうすることにより運転中の蓄電器電圧の変動の少ない安定した充放電制御が可能である。

図３は、図１に示した蓄電器Ｂの過電圧および低電圧時の動作波形およびスイッチＳＷ１の状態を示した図である。
蓄電器電圧Ｖｂは、蓄電器電圧検出回路７０３によりＤＣ／ＤＣコンバータ制御部８００に出力されており、図３の動作波形に示す放電動作完了後の時刻ｔｂｘと充電動作完了後の時刻ｔｄｘにおいて、蓄電器Ｂの過電圧および低電圧の判定が行われる。
図３に示す蓄電器電圧Ｖｂの上側の動作波形は、時刻ｔｄｘにおいて蓄電器電圧Ｖｂ≧蓄電器過電圧Ｖｂｏｖである。従って、時間ｔｄｘ〜ｔａ１において、第１の制御スイッチ８０７はｂ側が選択され、蓄電器電圧Ｖｂを減少させるようにＤＣ／ＤＣコンバータ制御部８００は放電動作指令をＤＣ／ＤＣコンバータ７００へ出力する。時刻ｔｂｘにおいては、蓄電器電圧Ｖｂは、Ｖｂｕｖ＜Ｖｂ＜Ｖｂｏｖであるため、時間ｔｂｘ〜ｔｃにおいては充放電動作を行わない。スイッチＳＷ１の状態は、図２に示す動作と同じである。
尚、時間ｔａ〜ｔｂｘおよび時間ｔｃ〜ｔｄｘは、第１の制御スイッチ８０７はａ側が選択され、図２に示すＶｐｎ電圧制御器８０２を使用した充放電動作を実行している。

図３に示す蓄電器電圧Ｖｂの下側の動作波形は、時刻ｔｂｘにおいて蓄電器電圧Ｖｂ≦蓄電器低電圧Ｖｂｕｖである。従って、時間ｔｂｘ〜ｔｃにおいて、第１の制御スイッチ８０７はｂ側が選択され、蓄電器電圧Ｖｂを増加させるようにＤＣ／ＤＣコンバータ制御部８００は充電動作指令をＤＣ／ＤＣコンバータ７００へ出力する。時刻ｔｄｘにおいては、蓄電器電圧Ｖｂは、Ｖｂｕｖ＜Ｖｂ＜Ｖｂｏｖであるため、時間ｔｄｘ〜ｔａ１においては充放電動作はしない。
スイッチＳＷ１の状態は、図２に示す動作と同じである。またスイッチＳＷ２はＯＮ状態を維持する。

尚、時間ｔａ〜ｔｂｘおよび時間ｔｃ〜ｔｄｘは、第１の制御スイッチ８０７はａ側が選択され、図２に示すＶｐｎ電圧制御器８０２を使用した充放電動作を実行している。
ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部８００は、蓄電器Ｂの過電圧、低電圧に応じた充放電制御を実施する。この時、図１に示す第１の制御スイッチ８０７はｂ側に、第２の制御スイッチ８１３はＸ側に設定され、Ｖｂ電圧制御器８０５により第２の電流指令Ｉ２が作成される。蓄電器電圧指令Ｖｂ０は、モータ１０６の運転開始時に初期充電動作により所定の値に設定されている。

減算器８０３において、蓄電器電圧制御量Ｖｂ＊が演算され、その結果は反転器８０４において符号が反転される。蓄電器Ｂが過電圧であると判定した場合は、放電動作が必要であるため第２の電流指令Ｉ２＞０でなければならない。また、低電圧であると判定した場合は、充電動作が必要であるため第２の電流指令Ｉ２＜０でなければならない。
反転器８０４の出力は、Ｖｂ電圧制御器８０５においてＰＩ制御されリミッタ８０６を介して第２の電流指令Ｉ２となる。リミッタ８０６においては、モータ１０６が一定速度運転中および停止中において、この充放電動作によって主回路直流電圧Ｖｐｎが設定値よりも過電圧、低電圧にならないように設定することができる。

本発明の実施例では、図１においてインバータ制御部１０４から出力されるモータ１０６を制御するためのトルク指令信号および回転速度指令信号は、インバータ制御部１０４からＤＣ／ＤＣコンバータ制御部８００へアナログ信号または通信手段を用いて入力されている（図示しない）。よって、ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部８００は、モータ１０６が加速中、一定速度運転中、減速中、停止中となる運転状態を判別できる。また、図２および図３に示す放電動作完了後の時刻ｔｂｘおよび充電動作完了後の時刻ｔｄｘも判別できる。
またインバータ制御部１０４とＤＣ／ＤＣコンバータ制御部８００を一つの制御器にまとめる構成も当然ながら可能である。
Ｉｂ電流制御器８０９およびＰＷＭ制御部８１４のスキャン時間は蓄電器電流指令Ｉ＊の作成およびＶｂ０演算器８１１の出力である第２の電圧指令Ｖｐ１の作成のスキャン時間よりも短く設定する。尚、主回路直流電圧Ｖｐｎの変動が短時間の場合、蓄電器電流指令Ｉ＊の作成のスキャン時間も第２の電圧指令Ｖｐ１の作成のスキャンより短く設定する。

図４は、図１におけるＤＣ／ＤＣコンバータ制御部８００で実行する電流指令Ｉ＊の作成およびスイッチＳＷ１の制御のフローチャートを示した図である。電流指令Ｉ＊の作成およびスイッチＳＷ１の制御は低速スキャンで実行される（Ｓ０）。
まず最初に主回路直流電圧Ｖｐｎの電圧判定を行う（Ｓ１）。放電開始電圧Ｖｐｎｕｖ＜主回路直流電圧Ｖｐｎ＜充電開始電圧Ｖｐｎｏｖである場合は、Ｉ１＝０としＤＣ／ＤＣコンバータ７００は動作させず（Ｓ２）、Ｖｂ電圧制御器８０５による充放電制御ができるように、第１の制御スイッチ８０７をｂ側とする（Ｓ４）。スイッチＳＷ１をＯＮしてから（Ｓ５）、蓄電器電圧Ｖｂの電圧判定を行い（Ｓ６）、蓄電器低電圧Ｖｂｕｖ＜蓄電器電圧Ｖｂ＜蓄電器過電圧Ｖｂｏｖである場合は、Ｉ２＝０としＤＣ／ＤＣコンバータ７００は動作させず（Ｓ７）、それ以外は、Ｖｂ電圧制御器８０５により第２の電流指令Ｉ２を作成する（Ｓ８）。これで充放電制御が実行される。
放電開始電圧Ｖｐｎｕｖ＜主回路直流電圧Ｖｐｎ＜充電開始電圧Ｖｐｎｏｖでない場合は、Ｖｐｎ電圧制御器８０２による充放電制御が必要となるので、第１の制御スイッチ８０７をａ側とし（Ｓ３）、第１の電流指令Ｉ１を作成する（Ｓ９）。第１の電流指令Ｉ１の符号判定を実施し（Ｓ１０）、第１の電流指令Ｉ１＜０である場合、すなわち放電動作指令である場合は、スイッチＳＷ１をＯＦＦさせて（Ｓ１２）、それ以外はスイッチＳＷ１をＯＮにする（Ｓ１１）。これで充放電制御が実行される。
第１の電流指令Ｉ１および、第２の電流指令Ｉ２が作成され本処理を終了する（Ｓ１３）。

本実施例では、モータ駆動装置によりモータの運転・停止を繰り返す中で、蓄電器電圧Ｖｂを一定の値に維持することができて安定した充放電制御を行っている。
しかしながら、モータ駆動装置をしばらくの間停止させていた状態では、蓄電器Ｂの自然放電によって蓄電器電圧Ｖｂは減少している場合がある。また、蓄電器Ｂを新規に設置する時には、蓄電されていない状態、すなわち蓄電器電圧Ｖｂ＝０となっている場合もある。
従って、モータ駆動装置の運転を開始する直前には、常に蓄電器電圧Ｖｂが所望の値である蓄電器電圧指令Ｖｂ０に設定されているかどうかを確認し、蓄電器電圧Ｖｂ＜蓄電器電圧指令Ｖｂ０である場合は蓄電器Ｂを充電する必要がある。この動作を初期充電動作とする。

以下、蓄電器Ｂへの初期充電動作を行う実施例について説明する。図５は、図１における蓄電器Ｂの蓄電器電圧Ｖｂ＝０から初期充電動作を実行した時の動作波形を示した図である。

初期充電動作を開始する時刻ｔ＝０において、蓄電器電圧Ｖｂ＝０の時、スイッチＳＷ１およびスイッチＳＷ２を共にＯＦＦし、さらに半導体スイッチング素子Ｑ１をＯＮして、第２の平滑コンデンサ２０１によって平滑された直流電圧を蓄電器Ｂに印加する。この時、電流制限抵抗２０２が蓄電器Ｂに直列に接続されて蓄電器Ｂへ流れる突入電流を抑制する。
蓄電器Ｂは充電され蓄電器電圧Ｖｂは増加し続ける。蓄電器電圧Ｖｂ＝第１の蓄電器充電電圧Ｖｂｃとなった時刻ｔ＝ｔ１において半導体スイッチング素子Ｑ１をＯＦＦして、充電動作を一時中断する。本動作は、蓄電器電圧Ｖｂ＝０の時に過大な突入電流が流れるのを防止することが目的であり、また電流制限抵抗２０２も小容量の小型のものが利用できるほうが有利であるため、第１の蓄電器充電電圧Ｖｂｃは小さな値に設定する。通常は蓄電器電圧指令Ｖｂ０の５〜１０％程度の値とする。
次に、スイッチＳＷ２をＯＮして、電流制限抵抗２０２と第１の平滑コンデンサ１０３を直列に接続すると、交流電源１０１により第１の平滑コンデンサ１０３は充電される。第１の平滑コンデンサ１０３が、スイッチＳＷ１の投入による突入電流が過大とならないような所定の値まで充電された後、スイッチＳＷ１をＯＮにして第１の平滑コンデンサ１０３の充電が完了し、このときの時刻をｔ＝ｔ２とする。この充電動作により、交流電源１０１の電力を第１の平滑コンデンサ１０３へ供給できる。
時刻ｔ２において、第２の制御スイッチ８１３をＹ側とし、Ｖｂ０演算器８１１から出力される充電動作指令により充電動作を再開し充電する。蓄電器電圧Ｖｂ＝蓄電器電圧指令Ｖｂ０になった時に初期充電動作を終了する。

時刻ｔ＝０の時点で、０＜蓄電器電圧Ｖｂ＜第１の蓄電器充電電圧Ｖｂｃである場合は上述した動作と同じであるが、第１の蓄電器充電電圧Ｖｂｃ≦蓄電器電圧Ｖｂ＜蓄電器電圧指令Ｖｂ０である場合は上述した動作の時刻ｔ＝ｔ１以降の動作を実行する。

また、第１の蓄電器充電電圧Ｖｂｃ≦蓄電器電圧Ｖｂ＜蓄電器電圧指令Ｖｂ０であり、かつ蓄電器電圧Ｖｂが図５に示す第２の蓄電器充電電圧Ｖｂｃ１である場合は、前述した充放電制御の充電動作を利用し短時間で蓄電器Ｂの充電が可能である。第２の蓄電器充電電圧Ｖｂｃ１は蓄電器電圧指令Ｖｂ０より小さい値で、両者の電圧差によって決まる突入電流が蓄電器ＢやＤＣ／ＤＣコンバータ部７００を故障させるほど大きな値とならないような電圧値である。この時、図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータ制御部８００は、制御スイッチ８０７はｂ側を選択し、第２の制御スイッチ８１３はＸ側を選択して、Ｖｂ電圧制御器８０５、Ｉｂ電流制御器８０９及びＰＷＭ制御器８１４によりＰＷＭ信号Ｖｄを作り出し、ＤＣ／ＤＣコンバータ部７００により蓄電器Ｂの充電動作を行う。本動作を実施させるには、第２の蓄電器充電電圧Ｖｂｃ１を予めプログラムに設定しておいて、第２の蓄電器充電電圧Ｖｂｃ１≦蓄電器電圧Ｖｂ＜蓄電器電圧指令Ｖｂ０の場合に、上述した充電動作を開始するようにしておけばよい。

次に、Ｖｂ０演算器８１１による充電動作指令の演算方法について説明する。
図６は、図１に示したＤＣ／ＤＣコンバータ７００のリアクトル電圧ＶＬ１と蓄電器電流Ｉｂの動作波形を示した図である。
図６（ａ）、（ｂ）においては、半導体スイッチング素子Ｑ１をＯＮすると、リアクトルＬ１にはＶｐｎ−Ｖｂの電圧がかかり蓄電器電流Ｉｂは正の向きに一定の割合で増加する。次に半導体スイッチング素子Ｑ１をＯＦＦすると、リアクトルＬ１には−Ｖｂの電圧がかかり蓄電器電流Ｉｂは一定の割合で減少する。
Ｖｂ０演算器８１１は、半導体スイッチング素子Ｑ１がＯＮしたときを起点として時刻ｔ＝（キャリア周期Ｔ）において、蓄電器電流Ｉｂ＝０である電流不連続モードにするためのｔｏｎを式（１）により演算して、充電動作指令とする。この充電動作指令はＰＷＭ制御器８１４へ出力される。
図６（ａ）は、一例として主回路直流電圧Ｖｐｎ＝３００Ｖ、蓄電器電圧Ｖｂ＝５０Ｖの場合の動作波形であり、キャリア周期Ｔ＝１００μｓｅｃの場合はｔｏｎ≒１６．７μｓｅｃとなる。
図６（ｂ）は、他の例として主回路直流電圧Ｖｐｎ＝３００Ｖ、蓄電器電圧Ｖｂ＝１５０Ｖの場合の動作波形であり、キャリア周期Ｔ＝１００μｓｅｃの場合はｔｏｎ≒５０μｓｅｃとなり、半導体スイッチング素子Ｑ１をＯＮする時間がキャリア周期Ｔの（１／２）である。

初期充電動作においては、電流制限抵抗２０２による損失を最小限に抑え、またスイッチング素子Ｑ１のＯＮ時には、蓄電器電流Ｉｂ＝０であるためにスイッチング損失が発生せず、蓄電器Ｂへ効率の良い充電ができる。さらに、蓄電器Ｂより高圧である第１の平滑コンデンサ１０３の直流電圧により充電することによって、限流抵抗２０２を介して充電を続けるよりも短時間で充電することができる。

図７は、図１におけるＤＣ／ＤＣコンバータ制御部８００で実行する初期充電動作のフローチャートを示した図である。
モータ駆動装置の運転開始時に初期充電動作を開始する（Ｓ２０）。まず最初に、蓄電器電圧Ｖｂ＝蓄電器電圧指令Ｖｂ０の状態であるかを確認する（Ｓ２１）。確認できた場合は初期充電動作は必要ないので、初期充電動作完了フラグｆＶｂ０＝０、第２の電圧指令Ｖｐ１＝０として（Ｓ２２）、本処理を終了する（Ｓ３４）。蓄電器電圧Ｖｂ＝蓄電器電圧指令Ｖｂ０でない場合は初期充電動作を実行する。

初期充電動作完了フラグｆＶｂ０＝０である場合は、蓄電器電圧Ｖｂ≦第１の蓄電器充電電圧Ｖｂｃであるかどうかを判定する（Ｓ２５）。蓄電器電圧ＶｂがＶｂ≦Ｖｂｃである場合は、半導体スイッチング素子Ｑ１をＯＮさせて（Ｓ２６）、電流制限抵抗２０２を使用した充電動作を実行し、蓄電器電圧Ｖｂ＝第１の蓄電器充電電圧Ｖｂｃとなった時に、半導体スイッチング素子Ｑ１をＯＦＦし、初期充電動作完了フラグｆＶｂ０＝１とする（Ｓ２７〜Ｓ２８）。それ以外、すなわち蓄電器電圧Ｖｂ＞Ｖｂｃである場合は、初期充電動作完了フラグｆＶｂ０＝１とする（Ｓ２９）。
初期充電動作完了フラグｆＶｂ０＝１である場合は、スイッチＳＷ２をＯＮの状態にし（Ｓ２４）、その後スイッチＳＷ１をＯＮの状態にする（Ｓ３０〜Ｓ３１）。制御スイッチ８１３をＹ側とし、Ｖｂ０演算器８１１による演算を実行して（Ｓ３２）、第２の電圧指令Ｖｐ１を作成し（Ｓ３３）、本処理を終了する（Ｓ３４）。

上述の実施の形態において、ＤＣ／ＤＣコンバータの構成は、本実施例で説明した構成に限らず、直流電圧をこれとは異なる直流電圧に変換し、双方向に電力変換が可能であり、かつ回路切替により入力側に接続された電流制限抵抗２０２と出力側に接続された蓄電器Ｂを直列に接続することができる直流直流電力変換器であればいかなる構成であってもよい。

また上述の実施の形態において、ＤＣ／ＤＣコンバータ制御器は第１の制御スイッチおよび第２の制御スイッチから構成される制御切替手段を動作させ、ＰＷＭ制御信号をＶｐｎ制御器およびＩｂ制御器により主回路直流電圧指令Ｖ＊と主回路直流電圧Ｖｐｎおよび蓄電器電流Ｉｂとから生成するか、Ｖｂ制御器およびＩｂ制御器により蓄電器電圧指令Ｖｂ０と蓄電器電圧Ｖｂおよび蓄電器電流Ｉｂとから生成するか、Ｖｂ０演算器により主回路直流電圧Ｖｐｎと蓄電器電圧Ｖｂとから生成するかのいずれか一つを、モータ１０６の運転状態または主回路直流電圧Ｖｐｎ並びに蓄電器電圧Ｖｂに応じて選択している。このようにＰＷＭ制御信号を、主回路直流電圧指令、主回路直流電圧検出値および蓄電器電流検出値から生成するか、蓄電器電圧指令、蓄電器電圧検出値および蓄電器電流検出値から生成するか、主回路電圧検出値および蓄電器電圧検出値から生成するかのいずれか一つを、モータ駆動装置が駆動するモータの運転状態または主回路電圧検出値または蓄電器電圧検出値に応じて制御切替手段で選択するものであれば、他の構成であっても良い。

また上述の実施の形態において、蓄電器Ｂには鉛蓄電池、リチウムイオン電池、ＥＤＬＣ（電気二重層コンデンサ）、アルミ電解コンデンサを複数個使用し並列接続することで静電容量を大きくしたものが適用される。

さらに上述の実施の形態では、平滑コンデンサに接続されて供給される電力源として、商用の交流電源をダイオード整流器で整流して得られる直流電力の場合で説明したが、この他にも、エンジン発電装置や風力発電装置等から得られる直流電力、また鉛蓄電池やリチウムイオン電池、ＥＤＬＣ等の蓄電器から得られる直流電力が供給される用途のモータ駆動装置への適用が可能である。
また、ＤＣ／ＤＣコンバータとその制御部を一体としてモータ駆動装置とは独立させて、ＤＣ／ＤＣコンバータ制御装置として利用することにより、蓄電器から他の蓄電器に充放電させてエネルギーの授受を行うことができるので、自動車や搬送台車、フォークリフト等の移動体装置への充放電装置という用途にも適用できる。

１０１ 交流電源
１０２ ダイオード整流器
１０３ 第１の平滑コンデンサ
１０４ インバータ制御部
１０５ インバータ
１０６ モータ
２０１ 第２の平滑コンデンサ
２０２ 電流制限抵抗
ＳＷ１ 第１のスイッチ
ＳＷ２ 第２のスイッチ
７００ ＤＣ／ＤＣコンバータ
７０１ 主回路直流電圧検出回路
７０２ 蓄電器電流検出回路
７０３ 蓄電器電圧検出回路
Ｌ１ リアクトル
Ｂ 蓄電器
Ｑ１、Ｑ２ 半導体スイッチング素子
Ｄ１、Ｄ２ ダイオード
８００ ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部
８０１ ８０３ ８０８ 減算器
８０２ Ｖｐｎ電圧制御器
８０４ 反転器
８０５ Ｖｂ電圧制御器
８０６ ８１０ ８１２ リミッタ
８０７ 第１の制御スイッチ
８０９ Ｉｂ電流制御器
８１１ Ｖｂ０演算器
８１３ 第２の制御スイッチ
８１４ ＰＷＭ制御器
９０１ 動作切替手段

Claims (6)

1. 直流電源の直流電圧を交流電圧に変換しモータを駆動するインバータと、ＤＣ／ＤＣコンバータと、該ＤＣ／ＤＣコンバータにＰＷＭ制御信号を出力するＤＣ／ＤＣコンバータ制御部と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータによって充放電される蓄電器と、を備えたモータ駆動装置であって、
   前記インバータの直流入力端子に並列に接続される第１の平滑コンデンサと、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータの動作を切り替える動作切替手段と、
   前記蓄電器に流れる電流を検出する蓄電器電流検出回路と、前記第１の平滑コンデンサの端子電圧を検出する主回路直流電圧検出回路と、前記蓄電器の端子電圧を検出する蓄電器電圧検出回路と、を有した前記ＤＣ／ＤＣコンバータと、
   直流電圧指令および蓄電器電圧指令と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータにおける主回路直流電圧検出値と蓄電器電圧検出値並びに蓄電器電流検出値とを入力し、前記モータの運転状態または前記主回路電圧検出値並びに前記蓄電器電圧検出値に応じて前記動作切替手段を動作させ、前記ＰＷＭ制御信号を生成して出力する前記ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部と、
   を備えたことを特徴とするモータ駆動装置。
2. 前記動作切替手段は、第１のスイッチと、
   電流制限抵抗と、
   第２のスイッチと、
   制御切替手段と、を備え
   前記第１のスイッチに、前記電流制限抵抗と前記第２のスイッチを直列接続したものを並列に接続し、前記第１のスイッチと前記電流制限抵抗の接続点を前記直流電源の正極に接続し、前記第１のスイッチと第２のスイッチの接続点を前記第１のコンデンサの正極側に接続し、前記電流制限抵抗と前記第２のスイッチの接続点を前記ＤＣ／ＤＣコンバータの入力の正極側に接続し、前記直流電源の負極側を前記第１の平滑コンデンサの負極と前記ＤＣ／ＤＣコンバータの入力の負極に接続し、
   前記制御切替手段にて、前記ＰＷＭ制御信号を前記直流電圧指令と前記主回路直流電圧検出値と前記蓄電器電流検出値とから生成するか、前記蓄電器電圧指令と前記蓄電器電圧検出値と前記蓄電器電流検出値とから生成するか、前記主回路直流電圧検出値と前記蓄電器電圧検出値とから生成するか、のいずれか一つを選択することを特徴とする請求項１記載のモータ駆動装置。
3. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部が、前記直流電圧指令と前記主回路直流電圧検出値との偏差を増幅し、第１の電流指令を演算する直流電圧制御器と、
   前記蓄電池電圧指令と前記蓄電器電圧検出値との偏差を反転増幅し、第２の電流指令を演算する蓄電器電圧制御器と、
   前記動作切替手段にて選択した前記第１の電流指令と前記第２の電流指令のいずれか一方と前記蓄電器電流検出値との偏差を増幅し、第１の電圧指令を演算する蓄電器電流制御器と、
   前記主回路直流電圧検出値と前記蓄電器電圧検出値との比から、前記蓄電器電流検出値が不連続となる第２の電圧指令を演算する初期充電動作演算器と、
   前記動作切替手段にて選択した前記第１の電圧指令もしくは前記第２の電圧指令のいずれか一方から前記ＰＷＭ制御信号を生成出力するＰＷＭ制御器と、を備えたことを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動装置。
4. 前記制御切替手段は、
   第１の制御スイッチと、
   第２の制御スイッチと、を備え
   前記第１の制御スイッチは前記第１の電流指令と前記第２の電流指令のいずれか一方を選択し、選択した電流指令を前記蓄電器電流制御器に入力し、
   前記第２の制御スイッチは前記第１の電圧指令と前記第２の電圧指令のいずれか一方を選択し、選択した電圧指令を前記ＰＷＭ制御器に入力することを特徴とする請求項２または請求項３に記載のモータ駆動装置。
5. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、自己消弧型半導体素子とダイオードを逆並列に接続することにより構成した半導体スイッチを２個直列接続し、第１の半導体スイッチのダイオードカソード側端子と第２の半導体スイッチのダイオードアノード側端子間に直流電圧を供給し、前記二つの半導体スイッチの共通接続点にリアクトルの一端を接続したものであり、前記リアクトルの他端と前記第２の半導体スイッチのダイオードアノード側端子間を前記蓄電器に接続したことを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動装置。
   
6. 前記直流電源は、交流電源と前記交流電源の交流電圧を直流電圧に変換するダイオード整流器と、前記直流電圧を平滑化する第２の平滑コンデンサとを有することを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動装置。
   

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